JP2022502885A - クラスｇ高周波パワー・アンプ向けのベースバンド線形化のシステム及び方法 - Google Patents

Abstract

本発明は、クラスＧ高周波パワー・アンプ３向けのベースバンド線形化のシステム２及び方法に関し、前記線形化システム２は、アンプ電源電圧を選択するためのモジュール１１、デジタル・プリディストーション・モジュール１２、及びプリディストーション係数を導き出すためのモジュール１５を備え、前記線形化システム２がまた、複素係数によるデジタル・フィルタ１３であって、その入口がデジタル・プリディストーション・モジュール１２の出口に接続されている、複素係数によるデジタル・フィルタ１３と、複素係数によるデジタル・フィルタ１３によって使用されるフィルタ係数１６ａを導き出すように設計された、フィルタ係数を導き出すためのモジュール１６とを備えることを特徴とする。

Description

本発明は、無線遠距離通信システムの分野に関し、具体的には、クラスＧ高周波パワー・アンプ向けのベースバンド線形化のシステム及び方法に関する。

無線遠距離通信システム内で、パワー・アンプは、第５世代（５Ｇ）向けに、又はモノのインターネット（ＩｏＴ）向けに考えられるものなど、新しい用途の発展に不可欠な要素であるように思われる。

今日、パワー・アンプは、そのエネルギー消費を最適化するように、発せられる信号タイプに自動適応することができるだけではなく、複素変調が増してくるのに対して高い線形性要件を満たすこともできなければならない。

新しい無線通信規格では、展開リンクの能力を最適化することを目指して、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重方式）など、高スペクトル応答の複素変調の使用が必要となる。このような変調は、波高率が高く（すなわち、信号のピーク・パワーと平均パワーとの比が大きい）、変調帯域幅が広い。

この背景では、直流電源電圧によって給電される従来の高周波（ＲＦ）又はマイクロ波のパワー・アンプが、比較的低い効率になり、パワー・アンプは、ほとんどの場合、その効率がその最大効率よりもかなり低い状態で動作する。

包絡線追跡技法は、高周波パワー・アンプの効率を高めることを可能にする供給技法である。この技法では、パワー・アンプの直流供給を動的供給に替え、動的供給のレベルは、発せられるパワーによって決まる。この技法には、特に移動電話通信用の基地局で使用される他の効率最適化技法に比べて多くの利点がある。

包絡線追跡技法は、高周波パワー・アンプが発せられる信号のパワー・レベルに関係なく、依然としてその最大効率で働くように、高周波パワー・アンプの電源電圧を動的に調整することを可能にする。

包絡線追跡技法を使用するパワー・アンプの場合、電源電圧は、当然のことながら、パワー・アンプが望ましい放出パワーに関係なく、常に圧縮状態で、したがってその最大効率で働くことを確実にするように絶えず再調整される。

包絡線追跡技法に関係する１つの特定の技法は、マルチレベル・タイプの（又は、複数の別々の供給レベルを用いる）パワー・アンプの供給信号の使用に基づく。それにより、高周波パワー・アンプの動作は、クラスＧパワー・アンプの動作となる。

クラスＧ増幅は、実施しやすいが、継続的な包絡線追跡技法ほどパワー・アンプの効率を高めることを可能にしない。

複数の別々のレベルを用いる供給制御信号の発生は、並列又は直列に配置されたいくつかの供給源の中からの電源電圧の選択によって確保される。この特定の増幅技法には、パワー・アンプに電源電圧を提供する供給変調器の高効率を維持しながら、非常に広い変調帯域幅に対応するという利点がある。

いくつかの別々の供給レベルを使用する供給信号では、それぞれの印加電源電圧が、パワー・アンプの入力パワー範囲に対して定められる。各範囲のスパンは、主に、使用可能な別々のレベルの個数及びパワー・アンプの特性によって決まる。電源電圧は、高周波パワー・アンプに供給される最小限の電圧と最大限の電圧との間で必ずしも均一に分散されるわけではない。

高周波又はマイクロ波では、電力、周波数、又は電源電圧に応じたパワー・アンプの電気特性の著しいバラツキが、発せられる信号の歪みにつながる。パワー・アンプでは、その動作モードに適合される線形化機能の使用が必要になることが多い。

クラスＧ高周波電力増幅、すなわち複数の別々のレベルから成る電源電圧を使用することで、非常に広い変調帯域幅に対してもシステムの効率を大きく高めることが可能になる。ただし、この技法は、この類の増幅技法によって持ち込まれる著しい歪みをなくするために、線形化技法と結び付けられる必要がある。遠隔通信への電力増幅適用には、プリディストーション方法が広く用いられている。ただし、この方法は、クラスＧタイプの電力増幅には使用できない。

クラスＧ動作高周波パワー・アンプには、様々な供給電圧間で、アンプの電力利得及び位相のずれの著しいバラツキがある可能性がある。

パワー・アンプの利得及び位相のバラツキは、周波数、供給電力、及び電源電圧に左右される。そして、それは、発せられる信号の著しい歪みにつながる。

この歪みは、発せられる信号の帯域幅で起こり、それにより、伝送エラーに反映されるだけでなく、発せられる信号の隣接チャネルでも起こり、この場合、これらの通信チャネルの混乱として反映される。

本発明は、クラスＧ高周波パワー・アンプ向けのベースバンド線形化用のシステムを提案することによって、先行技術の欠点に対処することを目的とし、前記線形化システムは、デジタル・プリディストーション・モジュールの出力に位置付けられた複素係数によるデジタル・フィルタを備え、デジタル・フィルタは、高周波パワー・アンプのクラスＧ動作モードによって誘発される歪みをなくすることを可能にし、この歪みは、特に、クラスＧ高周波パワー・アンプの電源電圧のそれぞれで異なる利得及び位相によるだけではなく、ある個別の供給電圧から別の供給電圧へ切り替えるのに必要とされる時間により、起こる。

したがって、本発明は、クラスＧ高周波（ＲＦ）パワー・アンプ向けのベースバンド線形化のシステムに関し、前記線形化システムは、
−同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを含んで発せられる入力ベースバンド・デジタル信号を受信することができる第１の入力と、
−クラスＧ ＲＦパワー・アンプに線形化出力ベースバンド・デジタル信号を出力することができる第１の出力と、
−クラスＧ ＲＦパワー・アンプの出力から来るベースバンド・デジタル信号を受信することができる第２の入力と、
−クラスＧ ＲＦパワー・アンプに接続されたＤＣ−ＤＣ変換器にデジタル電源電圧選択信号を出力することができる第２の出力と、を備え、
−アンプ電源電圧を選択するためのモジュールであって、その入力が線形化システムの第１の入力に接続され、その出力が線形化システムの第２の出力に接続され、アンプ電源電圧を選択するための前記モジュールが、発せられる受信入力信号の振幅に応じて、ＤＣ−ＤＣ変換器の少なくとも２つのＤＣ電源電圧の中から電源電圧を選択するように構成されている、アンプ電源電圧を選択するためのモジュールと、
−線形化システムの第１の入力に接続され、発せられる受信入力信号のＩ成分及びＱ成分のデジタル・プリディストーションを行うように構成された、デジタル・プリディストーション・モジュールと、
−プリディストーション係数を導き出すためのモジュールであって、その入力が線形化システムの第２の入力に接続され、デジタル・プリディストーション・モジュールによって使用されるプリディストーション係数を導き出すように構成されている、プリディストーション係数を導き出すためのモジュールと、をさらに備え、
−複素係数によるデジタル・フィルタであって、その入力がデジタル・プリディストーション・モジュールの出力に接続され、その出力が線形化システムの第１の出力に接続されている、複素係数によるデジタル・フィルタと、
−フィルタ係数を導き出すためのモジュールであって、その入力が線形化システムの第２の入力に接続され、複素係数によるデジタル・フィルタによって使用されるフィルタ係数を導き出すように構成されている、フィルタ係数を導き出すためのモジュールと、をさらに備えることを特徴とする。

直流供給電圧の最大限の個数が１６に等しいことが好ましい。

したがって、複素係数によるデジタル・フィルタは、変調信号の帯域で、また隣接チャネルで生じる歪みを解消することを可能にする。このデジタル・フィルタは、クラスＧ ＲＦパワー・アンプの供給レベルを変えるたびに歪みによって生じるスペクトル・ノイズを解消することも可能にする。スペクトル・ノイズの打ち消しは、ＲＦ信号の発生の際に瞬時帯域幅全体にわたって行われる。本発明は、通常、クラスＡＢで動作するＲＦパワー・アンプで得られるのと同一のノイズ・レベルを隣接チャネルで実現することを可能にする。

線形化システムは、発せられる変調信号の同相成分及び直交成分（Ｉ及びＱ）におけるデジタル回路内のベースバンドに作られている。発せられる信号の修正は、ベースバンドに作られたデジタル・プリディストーション・モジュール及びデジタル・フィルタをカスケードにすることによって行われ、デジタル・プリディストーション・モジュール及びデジタル・フィルタのそれぞれは、クラスＧ増幅に専用の係数を導き出すためのモジュールと結合されている。

したがって、クラスＧ ＲＦパワー・アンプに関連する本発明による線形化システムは、動作の瞬間のたびに一定の電力利得及び位相のずれをもたらすことを可能にする。

線形化に使用されるデジタル・プリディストーション・モジュールは、線形化対象のパワー・アンプの逆伝達関数に対応する非線形関数であるベースバンド・デジタル・プリディストーションに基づく。デジタル・プリディストーション・モジュールの実装形態は、限られたデジタル・リソースしか必要とせず、パワー・アンプの線形性性能の非常に著しい向上をもたらすことを可能にする。

クラスＧ ＲＦパワー・アンプがデジタル・プリディストーション・モジュールと結合されている場合、電源レベルが変わるたびにシステム全体の出力に残余歪みが現れる。

電源レベル間の切り替え速さは、特に広い帯域幅の場合、発せられる変調を象徴する処理量と同じ程度であるので、電源レベルが変わるたびに、システム全体の出力に歪みが現れる。これらの移行時、デジタル・プリディストーション・モジュールの出力は、パワー・アンプに実際に印加される電源電圧にはもう適切ではなくなる。

電源レベルが変わるたびに持ち込まれる歪みは、結果として、有用な信号の帯域幅のどちらの側でもスペクトル・ノイズを発生させる。この残余歪みは、隣接通信チャネルへの望まぬスペクトル成分の持ち込みとして反映される。ただし、この種の歪みのスペクトル占有は、限りがあり、無線周波数変調信号を発生させる際の様々な電源レベル間の切り替え速さ及び瞬時帯域幅に直接関係している。

