JP2018157452A - 通信装置、パルス幅変調回路、およびパルス幅変調方法 - Google Patents

Abstract

【課題】パルス幅変調を利用して生成されるＲＦ帯の変調信号の品質を改善する。【解決手段】通信装置は、入力信号の振幅が所定の範囲内に制限されるように入力信号を補正する制限部３１と、制限部３１により補正された入力信号を増幅する第１の増幅部３２と、入力信号および制限部３１により補正された入力信号に基づいて生成される誤差信号を増幅する第２の増幅部３６と、第１の増幅部３２の出力信号と第２の増幅部３６の出力信号とを合成して合成信号を生成する合成部３７と、合成部３７により生成される合成信号を出力する出力部５０を備える。【選択図】図７

Description

本発明は、パルス幅変調信号を生成する回路および方法、並びにパルス幅変調回路を備える通信装置に係わる。

送信データから変調信号を生成し、無線アンテナを介してその変調信号を出力する通信装置が広く実用化されている。そして、この通信装置が備える増幅器の効率を高くするために、パルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）を利用して変調信号を生成する構成が提案されている。

通信装置は、たとえば、図１に示すように、矩形波変調器１、増幅器２、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）３を備える。矩形波変調器１は、入力変調信号の振幅および位相に対応するＰＷＭ信号を生成する。パルスの幅は、入力変調信号の振幅Ａinに対応する。パルスのタイミング（時間領域におけるパルスの位置）は、入力変調信号の位相φinに対応する。パルス列の繰返し周波数は、通信装置の出力信号のキャリア周波数に相当する。増幅器２は、ＰＷＭ信号を増幅する。ここで、ＰＷＭ信号は２値信号なので、増幅器２は、スイッチング動作によりＰＷＭ信号を増幅することできる。したがって、増幅器２は、例えば、効率のよいＤ級大電力増幅器により実現され得る。ＢＰＦ３は、キャリア周波数成分を抽出する。この構成により、通信装置は、入力変調信号を増幅して送信することができる。このとき、出力信号の位相φoutは、入力変調信号の位相φinと同じであることが好ましい。

このように、増幅器の入力側でデータ信号をＰＷＭ信号に変換し、増幅器の出力側に帯域通過フィルタを設ける構成においては、増幅器の効率が改善する。なお、ＰＷＭを利用して信号を処理する技術は、例えば、特許文献１および非特許文献１〜２に記載されている。

特開２００７−２１５１５８号公報

F. H. Raab, Radio Frequency Pulsewidth Modulation, IEEE Trans on Communications, vol.21, No.8, pp.958-966, August 1973 Michael Nielsen et al., An RF Pulse Width Modulator for Switch-Mode Power Amplification of Varying Envelope Signals, Topical Meeting on Silicon Monolithic Integrated Circuit in RF Systems, pp.277-280, 2007 IEEE

ＰＷＭ信号を生成する矩形波変調器１は、送信シンボルの振幅を表す振幅情報信号とキャリア周波数のサイン波信号とを比較するコンパレータを備える。振幅情報信号は、入力変調信号の振幅Ａinに基づいて生成される。また、サイン波信号の位相は、入力変調信号の位相φinに基づいて制御される。そして、サイン波信号が振幅情報信号よりも高いときに、コンパレータからパルスが出力される。

ところが、通信装置がＲＦ（Radio Frequency）信号を送信する場合、既存のコンパレータの動作速度は十分ではない。すなわち、既存のコンパレータは、ＲＦ信号に対して十分なスルーレートを提供できず、パルス幅を十分に小さくすることは困難である。具体的には、入力変調信号の振幅Ａinが小さいときは、コンパレータから出力されるパルスの波形は矩形ではなく三角になり、ＰＷＭ信号の振幅が小さくなる。そして、入力変調信号の振幅Ａinが非常に小さいときには、パルスが生成されないことがある。この場合、生成されるＰＷＭ信号のＤ／Ｕ比（Desired/Undesired signal ratio）または信号対雑音比（ＳＮＲ：Signal-to-Noise Ratio）が劣化し、通信装置から出力される変調信号が歪むことになる。

この問題は、例えば、コンパレータの入力信号のダイナミックレンジを制限することで解決され得る。ダイナミックレンジは、例えば、入力信号をクリッピングすることにより制限される。この場合、クリッピング処理は、入力信号の振幅が所定の下限閾値よりも小さいときに、その入力信号の振幅値を下限閾値に補正する。また、クリッピング処理は、入力信号の振幅が所定の上限閾値よりも大きいときに、その入力信号の振幅値を上限閾値に補正してもよい。しかし、クリッピングによりコンパレータの入力信号のダイナミックレンジが制限されると、エラーベクトル振幅（ＥＶＭ：error vector magnitude）が大きくなってしまう。

