JP2016082664A - ロータ極数切換可能な永久磁石同期機 - Google Patents

Abstract

【課題】損失及び製造コストを抑止しつつ、優れたトルク/重量比と広い速度範囲を両方もつロータ、極数切換可能な永久磁石同期機を提供する。
【解決手段】磁気突極が形成するコア極５１、５３、５４、５６は、永久磁石が形成するマグネット極５２、５５から、電気角１８０度離れたｄ軸位置に配置する。ロータのｄ軸位置は、マグネット極とコア極とのどちらかにより占有され、コア極はマグネット極の半分又は２倍とされる。ステータ磁極数はマグネット極及びコア極の合計に常に等しい。マグネット極とコア極とにより構成されるロータ磁極の数は、コア極の極性変更により変更される。界磁電流又はｄ軸増磁電流は、マグネット極に対して電磁的に並列配置されたコア極を磁化する。
【選択図】図５

Description

本発明は可変速用途に好適な永久磁石同期機に関し、特にロータ極数切換可能な永久磁石同期機に関する。

車両用回転電機は重量の軽減を要求する。出力/重量比が速度の増加により向上するため、エンジン始動発電機（ISG）、オルタネータ及びトラクションモータなどの車両用回転電機は極めて広い速度範囲をもつのが一般的である。

低速におけるトルク/重量比（低速トルク/重量と呼ばれる）及び効率が他の回転電機よりも優れるので、永久磁石同期機（PMSM)は多くの用途で使用されている。しかし、このPMSMは、広い速度範囲が要求される車両用途などに本質的に適していない。これは、ステータ巻線の逆起電力（バックEMF）が高速時にインバータ電圧を超える問題（バックEMF問題）をもつためである。

ｄ軸電流により磁石磁束の一部をキャンセルする弱め磁束法により、PMSMのバックEMFは低減される。しかし、ｄ軸電流は、真空と見なされる永久磁石を貫通するｄ軸磁路に弱め磁界を形成する必要があるため、効率が低下するという問題をもつ。さらに、永久磁石を永久減磁を回避するために、ｄ軸電流は制限されねばならない。このため、一般に、オルタネータ又はISGは永久磁石の代わりに界磁コイルを採用し、トラクションモータは誘導モータをしばしば採用している。

オルタネータ又はISGの改良が車両の燃費改善のために要求されている。たとえば、車両の制動時に発電を停止することにより、オルタネータは燃費を改善することができる。しかし、従来のオルタネータの界磁コイルは非常に大きいインダクタンスをもつので、車両制動時に発電を素早く停止できないという問題をもつ。

同様に、アイドリングストップ動作を実現することにより、ISGは燃費改善を実現することができる。しかし、界磁コイルをもつISGはエンジン始動時に界磁磁束を急速に増加できないので、エンジンを素早く始動できないという問題をもつ。結局、車両用回転電機としての永久磁石同期機（PMSM）はバックEMF問題をもち、車両用回転電機としての界磁コイル同期機（FCSM）は界磁コイルのインダクタンス問題をもつことが理解される。

PMSMのバックEMFを改善するために、巻数切換PMSM及び極数切換PMSMが提案されている。特許文献１及び２は、ロータの一部の永久磁石極の極性を反転させる極数変換PMSMを提案している。しかし、極数変換PMSMは、永久磁石の極性反転のために非常に大きなｄ軸パルス電流を発生するインバータを必要とする。さらに、永久磁石の極性反転と同時にステータ磁極数を変更するステータ極数変換回路を必要とする。これらのインバータ及びステータ極数変換回路は、製造コスト及び回路損失を増加させる。

本出願人により出願された特許文献３は、極性が異なる２つのマグネット極の間に２つのコア極をもつ極数切換PMSMを提案している。マグネット極は永久磁石極と意味し、コア極は磁気突極を意味する。２つのコア極はｑ軸位置に配置され、マグネット極はｄ軸位置に配置される。ステータ極数を切り換えるために、２倍比のステータ極数変換回路が採用される。けれども、この極数切換PMSMも製造コスト及び回路損失を増加させる。

特開２０１３ー０３４３１７号公報 特開２０１３ー１８３５１５号公報 特開２０１４ー０３９４４６号公報

本発明の１つの目的は、損失及び製造コストの増加を抑止しつつ優れたトルク/重量比と広い速度範囲を実現するロータ極数切換型永久磁石同期機を提供することである。本発明の永久磁石同期機は自動車などの移動用途の他、洗濯機、工業機械及びロボットなどの用途に採用されることができる。本発明のもう１つの目的は、バックEMFの悪影響を抑制可能なエンジン始動発電電動機を提供することである。本発明のもう１つの目的は、界磁コイルのインダクタンスが発生する悪影響を抑制可能な車両用交流発電機を提供することである。

ロータは、軟磁性の磁気突極により形成されるコア極と、永久磁石により形成されるマグネット極とをもつ。ｄ軸磁束又は界磁磁束を発生するコア極は、磁石磁束を発生するマグネット極に対して特定の配列をもつ。コア極はマグネット極が配置されるｄ軸位置から電気角１８０度離れた次のｄ軸位置に配置される。言い換えれば、ロータのｄ軸位置はマグネット極とコア極とのどちらかにより占有される。コア極はマグネット極の半分又は２倍とされる。ステータ巻線が形成するステータ磁極数はマグネット極及びコア極の合計に常に等しい。マグネット極とコア極とにより構成されるロータ磁極の数はコア極の極性変更により実質的に変更される。

