JP2015156755A - 電力変換器制御装置及びそれを備えたモータシステム - Google Patents

Abstract

【課題】モータシステム全体として損失を低減させることを可能とする電力変換器制御装置を提供する。【解決手段】電気１周期中のパルス数を決定するパルス数決定器４１４と、電圧の変調率と位相差を決定し、変調率及び位相差に応じて駆動電圧を生成する駆動信号生成器４１６と、を備え、駆動信号生成器４１６は、電気半周期中の全パルス数に対する６０度〜１２０度の範囲内のパルス数の割合であるパルス割合を変調率の増加に伴って減少させる。【選択図】図２

Description

本発明は、電力変換器制御装置及びそれを備えたモータシステムに関する。

ハイブリッド車や電気自動車等の移動体にはモータ（電動機）が搭載されている。モータは、バッテリ等の電力供給源から電力を受けて、電力エネルギーを機械的な動力に変換して駆動力を発生させる。したがって、モータでの電力の損失はできるだけ抑制することが望まれる。

ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｈｔ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）よりもスイッチング回数が少ない変調方式として、矩形波形電圧の特定波形位置から高次高調波成分（５次、７次、１１次・・・）を削除することで電流歪を生じさせる原因を低減する技術が開示されている（特許文献１）。

また、モータをインバータ駆動する差異のインバータ電圧として、ｎパルスモードにおいて正規化された高調波損失を正規化された基本波電力で除した値が最小となるようにスイッチ角α１〜αｎを設定することで、低次高調波を消去しつつ、基本波成分の出力電圧を増大させる技術が開示されている（特許文献２）。

特開２０１１−３５９９１号公報 特開２０１２−１２０２５０号公報

ところで、従来の高調波抑制技術では、インバータ回路のスイッチングによる入力電圧の低次高調波成分を低減させることのみ考慮されており、モータに通電されたときの電流の歪みやトルクへの影響が考慮されていない。したがって、電流の高調波成分によるモータの鉄損も考慮されておらず、モータシステムの損失は部分的にのみ考慮されている。

また、特定の低次高調波を完全に消去する必要がない場合であっても、選択されたｎパルスにおいて制御可能な次数の高調波成分のみを評価して処理を行っているので、結果的に低次高調波成分のみを考慮して除去することになっており、モータシステム全体として損失を低減させるように最適化されていない。

本発明の１つの態様は、スイッチング素子を備えた３相フルブリッジ型の電力変換器の各相の前記スイッチング素子に対して駆動電圧を出力する電力変換器制御装置であって、電気１周期中のパルス数を決定するパルス数決定器と、前記電圧の変調率と位相差を決定し、前記変調率及び前記位相差に応じて前記駆動電圧を生成する駆動信号生成器と、を備え、前記駆動信号生成器は、電気半周期中の全パルス数に対する６０度〜１２０度の範囲内のパルス数の割合であるパルス割合を前記変調率の増加に伴って減少させることを特徴とする電力変換器制御装置である。

本発明の別の態様は、３相モータと、スイッチング素子を備えた３相フルブリッジ型の電力変換器の各相の前記スイッチング素子に対して駆動電圧を出力する電力変換器制御装置と、を備え、前記３相モータを前記電力変換器制御装置によって制御するモータシステムであって、前記電力変換器制御装置は、電気１周期中のパルス数を決定するパルス数決定器と、前記電圧の変調率と位相差を決定し、前記変調率及び前記位相差に応じて前記駆動電圧を生成する駆動信号生成器と、を備え、前記駆動信号生成器は、電気半周期中の全パルス数に対する６０度〜１２０度の範囲内のパルス数の割合であるパルス割合を前記変調率の増加に伴って減少させることを特徴とするモータシステムである。