本発明の１つの側面に係わる目的は、パルス幅変調を利用して生成されるＲＦ帯の変調信号の品質を改善することである。

本発明の１つの態様の通信装置は、入力信号の振幅が所定の範囲内に制限されるように前記入力信号を補正する制限部と、前記制限部により補正された入力信号を増幅する第１の増幅部と、前記入力信号および前記制限部により補正された入力信号に基づいて生成される誤差信号を増幅する第２の増幅部と、前記第１の増幅部の出力信号と前記第２の増幅部の出力信号とを合成して合成信号を生成する合成部と、前記合成部により生成される合成信号を出力する出力部と、を備える。

上述の態様によれば、パルス幅変調を利用して生成されるＲＦ帯の変調信号の品質が改善する。

パルス幅変調を利用して変調信号を生成する通信装置の一例を示す図である。 本発明の実施形態に係わる通信装置の一例を示す図である。 パルス幅変調器の一例を示す図である。 ＰＷＭ信号のスペクトラムの一例を示す図である。 コンパレータから出力されるＰＷＭ信号の波形の一例を示す図である。 入力信号の振幅とＰＷＭ信号の振幅との関係を説明する図である。 本発明の実施形態に係わるパルス幅変調回路の一例を示す図である。 ダイナミックレンジ制限部の動作の一例を示す図である。 本発明の実施形態による効果の一例を示す図である。 本発明の実施形態の変形例を示す図である。 図１０に示すＬＰＦの特性の一例を示す図である。

図２は、本発明の実施形態に係わる通信装置の一例を示す。実施形態に係わる通信装置１０は、この実施例では、図２に示すように、Ｉ／Ｑマッパ１１、パルス幅変調器１２、増幅器１４、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ：band pass filter）１５、アンテナ１６を備える。なお、通信装置１０は、図２に示していない他の回路要素を備えていてもよい。

通信装置１０には、デジタルデータが入力される。このデジタルデータは、例えば、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）により生成される。

Ｉ／Ｑマッパ１１は、指定された変調方式（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭなど）に応じて、入力データからシンボル列を生成する。各シンボルは、電界情報（すなわち、Ｉ成分およびＱ成分）で表される。

パルス幅変調器１２は、Ｉ／Ｑマッパ１１から出力されるＩ成分信号およびＱ成分信号に基づいて、パルス幅変調信号（以下、ＰＷＭ信号）を生成する。ＰＷＭ信号のパルス幅は、Ｉ成分信号およびＱ成分信号により表される信号振幅に依存する。また、時間領域におけるＰＷＭ信号のパルスの位置（即ち、タイミング）は、Ｉ成分信号およびＱ成分信号により表される信号位相に依存する。ここで、パルス幅変調器１２は、チャネル指示に応じてＰＷＭ信号を生成してもよい。チャネル指示は、キャリア周波数の異なる複数の周波数チャネルが多重化される通信システムにおいて通信装置１０が使用する周波数チャネルを指示する。すなわち、チャネル指示は、通信装置１０により送信されるＲＦ変調信号のキャリア周波数を指定する。なお、チャネル指示は、たとえば、ユーザまたはネットワーク管理システムにより生成される。そして、チャネル指示は、通信装置１０が備える不図示のコントローラからパルス幅変調器１２およびＢＰＦ１５に与えられる。

増幅器１４は、パルス幅変調器１２により生成されるＰＷＭ信号を増幅する。ここで、ＰＷＭ信号は２値信号なので、増幅器１４は、スイッチング動作によりＰＷＭ信号を増幅することができる。よって、増幅器２は、例えば、効率のよいＤ級大電力増幅器により実現され得る。ＢＰＦ１５は、チャネル指示に応じて、通信装置１０の出力信号（即ち、通信装置１０から出力されるＲＦ変調信号）のキャリア周波数を通過させる。ＢＰＦ１５の通過帯の幅は、データ信号のビットレートおよび変調方式などに基づいて決められるようにしてもよい。また、ＢＰＦ１５は、例えば、周波数可変帯域通過フィルタにより実現される。

ＢＰＦ１５の出力信号は、アンテナ１６を介して他の通信装置へ送信される。なお、ＢＰＦ１５の出力信号は、必要に応じて所望の周波数帯にアップコンバートされるようにしてもよい。

上記構成の通信装置１０において、パルス幅変調器１２の入力信号Ｓ(ｔ)は、（１）式で表される。

Ａinは、入力信号の振幅を表す。φinは、入力信号の位相を表す。
パルス幅変調器１２から出力されるＰＷＭ信号は、増幅器１４により利得Ｇで増幅される。そして、ＢＰＦ１５は、増幅されたＰＷＭ信号からチャネル指示により指定される周波数成分ｆcを抽出する。ＢＰＦ１５は、上述したように、所定の帯域幅の通過帯を有する。なお、以下の記載では、周波数ｆcは、パルス幅変調器１２においてＰＷＭ信号を生成するために使用される発振信号の周波数であるものとする。この場合、ＢＰＦ１５の出力信号Ｓout(t)は、（２）式で表される。

ＢＰＦ１５は、パルス幅変調器１２および増幅器１４において発生する高次周波数成分を除去する。ここで、説明を簡単にするために、増幅器１４の利得Ｇは「１」であるものとする。そうすると、以下の記載では、増幅器１４がないものとして通信装置１０の動作を説明することができる。

