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JP2013162536A - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】交流側に複数相を有して直流／交流間で電力変換する電力変換装置における複数の相電流を１つの電流検出器で検出して、ＰＷＭ制御により所望の出力を得る。
【解決手段】繰り返し制御する制御周期内に、電流検出期間ＴＡと電流制御期間ＴＢとを備える。電流検出期間ＴＡでは、予め設定された基準ゲート信号６０２に基づいて生成される第１のゲート信号６０４を制御に用いると共に、第１のゲート信号６０４と電流検出器４００からの検出電流Ｉｄｃとから相電流ｉを演算する。そして電流制御期間ＴＢでは、相電流ｉが指令値に追従するように演算された相電圧目標値Ｖｒｅｆを、電流検出期間ＴＡによる電圧誤差をキャンセルするように補正して相電圧指令Ｖ＊を生成して電力変換装置をＰＷＭ制御する。
【選択図】図１

Description

この発明は、複数の半導体スイッチング素子を用いて直流電力と交流電力との間で電力変換する電力変換装置に関し、特に複数の相電流を検出してＰＷＭ制御により動作する電力変換装置に関するものである。
従来から電力変換装置の高出力化の一手法として三相インバータを並列に接続した多重インバータがある。これらの多重インバータでは、各々の三相インバータに３個の電流検出器を備え、各相電流を検出してＰＷＭ制御により動作する（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。
また、三相インバータの相電流を検出する従来の手法として、以下に示すものがある。インバータ制御を所定長さのインバータ制御期間単位で繰り返す。そして、相電流を検出する相電流検出期間を所定のインバータ制御期間同士の間に設けて、インバータ制御期間における電圧パルスの幅よりも大きい電圧パルスが相電流検出期間にシャント抵抗から出力されるように、インバータ回路の各スイッチング素子のスイッチング状態を制御する（例えば、特許文献３参照）。
特許第４６２５１４７号公報 特開２０１１−１３１８６０号公報 特許第４６７１０００号公報
上記特許文献１、２による従来の多重インバータでは、各々の三相インバータに３個の電流検出器を備えているため、全体でインバータ多重数×３個の電流検出器が必要になる。このため、装置構成が大型化し、また製造コストが増大するという問題点があった。
また、上記特許文献３に記載される相電流検出では、１つの電流検出器で各相電流を検出するものであるが、相電流検出期間では出力電圧が固定される。このため出力電圧が所望の電圧からずれて電圧、電流の出力波形に歪みが発生するという問題点があった。
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、複数の相電流を検出してＰＷＭ制御により動作する電力変換装置において、小型で簡略な装置構成にて、各相の電流を信頼性良く検出すると共に所望の出力を信頼性良く得ることを目的とする。