本発明の永久磁石同期機は６極モード及び2極モードをもつ。２極モードは実質的に６極モードの１/３のロータ磁極数をもつ。ステータ磁極数がロータ磁極数と一致する６極モードによればステータ巻線のバックEMFが増大する。したがって、トルク又は発電能力が増加する。ステータ磁極数はロータ磁極数と一致しない２極モードによればステータ巻線のバックEMFは減少する。したがって、広い速度範囲での運転が可能となる。

ステータ巻線のd軸電流又は界磁コイルの界磁電流の通電方向を逆転することにより、コア極の極性が変更される。コア極を流れるロータ磁束は、d軸電流により形成されるｄ軸磁束又は界磁電流により形成される界磁磁束により主として構成される。

マグネット極を構成する永久磁石は電磁的に真空と見なせる。したがって、マグネット極は、界磁コイルのインダクタンスを低減する。これは、界磁電流の急速な増加を可能とする。

弱め磁束法は、電磁的に真空と見なせる永久磁石を貫通するｄ軸磁界を弱めねばならないため、ｄ軸電流を増加する必要がある。これに対して、本発明によれば、永久磁石をもつマグネット極と磁気的に並列に配置されるコア極の極性を反転させるため、必要なｄ軸電流は相対的に低減することができる。さらに、コア極の極性変更のためのd軸電流により永久磁石が永久減磁されることも防止される。

本発明の他の利点が以下に説明される。車両用となどの可変速用途において、最大のロータ磁束が要求されることは稀である。したがって、たとえばエンジン始動などの稀な運転条件（高トルク条件）のために多くの永久磁石をロータに装備することは不経済である。本発明によれば、高価な永久磁石の数を低減できるため、製造コストが低減される。

１つの好適態様によれば、２つのコア極が、互いに極性が異なる２つのマグネット極の間に配置される。好適なもう１つの態様によれば、互いに極性が異なる２つのマグネット極が２つのコア極の間に配置される。

もう１つの好適態様によれば、ランデル型ロータが採用される。このランデル型ロータによれば、界磁コイルがランデル型ロータコアに巻かれる。したがって、この同期機は従来の界磁コイル同期機（FCSM）と従来の永久磁石同期機（PMSM）との両方の特徴をもつ。この態様によれば、マグネット極が界磁巻線のインダクタンスを減らすため、界磁電流の急速な増加が可能となる。

もう１つの好適態様によれば、マグネット極はランデル型ロータコアの爪状コアに固定される。好適には、爪状コアは従来の約３倍の周方向幅（電気角５４０度）をもつ。これにより、爪状コアの剛性が改善される。

もう１つの好適態様によれば、爪状コアは２つのコア極の間に固定された１つのマグネット極をもつ。N極の永久磁石が奇数番目の爪状コアの周方向中央部に固定され、S極の永久磁石が偶数番目の爪状コアの周方向中央部に固定される。これにより、複雑なロータ構造を回避可能なロータ極数切換FCSMを実現することができる。

もう１つの好適態様によれば、爪状コアは２つのマグネット極の間に配置された１つのコア極をもつ。２つのN極永久磁石が奇数番目の爪状コアの周方向両端部に固定され、２つのS極永久磁石が偶数番目の爪状コアの周方向両端部に固定される。これにより、複雑なロータ構造を回避可能なロータ極数切換FCSMを実現することができる。

もう１つの好適態様によれば、このロータ極数切換FCSMはオルタネータとして採用される。もう１つの好適態様によれば、このロータ極数切換FCSMはISGとして採用される。界磁コイルのインダクタンスがマグネット極により低減されるので、界磁電流の急変が可能となる。

もう１つの好適態様によれば、ランデル型ロータの界磁コイルは第１コイル及び第２コイルをもつ。直列モードによれば、第１方向の界磁電流が、直列ダイオードを通じて直列接続された２つのコイルに通電される。界磁電流を反転する並列モードによれば、直列ダイオードは遮断され、並列ダイオードが導通され、２つのコイルは並列接続される。

ロータ極数切換FCSMは界磁電流の方向反転回路を元々もつため、さらに３つのダイオードを追加するだけで２つのコイルの直並列切換が実現される。好適には、３つのダイオードをロータコアに固定される。２つのコイルの並列接続により界磁コイルのインダクタンスは１/４となる。オルタネータの発電制動やISGのエンジン始動に要する時間を短縮することが可能となる。

もう１つの好適態様によれば、マグネット極の永久磁石は、マルチフラックスバリア構造をもつ円筒状ロータコアに固定される。マルチフラックスバリア構造はシンクロナスリラクタンスモータ（SynRM)において周知となっている。各フラックスバリアは、ロータコアのｄ軸インダクタンスLdとｑ軸インダクタンスとの比率（Ld/Lｑ）を増加する方向に延長される。一般に、各フラックスバリアは円弧状の溝により形成される。言い換えれば、各フラックスバリアは、互いに隣接する２つのコア極を連絡する向きに延長され、かつ、互いに隣接する２つのマグネット極を連絡する向きに延長される。これにより、有害なｑ+軸インダクタンスLqを低減することができる。ロータコアの耐遠心力を強化するために、フラックスバリアに樹脂を注入することは可能である。

もう１つの好適態様によれば、発電機の発電停止が要求される時、２極モードにおいてコア磁束総量はマグネット磁束総量に略等しくされる。このモードは発電停止モードと呼ばれる。この発電停止モードによれば、コア磁束総量とマグネット磁束総量との差によって誘起されるステータ巻線の発電電圧はバッテリ電圧未満とされる。これにより、バッテリの過充電は、ロータが永久磁石をもつにもかかわらず良好に防止することができる。