図３は、パルス幅変調器１２の一例を示す。パルス幅変調器１２は、この実施例では、図３に示すように、振幅／位相計算機２０、振幅補正部２１、Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）２２、発振信号生成回路２３、コンパレータ２４を備える。

振幅／位相計算機２０は、入力データに基づいて、送信シンボルの振幅および位相を表す振幅成分信号Ａおよび位相成分信号φを生成する。この実施例では、振幅／位相計算機２０は、Ｉ／Ｑマッパ１１から出力されるＩ成分信号およびＱ成分信号に基づいて、各シンボルの振幅および位相を表す振幅成分信号Ａinおよび位相成分信号φinを生成する。

振幅補正部２１は、振幅成分信号Ａinを補正して振幅成分信号Ａmapを生成する。具体的には、振幅補正部２１は、図２に示すＢＰＦ１５の出力信号の振幅Ａoutが振幅成分信号Ａinに対して線形になるように、振幅成分信号Ａinから振幅成分信号Ａmapを生成する。一例としては、振幅補正部２１は、（３）式でＡinからＡmapを生成してもよい。

Ｄ／Ａ変換器２２は、振幅成分信号Ａmapをアナログ信号に変換する。発振信号生成回路２３は、位相成分信号φinにより表される位相を有する発振信号を生成する。発振信号生成回路２３から出力される発振信号の波形は、例えば、サイン波である。

発振信号生成回路２３は、発振器２３ａ、乗算器２３ｂ、Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）２３ｃを備える。発振器２３ａは、所望の周波数の発振信号を生成できる。ここで、発振器２３ａは、チャネル指示に従って発振信号を生成してもよい。この場合、発振器２３ａから出力される発振信号の周波数ｆcは、通信装置１０から送信される変調信号のキャリア周波数に相当する。発振信号の波形は、例えば、サイン波である。また、発振器２３ａは、例えば、数値制御発振器（ＮＣＯ：Numerically Controlled Oscillator）により実現される。なお、発振器２３ａは、サイン波を表すデジタル信号を生成する。

乗算器２３ｂは、デジタル演算により、発振器２３ａから出力される発振信号に位相成分信号φinを乗算する。この結果、位相成分信号φinにより表される位相を有する発振信号が生成される。そして、Ｄ／Ａ変換器２３ｃは、乗算器２３ｂから出力される発振信号をアナログ信号に変換する。

コンパレータ２４は、振幅成分信号Ａmapと発振信号生成回路２３から出力される発振信号との比較に基づいてＰＷＭ信号を生成する。この実施例では、振幅成分信号Ａmapよりも発振信号の方が高いときにパルスが生成される。

図３に示すパルス幅変調器１２により生成されるＰＷＭ信号のスペクトラムは、（４）式に示すフーリエ級数で表される。

ｙは、パルス幅を表す。また、ω_cは、発振信号生成回路２３により生成される発振信号の角周波数を表す。

パルス幅変調器１２により生成されるＰＷＭ信号は、ＢＰＦ１５によりフィルタリングされる。ここで、ＢＰＦ１５の通過帯の中心周波数は、ｆc（ω_c＝２πｆc）である。そうすると、ＢＰＦ１５の出力信号Ｓoutは、（５）式で表される。

ここで、振幅補正部２１によりＡinがＡmapに変換される場合、パルス幅ｙは（６）式で表される。ｋは、比例係数を表す。

したがって、（７）式で表されるように、ＢＰＦ１５の出力信号の振幅Ａoutは、振幅成分信号Ａinに対して線形になる。

このように、振幅補正部２１は、逆サイン関数を用いて振幅成分信号Ａinに対して予歪処理を行う。この結果、ＢＰＦ１５の出力信号の振幅Ａoutは、振幅成分信号Ａinに対して線形である。また、パルス幅変調器１２において位相φは変化しないので、ＢＰＦ１５の出力信号の位相φoutは、位相成分信号φinと同じである。すなわち、（８）式が満たされる。したがって、通信装置１０は、歪みのない信号を送信することができる。

図４は、ＰＷＭ信号のスペクトラムの一例を示す。なお、キャリア周波数（図３では、発振器２３ａの周波数）は、200MHzである。入力データ信号は、ＬＴＥ信号であり、その帯域幅は20MHzである。この場合、ＢＰＦ１５の透過帯の中心周波数は、200MHzに設定される。

上述のように、パルス幅変調器１２は、振幅成分信号および位相成分信号に基づいてＰＷＭ信号を生成する。しかしながら、通信装置１０がＲＦ信号を送信する場合、既存のコンパレータの動作速度は十分ではない。

図５は、コンパレータから出力されるＰＷＭ信号の波形の一例を示す。なお、図５に示す破線は、入力信号の振幅（ここでは、振幅成分信号Ａin）を表す。ただし、縦軸は、入力振幅の最大値で正規化された入力振幅を表している。