本発明では、デジタル・プリディストーション・モジュールと結合されたクラスＧ ＲＦパワー・アンプの出力における残余歪みの抑制は、ベースバンドで動作する特定のデジタル・フィルタを使用して行われる。パワー・アンプの周波数特性を考慮するためには、このようなフィルタの使用が不可欠である。ＲＦパワー・アンプには、確かに、電力、周波数、及び電源電圧に左右される利得及び位相の特性がある。また、これらの特性は、発せられる信号の搬送波周波数の両側で同一ではない。この歪みの打ち消しは、エミッタの瞬時発生帯域幅と同等の無線周波数帯域幅でのみ行うことができる。

複素係数によるデジタル・フィルタの周波数応答は、正の周波数と負の周波数との間で非対称であるのが好ましい。

したがって、デジタル・プリディストーション・モジュールの出力において、残余スペクトル歪みを解消するために、特定のデジタル・フィルタのベースバンド同相データ及び直交データ（Ｉ及びＱ）の処理チェーンへの挿入がデジタル・プリディストーション・モジュールからの線形化信号のスペクトルを歪ませるように働き、特定のデジタル・フィルタは、複素係数によるデジタル・フィルタであり、すなわち、その係数には、実数部と虚数部の両方がある。

本発明の第１の変形形態によれば、デジタル・プリディストーション・モジュールは、発せられる信号のＩ成分及びＱ成分の振幅に応じて、一次元デジタル・プリディストーションを行うように構成されている。

したがって、発せられる信号の包絡線の振幅のみによって決まる一次元線形化関数は、パワー・アンプに印加される電源電圧が発せられる信号の包絡線の振幅に直接関係しているという事実により、クラスＧパワー・アンプにとって満足の行くものである。

一次元デジタル・プリディストーション・モジュールの場合、適用されるプリディストーション因子は、したがって、ベースバンド複素デジタル信号（Ｉ及びＱ）のモジュラスのみによって決まってくる。

本発明の第２の変形形態によれば、デジタル・プリディストーション・モジュールは、発せられる信号のＩ成分及びＱ成分の振幅と、アンプ電源電圧を選択するためのモジュールによって選択された電源電圧とに応じて、二次元デジタル・プリディストーションを行うように構成されている。

したがって、この場合、信号処理問題に対して、プリディストーション関数のパラメータが、発せられる信号の包絡線の振幅とパワー・アンプに印加される電源電圧の両方によって決まらなければならないと考えられる。

二次元デジタル・プリディストーション・モジュールの場合、適用されるプリディストーション因子は、ベースバンド複素デジタル信号（Ｉ及びＱ）のモジュラスと、選択され、クラスＧ ＲＦパワー・アンプに印加される電源電圧との両方によって決まる。

本発明のある特定の特徴によれば、デジタル・プリディストーション・モジュールは、メモリに格納された少なくとも１つのルックアップ・テーブル若しくは非線形方程式を使用して、メモリなしの多項式型のデジタル・プリディストーションを行うように、又はメモリ多項式型の若しくはボルテラ級数型のデジタル・プリディストーションを行うように、構成されている。

したがって、プリディストーション機能は、プログラマブル・デジタル回路内で、ルックアップ・テーブル（ＬＵＴ）から又は数式から行われ得る。

発せられる信号の同相Ｉデータ及び直交Ｑデータは、非線形数式に基づき、又は非線形数式を実施するルックアップ・テーブルの入力として、デジタル・プリディストーション・モジュールに投入される。

ルックアップ・テーブルによる一次元デジタル・プリディストーション・モジュールの実装形態の場合、プリディストーション係数は、メモリに格納され、発せられる信号の包絡線の振幅に応じて、インデックス付けされる。

ルックアップ・テーブルによる二次元デジタル・プリディストーション・モジュールの実装形態の場合、各メモリ域は、クラスＧで動作するパワー・アンプの電源電圧に対応する。

デジタル・プリディストーション・モジュールは、例えばメモリ多項式型又はボルテラ級数型の非線形数学関数からのベースバンド・デジタル・プリディストーションに基づく場合もある。

本発明のある特定の特徴によれば、線形化システムは、線形化システムの第２の入力に配置されたアラインメント・モジュールをさらに備え、前記アラインメント・モジュールは、クラスＧ ＲＦパワー・アンプの出力から来るベースバンド・デジタル信号と他のベースバンド・デジタル信号とを、振幅及び位相において合わせるように構成されている。

このように、パワー・アンプの出力から来る信号は、線形化システムの様々なベースバンド・デジタル信号に対応するように振幅、遅延、及び位相の視点から合わせられる。

本発明のある特定の特徴によれば、プリディストーション係数を導き出すためのモジュールは、クラスＧ ＲＦパワー・アンプの出力から、複素係数によるデジタル・フィルタの出力及びデジタル・プリディストーション・モジュールの出力のうちの１つから、並びにアンプ電源電圧を選択するためのモジュールによって選択された電源電圧から、来るベースバンド・デジタル信号に応じて、プリディストーション係数を導き出すように構成されている。

デジタル・プリディストーション・モジュールからの係数の導出は、複素デジタル・フィルタの有無に関わらず、ＲＦパワー・アンプから出力される信号の測定値から行われる。複素デジタル・フィルタがある場合、プリディストーション係数を導き出すためのモジュールがデジタル・プリディストーション・モジュールから来る信号を使用するのが好ましいが、代替として、複素デジタル・フィルタから来る信号を使用してもよい。各印加電源電圧に対して、プリディストーション・パラメータが他と無関係に導き出される。導き出されたパラメータは、連続する導出にわたり精緻化される。

本発明のある特定の特徴によれば、プリディストーション係数を導き出すためのモジュールは、第１及び第２の時間遅延ユニット、データ分けユニット、及びプリディストーション係数を導き出すためのユニットを備え、第１の時間遅延ユニットは、複素係数によるデジタル・フィルタ及びデジタル・プリディストーション・モジュールのうちの１つから来る信号の伝播及び処理時間を補うように構成され、第２の時間遅延ユニットは、アンプ電源電圧を選択するためのモジュールの出力から来る信号の伝播及び処理時間を補うように構成され、データ分けユニットは、パワー・アンプの出力から来るベースバンド・デジタル信号に関するデータと、遅延電源電圧選択信号に応じて、複素係数によるデジタル・フィルタ及びデジタル・プリディストーション・モジュールのうちの１つから来る遅延信号に関するデータとを、分けて、メモリに格納するように構成され、プリディストーション係数導出ユニットは、各電源電圧に対し、データ分けユニットによってメモリに格納されたデータから、関連するプリディストーション係数を導き出すように構成されている。

プリディストーション係数を導き出すためのモジュールによって実施される導出方法は、一次元プリディストーション係数の導出と二次元プリディストーション係数の導出とで同じである。

デジタル・プリディストーション・モジュールの出力から、又は複素デジタル・フィルタの出力から来て、ＲＦパワー・アンプの出力において測定されるデジタル信号は、前もって、その振幅、位相、及び伝播時間が合わせられ、パワー・アンプに適用される線形化係数を導き出すように補正される。

データ分けユニットは、選択された電源電圧に従って、プリディストーション係数を導き出すためのモジュールに入ってきたデータを分けて、メモリに格納するように構成されている。クラスＧ増幅の場合、考えられる電源電圧の個数は非常に少なく、このタスクは、複雑さがなく、デジタル・リソースをほとんど必要としない。

プリディストーション係数を導き出すためのユニットは、考えられる電源電圧ごとに他と無関係に、デジタル・プリディストーション・モジュールの係数を導き出すように構成されている。別々の電源電圧ごとに、導き出された係数は、次に、それが一次元のデジタル・プリディストーションに関わるか二次元のデジタル・プリディストーションに関わるかに応じて違うようにデジタル・プリディストーション・モジュールに読み込まれる。例えば、ルックアップ・テーブルを使用して実装されたデジタル・プリディストーション・モジュールの場合、デジタル・プリディストーション・モジュールが一次元であれば、係数は、１つのメモリ域に格納され、デジタル・プリディストーション・モジュールが二次元であれば、係数は、使用される電源電圧と同じ個数のメモリ域に格納される。

時間と共にプリディストーション係数を精緻化し、それにより、クラスＧで動作するパワー・アンプの線形性性能を高めるように所定の時間間隔で、プリディストーション係数を導き出すプロセスが行われる。プリディストーション係数の途切れることのない導出プロセスは、アンテナ不整合又は温度バラツキなどのパワー・アンプの動作状態のバラツキを考慮することも可能にする。

本発明のある特定の特徴によれば、フィルタ係数を導き出すためのモジュールは、発せられる信号のＩ成分及びＱ成分に応じて、フィルタ係数を導き出すように構成され、このベースバンド・デジタル信号は、クラスＧ ＲＦパワー・アンプの出力から、複素係数によるデジタル・フィルタの出力から、またデジタル・プリディストーション・モジュールの出力から来る。

フィルタ係数の導出は、デジタル・プリディストーション・モジュールが予め適用されている場合、パワー・アンプの出力信号の測定値から行われる。フィルタ係数の導出は、直に行われる。しかし、これらのフィルタ係数の最適化は、繰り返し行われ、すなわち、フィルタ係数の値が連続する測定にわたって精緻化される。

本発明のある特定の特徴によれば、フィルタ係数を導き出すためのモジュールは、３つの時間遅延ユニット、利得計算ユニット、フィルタ出力予測信号計算ユニット、２つの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ユニット、フィルタ周波数応答計算ユニット、及びフィルタ係数導出ユニットを備え、３つの時間遅延ユニットは、それぞれ、発せられる信号のＩ成分及びＱ成分の伝播及び処理時間、複素係数によるデジタル・フィルタの出力、及びデジタル・プリディストーション・モジュールの出力を補うように構成され、利得計算ユニットは、複素係数によるデジタル・フィルタの遅延出力、及びパワー・アンプの出力から来るベースバンド・デジタル信号から、パワー・アンプの複素利得を計算するように構成され、フィルタ出力予測信号計算ユニットは、計算された複素利得、並びに発せられる信号の遅延Ｉ成分及びＱ成分から、デジタル・フィルタによって発生する信号を計算するように構成され、２つのＦＦＴユニットは、それぞれ、デジタル・プリディストーション・モジュールの遅延出力のフーリエ変換と、フィルタ出力予測信号計算ユニットによって計算された、デジタル・フィルタによって発生する信号のフーリエ変換とを計算するように、構成され、フィルタ周波数応答計算ユニットは、ＦＦＴユニットによって計算された２つのフーリエ変換から生じるデジタル・フィルタの周波数応答を計算するように構成され、フィルタ係数導出ユニットは、フィルタ周波数応答計算ユニットによって計算された周波数応答に応じて、合成されるデジタル・フィルタの複素係数を導き出すように構成されている。

その時にある様々な有用なベースバンド・デジタル信号の振幅、位相、及び伝播時間が予め合わせられ、必要であれば、合成され、デジタル・プリディストーション・モジュールの出力で実装される、デジタル・フィルタの伝達関数を確定するように、補正される。デジタル・プリディストーション・モジュールは、必ず、複素デジタル・フィルタの係数の導出を行うように、予め適用されていなければならない。