もう１つの好適態様によれば、２つの３相巻線と２つのインバータと１つの双方向スイッチとが設けられる。第１のインバータは第１の３相ステータ巻線に接続され、第２のインバータは第２の３相ステータ巻線に接続される。第１の３相巻線の１つの相巻線と第２の３相巻線の１つの相巻線とが１つの双方向スイッチを通じて接続される。これら２つの相巻線のバックEMFは略反対の位相をもつことが好適である。

この双方向スイッチがオフされる時、２つのインバータは直流電源に対して並列に接続されるので、６相動作と呼ばれる。この６相動作によれば、ステータ巻線の巻数を実質的に低減できるので、広い速度範囲を実現することができる。さらに、ステータ電流が２つのステータ巻線に並列に流れるため、銅損が低減される。

この双方向スイッチがオンされる時、２つのインバータはそれぞれ逆方向に２相運転を行う。２つのインバータの４つのレグが運転されるので、４相動作と呼ばれる。この４相動作によれば、第１の３相巻線及び第２の３相巻線が実質的に直列接続されるので、モータトルク（バックEMF）が増加する。この４相/６相切換型インバータ回路は、本出願人により出願された特願２０１４-１２３２４２に記載されている。この４相/６相切換型インバータ回路を装備することにより、本発明のロータ極数切換型永久磁石同期機の低速トルク及び速度範囲を更に改善することができる。

図１はランデル型ISGを示す模式図である。 図２はインバータ及び界磁電流制御回路を示す配線図である。 図３は６極モードを示す模式配線図である。 図４は２極モードを示す模式配線図である。 図５はランデル型ロータコアの側面図である。 図６はロータ磁極の周方向展開図である。 図７は界磁電流の制御により実施される各モードを説明する模式図である。 図８は６極モードを模式的に示す配線図である。 図９は２極モードを模式的に示す配線図である。 図１０はロータ磁極を示す周方向展開図である。 図１１は界磁電流の制御により実行される各モードを説明する模式図である。 図１２は界磁コイルの直並列切換回路を示す配線図である。 図１３はロータ極数変換型ISGのロータを示す模式径方向断面図である。 図１４はロータの模式径方向断面図である。 図１５は各モードを説明する模式図である。 図１６はロータ極数変換型ISGのロータを示す模式径方向断面図である。 図１７は各モードを説明する模式図である。 図１８はステータ巻線及びインバータを示す配線図である。

第１実施例
第１実施例が以下に説明される。図１はランデル型ISGを示す模式図である。ステータ１は円筒状のステータコア７に巻かれたステータ巻線２をもつ。ステータ巻線２はコイルエンド２A及び２Bをもつ。ランデル型ロータコア８は界磁コイル９とともにランデル型ロータを構成している。界磁コイル９はロータコア８の左コア及び右コアに囲まれている。

軟磁性の左コアはボス部８０、ポール部８１及び爪状コア８２からなる。ボス部８０は回転軸６に嵌められている。複数のポール部８１がボス部８０から径方向外側へ突出している。ポール部８１の先端から軸方向へ個別に延在する爪状コア８２は小さいエアギャップを挟んでステータコア７の内周面に対面している。

同様に、軟磁性の右コアはボス部８３、ポール部８４及び爪状コア８５からなる。ボス部８３は回転軸６に嵌められている。複数のポール部８４はボス部８３から径方向外側へ突出している。ポール部８４の先端から軸方向へ個別に延在している爪状コア８５は小さいエアギャップを挟んでステータコア７の内周面に対面している。

３相インバータ３はステータ巻線２にステータ電流を供給する。界磁電流制御回路１１は図略のブラシ及びスリップリングを通じて界磁電流を界磁コイル９へ通電する。コントローラ４はインバータ３及び界磁電流制御回路１１を制御する。

図２はインバータ３及び界磁電流制御回路１１を示す配線図である。ステータ巻線２は星形接続されたU相巻線２U、V相巻線２V及びW相巻線２Wからなる。インバータ３はU相レグ３U、V相レグ３V及びW相レグ３Wからなる。U相レグ３UはU相巻線２Uに接続され、V相レグ３VはV相巻線２Vに接続され、W相レグ３WはW相巻線２Wに接続されている。Hブリッジからなる界磁電流制御回路１１は界磁コイル９に流される界磁電流の量と方向とを制御する。

コントローラ４は６極モードと２極モードとをもつ。６N個（Nは整数）のロータ磁極が形成される６極モードは少なくともエンジン始動動作において採用される。２N個のロータ磁極が実質的に形成される２極モードは少なくとも高速発電動作において採用される。ステータ巻線２は６N個のステータ磁極を常に形成する。言い換えれば、ステータ１はN×１８０度に等しい電気角をもつ。

図３は６極モードを示す模式配線図であり、図４は２極モードを示す模式配線図である。U相巻線２Uは、直列に接続された６つのU相導体部２１U-２６Uをもつ。U相導体部２１U-２６Uは互いにほぼ電気角１８０度離れて配置されている。V相巻線２Vは、直列に接続された６つのV相導体部２１V-２６Vをもつ。各V相導体部２１V-２６Vは互いにほぼ電気角１８０度離れて配置されている。W相巻線２Wは、直列に接続された６つのW相導体部２１W-２６Wをもつ。各W相導体部２１W-２６Wは互いにほぼ電気角１８０度離れて配置されている。

図３は６極モードにおけるU相導体部２１U-２６Uの逆起電力（バックEMF）の一例を示す。この６極モードによれば、６つのU相導体部２１U-２６Uは同一方向の逆起電力U１、U２、U３、U４、U５及びU６を発生するので、U相巻線２Uは高い逆起電力を発生する。同様に、V相巻線２V及びW相巻線２Wも高い逆起電力を発生する。