コンパレータ２４の動作速度（ここでは、スルーレート）が十分に高速であると仮定すると、図５（ａ）に示すように、ＰＷＭ信号のパルスの波形は矩形である。ただし、ＰＷＭ信号のパルス幅は、入力振幅Ａinに依存する。すなわち、入力振幅Ａinが大きいときのパルス幅は広く、入力振幅Ａinが小さいときのパルス幅は狭い。

ところが、コンパレータ２４のスルーレートは有限である。このため、発振信号生成回路２３により生成される発振信号の周波数が高く、且つ、パルス幅が広くないときには、図５（ｂ）に示すように、コンパレータ２４から出力されるＰＷＭ信号のパルスの波形は三角形である。そして、入力振幅Ａinが小さくなると、ＰＷＭ信号の振幅が小さくなってしまう。この場合、生成されるＰＷＭ信号のＤ／Ｕ比またはＳＮＲが劣化し、通信装置１０から出力される変調信号が歪むことになる。

図６は、入力信号の振幅とＰＷＭ信号の振幅との関係を説明する図である。ここでは、コンパレータ２４のスルーレートは有限である。即ち、ＰＷＭ信号の振幅は、図５（ｂ）に示すように、入力信号の振幅に応じて変化する。なお、入力信号の振幅は、振幅成分信号Ａinにより表される。

入力振幅が大きいときは、ＰＷＭ信号の振幅も十分に大きく、ほぼ一定である。この場合、入力信号の振幅が精度よくパルス幅に変換されるので、通信装置１０から出力される変調信号の品質は良好である。

ところが、入力振幅が小さくなると、コンパレータ２４の速度限界に起因して、ＰＷＭ信号の振幅は急激に小さくなる。図６に示す例では、入力振幅がα１よりも小さい領域では、ＰＷＭ信号の振幅が急激に小さくなっている。この場合、入力信号の振幅が正しくパルス幅に変換されないので、通信装置１０から出力される変調信号は歪んでしまう。

また、入力信号のダイナミックレンジが広い場合、コンパレータ２４の速度限界の問題に加えて、各回路部品に対する要求が高くなる。例えば、入力信号のダイナミックレンジが広いときは、Ｄ／Ａ変換器２３のビット数を大きくすることが要求されるので、消費電力が大きくなる。ただし、図６において確率密度関数（ＰＤＦ：probability density function）で表されるように、入力振幅が最大値Ａmaxに近い値となる確率は低い。

本発明の実施形態に係わるパルス幅変調回路は、上述の問題を解決するための機能を備える。すなわち、上述の問題は、入力信号の振幅が小さいときに発生する。また、入力信号の振幅が大きいときは、各回路部品に対する要求が高くなる。したがって、実施形態に係わるパルス幅変調回路は、入力信号のダイナミックレンジを削減する機能を備える。図６に示す例では、閾値α１より小さい振幅を有する信号成分および閾値α２より大きい振幅を表す信号成分が除去または削減される。

図７は、本発明の実施形態に係わるパルス幅変調回路の一例を示す。実施形態に係わるパルス幅変調回路３０は、この実施例では、図７に示すように、ダイナミックレンジ制限部３１、パルス幅変調器１２、スイッチングアンプ３２、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）３３、誤差信号生成器３４、Ｉ／Ｑ変調器３５、線形増幅器３６、合成器３７を備える。なお、パルス幅変調回路３０は、図７に示していない他の機能を備えていてもよい。

パルス幅変調回路３０には、信号Ｓ１が入力される。入力信号Ｓ１は、送信シンボル列を表す。各シンボルの電界情報（Ｉ₁、Ｑ₁）は、図２に示すＩ／Ｑマッパ１１により生成される。

ダイナミックレンジ制限部３１は、入力信号Ｓ１のダイナミックレンジを制限することにより信号Ｓ２を生成する。このとき、ダイナミックレンジ制限部３１は、必要に応じて送信シンボルの電界情報を補正する。具体的には、ダイナミックレンジ制限部３１は、所定の下限閾値および上限閾値を用いて入力信号Ｓ１をクリップすることによりダイナミックレンジを制限する。なお、Ｉ₂、Ｑ₂は、信号Ｓ２の電界情報を表す。

図８は、ダイナミックレンジ制限部３１の動作の一例を示す。横軸は、時間を表す。縦軸は、入力信号Ｓ１の振幅を表す。Ａaveは、入力信号Ｓ１の振幅の平均を表す。α１およびα２は、それぞれ、クリッピングのための下限閾値および上限閾値を表す。

入力信号Ｓ１の振幅は、時間に対して変動する。この実施例では、図８（ａ）に示すように、時刻Ｔ１〜Ｔ２において、入力信号Ｓ１の振幅は閾値α１より小さくなっている。また、時刻Ｔ３〜Ｔ４において、入力信号Ｓ１の振幅は閾値α２より大きくなっている。時刻Ｔ１以前、時刻Ｔ２〜Ｔ３、および時刻Ｔ４以降は、入力信号の振幅は、閾値α１以上かつ閾値α２以下である。なお、閾値α１は平均振幅Ａaveよりも小さく、閾値α２は平均振幅Ａaveよりも大きい。