この発明に係る電力変換装置は、交流側に複数の相を有し、該複数の相の各相電流が共通に流れる直流電源ラインが接続される直流電源の直流電力と交流電力との間で電力変換する主回路装置と、該主回路装置を制御周期毎に繰り返し制御する制御装置とを備える。上記制御装置は、上記直流電源ラインに流れる電流を検出する電流検出手段と、キャリア波の周期であるキャリア周期に基づく上記制御周期内に、電流検出期間とその後の電流制御期間とを備え、上記主回路装置の上記複数の相の各スイッチング素子へのゲート信号を生成するＰＷＭ制御部と、上記電流検出期間に、上記ＰＷＭ制御部からの上記ゲート信号と上記電流検出手段からの検出電流とから上記各相電流を演算して各相電流演算値を出力する電流演算部とを備える。そして、上記ＰＷＭ制御部は、予め設定された基準ゲート信号に基づいて上記電流検出期間における上記ゲート信号を生成し、上記各相電流演算値が与えられた指令値に追従するように各相電圧目標値を生成し、上記電流検出期間による電圧誤差をキャンセルするように上記各相電圧目標値を補正して各相電圧指令を演算し、該各相電圧指令と上記キャリア波との比較に基づいて上記電流制御期間における上記ゲート信号を生成するものである。
この発明によると、直流電源ラインに流れる電流を検出して各相の電流を演算するため、各相毎に電流検出手段を要することなく共通の１つの電流検出手段で各相電流が得られる。また、電流検出期間による電圧誤差をキャンセルするように電流制御期間の各相電圧指令を演算してＰＷＭ制御する。このため、小型で簡略な装置構成にて、各相の電流を信頼性良く検出できると共に、電圧、電流の出力波形の歪みを抑制し、所望の出力を信頼性良く得ることができる。さらに、相電流の種類が多くなる多重構成の電力変換装置に適用すると、装置構成が格段と小型化、簡略化できる。
この発明の実施の形態１による電力変換装置を適用した電動機駆動システムの構成を示す図である。 この発明の実施の形態１による多重電力変換器の詳細構成を示す図である。 この発明の実施の形態１による制御に用いるゲート信号を説明する波形図である。 この発明の実施の形態１による第１の三相インバータの相電流検出を説明する図である。 この発明の実施の形態１による第２の三相インバータの相電流検出を説明する図である。 この発明の実施の形態１による電流制御期間の相電圧指令およびゲート信号の生成を説明する波形図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置を適用した電動機駆動システムの構成を示す図である。 この発明の実施の形態２による電流検出期間に用いるゲート信号を説明する波形図である。 この発明の実施の形態３による制御に用いるゲート信号を説明する波形図である。 この発明の実施の形態４による制御に用いるゲート信号を説明する波形図である。 この発明の実施の形態５による制御に用いるゲート信号を説明する波形図である。
実施の形態１．
図１（ａ）は、この発明の実施の形態１による電力変換装置を適用した電動機駆動システムの構成を示す図であり、図１（ｂ）は、図１のＰＷＭ制御部の詳細を示す制御ブロック図である。
図に示すように、電動機駆動システムは、直流電源１００からの直流電力を、多重電力変換器２００により交流電力に変換して電動機３００に供給する。多重電力変換器２００は、第１の三相インバータ２０１および第２の三相インバータ２０２の直流側を並列接続して構成され、電力変換装置の主回路装置となる。また、電力変換装置は、多重電力変換器２００を制御するために、電流検出手段としての電流検出器４００、電流演算部としての出力電流演算部５００およびＰＷＭ制御部６００を有する制御装置を備える。
直流電源１００はバッテリなどから成り、電動機３００は、２組の３相巻線３０１、３０２を有する６相モータであり、それぞれの中性点は独立した構成を有している。多重電力変換器２００では、第１、第２の三相インバータ２０１、２０２が、制御装置からの各相のゲート信号（Ｇｕ１、Ｇｖ１、Ｇｗ１）、（Ｇｕ２、Ｇｖ２、Ｇｗ２）にて出力制御され、第１の三相インバータ２０１が電動機３００の３相巻線３０１を、第２の三相インバータ２０２が電動機３００の３相巻線３０２をそれぞれ駆動する。また、第１、第２の三相インバータ２０１、２０２は直流側で並列接続されて、直流電源１００に接続される直流電源ライン１１０に、計６個の相の相電流が共通に流れ、この直流電源ライン１１０に流れる電流Ｉｄｃを電流検出器４００にて検出する。