図４は２極モードにおけるU相導体部２１U-２６Uの逆起電力（バックEMF）の一例を示す。この２極モードによれば、U相導体部２１U、２３U、２４U及び２６Uの逆起電力U１、U３、U４及びU６は、U相導体部２２U及び２５Uの逆起電力U２及びU５と反対向きとなる。U相巻線２Uの逆起電力は、４つの導体電圧U１、U３、U４及びU６の合計と２つの導体電圧U２及びU５の合計との差となる。したがって、U相巻線２Uの逆起電力は大幅に低減される。同様に、V相巻線２V及びW相巻線２Wの逆起電力も大幅に低減される。

図５はランデル型ロータコア８の側面図である。ロータコア８は１２極のロータ磁極をもつ。左コアは互いに空間角１８０度離れた２つのポール部８１をもつ。右コアも互いに空間角１８０度離れた２つのポール部８４をもつ。爪状コア８２はポール部８１から軸方向へ延在している。爪状コア８５はポール部８２から軸方向かつ爪状コア８５と反対向きに延在している。爪状コア８２及び８５はそれぞれ略９０度の周方向幅（空間角）をもち、周方向へ交互に配置されている。

爪状コア８２は、周方向両側に形成された２つのコア極５４及び５６と、２つのコア極５４及び５６の間に形成された１つのマグネット極５５をもつ。マグネット極５５は、爪状コア８２の周方向中央部８２０に形成された溝部に固定されている。ネオジム磁石からなるマグネット極５５の外周表面はN極に磁化されている。

同様に、爪状コア８５は、周方向両側に形成された２つのコア極５１及び５３と、２つのコア極５１及び５３の間に形成された１つのマグネット極５２をもつ。マグネット極５２は、爪状コア８５の周方向中央部８５０に形成された溝部に固定されている。ネオジム磁石からなるマグネット極５２の外周表面はS極に磁化されている。

図６はロータ磁極５１-５６の周方向展開図である。コア極５４及び５６とマグネット極５２とがロータのｄ-軸に配置されている。コア極５１及び５３とマグネット極５５とがロータのｄ+軸に配置されている。ｄ-軸とｄ+軸との間の電気角は１８０度である。ステータコア７の軸方向幅は磁極５１-５６の軸方向幅Wfに略等しい。

図７は各モードを説明する模式図である。各モードは界磁電流の制御により実施される。マグネット極５２及び５５はそれぞれ磁石磁束Fmを発生する。コア極５１、５３-５４及び５６はそれぞれ界磁磁束Ffを発生する。

磁束配列パターン１０１は２極モードを示す。界磁電流を第1方向へ流すことにより、コア極５１及び５３はS極となり、コア極５４及び５６はN極となる。その結果、磁極５１-５３は実質的に１つのS極を形成し、磁極５４-５６は実質的に１つのN極を形成する。結局、６つの磁極５１-５６は実質的に２つのロータ磁極を構成する。この２極モードによれば、ロータ磁界の空間周波数が低減されるので、ステータコア７の鉄損が低減される。

磁束配列パターン１０２は、２極モードの一例である発電停止モードを示す。界磁電流の低減により、界磁磁束Ffは磁石磁束Fmの約半分とされる。これにより、各相巻線３U、３V及び３Wの逆起電力（発電電圧）はそれぞれほぼゼロとなる。言い換えれば、この発電停止モードによれば、コア極の磁束総量とマグネット極の磁束総量との差が各相巻線2U、2V及び2Wに誘起する発電電圧がバッテリ電圧未満となるように、界磁電流が制御される。これにより、永久磁石同期機を用いるにももかかわらず、バッテリの過充電を防止することができる。この発電停止モードによれば、磁束配列パターン１０２がほぼ正弦波形状となるので、ステータコア７の高調波鉄損が低減される。

界磁電流制御回路１１の故障などにより界磁電流の制御が不可能となる時、マグネット磁束をコア磁束によりキャンセルできないので、ステータ巻線２は発生する逆起電力（発電電圧）が増加する。しかし、バッテリの消費電流を増加することにより、バッテリの過充電を防止することができる。

磁束配列パターン１０３は６極モードを示す。界磁電流を逆方向に流すことにより、コア極５１及び５３はN極となり、コア極５４及び５６はS極となる。これにより、磁極５１-５６は６つの磁極を交互に形成する。ステータ巻線２の各導体部は、ステータ巻線は、６極モードにおけるロータ磁極ピッチと等しいステータ磁極ピッチをもつので、トルクは大幅に増加される。

この実施例のISGによれば、６極モードでエンジンを始動することにより、エンジン始動トルクを増加することができる。２極モードにより高速発電を実施することにより、永久磁石が用いるにもかかわらず、発電の停止及び鉄損の低減を実現することができる。

永久磁石を用いることにより、エンジン始動に必要なロータ磁束の一部を界磁電流の通電無しに発生することができる。さらに、マグネット極が占有する磁路面積だけ、界磁コイルのインダクタンスを減らすことができるので、エンジン始動に必要なロータ磁束の残りを速やかに確保することができる。

さらに、エンジン始動後に実行される２極モードによれば、トルクアシスト動作や発電制動動作のための界磁磁束の増加を加速することができる。すなわち、界磁コイルのインダクタンスが永久磁石により低減されるので、トルクアシスト動作や発電制動動作のための界磁磁束の急速な増加が可能となる。

互いに隣接する２つの爪状コア82及び８５の間のギャップに補助永久磁石を固定することができる。一例によれば、この補助永久磁石は、爪状コア８２をS極に磁化し、爪状コア８５をN極に磁化する向きに磁化する。これにより、エンジン始動時に、コア極５１及び５３をN極に磁化し、コア極５４及び５６をS極に磁化するために必要な界磁電流値を得るための時間を短縮することができる。その結果、エンジン始動時間を短縮することができる。