この場合、ダイナミックレンジ制限部３１は、時刻Ｔ１〜Ｔ２および時刻Ｔ３〜Ｔ４において入力信号Ｓ１の振幅値を補正することにより信号Ｓ２を生成する。具体的には、ダイナミックレンジ制限部３１は、図８（ｂ）に示すように、時刻Ｔ１〜Ｔ２において、入力信号Ｓ１の振幅値を閾値α１に補正する。また、ダイナミックレンジ制限部３１は、時刻Ｔ３〜Ｔ４において、入力信号Ｓ１の振幅値を閾値α２に補正する。ただし、時刻Ｔ１以前、時刻Ｔ２〜Ｔ３、および時刻Ｔ４以降は、ダイナミックレンジ制限部３１は、入力信号Ｓ１の振幅値を変化させない。このように、ダイナミックレンジ制限部３１は、下限閾値α１および上限閾値α２を用いて入力信号Ｓ１に対してクリッピングを実行して信号Ｓ２を生成する。

ダイナミックレンジ制限部３１は、例えば、所定のサンプリング周期で入力信号Ｓ１を表す電界情報Ｉ₁、Ｑ₁を取得し、（９）式を用いて入力信号Ｓ１の振幅Ａを計算する。

ダイナミックレンジ制限部３１は、入力信号Ｓ１を表す電界情報に対して（１０）式のクリッピング演算を実行する。なお、Ｉ₂、Ｑ₂は、信号Ｓ２（即ち、ダイナミックレンジ制限部３１によりダイナミックレンジが制限された入力信号Ｓ１）の電界情報を表す。

なお、ダイナミックレンジ制限部３１による信号処理では、（１０）式で表されるように、入力信号Ｓ１のＩ成分およびＱ成分に対して同じ実数が乗算される。ここで、信号の位相は、Ｉ成分とＱ成分との比で表される。したがって、信号Ｓ２の位相は、入力信号Ｓ１の位相と同じである。すなわち、ダイナミックレンジ制限部３１による信号処理において位相は変化しない。

パルス幅変調器１２は、ダイナミックレンジ制限部３１から出力される信号Ｓ２に基づいてパルス幅変調信号を生成する。パルス幅変調器１２は、この例では、図３に示す構成により実現される。即ち、振幅／位相計算機２０は、信号Ｓ２の電界情報(Ｉ₂、Ｑ₂)から振幅成分信号Ａinおよび位相成分信号φinを生成する。振幅補正部２１は、振幅成分信号Ａinを補正して振幅成分信号Ａmapを生成する。一例としては、振幅補正部２１は、上述の（３）式でＡinからＡmapを生成してもよい。

Ｄ／Ａ変換器２２は、振幅成分信号Ａmapをアナログ信号に変換する。発振信号生成回路２３は、位相成分信号φinにより表される位相を有する発振信号を生成する。発振信号生成回路２３から出力される発振信号の波形は、例えば、サイン波である。コンパレータ２４は、振幅成分信号Ａmapと発振信号生成回路２３から出力される発振信号との比較に基づいてＰＷＭ信号を生成する。

スイッチングアンプ３２は、パルス幅変調器１２により生成されるＰＷＭ信号を増幅する。スイッチングアンプ３２は、例えば、２値信号を効率よく増幅することができるＤ級大電力増幅器により実現される。したがって、スイッチングアンプ３２は、パルス幅変調器１２により生成されるＰＷＭ信号を効率よく増幅できる。なお、スイッチングアンプ３２は、図２に示す増幅器１４に相当する。

ＢＰＦ３３は、スイッチングアンプ３２により増幅されたＰＷＭ信号をフィルタリングする。ＢＰＦ３３は、図２に示すＢＰＦ１５に相当する。すなわち、ＢＰＦ３３は、通信装置１０の出力信号（すなわち、通信装置１０から出力されるＲＦ変調信号）のキャリア周波数を通過させる。したがって、パルス幅変調器１２、スイッチングアンプ３２、およびＢＰＦ３３により、ＲＦ変調信号が生成される。ただし、ＢＰＦ３３から出力されるＲＦ変調信号は、ダイナミックレンジ制限部３１によりクリッピングの影響を含んでいる。すなわち、ＢＰＦ３３から出力されるＲＦ変調信号は、クリッピング雑音を含んでいる。なお、ＢＰＦ３３の通過帯の幅は、データ信号のビットレートおよび変調方式などに基づいて決められるようにしてもよい。また、ＢＰＦ３３は、例えば、周波数可変帯域通過フィルタにより実現される。