最初、識別プロセスを開始すると、デジタル・プリディストーション・モジュールの出力には、フィルタ処理が何も施されない。何もフィルタ処理が施されない場合、複素デジタル・フィルタは、識別プロセスの開始時に単位利得を取る。

利得計算ユニットは、以下の等式に従って、標本抽出の瞬間のたびに無線周波数システムの複素利得を計算することを可能にする。

ここで、ｎは、標本のインデックスであり、Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ ＯＵＴは、ＲＦパワー・アンプの出力信号であり、ＦＬＴ ＯＵＴは、複素係数によるデジタル・フィルタの出力信号である。

フィルタ出力計算ユニットでは、以下の等式に従って、残余スペクトル歪みを解消するように、標本抽出の瞬間のたびに、発生する新しい線形化信号が計算される。

ここで、ｎは、標本のインデックスであり、Ｏｒｉｇｉｎａｌ Ｗａｖｅｆｏｒｍは、発せられる最初の信号であり、Ｎｅｗ ＦＬＴ ＯＵＴは、生じる複素係数によるデジタル・フィルタの新しい出力である。

ＦＦＴユニットでは、以下の等式に従って、事前に定められたいくつかの標本に対して、予め計算された発生する新しい線形化信号のフーリエ変換、及びデジタル・プリディストーション・モジュールから来る信号のフーリエ変換が、計算される。
Ｎｅｗ ＦＬＴ ＯＵＴ_{ｓｐｅｃｔｒｕｍ}（ｆ）＝ＤＦＴ［Ｎｅｗ ＦＬＴ ＯＵＴ（ｎ）］、
ＤＰＤ ＯＵＴ_{ｓｐｅｃｔｒｕｍ}（ｆ）＝ＤＦＴ［ＤＰＤ ＯＵＴ（ｎ）］、
ここで、ＤＦＴは、標本抽出された信号の離散フーリエ変換を指し、この機能は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）アルゴリズムを使用して実施され、ｆは、フーリエ変換後のその標本のインデックスを示し、ＤＰＤ ＯＵＴは、デジタル・プリディストーション・モジュールの出力であり、Ｎｅｗ ＦＬＴ ＯＵＴ_{ｓｐｅｃｔｒｕｍ}は、生じる新しいフィルタ出力のフーリエ変換であり、ＤＰＤ ＯＵＴ_{ｓｐｅｃｔｒｕｍ}は、デジタル・プリディストーション・モジュールの出力のフーリエ変換である。

次に、発生するデジタル・フィルタの周波数応答Ｈが、以下の等式に従って、フィルタの周波数応答計算ユニットにおいて推定される。

ここで、ｆは、フーリエ変換後の標本のインデックスであり、このインデックスは、周波数インデックスに対応する。

フィルタ係数導出ユニットは、合成されるデジタル・フィルタの複素係数を算出することを可能にする。

クラスＧアンプ動作によって誘発される残余歪みをなくすることを可能にする、本発明による、複素デジタル・フィルタを識別する際の手順は、導出システムの繰り返しのたびに行われる。

結果として、デジタル・フィルタの係数が、発せられる信号のノルムに応じた線形性性能レベルに達するまで、繰り返しにわたって更新される。

この方法は、時間と共に複素デジタル・フィルタの係数を精緻化し、それにより、クラスＧで動作するＲＦパワー・アンプの線形性性能レベルを高めるだけでなく、アンテナ不整合又は温度バラツキなどのパワー・アンプの動作状態のバラツキを考慮に入れることも可能にする。

その導出プロセスに関連する複素デジタル・フィルタは、主に、デジタル・プリディストーション・モジュールによって予め線形化されたパワー・アンプのクラスＧ動作によって誘発される残余歪みをなくすることを可能にする。これはまた、クラスＧパワー・アンプの電源コマンド信号に対して、パワー・アンプの入力において発生した無線周波数信号を微細に一時的に合わせ直すことを可能にする。確かに、電源コマンド信号とデジタル・プリディストーション・モジュールの出力で発生した信号との間に小さな時間のずれがある場合、複素デジタル・フィルタによって自動的に補正される。

本発明のある特定の特徴によれば、複素係数によるデジタル・フィルタは、いくつかの有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを使用して作られる。

ＦＩＲ型のデジタル・フィルタの出力ｙは、入力信号ｘに応じて以下のように表される。

ここで、Ｍは、デジタル・フィルタの係数の個数であり、Ｃ（ｋ）は、デジタル・フィルタの複素係数である。

ＦＩＲフィルタが、実数である係数を必然的に必要とすることから、プログラマブル・デジタル回路へのこのようなフィルタの直接的な埋め込みは不可能である。デジタル回路へのデジタル・フィルタの埋め込みは、複素係数によるＦＩＲフィルタと同等の様々なアーキテクチャを実装することによって行われる。

合成される周波数応答と複素係数によるＦＩＲフィルタの合成周波数応答との間の二次誤差を最小限に抑えるように、デジタル・フィルタの係数が、フィルタ係数を導き出すためのモジュールによって計算される。

本発明の第１の実施例によれば、複素係数によるデジタル・フィルタは、２つの同一の第１のＦＩＲフィルタであって、その係数が複素係数によるデジタル・フィルタの複素係数の実数部に対応する、２つの同一の第１のＦＩＲフィルタと、２つの同一の第２のＦＩＲフィルタであって、その係数が、複素係数によるデジタル・フィルタの複素係数の虚数部に対応する、２つの同一の第２のＦＩＲフィルタと、加算器と、減算器と、を備え、デジタル・プリディストーション・モジュールの出力信号のＩ成分を入力として受信する第１のＦＩＲフィルタのうちの１つと、デジタル・プリディストーション・モジュールの出力信号のＱ成分を入力として受信する第２のＦＩＲフィルタのうちの１つとが、複素係数によるデジタル・フィルタの出力信号のＩ成分を作り出すように、出力において減算器に接続され、デジタル・プリディストーション・モジュールの出力信号のＱ成分を入力として受信する第１のＦＩＲフィルタのうちのもう一方と、デジタル・プリディストーション・モジュールの出力信号のＩ成分を入力として受信する第２のＦＩＲフィルタのうちのもう一方とが、複素係数によるデジタル・フィルタの出力信号のＱ成分を作り出すように、出力において加算器に接続されている。

このように、複素係数によるデジタル・フィルタのこの実装形態は、同一の対になっているＦＩＲ型の４つのデジタル・フィルタを使用するものであり、加算器及び減算器から成る。

本発明の第２の実施例によれば、複素係数によるデジタル・フィルタは、第１のＦＩＲフィルタであって、その係数が複素係数によるデジタル・フィルタの係数の実数部と虚数部との和に対応する、第１のＦＩＲフィルタと、第２のＦＩＲフィルタであって、その係数が複素係数によるデジタル・フィルタの係数の虚数部に対応する、第２のＦＩＲフィルタと、第３のＦＩＲフィルタであって、その係数が複素係数によるデジタル・フィルタの係数の実数部と虚数部との差に対応する、第３のＦＩＲフィルタと、２つの加算器と、１つの減算器と、を備え、第１のＦＩＲフィルタがデジタル・プリディストーション・モジュールの出力信号のＩ成分を入力として受信し、第３のＦＩＲフィルタがデジタル・プリディストーション・モジュールの出力信号のＱ成分を入力として受信し、第２のＦＩＲフィルタが、加算器のうちの１つによるデジタル・プリディストーション・モジュールの出力信号のＩ成分とＱ成分との和を入力として受信し、第１及び第２のＦＩＲフィルタの出力が、複素係数によるデジタル・フィルタの出力信号のＩ成分を作り出すように、減算器に接続され、第２及び第３のＦＩＲフィルタの出力が、複素係数によるデジタル・フィルタの出力信号のＱ成分を作り出すように、加算器のうちのもう一方に接続されている。

このように、この代替の実施例は、すべて異なる３つのデジタル・フィルタ、２つの加算器、及び１つの減算器を使用するものである。

複素係数によるＦＩＲフィルタを製作するために、３つのＦＩＲフィルタを使用する他の代替の構造体を使用することも可能である。

本発明は、包絡線追跡技法用のシステムにも関し、このシステムは、上記のようなベースバンド線形化システム、クラスＧ ＲＦパワー・アンプ、ＤＣ−ＤＣ変換器、アナログ−デジタル変換器、アップコンバージョン・ミキサ、及びダウンコンバージョン・ミキサを備え、ＤＣ−ＤＣコンバータは、線形化システムの第２の出力とパワー・アンプの電源入力との間に配置され、デジタル−アナログ変換器とアップコンバージョン・ミキサとが線形化システムの第１の出力とパワー・アンプのＲＦ入力との間に直列に配置され、ダウンコンバージョン・ミキサとアナログ−デジタル変換器とがパワー・アンプの出力と線形化システムの第２の入力との間に直列に配置されている。

したがって、デジタル線形化信号は、同相チャネル及び直交チャネル上でデジタル−アナログ変換器を使用して、アナログ量に変換される。

次に、アナログ・ベースバンド信号が、アップコンバージョン・ミキサによって無線周波数搬送波周波数程度に転置される。最後に、発生した信号が、増幅チェーンのトポロジに従った様々な利得段に従って、クラスＧ ＲＦパワー・アンプの入力において投入される。

線形化パラメータ、すなわちデジタル・プリディストーション・モジュールの係数及びデジタル・フィルタ処理係数を導き出すために、パワー・アンプの出力信号の一部が、取り出され、アナログ−デジタル変換器を使用してデジタル化される前に、ダウンコンバージョン・ミキサによってベースバンドに転置される。

ＤＣ−ＤＣ変換器は、線形化システムから来る電源電圧選択信号に応じて、別々の電源電圧のうちの１つをパワー・アンプに提供することを可能にする。

本発明は、上記のような線形化システムから、複素係数によるデジタル・フィルタの係数を導き出すための方法にさらに関し、前記方法は、
−標本抽出の事前に定められた時間期間に、フィルタ係数を導き出すためのモジュールの入力信号を取得するステップと、
−標本抽出の瞬間のたびに、利得計算ユニットを使用して、パワー・アンプの複素利得を計算するステップと、
−標本抽出の瞬間のたびに、フィルタ出力予測信号計算ユニットを使用して、デジタル・フィルタによって発生する信号を計算するステップと、
−事前に定められた個数の標本に対して、デジタル・プリディストーション・モジュールの出力のフーリエ変換と、デジタル・フィルタによって発生する信号のフーリエ変換を計算するステップと、
−フィルタ周波数応答計算ユニットを使用して、合成されるデジタル・フィルタの伝達関数を計算するステップと、
−フィルタ係数導出ユニットを使用して、デジタル・フィルタの係数を計算するステップと、
−複素係数によるデジタル・フィルタの係数を更新するステップと、
−フィルタ係数の計算及び更新を所定の時間間隔で繰り返し行うステップであって、フィルタ係数が連続する繰り返しにわたって精緻化される、ステップと、を含む。