エンジン始動時間をさらに短縮するために、界磁コイル９の巻数は従来のオルタネータよりも低減されることが好適である。アイドルストップ中に界磁電流の一部を通電することにより、ロータの６極モードを維持することが好適である。たとえば、定格最大電流値の４０％の界磁電流がアイドルストップ期間中に界磁コイル９に通電される。アイドルストップ期間中の界磁コイル９の銅損は約１６％となる。モードの変更時にインバータ３のｄ軸電流を制御することができる。ｄ軸電流は、モード変更によるコア極の極性逆転をアシストする方向へ通電される。

第1実施例の変形態様が以下に説明される。この変形態様は、第1実施例のISGをオルタネータとして用いる点にその特徴がある。図１及び図２に示されるインバータ３は３相ダイオード整流器に変更される。６極モードの採用により、このオルタネータの低速発電性能が向上される。これにより、オルタネータの小型軽量化が実現する。２極モードの採用により、永久磁石を用いるにもかかわらず発電停止及び鉄損低減が可能となる。

さらに、この変形態様によれば、車両制動時に２極モードから６極モードへ変更することにより、発電電流を大幅に増大することができる。同様に、車両加速時に発電停止モードを採用することにより、車両加速を促進することができる。界磁コイルのインダクタンス低減により、発電停止のための界磁電流の制御は従来のオルタネータよりも速やかに完了することができる。

第２実施例
第２実施例が以下に説明される。この第２実施例は第１実施例のISGのコア極及びマグネット極の位置を逆転した点をその特徴とする。図８は６極モードを模式的に示す配線図であり、図９は２極モードを模式的に示す配線図である。

図８は６極モードにおけるU相導体部２１U-２６Uの逆起電力の一例を示す。この６極モードは図３に示される第１実施例の６極モードと本質的に同じである。各相巻線２U、２V及び２Wは同様の逆起電力を発生する。

図９は２極モードにおけるU相導体部２１U-２６Uの逆起電力の一例を示す。U相導体部２１U、２３U、２４U及び２６Uの逆起電力U１、U３、U４及びU６は６極モードと同じ向きとなる。U相導体部２２U及び２５Uの逆起電力U２及びU５は６極モードと反対向きとなる。結局、U相巻線２Uの発電電圧は大幅に低減される。V相巻線２V及びW相巻線２Wの発電電圧も同様に低減される。

図１０はロータ磁極５１-５６を示す周方向展開図である。永久磁石の個数を低減するために、マグネット極５３及び５４は１つの永久磁石２０２により構成されている。同様に、マグネット極５１及び５６も１つの永久磁石２０１により構成されている。永久磁石２０１及び２０２が爪状コア８２及び８５に楔状に保持されるため、高速回転にもかかわらず永久磁石２０１及び２０２の脱落を良好に防止することができる（図１１参照）。

図１１は各モードを説明する模式図である。マグネット極５１、５３、５４及び５６は磁石磁束Fmを発生する。コア極５２及び５５は界磁磁束Ffを発生する。磁束配列パターン１０１は２極モードを示す。コア極５２がS極となり、コア極５５がN極となるので、磁極５１-５３は実質的に１つのS極を形成し、磁極５４-５６は実質的に１つのN極を形成する。結局、６つの磁極５１-５６は実質的に２つのロータ磁極を構成する。ロータ磁界の空間周波数が低減されるので、ステータコア７の鉄損が低減される。

磁束配列パターン１０３は６極モードを示す。コア極５２がN極となり、コア極５５がS極となるので、６つの磁極５１-５６は６つのロータ磁極を形成する。ステータ巻線２は、この６極モードのロータ磁極ピッチと等しいステータ磁極ピッチをもつ。この第２実施例のISGは第1実施例のISGと同様の効果を奏する。

第３実施例
第３実施例が図１２を参照して説明される。この実施例は既述された第1実施例又は第２実施例の界磁コイル９に追加される。界磁コイル９は、図１に示されるボス部８０及び８３に同一向きに巻かれた第１コイル９１及び第２コイル９２からなる。直列ダイオード１２及び並列ダイオード１３-１４がロータコア８に固定されている。Hブリッジからなる界磁電流制御回路１１が２つのスリップリング・ブラシペア１５及び１６を通じて界磁コイル９に接続されている。

直列ダイオード１２のアノードは第１コイル９１の一端に接続され、第１コイル９１の他端はHブリッジ１１のレグ１１Aに接続されている。直列ダイオード１２のカソードは第２コイル９２の一端に接続され、第２コイル９２の他端はHブリッジ１１のレグ１１Bに接続されている。並列ダイオード１３のアノードはレグ１１Bに接続され、並列ダイオード１３のカソードは直列ダイオードのアノードに接続されている。並列ダイオード１４のアノードは直列ダイオードのカソードに接続され、並列ダイオード１４のカソードはレグ１１Aに接続されている。

レグ１１Aは、直列接続された上アームスイッチ１１１及び下アームスイッチ１１４をもつ。レグ１１Bは、直列接続された上アームスイッチ１１３及び下アームスイッチ１１２をもつ。４つのスイッチ１１１-１１４は、逆並列ダイオードをもつMOSトランジスタにより構成されている。

エンジン始動のために実行される６極モードによれば、スイッチ１１３及び１１４がオンされ、スイッチ１１１及び１１２がオフされる。界磁電流は並列ダイオード１３及び１４を通じて第１コイル９１及び第２コイル９２に並列に流れる。界磁コイル９のインダクタンスが１/４となるので、界磁電流は急速に増加する。