ここで、前記駆動信号生成器は、前記変調率の増加に伴って前記パルス割合を１００％から減少させることが好適である。

また、前記駆動信号生成器は、電気１周期のパルス数を１パルス以上とし、前記パルス割合を前記変調率に対して段階的に切り替えることが好適である。

本発明によれば、モータシステム全体として損失を低減させることを可能とする電力変換器制御装置及びそれを備えたモータシステムを提供することができる。

本発明の実施の形態におけるモータシステムの構成を示す図である。 本発明の実施の形態における制御回路の構成を示す図である。 本発明の実施の形態における駆動信号生成器の構成を示す図である。 本発明の実施の形態における変調率に対する電気角６０度以上１２０度以下の範囲内のパルス割合の関係を示す図である。 本発明の実施の形態において生成される駆動電圧の例を示す図である。 本発明の実施の形態において生成される駆動電圧の例を示す図である。 本発明の実施の形態における損失の低減効果を示す図である。

本発明の実施の形態におけるモータシステムは、図１に示すように、モータ１００、電源回路２００、電力変換器３００及び電力変換器制御装置４００を含んで構成される。電源回路２００から供給される電力は、電力変換器制御装置４００によって制御された電力変換器３００によって直流交流変換されてモータ１００へ供給される。

モータ１００は、電源回路２００から供給された電力によって駆動される。モータ１００は、回転子に永久磁石を備えた同期機とすることができる。モータ１００の固定子の電機子巻線に電力変換器３００から交流電力が供給され、モータ１００の回転が制御される。モータ１００の駆動力は、例えば、ハイブリッド自動車や電機自動車を含む移動体の駆動力として利用することができる。

また、モータ１００は、発電機を兼ねたモータジェネレータとしてもよい。この場合、発電によった電力が電力変換器３００において交流直流変換されて電源回路２００のバッテリに充電が行われる。

また、モータ１００には、回転子の回転位置（回転角度）θを検出するためのレゾルバ１０を付設してもよい。レゾルバ１０は、モータ１００の回転子の回転位置（回転角度）θを検出する。レゾルバ１０からの出力は電力変換器制御装置４００の角速度演算器に入力され、角速度演算器によってから回転位置（回転角度）θがモータ１００の回転子の角速度ω（回転数）に換算される。

また、モータ１００への電源供給ライン上に電流センサ１２を設ける。電流センサ１２により各相の電流値ｉｕ，ｉｖをリアルタイムに検出し、電力変換器制御装置４００の３相／ｄｑ軸変換器において電流値ｉｕ，ｉｖからｄ軸電流値ｉｄ及びｑ軸電流値ｉｑに変換する。

電源回路２００は、バッテリ２０及び平滑コンデンサ２２を含んで構成される。バッテリ２０とモータ１００との間において電力変換器３００を介して電力の受け渡しが行われる。平滑コンデンサ２２は、バッテリ２０の出力電圧を平滑化するために設けられる。

電力変換器３００は、インバータ回路を含んで構成される。電力変換器３００は、電力変換器制御装置４００から出力されるパルス状の駆動信号によって開閉制御されるスイッチング素子を含む上アーム及び下アームを備えた３相フルブリッジ型回路とすることができる。

上アーム及び下アームは、スイッチング素子であるＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）とダイオードとの並列接続からなる。上アームと下アームは直列接続され、３つの上下アーム直列回路が構成される。各上下アーム直列回路の中点がモータ１００の交流電力線に接続される。上アームと下アームのスイッチング素子は、電力変換器制御装置４００からの駆動信号を受けて、駆動信号によってインバータ回路のスイッチング素子の開閉を制御して３相の疑似正弦波電圧を生成する。その疑似正弦波電圧がモータ１００に供給される。また、モータ１００がジェネレータとして機能する場合には、モータ１００から出力された三相交流電力が直流電力に変換されて電源回路２００に供給される。