フィルタ係数を導き出すためのモジュールでは、フィルタから係数を導き出すことを数回繰り返すことが必要となる。ただし、この導出プロセスは、クラスＧ ＲＦパワー・アンプの動作状態の変化を防ぐために途切れることなく行われる場合がある。

本発明の主題をより良く示すために、以下に、例示として、また非限定的に、以下の添付の図面を参照して、２つの好ましい実施例について述べることにする。

本発明の第１の変形形態による、ベースバンド線形化システムを備える、包絡線追跡技法用のシステムのブロック図である。 本発明の第２の変形形態による、ベースバンド線形化システムを備える、包絡線追跡技法用のシステムのブロック図である。 図１の線形化システムのデジタル・プリディストーション・モジュールのブロック図である。 図２の線形化システムのデジタル・プリディストーション・モジュールのブロック図である。 図１の線形化システムのデジタル・プリディストーション・モジュールの概略図である。 図２の線形化システムのデジタル・プリディストーション・モジュールの概略図である。 本発明による、線形化システムのプリディストーション係数を導き出すためのモジュールのブロック図である。 本発明による、線形化システムのフィルタ係数を導き出すためのモジュールのブロック図である。 本発明の第１の実施例による、線形化システムの複素係数によるデジタル・フィルタのブロック図である。 本発明の第２の実施例による、線形化システムの複素係数によるデジタル・フィルタのブロック図である。 クラスＧ ＲＦパワー・アンプを線形化するために生成されるプリディストーションの利得の大きさを示す、一例としてのグラフである。 合成される複素係数によるデジタル・フィルタの利得の大きさを示す、一例としてのグラフである。 合成される複素係数によるデジタル・フィルタの利得の位相を示す、一例としてのグラフである。 本発明の線形化システムがある場合とない場合との、クラスＧ ＲＦパワー・アンプの出力スペクトルを示す、一例としてのグラフである。

図１は、本発明の第１の変形形態による、ベースバンド線形化システム２を備える、包絡線追跡技法用のシステム１を示す。

包絡線追跡技法用のシステム１は、ベースバンド線形化システム２、クラスＧ ＲＦパワー・アンプ３、及びＤＣ−ＤＣ変換器４を備える。

線形化システム２は、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを含んで発せられるベースバンド・デジタル入力信号を受信することができる第１の入力２ａと、クラスＧ ＲＦパワー・アンプ３に線形化出力ベースバンド・デジタル信号を出力することができる第１の出力２ｂと、ＲＦパワー・アンプ３の出力３ａから来るベースバンド・デジタル信号を受信することができる第２の入力２ｃと、クラスＧ ＲＦパワー・アンプ３の電源入力３ｂに接続されたＤＣ−ＤＣ変換器４に電源電圧選択デジタル信号を出力することができる第２の出力２ｄと、を備える。

ＤＣ−ＤＣ変換器４は、線形化システム２の第２の出力２ｄから来る電源電圧選択信号に応じて、複数の別々の電源電圧のうちの１つをクラスＧ ＲＦパワー・アンプ３に提供することを可能にする。

ＲＦパワー・アンプ３の出力３ａは、送信アンテナ５にさらに接続されている。

包絡線追跡技法用のシステム１は、線形化システム２の第１の出力２ｂとＲＦパワー・アンプ３のＲＦ入力３ｃとの間に直列に配置されたデジタル−アナログ変換器６とアップコンバージョン・ミキサ７とをさらに備える。

したがって、線形化システム２の第１の出力２ｂから来る線形化出力ベースバンド・デジタル信号は、Ｉチャネル及びＱチャネル上でデジタル−アナログ変換器６によってアナログ量に変換され、次に、アップコンバージョン・ミキサ７によって、無線周波数搬送波周波数程度に転置され、最後に、発生した信号が、ＲＦパワー・アンプ３の入力３ｃに投入される。

包絡線追跡技法用のシステム１は、ＲＦパワー・アンプ３の出力３ａと線形化システム２の第２の入力２ｃとの間に直列に配置されたダウンコンバージョン・ミキサ８とアナログ−デジタル変換器９とをさらに備える。

したがって、ＲＦパワー・アンプ３の出力信号３ａの一部が取り出され、次に、アナログ−デジタル変換器９を使用してデジタル量に変換される前に、ダウンコンバージョン・ミキサ８によってベースバンドに転置される。

包絡線追跡技法用のシステム１は、アップコンバージョン・ミキサ７とダウンコンバージョン・ミキサ８とに接続された局部振動子１０をさらに備える。

線形化システム２は、アンプ電源電圧を選択するためのモジュール１１を備え、モジュール１１の入力は、線形化システム２の第１の入力２ａに接続され、モジュール１１の出力は、線形化システム２の第２の出力２ｄに接続され、アンプ電源電圧を選択するための前記モジュール１１は、線形化システム２の第１の入力２ａにおいて発せられる受信入力信号の振幅に応じて、少なくとも２つのＤＣ電源電圧の中から電源電圧を選択するように構成されている。

直流供給電圧の最大限の個数が１６に等しいことが好ましい。

線形化システム２は、線形化システム２の第１の入力２ａに接続され、線形化システム２の第１の入力２ａで受信された、発せられる受信入力信号のＩ成分及びＱ成分のデジタル・プリディストーションを行うように構成された、一次元デジタル・プリディストーション・モジュール１２をさらに備える。

線形化用に使用されるデジタル・プリディストーション・モジュール１２は、線形化対象のパワー・アンプ３の逆伝達関数に対応する非線形関数であるベースバンド・デジタル・プリディストーションに基づく。デジタル・プリディストーション・モジュール１２の実装形態は、限られたデジタル・リソースしか必要とせず、パワー・アンプ３の線形性性能における非常に著しい向上をもたらすことを可能にする。

線形化システム２は、複素係数によるデジタル・フィルタ１３をさらに備え、このデジタル・フィルタ１３の入力は、デジタル・プリディストーション・モジュール１２の出力に接続され、このデジタル・フィルタ１３の出力は、線形化システム２の第１の出力２ｂに接続されている。

複素係数によるデジタル・フィルタ１３は、変調信号の帯域で、また隣接チャネルで生じる歪みを解消することを可能にする。またこのデジタル・フィルタ１３は、クラスＧ ＲＦパワー・アンプ３の供給レベルが変わるたびに歪みによって生じるスペクトル・ノイズを解消することを可能にする。スペクトル・ノイズの打ち消しは、ＲＦ信号の発生の際の瞬時帯域幅全体にわたって行われる。

複素係数によるデジタル・フィルタ１３の周波数応答が正の周波数と負の周波数とで非対称であるのが好ましい。

したがって、デジタル・プリディストーション・モジュール１２の出力では、残余スペクトル歪みを解消するために、デジタル・フィルタ１３のベースバンド同相データ及び直交データ（Ｉ及びＱ）の処理チェーンへの挿入が、デジタル・プリディストーション・モジュール１２からの線形化信号のスペクトルを歪ませるように働き、デジタル・フィルタ１３は、複素係数によるデジタル・フィルタ、すなわち、その係数に実数部と虚数部の両方がある、デジタル・フィルタである。

線形化システム２は、線形化システム２の第２の入力２ｃに接続されたアラインメント・モジュール１４をさらに備え、前記アラインメント・モジュール１４は、ＲＦパワー・アンプ３の出力３ａから来るベースバンド・デジタル信号と線形化システム２の他のベースバンド・デジタル信号との振幅及び位相を合わせるように構成されている。

線形化システム２は、デジタル・プリディストーション・モジュール１２によって使用されるプリディストーション係数１５ａを導き出すように構成された、プリディストーション係数を導き出すためのモジュール１５をさらに備える。

プリディストーション係数１５ａは、アラインメント・モジュール１４の出力（すなわち、パワー・アンプ３の出力３ａ）、デジタル・プリディストーション・モジュール１２の出力、及びアンプ電源電圧（すなわち、選択電源電圧）を選択するためのモジュール１１の出力に応じて、プリディストーション係数を導き出すためのモジュール１５によって導き出される。

本発明の範囲から逸脱しない限り、プリディストーション係数１５ａが、デジタル・プリディストーション・モジュール１２の出力の代わりに、複素係数によるデジタル・フィルタ１３の出力に応じて導き出されてもよく、これら２つの代替形態を示すために、スイッチ１７が図１に示されていることに留意されたい。

パワー・アンプ３に印加される電源電圧のそれぞれに対し、プリディストーション係数１５ａが他と無関係に導き出され、導き出されたプリディストーション係数１５ａは、連続する導出にわたって精緻化される。

線形化システム２は、複素係数によるデジタル・フィルタ１３によって使用されるフィルタ係数１６ａを導き出すように構成された、フィルタ係数を導き出すためのモジュール１６をさらに備える。

フィルタ係数１６ａは、線形化システム２の第１の入力２ａから来る、発せられる信号のＩ成分及びＱ成分、アラインメント・モジュール１４の出力（すなわち、パワー・アンプ３の出力３ａ）、複素係数によるデジタル・フィルタ１３の出力、及びデジタル・プリディストーション・モジュール１２の出力に応じて、フィルタ係数を導き出すためのモジュール１６によって導き出される。

デジタル・プリディストーション・モジュール１２が前もって適用されている場合、フィルタ係数１６ａの導出は、このように、パワー・アンプ３の出力信号の測定値から行われる。フィルタ係数１６ａの最適化は、繰り返し行われ、すなわち、フィルタ係数１６ａの値が連続する測定にわたって精緻化される。

図２は、本発明の第２の変形形態による、ベースバンド線形化システム２’を備える、包絡線追跡技法用のシステム１’を示す。

図１の本発明の第１の変形形態と本発明のこの第２の変形形態とで共通の要素には、同じ参照番号が付いており、それらが同一の構造である場合、ここではより詳細には説明しない。

第２の変形形態による、包絡線追跡技法用のシステム１’は、第２の変形形態では、線形化システム２’のデジタル・プリディストーション・モジュール１２’が二次元デジタル・プリディストーションを行うように構成されている点を除いて、第１の変形形態による包絡線追跡技法用のシステム１と同一である。

二次元デジタル・プリディストーション・モジュール１２’は、線形化システム２’の第１の入力２ａに、アンプ電源電圧を選択するためのモジュール１１の出力に、それぞれ接続されている２つの入力を備える。

このように、デジタル・プリディストーション・モジュール１２’は、発せられる信号のＩ成分及びＱ成分の振幅、及びアンプ電源電圧を選択するためのモジュール１１によって選択された電源電圧に応じて、デジタル・プリディストーションを行うように構成されている。

図３は、本発明の第１の変形形態による、線形化システム２のデジタル・プリディストーション・モジュール１２を示す。

本発明の第１の変形形態によれば、デジタル・プリディストーション・モジュール１２は、発せられる信号のＩ成分及びＱ成分の振幅に応じて、一次元デジタル・プリディストーションを行うように構成されている。