スイッチ１１３及びスイッチ１１４がオフされる時、６極モードのための界磁電流が停止される。第１コイル９１及び第２コイル９２の残留磁気エネルギーはそれぞれ、スイッチ１１１及び１１２の逆並列ダイオードを通じてバッテリに電流を流す。これにより、６極モードの終了時に、界磁電流は急速に減衰する。

発電動作のために実行される２極モードによれば、スイッチ１１１及び１１２がオンされ、スイッチ１１３及び１１４がオフされる。これにより、界磁電流は直列ダイオード１２を通じて直列に接続された第１コイル９１及び第２コイル９２を通じて流れる。界磁コイル９の巻数が２倍となるので、界磁電流を低減することができる。

スイッチ１１１及び１１２のどちらかをPWMスイッチングすることにより、２極モードの界磁電流が制御され、発電電流が調整される。スイッチ１１１がオフされる時、第１コイル９１及び第２コイル９２の残留磁気エネルギーは、直列ダイオード１２及びスイッチ１１２及びスイッチ１１４を通じて循環するフリーホィーリング電流を発生する。スイッチ１１２がオフされる時、第１コイル９１及び第２コイル９２の残留磁気エネルギーは、直列ダイオード１２及びスイッチ１１１及びスイッチ１１３を通じて循環するフリーホィーリング電流を発生する。

この実施例の界磁電流制御回路は、界磁電流の方向を逆転するためのHブリッジ１１を元々装備する第１実施例及び第２実施例のランデル型ISGとともに使用されることが最適である。しかし、ロータ極数を変更しない従来のISGやオルタネータがこの界磁電流制御回路を採用することも可能である。

第４実施例
第４実施例が以下に説明される。この実施例は通常の永久磁石同期機（PMSM）に適用される。図１３は、ロータ極数変換型トラクションモータのロータを示す模式軸方向断面図である。ステータは図１に示されるステータ１と同じである。

ロータ８Aは、回転軸６に嵌められた積層鋼板製のロータコア８００と、円筒状のロータコア８００の外周部に固定された永久磁石とからなる。ロータコア８Aの外周面は小ギャップを隔ててステータコア７の内周面に対面している。したがって、この同期機は、インナーロータ構造をもつ通常の永久磁石型同期モータと同じ構造を有している。ステータ巻線２に給電する３相のインバータ３はコントローラ４により制御される。

図１４はロータ８Aの模式径方向断面図である。それぞれ６極のロータ磁極５１-５６からなる２組のロータ磁極がロータコア８００の外周面のｄ+軸位置及びｄ-軸位置に順番に形成されている。互いに空間角１８０度離れた２つのマグネット極５２はS極をもつ。互いに空間角１８０度離れた２つのマグネット極５５はN極をもつ。マグネット極５２とマグネット極５５との間の空間角は９０度である。マグネット極５２及び５５は、ロータコア８００の外周面を凹設した磁石溝に固定された永久磁石からなる。マグネット極５２及び５５はロータコア８００に埋め込まれてもよい。

コア極５６及び５１がマグネット極５５及び５２の間に配置されている。コア極５３及び５４がマグネット極５２及び５５の間に配置されている。結局、合計１２個のロータ磁極がロータ８Aのｄ+軸位置及びｄ-軸位置に形成される。ロータコア８００はマルチフラックスバリア８０１及び８０２をもつ。マルチフラックスバリア８０１及び８０２はそれぞれ、フラックスバリアと呼ばれる複数の円弧状の溝からなる。言い換えれば、ロータコア８００は従来の同期シンクロナスリラクタンスモータと実質的に同じマルチフラックスバリア構造をもつ。

マルチフラックスバリア８０１は、互いに隣接するコア極５３及び５４の間のｄ軸磁気抵抗と、互いに隣接するマグネット極５２及び５５間のｄ軸磁気抵抗とを減らす向きに形成されている。マルチフラックスバリア８０２は、互いに隣接するコア極５６及び５１の間のｄ軸磁気抵抗と、互いに隣接するマグネット極５５及び５２間のｄ軸磁気抵抗とを減らす向きに形成されている。

互いに隣接するマルチフラックスバリア８０１及び８０２の間の空間角は９０度である。マルチフラックスバリア８０１及び８０２はそれぞれ、互いに隣接するｑ+軸とｑ-軸との間のｑ軸磁気抵抗を増加する向きに形成されている。ｑ軸インダクタンスによる悪影響を低減するために、ｄ+軸及びｄ-軸に配置される永久磁石を隣接のｑ軸方向へ延長してもよい。結局、ロータ８Aは、ステータ巻線２に大きなｄ軸インダクタンスLdと小さいｑ軸インダクタンスLｑとを与える。

ステータ巻線２は第１実施例と同様に１２極のステータ磁極を形成する。インバータ３からステータ巻線２に供給されるステータ電流に含まれるｄ軸電流Iｄの方向を逆転することにより、コア極５１、５３-５４及び５６の極性が変更される。

６極モードによれば、互いに隣接する１つのコア極と１つのマグネット極とが反対の極性をもつ。２極モードによれば、互いに隣接する１つのコア極と１つのマグネット極とは同じ極性をもつ。６極モードはたとえばエンジン始動時に採用される。２極モードはたとえば高速時に採用される。６極モード及び２極モードの詳細は第１実施例と本質的に同じである。