誤差信号生成器３４は、入力信号Ｓ１およびダイナミックレンジ制限部３１から出力される信号Ｓ２（即ち、ダイナミックレンジ制限部３１により補正された入力信号Ｓ１）に基づいて誤差信号Ｅを生成する。この実施例では、誤差信号生成器３４は、入力信号Ｓ１とダイナミックレンジ制限部３１から出力される信号Ｓ２との間の誤差を表す誤差信号Ｅを生成する。この場合、誤差信号Ｅは、クリッピング雑音に相当する。また、誤差信号Ｅの電界情報（Ｉ₃、Ｑ₃）は、下式で計算される。
（Ｉ₃、Ｑ₃）＝（Ｉ₁、Ｑ₁）−（Ｉ₂、Ｑ₂）
たとえば、パルス幅変調回路３０に図８（ａ）に示す信号Ｓ１が入力されるときは、図８（ｂ）に示す誤差信号Ｅが生成される。誤差信号Ｅは、ダイナミックレンジ制限部３１において入力信号Ｓ１の電界情報が変化しないときは、ゼロである。すなわち、時刻Ｔ１以前、時刻Ｔ２〜Ｔ３、および時刻Ｔ４以降は、誤差信号Ｅはゼロである。時刻Ｔ１〜Ｔ２においては、入力信号Ｓ１の振幅は閾値α１より小さい。よって、この期間は、誤差信号Ｅは正の信号成分を有する。また、時刻Ｔ３〜Ｔ４においては、入力信号Ｓ１の振幅は閾値α２より大きい。よって、この期間は、誤差信号Ｅは負の信号成分を有する。

Ｉ／Ｑ変調器３５は、誤差信号Ｅに基づいて変調信号を生成する。すなわち、Ｉ／Ｑ変調器３５は、ベースバンド領域において、誤差信号Ｅにより表される振幅および位相を有する変調信号Ｅを生成する。なお、誤差信号ＥがＩ成分およびＱ成分を表すデジタル信号であるときは、Ｉ／Ｑ変調器３５は、誤差信号Ｅをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器を備える。この場合、Ｉ／Ｑ変調器３５は、アナログ信号に変換された誤差信号Ｅにより駆動される。

線形増幅器３６は、Ｉ／Ｑ変調器３５により生成される変調信号Ｅを増幅する。線形増幅器３６の線形増幅領域は、Ｉ／Ｑ変調器３５により生成される変調信号Ｅの振幅の変動幅よりも広いものとする。この場合、線形増幅器３６の出力信号の振幅は、Ｉ／Ｑ変調器３５により生成される変調信号Ｅの振幅に比例する。

合成器３７は、ＢＰＦ３３の出力信号（すなわち、クリッピング雑音を含むＲＦ変調信号）と線形増幅器３６により増幅された変調信号Ｅとを合成する。この結果、クリッピング雑音が除去または抑制されたＲＦ変調信号が生成される。合成器３７は、例えば、加算回路により実現される。

出力回路５０は、パルス幅変調回路３０により生成されるＲＦ変調信号を出力する。通信装置１０が無線信号を出力する場合、出力回路５０は、ＲＦ変調信号を送信するアンテナを含む。この場合、出力回路５０は、パルス幅変調回路３０により生成されるＲＦ変調信号を指定された周波数帯にアップコンバートするミキサを備えていてもよい。

このように、本発明の実施形態によれば、パルス幅変調回路３０は、ダイナミックレンジが制限された入力信号に基づいてＰＷＭ信号を生成する。したがって、図３に示すコンパレータ２４の速度限界に起因してＰＷＭ信号の振幅が小さくなる問題が緩和される。

図９は、本発明の実施形態による効果の一例を示す。この例では、ＯＦＤＭにより生成されるデータ信号が通信装置１０に入力されるものとする。データ信号を伝送するキャリアの周波数は100MHzである。グラフの横軸は、データ信号の帯域幅を表す。縦軸は、パルス幅変調器１２から出力されるＰＷＭ信号のＤ／Ｕ比を表す。１０ｄＢ、５ｄＢ、２ｄＢは、図８（ａ）に示す平均振幅Ａaveと閾値α１との差分に相当する。すなわち、異なる閾値α１に対してＤ／Ｕ比が比較されている。

図９に示すグラフから明らかなように、クリッピングを行うことによりＰＷＭ信号のＤ／Ｕ比（又は、ＳＮＲ）が改善する。特に、閾値α１を大きくすれば（即ち、閾値α１を平均振幅Ａaveに近づければ）、Ｄ／Ｕ比が大きく改善する。換言すれば、所望のＤ／Ｕ比が得られるように、閾値α１を決定してもよい。また、閾値α２は、例えば、図６に示す確率密度関数に基づいて決定してもよい。この場合、確率密度関数が十分に小さい領域で振幅がクリップされるように閾値α２が決定される。

ただし、閾値α１および閾値α２を用いるクリッピングは、送信シンボルの電界情報を補正する処理に相当する。このため、ダイナミックレンジを削減するためのクリッピングを行うと、パルス幅変調器１２から出力されるＰＷＭ信号が歪んでしまい、エラーベクトル振幅（ＥＶＭ：error vector magnitude）が劣化する。このとき、クリッピングが強いほど、エラーベクトル振幅が大きくなる。一例として、図９に示すシミュレーションにおいて、平均振幅Ａaveと上限閾値α２との差分が７ｄＢであるものとする。この場合、平均振幅Ａaveと下限閾値α１との差分が１０ｄＢ、５ｄＢ、２ｄＢのとき、エラーベクトル振幅は、それぞれ、４パーセント、１４パーセント、３１パーセントである。