一次元デジタル・プリディストーション・モジュール１２の場合、適用されるプリディストーション因子は、ベースバンド複素デジタル信号のモジュラスのみによって決まってくる。

一次元デジタルプリディストーションモジュール１２は、発せられる信号のＩ成分とＱ成分とをそれぞれ受信する２つの入力、Ｉ_ＩＮ、Ｑ_ＩＮと、２つの出力Ｉ_ＯＵＴ、Ｑ_ＯＵＴとを備える。

一次元デジタル・プリディストーション・モジュール１２は、入力Ｉ_ＩＮ及びＱ_ＩＮで受信されたデータから、発せられる信号のモジュラス１２ｃを計算するように構成されたモジュラス計算ユニット１２ａを備える。

一次元デジタル・プリディストーション・モジュール１２は、モジュラス計算ユニット１２ａによって計算されたモジュラス１２ｃに応じて、入力Ｉ_ＩＮ及びＱ_ＩＮで受信されたデータに対してデジタル・プリディストーションを行うように構成された一次元（１Ｄ）デジタル・プリディストーション・ユニット１２ｂをさらに備え、発せられる信号の線形化Ｉ成分、Ｑ成分が出力Ｉ_ＯＵＴ、Ｑ_ＵＯＴで出力される。

図４は、本発明の第２の変形形態による、線形化システム２’のデジタル・プリディストーション・モジュール１２’を示す。

本発明の第２の変形形態によれば、デジタル・プリディストーション・モジュール１２’は、発せられる信号のＩ成分及びＱ成分の振幅と、クラスＧ ＲＦパワー・アンプ３に印加される電源電圧とに応じて、二次元デジタル・プリディストーションを行うように構成されている。

二次元デジタル・プリディストーション・モジュール１２’は、発せられる信号のＩ成分とＱ成分とをそれぞれ受信する、２つの入力Ｉ_ＩＮ、Ｑ_ＩＮと、アンプ電源電圧を選択するためのモジュール１１によって出力された電源電圧選択信号を受信する１つの追加の入力１２ｄ’と、２つの出力Ｉ_ＯＵＴ、Ｑ_ＯＵＴと、を備える。

二次元デジタル・プリディストーション・モジュール１２’は、入力Ｉ_ＩＮ及びＱ_ＩＮで受信されたデータから、発せられる信号のモジュラス１２ｃ’を計算するように構成されたモジュラス計算ユニット１２ａ’を備える。

二次元デジタル・プリディストーション・モジュール１２’は、モジュラス計算ユニット１２ａ’によって計算されたモジュラス１２ｃ’に応じて、また追加の入力１２ｄ’で受信された電源電圧選択信号に応じて、入力Ｉ_ＩＮ及びＱ_ＩＮで受信されたデータに対してデジタル・プリディストーションを行うように構成された二次元（２Ｄ）デジタル・プリディストーション・ユニット１２ｂ’をさらに備え、発せられる信号の線形化Ｉ成分、Ｑ成分が出力Ｉ_ＯＵＴ、Ｑ_ＵＯＴで出力される。

図５は、本発明の第１の変形形態による、線形化システム２の１Ｄデジタル・プリディストーション・モジュール１２を示す。

図５には、メモリなしの多項式型のデジタル・プリディストーションの場合のルックアップ・テーブルに基づく１Ｄデジタル・プリディストーション・モジュール１２の実装形態が描かれている。

ルックアップ・テーブルによる１Ｄデジタル・プリディストーション・モジュール１２の実施例の場合、プリディストーション係数は、メモリ１８に格納され、モジュラス計算ユニット１２ａによって計算される、発せられる信号モジュラスに応じてインデックス付けされ、複素乗算器１９が、発せられる信号のＩ成分及びＱ成分に、選択されたプリディストーション係数を適用することを可能にする。

本発明の範囲を逸脱しない限り、１Ｄデジタル・プリディストーション・モジュール１２はまた、例えばメモリ多項式型又はボルテラ級数型の非線形数学関数からのベースバンド・デジタル・プリディストーションに基づいてもよい。

図６は、本発明の第２の変形形態による、線形化システム２’の２Ｄデジタル・プリディストーション・モジュール１２’を示す。

図６には、３つの電源電圧レベルを帯びることができるＧクラス・パワー・アンプ３向けのメモリなしの多項式型のデジタル・プリディストーションの場合のルックアップ・テーブルに基づく２Ｄデジタル・プリディストーション・モジュール１２’の実装形態が描かれている。

ルックアップ・テーブルによる２Ｄデジタル・プリディストーション・モジュール１２’の実装形態の場合、プリディストーション係数は、それぞれがＧクラス・パワー・アンプ３の電源電圧に対応する、いくつかのメモリ１８’に格納される。

各メモリ１８’では、プリディストーション係数は、モジュラス計算ユニット１２ａ’によって計算される、発せられる信号モジュラスに応じてインデックス付けされ、複素乗算器１９’が、発せられる信号のＩ成分及びＱ成分に、選択されたプリディストーション係数を適用することを可能にする。

本発明の範囲を逸脱しない限り、２Ｄデジタル・プリディストーション・モジュール１２’はまた、例えばメモリ多項式型又はボルテラ級数型の非線形数学関数からのベースバンド・デジタル・プリディストーションに基づいてもよい。

図７は、本発明による、線形化システム２のプリディストーション係数を導き出すためのモジュール１５を示す。

プリディストーション係数を導き出すためのモジュール１５は、デジタル・プリディストーション・モジュール１２にプリディストーション係数を出力する出力１５ａと、スイッチ１７の位置に応じて、デジタル・プリディストーション・モジュール１２の出力及びデジタル・フィルタ１３の出力のうちの１つを受信する第１の入力１５ｂと、アラインメント・モジュール１４の出力（パワー・アンプ３の出力３ａに対応する）を受信する第２の入力１５Ｃと、アンプ電源電圧を選択するためのモジュール１１の出力を受信する第３の入力１５ｄと、を備える。

プリディストーション係数を導き出すためのモジュール１５は、第１及び第２の時間遅延ユニット２０ａ、２０ｂ、データ分けユニット２１、及びプリディストーション係数を導き出すためのユニット２２を備える。

第１の時間遅延ユニット２０ａは、複素係数によるデジタル・フィルタ１３及びデジタル・プリディストーション・モジュール１２のうちの１つから来る信号の伝播及び処理時間を補うように構成されている。

第２の時間遅延ユニット２０ｂは、アンプ電源電圧を選択するためのモジュール１１の出力から来る信号の伝播及び処理時間を補うように構成されている。

データ分けユニット２１は、アラインメント・モジュール１４の出力（パワー・アンプ３の出力３ａに対応する）から来るベースバンド・デジタル信号に関するデータと、アンプ電源電圧を選択するためのモジュール１１によって出力された遅延電源電圧選択信号に応じて、複素係数によるデジタル・フィルタ１３及びデジタル・プリディストーション・モジュール１２のうちの１つから来る遅延信号に関するデータとを、分けて、メモリに格納するように構成されている。クラスＧ増幅の場合、考えられる電源電圧の個数は、非常に少なく、このタスクは、複雑さがなく、ほとんどデジタル・リソースを必要としない。

プリディストーション係数導出ユニット２２は、パワー・アンプ３のそれぞれの考えられる電源電圧に対し、データ分けユニット２１によってメモリに格納されたデータから、関連するプリディストーション係数を導き出すように構成されている。それぞれの別々の電源電圧に対して、導き出されたプリディストーション係数は、次に、それが一次元のデジタル・プリディストーションに関わるか、二次元のデジタル・プリディストーションに関わるかに応じて、異なってデジタル・プリディストーション・モジュール１２、１２’に読み込まれる。例えば、ルックアップ・テーブルを使用して実装されたデジタル・プリディストーション・モジュール１２、１２’の場合、プリディストーション係数は、デジタル・プリディストーション・モジュール１２が一次元であれば、１つのメモリ域１８に格納され、デジタル・プリディストーション・モジュール１２’が二次元であれば、使用される電源電圧と同じ個数のメモリ域１８’に格納される。

プリディストーショ係数を導き出すプロセスは、時間と共にプリディストーション係数を精緻化し、それにより、クラスＧパワー・アンプ３の線形性性能を高めるように所定の時間間隔で行われる。プリディストーション係数の途切れることのない導出プロセスは、アンテナ不整合又は温度バラツキなどのパワー・アンプ３の動作状態のバラツキを考慮に入れることも可能にする。

図８は、本発明による、線形化システム２のフィルタ係数を導き出すためのモジュール１６を示す。

フィルタ係数を導き出すためのモジュール１６は、複素係数によるデジタル・フィルタ１３にフィルタ係数を出力する出力１６ａと、発せられる入力信号のＩ成分及びＱ成分を受信する第１の入力１６ｂと、プリディストーション・モジュールの出力を受信する第２の入力１６ｃと、複素係数によるデジタル・フィルタ１３の出力を受信する第３の入力１６ｄと、アラインメント・モジュール１４の出力（パワー・アンプ３の出力３ａに対応する）を受信する第４の入力１６ｅと、を備える。

フィルタ係数を導き出すためのモジュール１６は、３つの時間遅延ユニット２３ａ、２３ｂ、２４ｃ、利得計算ユニット２４、フィルタ出力予測信号計算ユニット２５、２つの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ユニット２６ａ、２６ｂ、フィルタ周波数応答計算ユニット２７、及びフィルタ係数導出ユニット２８を備える。

３つの時間遅延ユニット２３ａ、２３ｂ、２３ｃは、それぞれ、発せられる信号のＩ成分及びＱ成分の伝播及び処理時間、デジタル・プリディストーション・モジュール１２の出力、及び複素係数によるデジタル・フィルタ１３の出力、を補うように構成されている。

利得計算ユニット２４は、複素係数によるデジタル・フィルタ１３の遅延出力、及びアラインメント・モジュール１４の出力（パワー・アンプ３の出力３ａに対応する）から来るベースバンド・デジタル信号から、パワー・アンプ３の複素利得を計算するように構成されている。

フィルタ出力予測信号計算ユニット２５は、利得計算ユニット２４によって計算された複素利得、及び発せられる信号の遅延Ｉ成分及びＱ成分から、デジタル・フィルタ１３によって発生する信号を計算するように構成されている。

２つのＦＦＴユニット２６ａ、２６ｂは、それぞれ、デジタル・プリディストーション・モジュール１２の遅延出力の高速フーリエ変換と、フィルタ出力予測信号計算ユニット２５によって計算されたデジタル・フィルタ１３によって発生する信号の高速フーリエ変換とを計算するように、構成されている。

フィルタ周波数応答計算ユニット２７は、２つのＦＦＴユニット２６ａ、２６ｂによって計算された２つの高速フーリエ変換から生じるデジタル・フィルタ１３の周波数応答を計算するように構成されている。