図１５は各モードを説明する模式図である。S極のマグネット極５２及びN極のマグネット極５５は磁石磁束Fmを発生する。ｄ軸電流により磁化されてN極又はS極となるコア極５１、５３-５４及び５６はｄ軸磁束Fdを発生する。図１５の磁束パターンは図７の磁束パターンと本質的に同じである。ただし、図１５に示されるコア極５１、５３-５４及び５６は界磁磁束Ff（図７参照）の代わりにｄ軸磁束Fdを発生する。図１５に示される各モードにおける詳細は図７に示される各モードの詳細と本質的に同じであるため、その説明は省略される。ただし、ｄ軸電流は、真空と見なされる永久磁石を通過することなく、コア極５１、５３、５４及び５６を磁化するため、極性変更のためのｄ軸電流を低減することができる。

第５実施例
第５実施例が以下に説明される。この実施例は通常の永久磁石同期機（PMSM)に適用される。図１６は、ロータ極数変換型トラクションモータのロータを示す模式径方向断面図である。ステータは、図１３に示されるステータ１と本質的に同じである。ただし、図１６に示されるコア極とマグネット極は、図１４に示されるコア極とマグネット極と逆の位置に配置されている。

N極のマグネット極５１及び５３はコア極５２を挟んで配置されている。S極のマグネット極５４及び５６はコア極５５を挟んで配置されている。コア極５２はコア極５５から空間角９０度離れて配置されている。マグネット極５２及び５５はロータコア８００の外周面を凹設した溝に固定されている。結局、２組のロータ磁極５１-５６がロータ８Aのｄ+軸位置及びｄ-軸位置に配置されている。ロータコア８００はマルチフラックスバリア８０１及び８０２をもつ。

マルチフラックスバリア８０１は、互いに隣接するマグネット極５１及び５６の間のｄ軸磁気抵抗と、互いに隣接するコア極５５及び５２間のｄ軸磁気抵抗とを減らす向きに形成されている。マルチフラックスバリア８０２は、互いに隣接するマグネット極５３及び５４の間のｄ軸磁気抵抗と、互いに隣接するマグネット極５２及び５５間のｄ軸磁気抵抗とを減らす向きに形成されている。

マルチフラックスバリア８０１及び８０２は、互いに隣接するｑ+軸とｑ-軸との間のｑ軸磁気抵抗を増加する。結局、磁気突極型のロータ８Aは、大きなｄ軸インダクタンスLdと、小さいｑ軸インダクタンスLｑとをステータ巻線２に与える。マグネット極５２及び５４を構成する永久磁石は、ロータコア８A内部に埋め込
まれてもよい。

ステータ巻線は１２極のステータ磁極を形成する。ステータ電流に含まれるｄ軸電流Iｄの方向を反転することにより、４つのコア極５２及び５５の極性が反転される。６極モードによれば、コア極は隣接するマグネット極と反対の極性をもつ。２極モードによれば、コア極は隣接するマグネット極と同じ極性をもつ。６極モードはたとえばエンジン始動時に採用される。２極モードはたとえば高速時に採用される。

図１７は各モードを説明する模式図である。ただし、各永久磁石はロータコア８００内に形成された磁石収容孔に収容されている。言い換えれば、ロータ８Aは公知の埋め込み磁石構造をもつ。永久磁石が収容されない各磁石収容孔の両端部はフラックスバリア５９を構成している。

S極のマグネット極５４及び５６並びにN極のマグネット極５１及び５３は磁石磁束Fmを発生する。コア極５２及び５４はｄ軸磁束Fdを発生する。図１７に示される磁束パターンは図１１に示される磁束パターンと本質的に同じである。ただし、図１７に示されるコア極５２及び５５は、図１１に示される界磁磁束Ffの代わりにｄ軸磁束Fdを発生する。図１７に示される各モードは、図１１に示される各モードと本質的に同じである。

第６実施例
第６実施例が図１８を参照して説明される。この実施例は、ISGが強力なエンジン始動トルクを発生しなければならないという深刻な問題を解決するためになされたものである。既述したロータ極数切換だけでは、ISGが要求するトルク特性及び発電特性の両方を実現することがなお容易でない点に鑑みてなされたものである。

図１８はステータ巻線２及びインバータ３を示す配線図である。ステータ巻線２は第１の３相巻線２Aと第２の３相巻線２Bとからなる。３相巻線２Aは、星形接続されたU相巻線２U１、V相巻線２V１及びW相巻線２W１からなる。３相巻線２Bは、星形接続された-U相巻線２U２、-V相巻線２V２及び-W相巻線２W２からなる。

U相巻線２U１及び-U相巻線２U２は反対位相のU相電圧を発生する。V相巻線２V１及び-V相巻線２V２は反対位相のV相電圧を発生する。W相巻線２W１及び-W相巻線２W２は反対位相のW相電圧を発生する。言い換えれば、ステータ巻線２は位相が電気角６０度ずつずれた６相の相巻線により構成されている。

交流スイッチであるトライアック１５がW相巻線２W１の出力端と-W相巻線２W２とを接続している。インバータ３は、第１の３相巻線２Aに接続される第１インバータ３Aと、第２の３相巻線２Bに接続される第２インバータ３Bとからなる。

第１インバータ３Aは、MOSトランジスタにより構成されるU相スイッチングレグ３U１及びV相スイッチングレグ３V１と、ダイオードにより構成されるW相ダイオードレグ３W１からなる。第２インバータ３Aは、MOSトランジスタにより構成される-U相スイッチングレグ３U２及び-V相スイッチングレグ３V２と、ダイオードにより構成される-W相ダイオードレグ３W２からなる。

U相レグ３U１はU相巻線２U１に接続され、V相レグ３V１はV相巻線２V１に接続され、W相レグ３W１はW相レグ２W１に接続されている。-U相レグ３U２は-U相巻線２U２に接続され、-V相レグ３V２は-V相巻線２V２に接続され、-W相レグ３W２は-W相レグ２W２に接続されている。結局、インバータ３は、４相のスイッチングレグ３U１、３V１、３U２及び３V２と、２相のダイオードレグ３W１及び３W２からなる。