また、電力変換器３００は、直流電圧を昇降圧する電圧コンバータをさらに備えてもよい。

電力変換器制御装置４００は、制御回路４０２及びドライバ回路４０４を含んで構成される。制御回路４０２は、ドライバ回路４０４に出力される駆動信号を生成する回路である。制御回路４０２は、他の制御装置やセンサなどからの入力に基づいて、電力変換器３００のスイッチングタイミングを制御するための駆動信号を生成する。ドライバ回路４０４は、制御回路４０２において生成された駆動信号を受けて、駆動信号を増幅等したドライブ信号を生成して電力変換器３００のスイッチング素子を実際に駆動する。

制御回路４０２は、電力変換器３００のスイッチング素子のスイッチングタイミングを演算処理するためのマイクロコンピュータにより実現することができる。制御回路４０２は、モータ１００に対して要求される目標トルク値Ｔ、電力変換器３００からモータ１００に供給される電流値ｉｕ，ｉｖ、及びモータ１００の回転子の回転角θが入力される。目標トルク値Ｔは、車両のアクセル制御部等から出力される指令信号であり、モータ１００に対して要求される出力トルクを示す信号である。

制御回路４０２は、目標トルク値Ｔに基づいてモータ１００のｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を演算し、このｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値と検出された電流値ｉｕ，ｉｖに対応する実際のｄ軸電流値及びｑ軸電流値との差分に基づいてｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を演算する。このｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値からパルス状の変調波を生成する。この生成されたパルス状の変調波の信号はドライバ回路４０４で増幅等されて電力変換器３００に出力される。

制御回路４０２は、図２に示すように、角速度演算器４０６、３相／ｄｑ軸変換器４０８、電流指令生成器４１０、電流制御器４１２、パルス数決定器４１４及び駆動信号生成器４１６を含んで構成される。

角速度演算器４０６は、レゾルバ１０からモータ１００の回転子の回転位置（回転角度θ）の検出信号を受けて、回転位置（回転角度θ）をモータ１００の回転子の角速度ω（回転数）に換算して電流指令生成器４１０及び駆動信号生成器４１６へ出力する。角速度演算器４０６は、主に微分器から構成される。

３相／ｄｑ軸変換器４０８は、電流センサ１２からモータ１００へ流入する電流値ｉｕ，ｉｖの検出値及びレゾルバ１０から回転子の回転位置（回転角度θ）の検出信号を受けて、電流値ｉｕ，ｉｖからｄ軸電流値ｉｄ及びｑ軸電流値ｉｑに変換して電流制御器４１２へ出力する。

電流指令生成器４１０は、外部のアクセル制御部等から出力される目標トルク値Ｔを受けて、モータ１００に対する電流指令値であるｄ軸電流指令信号ｉｄ^＊とｑ軸電流指令信号ｉｑ^＊を生成して出力する。すなわち、電流指令生成器４１０は、目標トルク値Ｔと回転子の角速度ωとの関係に基づいてｄ軸電流指令信号ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令信号ｉｑ^＊を生成する。具体的には、目標トルク値Ｔと回転子の角速度ωと組み合わせに対してｄ軸電流指令信号ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令信号ｉｑ^＊を関連付けて登録した電流指令値テーブルを予め登録しておき、入力された目標トルク値Ｔと回転子の角速度ωに関連付けられているｄ軸電流指令信号ｉｄ^＊とｑ軸電流指令信号ｉｑ^＊を読み出して出力するようにしてもよい。

電流制御器４１２は、電流指令生成器４１０からｄ軸電流指令信号ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令信号ｉｑ^＊並びに３相／ｄｑ軸変換器４０８から実際のモータ１００に流れるｄ軸電流値ｉｄ及びｑ軸電流値ｉｑを受けて、ｄ軸電流値ｉｄ及びｑ軸電流値ｉｑがｄ軸電流指令信号ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令信号ｉｑ^＊に追従するようにｄ軸電圧指令信号Ｖｄ^＊とｑ軸電圧指令信号Ｖｑ^＊を演算する。演算されたｄ軸電圧指令信号Ｖｄ^＊とｑ軸電圧指令信号Ｖｑ^＊は、パルス数決定器４１４及び駆動信号生成器４１６に入力される。