フィルタ係数導出ユニット２８は、フィルタ周波数応答計算ユニット２７によって計算された周波数応答に応じて、合成されるデジタル・フィルタ１３の複素係数を導き出すように構成されている。

複素デジタル・フィルタ１３の係数の導出を行う前に、デジタル・プリディストーション・モジュール１２が必ず予め適用されていなければならないことに留意されたい。

最初、識別プロセスを開始する時点で、デジタル・プリディストーション・モジュール１２の出力には、何もフィルタ処理が施されない。何もフィルタ処理が施されないと、識別プロセスの開始時に、複素デジタル・フィルタ１３は単位利得を取る。

利得計算ユニット２４は、以下の等式に従って、標本抽出の瞬間のたびに、パワー・アンプ３の複素利得を計算することを可能にする。

ここで、ｎは、標本のインデックスであり、Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ ＯＵＴは、パワー・アンプ３の出力信号であり、ＦＬＴ ＯＵＴは、複素係数によるデジタル・フィルタ１３の出力信号である。

フィルタ出力計算ユニット２５では、残余スペクトル歪みを解消するために、標本抽出の瞬間のたびに、発生する新しい線形化信号が、以下の等式に従って計算される。

ここで、ｎは、標本のインデックスであり、Ｏｒｉｇｉｎａｌ Ｗａｖｅｆｏｒｍは、最初の発せられる信号であり、Ｎｅｗ ＦＬＴ ＯＵＴは、生じる複素係数によるデジタル・フィルタ１３の新しい出力である。

ＦＦＴユニット２６ａ、２６ｂでは、予め計算された発生する新しい線形化信号のフーリエ変換、及びデジタル・プリディストーション・モジュール１２から来る信号のフーリエ変換が、以下の等式に従って、事前に定められたいくつかの標本に対して計算される。
Ｎｅｗ ＦＬＴ ＯＵＴ_{ｓｐｅｃｔｒｕｍ}（ｆ）＝ＤＦＴ［Ｎｅｗ ＦＬＴ ＯＵＴ（ｎ）］、
ＤＰＤ ＯＵＴ_{ｓｐｅｃｔｒｕｍ}（ｆ）＝ＤＦＴ［ＤＰＤ ＯＵＴ（ｎ）］、
ここで、ＤＦＴは、標本抽出された信号の離散フーリエ変換関数を示し、この関数は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）アルゴリズムを使用して実装され、ｆは、フーリエ変換後の標本のインデックスを示し、ＤＰＤ ＯＵＴは、デジタル・プリディストーション・モジュール１２の出力であり、Ｎｅｗ ＦＬＴ ＯＵＴ_{ｓｐｅｃｔｒｕｍ}は、生じる新しいフィルタ出力１３のフーリエ変換であり、ＤＰＤ ＯＵＴ_{ｓｐｅｃｔｒｕｍ}は、デジタル・プリディストーション・モジュール１２の出力のフーリエ変換である。

次に、生じるデジタル・フィルタ１３の周波数応答Ｈが、以下の等式に従って、フィルタの周波数応答計算ユニット２７において推定される。

ここで、ｆは、フーリエ変換後の標本のインデックスであり、このインデックスは、周波数インデックスに対応する。

最後に、フィルタ係数導出ユニット２８は、合成されるデジタル・フィルタ１３の複素係数を計算することを可能にする。

フィルタ係数の計算は、所定の時間間隔で繰り返し行われ、フィルタ係数は、連続する繰り返しにわたって精緻化される。確かに、フィルタ係数を導き出すためのモジュール１６は、フィルタから係数を導き出すことを数回繰り返す必要がある。

発せられる信号のノルムに応じた線形性性能レベルに達するまで、繰り返しにわたってデジタル・フィルタ１３の係数が更新される。この方法は、時間と共に複素デジタル・フィルタ１３の係数を精緻化し、それにより、クラスＧ ＲＦパワー・アンプ３の線形性性能レベルを高めるだけではなく、アンテナ不整合又は温度バラツキなど、パワー・アンプ３の動作状態のバラツキを考慮に入れることも可能にする。

図９は、本発明の第１の変形形態による、線形化システム２の複素係数によるデジタル・フィルタ１３を示す。

複素係数によるデジタル・フィルタ１３の出力ｙは、入力信号ｘに応じて、以下のように表される。

ここで、Ｍは、デジタル・フィルタ１３の係数の個数であり、Ｃ（ｋ）は、デジタル・フィルタ１３の複素係数である。

プログラマブル・デジタル回路へのこのようなフィルタ１３の直接埋め込みは、ＦＩＲフィルタが実数である係数を必然的に必要とすることから不可能である。デジタル回路へのデジタル・フィルタ１３の埋め込みは、複素係数によるＦＩＲフィルタと同等の様々なアーキテクチャを実装することによって行われる。

第１の実施例によれば、複素係数によるデジタル・フィルタ１３は、２つの同一の第１の有限インパルス応答（ＦＩＲ）Ａフィルタ２９ａ、２９ｂであって、その係数が、複素係数によるデジタル・フィルタ１３の複素係数の実数部に対応する、２つの同一の第１の有限インパルス応答（ＦＩＲ）Ａフィルタ２９ａ、２９ｂと、２つの同一の第２のＦＩＲフィルタＢ３０ａ、３０ｂであって、その係数が、複素係数によるデジタル・フィルタ１３の複素係数の虚数部に対応する、２つの同一の第２のＦＩＲフィルタＢ３０ａ、３０ｂと、減算器３１と、加算器３２と、を備える。

複素係数によるデジタル・フィルタ１３は、それぞれ、デジタル・プリディストーション・モジュール１２の出力から来る信号のＩ成分、Ｑ成分を受信する、２つの入力Ｉ_ＩＮ、Ｑ_ＩＮと、それぞれ、フィルタ処理後、Ｉ成分、Ｑ成分を出力する２つの出力Ｉ_ＯＵＴ、Ｑ_ＯＵＴと、を備える。

第１のＦＩＲフィルタＡ２９ａは、デジタル・プリディストーション・モジュール１２の出力信号のＩ成分を、入力として受信する。

第２のＦＩＲフィルタＢ３０ａは、デジタル・プリディストーション・モジュール１２の出力信号のＱ成分を、入力として受信する。

第１のＦＩＲフィルタＡ２９ａ及び第２のＦＩＲフィルタＢ３０ａは、複素係数によるデジタル・フィルタ１３の出力信号Ｉ_ＯＵＴのＩ成分を作り出すように、それらの出力において減算器３１に接続されている。

第１のＦＩＲフィルタＡ２９ｂは、デジタル・プリディストーション・モジュール１２の出力信号のＱ成分を、入力として受信する。

第２のＦＩＲフィルタＢ３０ｂは、デジタル・プリディストーションモジュール１２の出力信号のＩ成分を、入力として受信する。

第１のＦＩＲフィルタＡ２９ｂ及び第２のＦＩＲフィルタＢ３０ｂは、複素係数によるデジタル・フィルタ１３の出力信号Ｑ_ＯＵＴのＱ成分を作り出すように、それらの出力において加算器３２に接続されている。

したがって、第１のＦＩＲフィルタＡ２９ａ、２９ｂは、Ｃ_Ｉ（ｋ）と表示される、合成複素デジタル・フィルタ１３の係数Ｃ（ｋ）の実数部を、係数として受信し、第２のＦＩＲフィルタＢは、Ｃ_Ｑ（ｋ）と表示される、合成複素デジタル・フィルタ１３の係数Ｃ（ｋ）の虚数部を、係数として受信する。
Ｃ（ｋ）＝Ｃ_Ｉ（ｋ）＋ｊ×Ｃ_Ｑ（ｋ）、
ここで、ｊは、複素演算子である。

デジタル・フィルタ１３のＩ_ＯＵＴと表示される同相出力信号は、同相Ｉ_ＩＮ入力データ及び直交Ｑ_ＩＮ入力データに応じて、以下のように表される。

デジタル・フィルタ１３のＱ_ＯＵＴと表示される直交出力信号は、同相Ｉ_ＩＮ入力データ及び直交Ｑ_ＩＮ入力データに応じて、以下のように表される。

いずれの場合も、Ｍは、デジタル・フィルタ１３の係数の個数であり、Ｃ_Ｉ（ｋ）及びＣ_Ｑ（ｋ）は、第１のＦＩＲフィルタＡ及び第２のＦＩＲフィルタＢのそれぞれの係数である。

図１０は、本発明の第２の実施例による、線形化システム２の複素係数によるデジタル・フィルタ１３を示す。

第２の実施例によれば、複素係数によるデジタル・フィルタ１３は、第１のＦＩＲフィルタＡ３３であって、その係数が複素係数によるデジタル・フィルタ１３の係数の実数部と虚数部との和に対応する、第１のＦＩＲフィルタＡ３３と、第２のＦＩＲフィルタＢ３４であって、その係数が複素係数によるデジタル・フィルタ１３の係数の虚数部に対応する、第２のＦＩＲフィルタＢ３４と、第３のＦＩＲフィルタＣ３５であって、その係数が複素係数によるデジタル・フィルタ１３の係数の実数部と虚数部との差に対応する、第３のＦＩＲフィルタＣ３５と、２つの加算器３６、３８と、減算器３７と、を備える。

したがって、第１のＦＩＲフィルタＡ３３は、デジタル・フィルタ１３の係数Ｃ（ｋ）の実数部と虚数部との和を、Ｃ_{Ｆｉｌｔｅｒ＿Ａ}（ｋ）と表示される係数として受信する。
Ｃ_{Ｆｉｌｔｅｒ＿Ａ}（ｋ）＝Ｃ_Ｉ（ｋ）＋Ｃ_Ｑ（ｋ）

第２のＦＩＲフィルタＢ３４は、デジタル・フィルタ１３の係数Ｃ（ｋ）の虚数部を、Ｃ_{Ｆｉｌｔｅｒ＿Ｂ}（ｋ）と表示される係数として受信する。
Ｃ_{Ｆｉｌｔｅｒ＿Ｂ}（ｋ）＝Ｃ_Ｑ（ｋ）

第３のＦＩＲフィルタＣ３５は、デジタル・フィルタ１３の係数Ｃ（ｋ）の実数部と虚数部との差を、Ｃ_{Ｆｉｌｔｅｒ＿Ｃ}（ｋ）と表示される係数として受信する。
Ｃ_{Ｆｉｌｔｅｒ＿Ｃ}（ｋ）＝Ｃ_Ｉ（ｋ）−Ｃ_Ｑ（ｋ）

複素係数によるデジタル・フィルタ１３は、それぞれ、デジタル・プリディストーション・モジュール１２の出力から来る信号のＩ成分、Ｑ成分を受信する、２つの入力Ｉ_ＩＮ、Ｑ_ＩＮと、それぞれ、フィルタ処理後、Ｉ成分、Ｑ成分を送出する２つの出力Ｉ_ＯＵＴ、Ｑ_ＯＵＴと、を備える。