インバータ３及びトライアック１５の動作が以下に説明される。
大トルクを発生する必要があるエンジン始動時に、トライアック１５がオンされる。次に、４相のスイッチングレグ３U１、３V１、３U２及び３V２がステータ巻線２に略正弦波波形の４相電流を供給する。このモードは４相モードと呼ばれる。これにより、U相電流IUがU相巻線２U１及び２U２に流れ、V相電流IVがV相巻線２V１及び２V２に流れる。その結果、W相巻線２W１及び-W相巻線２W２にW相電流IWが流れる。結局、２つの３相巻線２A及び２Bが直列接続されるので、４相インバータにより大きなトルクを発生することができる。

高速時にトライアック１５がオフされる。その結果、３相巻線２A及び２Bは互いに独立に発電電流又はトルクを発生する。このモードは６相モードと呼ばれる。ステータ巻線２A及び２Bの銅損が低減される。

この実施例によれば、１つの双方向スイッチによりステータ巻線２の巻数を切り換えることができるので、永久磁石により高速回転時にバックEMFが過度に上昇する問題が改善される。その結果、既述された発電電圧低減のための界磁電流又はｄ軸電流の通電による損失を減らすことができる。さらに、エンジン始動時にステータ巻線の巻数を増加できるので、低速トルクを向上することができる。トライアックの代わりに他の双方向スイッチを用いることも可能である。

４相/６相切換法と呼ばれる上記ステータ巻線切換法は、ISG以外のオルタネータなどの可変速同期発電機やトラクションモータのような可変速同期モータに使用されることができ、さらに誘導モータ又は誘導発電機にも採用されることができる。発電機として用いられる時、インバータ３は６相のダイオードレグで構成されることができる。モータとして用いられる時、インバータ３は６相のスイッチングレグで構成されることができる。

上記各実施例はラジアルギャップ型回転電機の代わりにアキシャルギャップ型の回転電機やリニアモータに採用されることもできる。

Claims (12)

1. ロータコアに形成されるマグネット極及びコア極を有し、マグネット極は永久磁石により形成され、コア極はロータコアに形成された磁気突極により形成されるロータ極数切換型永久磁石同期機において、
   ロータコアに対面するステータコアにマグネット極とコア極との合計数に等しい数のステータ磁極を形成するステータ巻線と、コア極の極性を変更することによりロータ磁極の数を切り換える電流制御手段とを有し、
   電流制御手段は、ロータ磁極数がステータ磁極数に等しい６極モードと、ロータ磁極数が実質的にステータ磁極数の１/３となる２極モードとの間のモードの切換をコア極の極性変更により実施することを特徴とするロータ極数切換型永久磁石同期機。
2. 互いに異なる極性を有する２つのマグネット極の間に配置される２つのコア極が異なる極性をもつ請求項１記載のロータ極数切換型永久磁石同期機。
3. 互いに異なる極性を有する２つのコア極の間に配置される２つのマグネット極が異なる極性をもつ請求項１記載のロータ極数切換型永久磁石同期機。
4. 電流制御手段は、ランデル型ロータコアに巻かれた界磁コイルに供給する界磁電流の方向を切り換えることによりコア極の極性を変更し、
   コア極を形成するための永久磁石は、ランデル型ロータコアの爪状コアに固定されている請求項３記載のロータ極数切換型永久磁石同期機。
5. 爪状コアは、２つのコア極の間に固定された１つのマグネット極をもつ請求項４記載のロータ極数切換型永久磁石同期機。
6. 爪状コアは、２つのマグネット極の間に形成された１つのコア極をもつ請求項４記載のロータ極数切換型永久磁石同期機。
7. 界磁コイルは、ランデル型ロータコアに巻かれた第１コイル及び第２コイルと、第１方向へ流れる界磁電流に対して第１界磁コイル及び第２界磁コイルを直列接続する直列ダイオードと、第１方向と反対方向へ流れる界磁電流に対して第１界磁コイル及び第２界磁コイルを並列接続する２つの並列ダイオードを有する請求項４記載のロータ極数切換型永久磁石同期機。
8. 電流制御手段は、ステータ巻線に通電されるｄ軸電流の通電方向を切り換えることによりコア極の極性を変更する請求項１記載のロータ極数切換型永久磁石同期機。
9. 円筒状のロータコアは、互いに反対極性を有して近接する２つのコア極間ｄ軸磁気抵抗と、互いに反対極性を有して近接する２つのマグネット極間のｄ軸磁気抵抗との両方を低減する向きに形成されたマルチフラックスバリアを有する請求項８記載のロータ極数切換型永久磁石同期機。
10. 電流制御手段は、２極モードにおいてマグネット磁の磁束総量に略等しい略等しいコア磁束の総量を発生することにより、ステータ巻線から外部への発電電流の供給を不能とする発電停止モードを有する請求項１記載のロータ極数切換型永久磁石同期機。
11. 電流制御手段は、ステータ巻線を構成する２つの３相巻線に個別に接続される第１インバータ及び第２インバータと、第１インバータの１つのレグと第２インバータの１つのレグとを接続する双方向スイッチと、双方向スイッチの断続により４相モードと６相モードとを切り換えるコントローラとを有する請求項１記載のロータ極数切換型永久磁石同期機。
12. 双方向スイッチにより接続される２つのレグは、ダイオードレグにより構成され、
    コントローラは、回転始動時に４相モードを選択することによりトルク発生動作を実行し、かつ、高速回転時に６相モードを選択することにより発電動作を実行する請求項１１記載のロータ極数切換型永久磁石同期機。