また、多重電力変換器２００は、図２に示すように、第１の三相インバータ２０１の直流高電位側母線と第２の三相インバータ２０２の直流高電位側母線とが互いに接続され、その接続点は直流電源１００の正極端に接続されている。第１の三相インバータ２０１の直流低電位側母線と第２の三相インバータ２０２の直流低電位側母線とが互いに接続され、その接続点は電流検出器４００を介して直流電源１００の負極端に接続されている。
各第１、第２の三相インバータ２０１、２０２は、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相に対応して、直流電源１００の正極端側と各相交流出力線との間をスイッチングする高電位側の半導体スイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴ２１ｕ〜２１ｗ、２３ｕ〜２３ｗと、直流電源１００の負極端側と各相交流出力線との間をスイッチングする低電位側の半導体スイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴ２２ｕ〜２２ｗ、２４ｕ〜２４ｗとを接続して、各相アームを構成する。なお、各ＭＯＳＦＥＴ２１ｕ〜２１ｗ、２２ｕ〜２２ｗ、２３ｕ〜２３ｗ、２４ｕ〜２４ｗは、ソース・ドレイン間に接続された寄生ダイオードを有している。
また、各ＭＯＳＦＥＴ２１ｕ〜２１ｗ、２２ｕ〜２２ｗ、２３ｕ〜２３ｗ、２４ｕ〜２４ｗは、それぞれ駆動回路２１１ｕ〜２１１ｗ、２２２ｕ〜２２２ｗ、２３３ｕ〜２３３ｗ、２４４ｕ〜２４４ｗを備える。
第１の三相インバータ２０１の各相交流出力線は、それぞれ３相巻線３０１の巻線ａ１、ｂ１、ｃ１に接続され、第２の三相インバータ２０２の各相交流出力線は、それぞれ３相巻線３０２の巻線ａ２、ｂ２、ｃ２に接続される。
また、第１、第２の三相インバータ２０１、２０２を出力制御する各相（計６相についての各相）のゲート信号Ｇ（Ｇｕ１、Ｇｖ１、Ｇｗ１、Ｇｕ２、Ｇｖ２、Ｇｗ２）は、ＰＷＭ制御部６００にて生成される。ＰＷＭ制御部６００は、例えばキャリア周期Ｔｃの２個分の制御周期内に、電流検出期間ＴＡとその後の電流制御期間ＴＢとを備えて、電流検出期間ＴＡと電流制御期間ＴＢとで異なる制御により各相のゲート信号Ｇを出力する。
また、電流検出期間ＴＡにおける各相のゲート信号Ｇは出力電流演算部５００に入力され、出力電流演算部５００は、電流検出器４００からの検出電流Ｉｄｃと各相ゲート信号Ｇとから、各相電流ｉ（ｉｕ１、ｉｖ１、ｉｗ１、ｉｕ２、ｉｖ２、ｉｗ２）を演算する。
ＰＷＭ制御部６００には、出力電流演算部５００にて演算された各相電流ｉ（ｉｕ１、ｉｖ１、ｉｗ１、ｉｕ２、ｉｖ２、ｉｗ２）と、各相電流指令値ｉ＊（ｉｕ１＊、ｉｖ１＊、ｉｗ１＊、ｉｕ２＊、ｉｖ２＊、ｉｗ２＊）とが入力される。相電流指令値ｉ＊は、電動機３００に対する周波数指令やトルク指令などを所望の値、すなわちモータを所望の状態に制御するためのもので、基準の正弦波を用いても良い。
ＰＷＭ制御部６００では、目標電圧生成部６０１において、各相電流ｉが各相電流指令値ｉ＊に追従するように、第１、第２の三相インバータ２０１、２０２の各相の出力電圧の目標値である相電圧目標値Ｖｒｅｆを生成する。電流検出期間ＴＡでは、第１のゲート信号生成部６０３が、前回制御周期での相電圧目標値Ｖｒｅｆを参照し、基準ゲート信号６０２に基づいて第１のゲート信号６０４となるゲート信号Ｇを生成する。