パルス数決定器４１４は、駆動信号生成器４１６において生成される駆動信号の一電気周期に含まれるパルス数を決定する。パルス数決定器４１４は、ｄ軸電圧指令信号Ｖｄ^＊とｑ軸電圧指令信号Ｖｑ^＊を受けて、これらから算出される変調率ａに応じて電気１周期中のパルス数を決定する。例えば、変調率ａに応じてパルス数を１パルスから３１パルスの範囲で変更することが好適である。変調率ａは、後述する駆動信号生成器４１６と同様に算出することができる。このとき、実際のモータ１００における損失ができるだけ低減されるように変調率ａに応じてパルス数を設定することが好適である。

駆動信号生成器４１６は、ｄ軸電圧指令信号Ｖｄ^＊、ｑ軸電圧指令信号Ｖｑ^＊、回転子の回転位置（回転角度θ）及び角速度ω（回転数）並びにパルス数を受けて、電力変換器３００を駆動するためのパルス状信号である駆動信号を生成して出力する。駆動信号生成器４１６は、図３に示すように、電圧位相差演算器４２０、変調率演算器４２２及びパルス生成器４２４を含んで構成される。

電圧位相差演算器４２０は、ｄ軸電圧指令信号Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令信号Ｖｑ^＊を受けて、これらから磁極位置と電圧位相の位相差、すなわち電圧位相差を算出する。電圧位相差δは、式（１）に基づいて算出することができる。
δ＝ａｔａｎ（Ｖｄ^＊／Ｖｑ^＊）・・・・・・（１）

変調率演算器４２２は、ｄ軸電圧指令信号Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令信号Ｖｑ^＊を受けて、ｄ軸電圧指令信号Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令信号Ｖｑ^＊がなすベクトルの大きさをバッテリ電圧で正規化した変調率を算出する。変調率ａは、バッテリ電圧Ｖｄｃとすると式（２）に基づいて算出することができる。
ａ＝（√（Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２））／Ｖｄｃ・・・・（２）

パルス生成器４２４は、変調率ａ、電圧位相信号θｖ、回転子の角速度ω（回転数）並びにパルス数を受けて、これらに基づいてパルス状信号である駆動信号を生成する。ここで、電圧位相信号θｖは、電圧位相差δに回転子の回転位置（回転角度θ）を加算した値である。すなわち、電圧位相信号θｖは、回転子の回転角度θとすると式（３）で表わされる。
θｖ＝δ＋θ・・・・・・・・（３）

パルス生成器４２４では、電気半周期中の全パルス数に対する６０度以上１２０度以下（π／３〜２π／３）の範囲内のパルス数の割合であるパルス割合が変調率ａの増加に伴って減少するように駆動信号が生成される。すなわち、変調率ａが小さいときには電気半周期中のパルスが６０度以上１２０度以下の範囲のパルス数の割合を多くし、変調率ａが増加するに伴って電気半周期中のパルスが６０度以上１２０度以下の範囲のパルス数の割合が減少するように駆動信号を生成する。

このとき、パルス生成器４２４では、モータ１００における渦電流損失を考慮した評価関数を用いて駆動信号のパルス波形（スイッチングパターン）を決定する。従来の駆動信号決定方法は、低次高調波消去ＰＷＭおよび低次高調波振幅・位相制御ＰＷＭ共に駆動信号に含まれる特定の高調波を消去または目標値に制御する方法である。この場合、駆動信号のパルス波形（スイッチングパターン）において制御可能な個数以下の高調波数しか考慮されておらず、電流歪みの改善や制御性から低次高調波の抑制を選択し、これによって電流歪みを改善することでモータ損失の低減を図っていた。しかしながら、低回転及び軽負荷条件では、低次高調波の抑制によるモータ損失低減効果は小さく、さらに低次高調波を制御することで抑制対象としない高次高調波が大きくなり、これがモータ鉄損の増加に繋がっていた。そこで、本実施の形態では、低次高調波だけでなく高次高調波まで考慮した駆動信号のパルス波形（スイッチングパターン）の決定法を採用した。