パルス幅変調回路３０は、この問題を緩和する機能を備える。すなわち、エラーベクトル振幅の劣化は、ダイナミックレンジ制限部３１において入力信号Ｓ１を補正することに起因する。そこで、パルス幅変調回路３０は、入力信号Ｓ１とダイナミックレンジ制限部３１から出力される信号Ｓ２との誤差を表す誤差信号Ｅを生成し、ＢＰＦ３３から出力されるＲＦ変調信号を誤差信号Ｅに基づいて補償する。この補償処理は、ＰＷＭ信号またはＲＦ変調信号からクリッピング雑音を除去する処理に相当する。

ここで、誤差信号を用いてクリッピング雑音を除去する処理について説明する。以下の記載では、Ｓ１は、パルス幅変調回路３０の入力信号を表す。また、Ｓ２は、ダイナミックレンジ制限部３１の出力信号を表す。Ｓ１およびＳ２は、いずれも時間に関数である。さらに、スイッチングアンプ３２の利得および線形増幅器３６の利得は、互いに同じであるものとする。Ｇは、スイッチングアンプ３２および線形増幅器３６の利得を表す。

この場合、目標とする出力信号は、Ｓ１×Ｇである。しかし、パルス幅変調回路３０においては、ダイナミックレンジ制限部３１により入力信号Ｓ１が補正され、パルス幅変調器１２は信号Ｓ２(t)に対応するＰＷＭ信号を生成する。よって、ＢＰＦ３３の出力信号は、Ｓ１×Ｇではなく、Ｓ２×Ｇである。すなわち、ＢＰＦ３３の出力信号は、クリッピング雑音を含んでいる。そこで、パルス幅変調回路３０は、クリッピング雑音による歪みを補償するために、誤差信号Ｅを生成する。誤差信号Ｅは、クリッピング雑音に相当し、下式で表される。
Ｅ＝Ｓ１−Ｓ２
さらに、この誤差信号Ｅから生成される変調信号Ｅは、線形増幅器３６により増幅される。そして、合成器３７は、ＢＰＦ３３の出力信号に増幅された変調信号Ｅを加算する。したがって、合成器３７から出力される信号ＲＦは、（１１）式で表される。

このように、合成器３７から出力される信号ＲＦは、目標とする出力信号と一致する。したがって、本発明の実施形態によれば、パルス幅変調器１２が備えるコンパレータ２４の速度限界の問題が緩和され、且つ、クリッピング雑音に起因する信号の歪み（エラーベクトル振幅の劣化）が抑制される。

なお、図７に示すパルス幅変調回路３０において、ダイナミックレンジ制限部３１、パルス幅変調器１２の一部（図３に示す振幅／位相計算機２０、振幅補正部２１など）、および誤差信号生成器３４は、例えば、プロセッサエレメントおよびメモリを含むプロセッサシステムで実現される。或いは、ダイナミックレンジ制限部３１、パルス幅変調器１２の一部、および誤差信号生成器３４は、デジタル信号処理回路で実現してもよい。

また、図７に示す実施例では、ＢＰＦ３３は、スイッチングアンプ３２と合成器３７との間に実装されているが、本発明はこの構成に限定されるものではない。たとえば、ＢＰＦ３３の代わりに、合成器３７の出力側にＢＰＦ３３ａを実装してもよい。

さらに、図７〜図８に示す実施例では、下限閾値α１および上限閾値α２の双方を利用してクリッピングが行われるが、本発明はこの構成に限定されるものではない。即ち、下限閾値α１または上限閾値α２の一方のみを利用してクリッピングを行ってもよい。例えば、下限閾値α１のみを利用してクリッピングを行う場合であっても、ＰＷＭ信号の振幅が小さくなることに起因する問題が緩和される。

図１０は、本発明の実施形態の変形例を示す。図１０に示すパルス幅変調回路３０は、図７に示す構成に加えて、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）４１およびＩ／Ｑ復調器４２を備える。ＬＰＦ４１は、パルス幅変調器１２から出力されるＰＷＭ信号をフィルタリングする。或いは、ＬＰＦ４１は、スイッチングアンプ３２により増幅されたＰＷＭ信号をフィルタリングしてもよい。ＬＰＦ４１のカットオフ周波数は、図１１に示すように、ベースバンド信号を通過させると共に、キャリア周波数およびその高調波成分を除去するように決定される。キャリア周波数は、図３に示す発振信号生成回路２３から出力されるサイン波信号の周波数に相当する。

Ｉ／Ｑ復調器４２は、ＬＰＦ４１の出力信号を復調して信号Ｓ３を生成する。ここで、信号Ｓ３は、ＬＰＦ４１の出力信号のＩ成分およびＱ成分を表す。そして、誤差信号生成器３４は、入力信号Ｓ１とＩ／Ｑ復調器４２から出力される信号Ｓ３との間の誤差を表す誤差信号Ｅを生成する。