電流制御期間ＴＢでは、補正部６０５が相電圧目標値Ｖｒｅｆを補正して相電圧指令Ｖ＊を生成する。この時、補正部６０５には、電流検出期間ＴＡのゲート信号Ｇ（第１のゲート信号６０４）に対応する第１の電圧指令６０８が入力され、電流検出期間ＴＡでの電圧誤差をキャンセルするように相電圧指令Ｖ＊を生成する。そして、第２のゲート信号生成部６０６が、相電圧指令Ｖ＊とキャリア波Ｃａとの比較に基づいて第２のゲート信号６０７となるゲート信号Ｇを生成する。
電流検出期間ＴＡのゲート信号Ｇ（第１のゲート信号６０４）と電流制御期間ＴＢのゲート信号Ｇ（第２のゲート信号６０７）とは、期間に応じて切り替え手段６０９にて切り替え選択されてＰＷＭ制御部６００から出力され、第１、第２の三相インバータ２０１、２０２を出力制御する。
次に、各相電流ｉの演算による検出、および各相のゲート信号Ｇの生成について、図３〜図６に基づいて詳細に説明する。
図３は、電流検出期間ＴＡおよび電流制御期間ＴＢにおけるゲート信号Ｇ（Ｇｕ１、Ｇｖ１、Ｇｗ１、Ｇｕ２、Ｇｖ２、Ｇｗ２）を説明する波形図であり、電流検出期間ＴＡでの第１の電圧指令６０８（Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１、Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２）と電流制御期間ＴＢでの相電圧指令Ｖ＊（Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１、Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２）とをキャリア波Ｃａと共に図示している。
図に示すように、キャリア周期Ｔｃの２個分の制御周期内に、０．５Ｔｃの電流検出期間ＴＡと１．５Ｔｃの電流制御期間ＴＢとを備えて、各相のゲート信号Ｇが繰り返し生成されて三相インバータ２０１、２０２が制御される。
第１の三相インバータ２０１の各相電圧（各相電圧指令）Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１は、通常、それぞれ位相が１２０°ずつずれた交流波形である。同様に第２の三相インバータ２０２の各相電圧（各相電圧指令）Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２は、通常、それぞれ位相が１２０°ずつずれた交流波形である。例えば、ゲート信号Ｇｕ１がＨレベルのときはＭＯＳＦＥＴ２１ｕがオンしてＭＯＳＦＥＴ２２ｕがオフ、ゲート信号Ｇｕ１がＬベルのときはＭＯＳＦＥＴ２１ｕがオフしてＭＯＳＦＥＴ２２ｕがオンである。実際には上下アームのＭＯＳＦＥＴ２１ｕ、２２ｕが短絡しないようデッドタイムが設けられるが、ここでは説明の簡略化のため省略している。ゲート信号Ｇｖ１、Ｇｗ１、Ｇｕ２、Ｇｖ２、Ｇｗ２についても同様である。
ＰＷＭ制御部６００は、予め設定された基準ゲート信号６０２を保持している。この基準ゲート信号６０２は、電流検出期間ＴＡを複数個、この場合５個に分割した各検出期間ｔ０〜ｔ４にて各相電流が検出できるように相毎に時間差が設けられて設定されている。また、基準ゲート信号６０２は、３相の相電圧の大きい順に第１相、第２相、第３相として、三相を２組、計６相分の基準ゲート信号６０２を保持する。