駆動信号のパルス波形（スイッチングパターン）は、低次高調波振幅・位相制御ＰＷＭと同じく、半波対称性［ｆ（ωｔ）＝−ｆ（ωｔ＋π）］を有する駆動信号とする。このようなパルス波形（スイッチングパターン）を採用する利点は、従来法である低次高調波消去ＰＷＭで用いられる半波対称性［ｆ（ωｔ）＝−ｆ（ωｔ＋π）］と奇対称性［ｆ（ωｔ）＝ｆ（π−ωｔ）］を有する駆動信号よりもパルス波形（スイッチングパターン）の選択幅が広く、駆動信号に含まれる周波数成分の振幅と位相の両者の制御性の向上が見込めるためである。

駆動信号のパルス波形は、フーリエ級数展開を用いると式（４）として表せる。ただし、ｎ＝１，５，７，１１，１３・・・（奇数の整数）であり、ｐはパルス数であり、電気半周期中のスイッチング切替回数Ｍ＝ｐ−１である。

式（４）の係数ａ_ｎ及び係数ｂ_ｎから各次数の振幅Ｃ_ｎと位相α_ｎが式（５）から求められる。ここで得られる振幅Ｃ_ｎや位相α_ｎなどを使い、低損失を実現する駆動信号のパルス波形（スイッチングパターン）を決定する。

モータ鉄損Ｗ_ｉは、スタインメッツの実験式より式（６）で表せる。ここで、Ｗ_ｉはモータ鉄損、Ｗ_ｈはヒステリシス損、Ｗ_ｅは渦電流損、Ｋ_ｈはヒステリシス損失係数、Ｂ_ｍは磁束密度、ｆは回転磁束周波数及びＫ_ｅは渦電流損失係数である。

ここで、全鉄損中において割合が大きい渦電流損に着目し、渦電流損を評価関数とする。そして、この評価関数が最小となるようにスイッチングパターンを決定する。

この評価関数を用いて、駆動信号のパルス波形（スイッチングパターン）を決定する。この時の制約条件として、駆動信号に含まれる基本波の振幅と位相を与える。基本波振幅は、変調率ａに基づいて決定する。なお、基本波位相は０度とするため式（４）のａ_１を０に設定する。以上の制約条件を用いて、鉄損中の渦電流損失が最小値となるように駆動信号のパルス波形（スイッチングパターン）を決定する。

図４は、変調率ａに対する電気角６０度以上１２０度以下の範囲内のパルス割合の対応関係の例を示す図である。

例えば、総パルス数が５である場合、変調率ａが０．７を超える程度までは、図５に示すように、電気角６０度以上１２０度以下の範囲のパルス割合が１００％となるように駆動信号が生成される。そして、変調率ａが０．７２を超えたあたりで、電気角６０度以上１２０度以下の範囲のパルス割合が０となる駆動信号を生成するように制御される。

また例えば、総パルス数が２７である場合、図６（ａ）に示すように、変調率ａが０〜０．１４の範囲では電気角６０度以上１２０度以下の範囲のパルス割合が１００％となるように駆動信号が生成される。そして、変調率ａが増加するにつれて、図６（ｂ）に示すように、段階的にパルス割合を減少させ、電気角６０度未満又は１２０を超える範囲に一部のパルスが含まれるような駆動信号を生成する。さらに、変調率ａが０．７２を超えたあたりで、電気角６０度以上１２０度以下の範囲のパルス割合が最小となる駆動信号を生成するように制御される。