第１のＦＩＲフィルタＡ３３は、デジタル・プリディストーション・モジュール１２の出力信号のＩ成分を、入力として受信する。

第３のＦＩＲフィルタＣ３５は、デジタル・プリディストーション・モジュール１２の出力信号のＱ成分を、入力として受信する。

第２のＦＩＲフィルタＢ３４は、加算器３６によるデジタル・プリディストーション・モジュール１２の出力信号のＩ成分とＱ成分との和を、入力として受信する。

第１のＦＩＲフィルタＡ３３及び第２のＦＩＲフィルタＢ３４の出力は、複素係数によるデジタル・フィルタ１３の出力信号Ｉ_ｏｕｔのＩ成分を作り出すように、減算器３７に接続されている。

第２のＦＩＲフィルタＢ３４及び第３のＦＩＲフィルタＣ３５の出力は、複素係数によるデジタル・フィルタ１３の出力信号Ｑ_ｏｕｔのＱ成分を作り出すように、加算器３８に接続されている。

本発明の範囲を逸脱しない限り、複素係数によるデジタル・フィルタ１３を製作するのに、少なくとも３つのＦＩＲフィルタを使用する他の代替の構造も使用され得ることに留意されたい。

図１１〜図１４は、本発明による、線形化システム２のある実装形態の一例として、測定結果を示す。

クラスＧ ＲＦパワー・アンプ３には、ＤＣ−ＤＣ変換器４によって供給される様々な別々の供給電圧間で、アンプ３の電力利得及び位相のずれの著しいバラツキがある可能性がある。このような利得及び位相のバラツキは、次には、発せられる信号の著しい歪みにつながる。

クラスＧ ＲＦパワー・アンプ３の応答では、別々の電源電圧のそれぞれの間で、利得特性及び位相特性が異なる。

デジタル・プリディストーション・モジュール１２は、別々の電源電圧のすべてで同一である目標の利得値及び位相値に対して、それぞれの別々の電源電圧に特有の利得及び位相を補正するように働く。

図１１は、入力パワーＰｉｎ（単位ｄＢｍ）に応じて、クラスＧ ＲＦパワー・アンプ３を線形化するために生成されるプリディストーションの利得ＤＰＤ Ｇａｉｎ（単位ｄＢ）のモジュラスを示す、一例としてのグラフである。

図１１は、一次元デジタル・プリディストーション・モジュール１２の場合に、プリディストーション係数を導き出すためのモジュール１５によって行われるプロセスを示す。

ＤＣ−ＤＣ変換器４によって供給され得る４つの別々の電源電圧のそれぞれに対し、雲状の黒点は、プリディストーション係数を導き出すためのモジュール１５のデータ分けユニット２１の入力において測定されたデータを示し、白点の曲線は、それぞれの別々の供給電圧に対して別々に導き出されたプリディストーション係数を使用する、デジタル・プリディストーション・モジュール１２の応答を示す。

次に、フィルタ係数を導き出すためのモジュール１６を介して、複素係数によるデジタル・フィルタ１３の係数の導出を行うために、一次元デジタル・プリディストーション・モジュール１２と結合されたクラスＧ ＲＦパワー・アンプ３の応答が測定される。

図１１〜図１４に示される状況では、発せられる変調信号は、１．３ＭＨｚの帯域幅を有し、発生及び取得帯域幅は、４０ＭＨｚの周波数範囲に及ぶ。

次に、導き出される複素係数によるデジタル・フィルタ１３の周波数応答が、フィルタ係数を導き出すためのモジュール１６内の周波数応答計算ユニット２７によって確定される。

図１２及び図１３は、周波数（単位ＭＨｚ）に応じて、合成される複素係数によるデジタル・フィルタ１３の利得のモジュラス／大きさ（ｄＢ）と、合成される複素係数によるデジタル・フィルタ１３の利得の位相（度）とを、それぞれ示す、例としてのグラフを示す。

図１２及び図１３では、点線の曲線は、周波数応答計算ユニット２７からのデータを示す。

図１２及び図１３は、クラスＧ ＲＦパワー・アンプ３を線形化するために合成される複素係数によるフィルタ１３の大きさと位相における伝達関数を示す。

フィルタ１３の係数は、フィルタ係数導出ユニット２８によって導き出され、複素係数によるデジタル・フィルタ１３に埋め込まれる。

図１２及び図１３の実線の曲線は、この例の背景では、６４個の複素係数を使用することによって合成される複素係数によるデジタル・フィルタ１３の周波数応答を示す。

線形化方法を実施することで、デジタル・プリディストーション・モジュール１２のパラメータと、複素係数によるデジタル・フィルタ１３のパラメータとを導き出すことが可能になる。これにより、クラスＧで動作するＲＦパワー・アンプ３向けの本発明によるベースバンド線形化システム２は、アンプ３のこの動作モードによって引き起こされる歪みをなくすることを可能にする。

図１４は、周波数（単位ＭＨｚ）に応じて、本発明の線形化システム２がある場合とない場合のクラスＧ ＲＦパワー・アンプ３の出力スペクトル（パワー、単位ｄＢｍ）を示す、一例としてのグラフを示す。

太実線の曲線は、発せられる信号の測定されたスペクトルを示す。

点線の曲線は、クラスＧ ＲＦパワー・アンプ３単独の、すなわち、本発明の線形化システム２がない場合の出力スペクトルを示す。

太くない実線の曲線は、本発明による線形化システム２と結合された、クラスＧ ＲＦパワー・アンプ３の出力スペクトルを示す。

したがって、本発明による線形化システム２が、このアンプ３のクラスＧ動作モードによって引き起こされる歪みをなくすることによって、クラスＧ ＲＦパワー・アンプ３を線形化することを可能にしていることが分かる。

Claims (12)