そして、電流検出期間ＴＡでは、各第１、第２の三相インバータ２０１、２０２の相電圧の大小関係に基づいて、基準ゲート信号６０２の第１相、第２相、第３相をＵ、Ｖ、Ｗのいずれの相に適用するかを決定して第１のゲート信号６０４となるゲート信号Ｇ（Ｇｕ１、Ｇｖ１、Ｇｗ１、Ｇｕ２、Ｇｖ２、Ｇｗ２）を決定する。各第１、第２の三相インバータ２０１、２０２の相電圧の大小関係は、前回制御周期での相電圧目標値Ｖｒｅｆを参照して認識するが、その他の方法でも良い。
この場合、第１、第２の三相インバータ２０１、２０２の図示しない各相電圧目標値Ｖｒｅｆ（Ｖｕ１ｒ、Ｖｖ１ｒ、Ｖｗ１ｒ、Ｖｕ２ｒ、Ｖｖ２ｒ、Ｖｗ２ｒ）は、Ｖｕ１ｒ＞Ｖｖ１ｒ＞Ｖｗ１ｒ、Ｖｕ２ｒ＞Ｖｖ２ｒ＞Ｖｗ２ｒ、となり、基準ゲート信号６０２の第１相、第２相、第３相をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の順で適用する。そして、第１のゲート信号６０４となるゲート信号Ｇ（Ｇｕ１、Ｇｖ１、Ｇｗ１、Ｇｕ２、Ｇｖ２、Ｇｗ２）が決定されるが、この電流検出期間ＴＡでは相電流制御とは無関係のゲート信号Ｇが用いられることになる。
なお、基準ゲート信号６０２を保持するものとして説明したが、基準ゲート信号６０２に対応する基準電圧指令を保持して用いても、基準ゲート信号６０２を用いることと同様である。その場合、各第１、第２の三相インバータ２０１、２０２の相電圧の大小関係に基づいて第１の電圧指令６０８（Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１、Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２）を生成し、キャリア波Ｃａとの比較により、第１のゲート信号６０４となるゲート信号Ｇ（Ｇｕ１、Ｇｖ１、Ｇｗ１、Ｇｕ２、Ｇｖ２、Ｇｗ２）を決定する。
以上のように決定される第１のゲート信号６０４、即ち、電流検出期間ＴＡにおける各相のゲート信号Ｇは出力電流演算部５００に入力され、出力電流演算部５００は、電流検出器４００からの検出電流Ｉｄｃと各相ゲート信号Ｇとから、各相電流ｉ（ｉｕ１、ｉｖ１、ｉｗ１、ｉｕ２、ｉｖ２、ｉｗ２）を演算する。
電流検出期間ＴＡを５個に分割した各検出期間ｔ０〜ｔ４について、電圧ベクトルとその期間で演算により検出される相電流ｉについて以下に説明する。電圧ベクトルは、各相を０か１で表して三相電圧を表したものであり、０の場合は、高電位側ＭＯＳＦＥＴがオフ、低電位側ＭＯＳＦＥＴがオンであり、１の場合は、高電位側ＭＯＳＦＥＴがオン、低電位側ＭＯＳＦＥＴがオフであるスイッチング状態と対応する。
図４は、第１の三相インバータ２０１の電圧ベクトルと各ＭＯＳＦＥＴのスイッチング状態の関係をテーブルで示した図である。図５は、第２の三相インバータ２０２の電圧ベクトルと各ＭＯＳＦＥＴのスイッチング状態の関係をテーブルで示した図である。
なお、図４、図５で示す各第１、第２の三相インバータ２０１、２０２における「検出できる電流」は、他方側の三相インバータの電圧ベクトルが（０、０、０）か（１、１、１）の場合である。
検出期間ｔ０では、第１の三相インバータ２０１の電圧ベクトルはＶ１０（０、０、０）、第２の三相インバータ２０２の電圧ベクトルはＶ２０（０、０、０）であるため、電流検出器４００には電流が流れない。
検出期間ｔ１では、第１の三相インバータ２０１の電圧ベクトルはＶ１４（１、０、０）、第２の三相インバータ２０２の電圧ベクトルはＶ２０（０、０、０）となり、ｉｕ１が電流検出器４００に流れるため第１の三相インバータ２０１のＵ相の相電流ｉｕ１が検出できる。