パルス生成器４２４において生成された駆動信号はドライバ回路４０４によって増幅等されて電力変換器３００に入力される。ドライバ回路４０４は、下アームを駆動する場合、パルス状の変調波の信号を増幅してドライブ信号として、対応する下アームのスイッチング素子（ＩＧＢＴ）のゲート電極にドライブ信号を印加する。また、ドライバ回路４０４は、上アームを駆動する場合、パルス状の変調波の信号の基準電位のレベルを上アームの基準電位のレベルにシフトしてからパルス状の変調波の信号を増幅し、これをドライブ信号として対応する上アームのスイッチング素子（ＩＧＢＴ）のゲート電極に印加する。これにより、電力変換器３００の各スイッチング素子（ＩＧＢＴ）は、入力された駆動信号に基づいてスイッチングされる。このスイッチングによって電源回路２００から供給される直流電力が電気角で２π／３度毎ずらされたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の駆動電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換され、３相交流モータであるモータ１００に供給される。

本実施の形態のように、電気角６０度以上１２０度以下の範囲にパルスが集中するように駆動信号を発生させることによって、モータに印加される電圧には従来よりも高い次数の高調波成分を含むようになる。これは、あたかも電力変換器３００のスイッチングのパルス数が増加したかのように振る舞い、モータ１００における損失、特に鉄損を抑制することを可能とする。

図７は、従来の三角波比較ＰＷＭ法により駆動信号を生成した場合と本願の構成により駆動信号を生成した場合とにおいて、電気半周期に含まれるパルス数に対するモータ１００での損失割合を比較した結果を示す。図８から明らかなように、本願の構成を採用することによって、すべてのパルス数においてモータ１００での損失を低減することができる。

１０ レゾルバ、１２ 電流センサ、２０ バッテリ、２２ 平滑コンデンサ、６０ 電気角、１００ モータ、２００ 電源回路、３００ 電力変換器、４００ 電力変換器制御装置、４０２ 制御回路、４０４ ドライバ回路、４０６ 角速度演算器、４０８ ３相／ｄｑ軸変換器、４１０ 電流指令生成器、４１２ 電流制御器、４１４ パルス数決定器、４１６ 駆動信号生成器、４２０ 電圧位相差演算器、４２２ 変調率演算器、４２４ パルス生成器。

Claims (4)

1. スイッチング素子を備えた３相フルブリッジ型の電力変換器の各相の前記スイッチング素子に対して駆動電圧を出力する電力変換器制御装置であって、
   電気１周期中のパルス数を決定するパルス数決定器と、
   前記電圧の変調率と位相差を決定し、前記変調率及び前記位相差に応じて前記駆動電圧を生成する駆動信号生成器と、
   を備え、
   前記駆動信号生成器は、電気半周期中の全パルス数に対する６０度〜１２０度の範囲内のパルス数の割合であるパルス割合を前記変調率の増加に伴って減少させることを特徴とする電力変換器制御装置。
2. 請求項１に記載の電力変換器制御装置であって、
   前記駆動信号生成器は、前記変調率の増加に伴って前記パルス割合を１００％から減少させることを特徴とする電力変換器制御装置。
3. 請求項１又は２に記載の電力変換器制御装置であって、
   前記駆動信号生成器は、電気１周期のパルス数を１パルス以上とし、前記パルス割合を前記変調率に対して段階的に切り替えることを特徴とする電力変換器制御装置。
4. ３相モータと、
   スイッチング素子を備えた３相フルブリッジ型の電力変換器の各相の前記スイッチング素子に対して駆動電圧を出力する電力変換器制御装置と、
   を備え、前記３相モータを前記電力変換器制御装置によって制御するモータシステムであって、
   前記電力変換器制御装置は、
   電気１周期中のパルス数を決定するパルス数決定器と、
   前記電圧の変調率と位相差を決定し、前記変調率及び前記位相差に応じて前記駆動電圧を生成する駆動信号生成器と、
   を備え、
   前記駆動信号生成器は、電気半周期中の全パルス数に対する６０度〜１２０度の範囲内のパルス数の割合であるパルス割合を前記変調率の増加に伴って減少させることを特徴とするモータシステム。

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