1. クラスＧ高周波（ＲＦ）パワー・アンプ（３）向けのベースバンド線形化のシステム（２；２’）であって、
   同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを含んで発せられる入力デジタル・ベースバンド信号を受信することができる第１の入力（２ａ）と、
   前記クラスＧ ＲＦパワー・アンプ（３）に線形化出力ベースバンド・デジタル信号を出力することができる第１の出力（２ｂ）と、
   前記クラスＧ ＲＦパワー・アンプ（３）の出力（３ａ）から来るベースバンド・デジタル信号を受信することができる第２の入力（２ｃ）と、
   前記クラスＧ ＲＦパワー・アンプ（３）に接続されたＤＣ−ＤＣ変換器（４）にデジタル電源電圧選択信号を出力することができる第２の出力（２ｄ）と
   を備え、
   アンプ電源電圧を選択するためのモジュール（１１）であって、その入力が前記線形化システム（２；２’）の前記第１の入力（２ａ）に接続され、その出力が前記線形化システム（２；２’）の前記第２の出力（２ｄ）に接続され、前記アンプ電源電圧を選択するための前記モジュール（１１）が、発せられる受信入力信号の振幅に応じて、前記ＤＣ−ＤＣ変換器の少なくとも２つのＤＣ電源電圧の中から電源電圧を選択するように構成されている、前記アンプ電源電圧を選択するためのモジュール（１１）と、
   前記線形化システム（２；２’）の前記第１の入力（２ａ）に接続され、発せられる前記受信入力信号の前記Ｉ成分及びＱ成分のデジタル・プリディストーションを行うように構成されている、デジタル・プリディストーション・モジュール（１２；１２’）と、
   プリディストーション係数を導き出すためのモジュール（１５）であって、その入力が、前記線形化システム（２；２’）の前記第２の入力（２ｃ）に接続され、前記デジタル・プリディストーション・モジュール（１２；１２’）によって使用されるプリディストーション係数（１５ａ）を導き出すように構成されている、プリディストーション係数を導き出すためのモジュール（１５）と
   をさらに備え、
   複素係数によるデジタル・フィルタ（１３）であって、その入力が前記デジタル・プリディストーション・モジュール（１２；１２’）の前記出力に接続され、その出力が前記線形化システム（２；２’）の前記第１の出力（２ｂ）に接続されている、複素係数によるデジタル・フィルタ（１３）と、
   フィルタ係数を導き出すためのモジュール（１６）であって、その入力が前記線形化システム（２；２’）の前記第２の入力（２ｃ）に接続され、前記複素係数によるデジタル・フィルタ（１３）によって使用されるフィルタ係数（１６ａ）を導き出すように構成されている、フィルタ係数を導き出すためのモジュール（１６）と
   をさらに備え、
   前記フィルタ係数を導き出すためのモジュール（１６）が、発せられる前記信号の前記Ｉ成分及びＱ成分と、前記クラスＧ ＲＦパワー・アンプ（３）の前記出力（３ａ）から来る前記ベースバンド・デジタル信号と、前記複素係数によるデジタル・フィルタ（１３）の前記出力と、並びに前記デジタル・プリディストーション・モジュール（１２；１２’）の前記出力とに応じて、前記フィルタ係数（１６ａ）を導き出すように構成され、
   前記フィルタ係数を導き出すためのモジュール（１６）が、３つの時間遅延ユニット（２３ａ、２３ｂ、２３ｃ）と、利得計算ユニット（２４）と、フィルタ出力予測信号計算ユニット（２５）と、２つの高速フーリエ変換ＦＦＴユニット（２６ａ、２６ｂ）と、フィルタ周波数応答計算ユニット（２７）と、フィルタ係数導出ユニット（２８）とを備え、
   前記３つの時間遅延ユニット（２３ａ、２３ｂ、２３ｃ）が、それぞれ、発せられる前記信号の前記Ｉ成分及びＱ成分の伝播及び処理時間、前記複素係数によるデジタル・フィルタ（１３）の前記出力、及び前記デジタル・プリディストーション・モジュール（１２；１２’）の前記出力を補うように構成され、
   前記利得計算ユニット（２４）が、前記複素係数によるデジタル・フィルタ（１３）の遅延出力、及び前記パワー・アンプ（３）の前記出力（３ａ）から来る前記ベースバンド・デジタル信号から、前記パワー・アンプ（３）の複素利得を計算するように構成され、
   前記フィルタ出力予測信号計算ユニット（２５）が、前記計算された複素利得、並びに発せられる前記信号の遅延Ｉ成分及びＱ成分から、前記デジタル・フィルタ（１３）によって発生する前記信号を計算するように構成され、
   前記２つのＦＦＴユニット（２６ａ、２６ｂ）が、それぞれ、前記デジタル・プリディストーション・モジュール（１２；１２’）の前記遅延出力のフーリエ変換と、前記フィルタ出力予測信号計算ユニット（２５）によって計算された、前記デジタル・フィルタ（１３）によって発生する前記信号のフーリエ変換とを計算するように構成され、
   前記フィルタ周波数応答計算ユニット（２７）が、前記ＦＦＴユニット（２６ａ、２６ｂ）によって計算された２つのフーリエ変換から生じる前記デジタル・フィルタ（１３）の周波数応答を計算するように構成され、
   前記フィルタ係数導出ユニット（２８）が、前記フィルタ周波数応答計算ユニット（２７）によって計算された前記周波数応答に応じて、合成される前記デジタル・フィルタ（１３）の前記複素係数（１６ａ）を導き出すように構成されていることを特徴とする、ベースバンド線形化のシステム（２；２’）。
2. 前記デジタル・プリディストーション・モジュール（１２）が、発せられる前記信号の前記Ｉ成分及びＱ成分の振幅に応じて、一次元デジタル・プリディストーションを行うように構成されていることを特徴とする、請求項１に記載の線形化システム（２）。
3. 前記デジタル・プリディストーション・モジュール（１２’）が、発せられる前記信号の前記Ｉ成分及びＱ成分の前記振幅と、前記アンプ電源電圧を選択するための前記モジュール（１１）によって選択された前記電源電圧とに応じて、二次元デジタル・プリディストーションを行うように構成されていることを特徴とする、請求項１に記載の線形化システム（２’）。
4. 前記デジタル・プリディストーション・モジュール（１２；１２’）が、メモリ（１８；１８’）に格納された少なくとも１つのルックアップ・テーブル若しくは非線形方程式を使用して、メモリなしの多項式型のデジタル・プリディストーションを行うように、又はメモリを用いる多項式型若しくはボルテラ級数型のデジタル・プリディストーションを行うように構成されていることを特徴とする、請求項１から３までのいずれか一項に記載の線形化システム（２；２’）。
5. 前記線形化システム（２；２’）が、前記線形化システム（２；２’）の前記第２の入力（２ｃ）に配置されたアラインメント・モジュール（１４）をさらに備え、前記アラインメント・モジュール（１４）が、前記クラスＧ ＲＦパワー・アンプ（３）の前記出力（３ａ）から来る前記ベースバンド・デジタル信号と他のベースバンド・デジタル信号とを、振幅及び位相において合わせるように構成されていることを特徴とする、請求項１から４までのいずれか一項に記載の線形化システム（２；２’）。
6. 前記プリディストーション係数を導き出すためのモジュール（１５）が、前記クラスＧ ＲＦパワー・アンプ（３）の前記出力（３ａ）から、前記複素係数によるデジタル・フィルタ（１３）の前記出力及び前記デジタル・プリディストーション・モジュール（１２；１２’）の前記出力のうちの１つから、並びに前記アンプ電源電圧を選択するための前記モジュール（１１）によって選択された前記電源電圧から来る前記ベースバンド・デジタル信号に応じて、前記プリディストーション係数を導き出すように構成されていることを特徴とする、請求項１から５までのいずれか一項に記載の線形化システム（２；２’）。
7. 前記プリディストーション係数を導き出すためのモジュール（１５）が、第１及び第２の時間遅延ユニット（２０ａ、２０ｂ）、データ分けユニット（２１）、及びプリディストーション係数を導き出すためのユニット（２２）を備え、
   前記第１の時間遅延ユニット（２０ａ）が、前記複素係数によるデジタル・フィルタ（１３）及び前記デジタル・プリディストーション・モジュール（１２；１２’）のうちの１つから来る前記信号の伝播及び処理時間を補うように構成され、
   前記第２の時間遅延ユニット（２０ｂ）が、前記アンプ電源電圧を選択するための前記モジュール（１１）の前記出力から来る前記信号の伝播及び処理時間を補うように構成され、
   前記データ分けユニット（２１）が、前記パワー・アンプ（３）の前記出力（３ａ）から来る前記ベースバンド・デジタル信号に関するデータと、遅延電源電圧選択信号に応じて、前記複素係数によるデジタル・フィルタ（１３）及び前記デジタル・プリディストーション・モジュール（１２；１２’）のうちの１つから来る遅延信号に関わるデータとを分けて、メモリに格納するように構成され、
   前記プリディストーション係数導出ユニット（２２）が、各電源電圧に対し、前記データ分けユニット（２１）によってメモリに格納されたデータから、関連するプリディストーション係数（１５ａ）を導き出すように構成されていることを特徴とする、請求項６に記載の線形化システム（２；２’）。
8. 前記複素係数によるデジタル・フィルタ（１３）が、いくつかの有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ（２９ａ、２９ｂ、３０ａ、３０ｂ；３３、３４、３５）を使用して作られていることを特徴とする、請求項１から７までのいずれか一項に記載の線形化システム（２；２’）。
9. 前記複素係数によるデジタル・フィルタ（１３）が、２つの同一の第１のＦＩＲフィルタ（２９ａ、２９ｂ）であって、その係数が、前記複素係数によるデジタル・フィルタ（１３）の前記複素係数の実数部に対応する、２つの同一の第１のＦＩＲフィルタ（２９ａ、２９ｂ）と、２つの同一の第２のＦＩＲフィルタ（３０ａ、３０ｂ）であって、その係数が、前記複素係数によるデジタル・フィルタ（１３）の前記複素係数の虚数部に対応する、２つの同一の第２のＦＩＲフィルタ（３０ａ、３０ｂ）と、加算器（３２）と、減算器（３１）とを備え、
   前記デジタル・プリディストーション・モジュール（１２；１２’）の前記出力信号の前記Ｉ成分を入力として受信する前記第１のＦＩＲフィルタのうちの１つ（２９ａ）と、前記デジタル・プリディストーション・モジュール（１２；１２’）の前記出力信号の前記Ｑ成分を入力として受信する前記第２のＦＩＲフィルタのうちの１つ（３０ａ）とが、前記複素係数によるデジタル・フィルタ（１３）の前記出力信号の前記Ｉ成分を作り出すように、前記出力において前記減算器（３１）に接続され、
   前記デジタル・プリディストーション・モジュール（１２；１２’）の前記出力信号の前記Ｑ成分を入力として受信する前記第１のＦＩＲフィルタのうちのもう一方（２９ｂ）と、前記デジタル・プリディストーション・モジュール（１２；１２’）の前記出力信号の前記Ｉ成分を入力として受信する前記第２のＦＩＲフィルタのうちのもう一方（３０ｂ）とが、前記複素係数によるデジタル・フィルタ（１３）の前記出力信号の前記Ｑ成分を作り出すように、前記出力において前記加算器（３２）に接続されていることを特徴とする、請求項８に記載の線形化システム（２；２’）。
10. 前記複素係数によるデジタル・フィルタ（１３）が、第１のＦＩＲフィルタ（３３）であって、その係数が前記複素係数によるデジタル・フィルタ（１３）の前記係数の前記実数部と前記虚数部との和に対応する、第１のＦＩＲフィルタ（３３）と、第２のＦＩＲフィルタ（３４）であって、その係数が前記複素係数によるデジタル・フィルタ（１３）の前記係数の前記虚数部に対応する、第２のＦＩＲフィルタ（３４）と、第３のＦＩＲフィルタ（３５）であって、その係数が前記複素係数によるデジタル・フィルタ（１３）の前記係数の前記実数部と前記虚数部との差に対応する、第３のＦＩＲフィルタ（３５）と、２つの加算器（３６、３８）と、減算器（３７）とを備え、
    前記第１のＦＩＲフィルタ（３３）が、前記デジタル・プリディストーション・モジュール（１２；１２’）の前記出力信号の前記Ｉ成分を入力として受信し、
    前記第３のＦＩＲフィルタ（３５）が、前記デジタル・プリディストーション・モジュール（１２；１２’）の前記出力信号の前記Ｑ成分を入力として受信し、
    前記第２のＦＩＲフィルタ（３４）が、前記加算器のうちの１つ（３６）による前記デジタル・プリディストーション・モジュール（１２；１２’）の前記出力信号の前記Ｉ成分とＱ成分との和を入力として受信し、
    前記第１及び第２のＦＩＲフィルタ（３３、３４）の前記出力が、前記複素係数によるデジタル・フィルタ（１３）の前記出力信号の前記Ｉ成分を作り出すように、前記減算器（３７）に接続され、
    前記第２及び第３のＦＩＲフィルタ（３４、３５）の前記出力が、前記複素係数によるデジタル・フィルタ（１３）の前記出力信号の前記Ｑ成分を作り出すように、前記加算器のうちのもう一方（３８）に接続されていることを特徴とする、請求項８に記載の線形化システム（２；２’）。
11. 請求項１から１０までのいずれか一項によるベースバンド線形化システム（２；２’）、クラスＧ ＲＦパワー・アンプ（３）、ＤＣ−ＤＣ変換器（４）、アナログ−デジタル変換器（９）、デジタル−アナログ変換器（６）、アップコンバージョン・ミキサ（７）、及びダウンコンバーション・ミキサ（８）を備える、包絡線追跡技法用のシステム（１；１’）であって、
    前記ＤＣ−ＤＣ変換器（４）が、前記線形化システム（２；２’）の第２の出力（２ｄ）と前記パワー・アンプ（３）の電源入力（３ｂ）との間に配置され、
    前記デジタル−アナログ変換器（６）と前記アップコンバージョン・ミキサ（７）とが、前記線形化システム（２；２’）の第１の出力（２ｂ）と前記パワー・アンプ（３）のＲＦ入力（３ｃ）との間に直列に配置され、
    前記ダウンコンバーション・ミキサ（８）と前記アナログ−デジタル変換器（９）とが、前記ＲＦパワー・アンプ（３）の出力（３ａ）と前記線形化システム（２；２’）の第２の入力（２ｃ）との間に直列に配置されている、包絡線追跡技法用のシステム（１；１’）。
12. 請求項１から１０までのいずれか一項による線形化システム（２；２’）から、複素係数によるデジタル・フィルタ（１３）の係数を導き出すための方法であって、
    標本抽出の事前に定められた時間期間に、フィルタ係数を導き出すためのモジュール（１６）の入力信号を取得するステップと、
    標本抽出の瞬間のたびに、利得計算ユニット（２４）を使用して、パワー・アンプ（３）の複素利得を計算するステップと、
    標本抽出の瞬間のたびに、フィルタ出力予測信号計算ユニット（２５）を使用して、前記デジタル・フィルタ（１３）によって発生する信号を計算するステップと、
    事前に定められた個数の標本に対して、デジタル・プリディストーション・モジュール（１２；１２’）の出力のフーリエ変換と、前記デジタル・フィルタ（１３）によって発生する前記信号のフーリエ変換とを計算するステップと、
    フィルタ周波数応答計算ユニット（２７）を使用して、合成される前記デジタル・フィルタ（１３）の伝達関数を計算するステップと、
    フィルタ係数導出ユニット（２８）を使用して、前記デジタル・フィルタ（１３）の前記係数を計算するステップと、
    前記複素係数によるデジタル・フィルタ（１３）の前記係数を更新するステップと
    を含み、
    前記フィルタ係数の前記計算及び更新が、所定の時間間隔で繰り返し行われ、前記フィルタ係数が連続する繰り返しにわたって精緻化される、方法。

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