この構成においては、ＬＰＦ４１によりキャリア周波数およびその高調波成分が除去される。よって、誤差信号生成器３４、Ｉ／Ｑ変調器３５、線形増幅器３６は、ベースバンド信号を処理する。

１０ 通信装置
１１ Ｉ／Ｑマッパ
１２ パルス幅変調器
１４ 増幅器
１５ 帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）
２０ 振幅／位相計算機
２１ 振幅補正部
２２ Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）
２３ 発振信号生成回路
２４ コンパレータ
３０ パルス幅変調回路
３１ ダイナミックレンジ制限部
３２ スイッチングアンプ
３３ 帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）
３４ 誤差信号生成器
３５ Ｉ／Ｑ変調器
３６ 線形増幅器
３７ 合成器
４１ 低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
４２ Ｉ／Ｑ復調器
５０ 出力回路

Claims (11)

1. 入力信号の振幅が所定の範囲内に制限されるように前記入力信号を補正する制限部と、
   前記制限部により補正された入力信号を増幅する第１の増幅部と、
   前記入力信号および前記制限部により補正された入力信号に基づいて生成される誤差信号を増幅する第２の増幅部と、
   前記第１の増幅部の出力信号と前記第２の増幅部の出力信号とを合成して合成信号を生成する合成部と、
   前記合成部により生成される合成信号を出力する出力部と、
   を備える通信装置。
2. 前記第１の増幅部は、
   前記制限部により補正された入力信号に基づいてパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調器と、
   前記パルス幅変調信号を増幅するスイッチングアンプと、を備える
   ことを特徴とする請求項１に記載の通信装置。
3. 前記第２の増幅部は、
   前記誤差信号に基づいて変調信号を生成する変調器と、
   前記変調信号を増幅する線形増幅器と、を備える
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の通信装置。
4. 入力信号の振幅が所定の範囲内に制限されるように前記入力信号を補正する制限部と、
   前記制限部により補正された入力信号に基づいてパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調器と、
   前記パルス幅変調信号を増幅する第１の増幅器と、
   前記第１の増幅器により増幅されたパルス幅変調信号をフィルタリングする帯域通過フィルタと、
   前記入力信号および前記制限部により補正された入力信号に基づいて誤差信号を生成する誤差信号生成器と、
   前記誤差信号に基づいて変調信号を生成する変調器と、
   前記変調信号を増幅する第２の増幅器と、
   前記帯域通過フィルタの出力信号と前記第２の増幅器により増幅された変調信号とを合成する合成器と、
   を備えるパルス幅変調回路。
5. 前記第１の増幅器は、スイッチングアンプであり、
   前記第２の増幅器は、線形増幅器である
   ことを特徴とする請求項４に記載のパルス幅変調回路。
6. 前記第１の増幅器の利得および前記第２の増幅器の利得は、互いに実質的に同じである
   ことを特徴とする請求項４または５に記載のパルス幅変調回路。
7. 前記誤差信号生成器は、前記入力信号と前記制限部により補正された入力信号との間の誤差を計算することにより前記誤差信号を生成する。
   ことを特徴とする請求項４〜６のいずれか１つに記載のパルス幅変調回路。
8. 前記パルス幅変調器から出力されるパルス幅変調信号または前記第１の増幅器により増幅されたパルス幅変調信号をフィルタリングする低域通過フィルタと、
   前記低域通過フィルタの出力信号を復調する復調器と、をさらに備え、
   前記誤差信号生成器は、前記入力信号と前記復調器の出力信号との間の誤差を計算することにより前記誤差信号を生成する
   ことを特徴とする請求項４〜６のいずれか１つに記載のパルス幅変調回路。
9. 前記制限部は、前記入力信号の振幅が所定の下限閾値よりも小さいときに、その入力信号の振幅を前記下限閾値にクリップする
   ことを特徴とする請求項４〜８のいずれか１つに記載のパルス幅変調回路。
10. 前記制限部は、前記入力信号の振幅が所定の上限閾値よりも大きいときに、その入力信号の振幅を前記上限閾値にクリップする
    ことを特徴とする請求項９に記載のパルス幅変調回路。
11. 入力信号の振幅が所定の範囲内に制限されるように前記入力信号を補正し、
    補正された入力信号に基づいてパルス幅変調信号を生成し、
    第１の増幅器を用いて前記パルス幅変調信号を増幅し、
    帯域通過フィルタを用いて前記第１の増幅器により増幅されたパルス幅変調信号をフィルタリングし、
    前記入力信号および補正された入力信号に基づいて誤差信号を生成し、
    前記誤差信号に基づいて変調信号を生成し、
    第２の増幅器を用いて前記変調信号を増幅し、
    前記帯域通過フィルタの出力信号と前記第２の増幅器により増幅された変調信号とを合成する
    ことを特徴とするパルス幅変調方法。

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