検出期間ｔ２では、第１の三相インバータ２０１の電圧ベクトルはＶ１６（１、１、０）、第２の三相インバータ２０２の電圧ベクトルはＶ２０（０、０、０）となり−ｉｗ１の電流が電流検出器４００に流れるため第１の三相インバータ２０１のＷ相の相電流ｉｗ１が検出できる。３相電流の合計値は０となるため、この時点で第１の三相インバータ２０１のＶ相の相電流ｉｖ１は、
ｉｖ１＝−ｉｕ１−ｉｗ１
となる。
検出期間ｔ３では、第１の三相インバータ２０１の電圧ベクトルはＶ１７（１、１、１）、第２の三相インバータ２０２の電圧ベクトルはＶ２４（１、０、０）となり、ｉｕ２が電流検出器４００に流れるため第２の三相インバータ２０２のＵ相の相電流ｉｕ２が検出できる。
検出期間ｔ４では、第１の三相インバータ２０１の電圧ベクトルはＶ１７（１、１、１）、第２の三相インバータ２０２の電圧ベクトルはＶ２６（１、１、０）となり、−ｉｗ２が電流検出器４００に流れるため第２の三相インバータ２０２のＷ相の相電流ｉｗ２が検出できる。この時点で、第２の三相インバータ２０２のＶ相の相電流ｉｖ２は、他の２相の電流値から演算できる。
次に電流制御期間ＴＢでは、直前の電流検出期間ＴＡにて検出された相電流ｉが相電流指令値ｉ＊に追従するように、第１、第２の三相インバータ２０１、２０２の各相の相電圧目標値Ｖｒｅｆを生成し、さらに相電圧目標値Ｖｒｅｆを補正して相電圧指令Ｖ＊を生成する。
図６は、第１の三相インバータ２０１について電流制御期間ＴＢの相電圧指令Ｖ＊（Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１）、およびゲート信号Ｇ（Ｇｕ１、Ｇｖ１、Ｇｗ１）の生成を説明する波形図である。なお、第２の三相インバータ２０２における相電圧指令Ｖ＊（Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２）、およびゲート信号Ｇ（Ｇｕ２、Ｇｖ２、Ｇｗ２）についても同様であるため、図示および説明は省略する。
図に示すように、電流検出期間ＴＡでは、基準ゲート信号６０２に基づいて第１のゲート信号６０４となるゲート信号Ｇ（Ｇｕ１、Ｇｖ１、Ｇｗ１）を生成したため、第１の電圧指令６０８（Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１）に制御される出力電圧は、相電圧目標値Ｖｒｅｆ（Ｖｕ１ｒ、Ｖｖ１ｒ、Ｖｗ１ｒ）と電圧誤差が発生している。（Ｇｕ１ｒ、Ｇｖ１ｒ、Ｇｗ１ｒ）は相電圧目標値Ｖｒｅｆに対応するゲート信号で、実際のゲート信号Ｇ（Ｇｕ１、Ｇｖ１、Ｇｗ１）と差分（Ｇｕ１−Ｇｕ１ｒ、Ｇｖ１−Ｇｖ１ｒ、Ｇｗ１−Ｇｗ１ｒ）が発生している。
電流制御期間ＴＢでは、上記電圧誤差をキャンセルするように、相電圧目標値Ｖｒｅｆを補正して相電圧指令Ｖ＊（Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１）を生成する。そして、相電圧指令Ｖ＊とキャリア波Ｃａとの比較に基づいて第２のゲート信号６０７となるゲート信号Ｇ（Ｇｕ１、Ｇｖ１、Ｇｗ１）を生成する。
ここで相電圧指令Ｖ＊を生成するための相電圧目標値Ｖｒｅｆの補正を、Ｕ相について以下に説明する。
Ｕ相の相電圧目標値Ｖｕ１ｒ＝α、キャリア波Ｃａのｐｅａｋ−ｔｏ−ｐｅａｋをＶｃとすると、Ｕ相が電流検出期間ＴＡ（０．５Ｔｃ）で、本来出力するべきパルスＴｕ（Ｇｕ１ｒの電流検出期間ＴＡ内のオンパルス幅）は、
Ｔｕ＝０．５Ｔｃ×（α＋Ｖｃ／２）／Ｖｃ
となり、電流検出期間ＴＡの実際のパルス（０．４Ｔｃ：Ｇｕ１の電流検出期間ＴＡ内のオンパルス幅）との差ΔＴｕは、
ΔＴｕ＝０．４Ｔｃ−Ｔｕ＝０．４Ｔｃ−０．５Ｔｃ×（α＋Ｖｃ／２）／Ｖｃ
となる。
この差ΔＴｕによる電圧誤差をキャンセルするため、電流制御期間ＴＢ（１．５Ｔｃ）にて発生させる補正量Δｕは、
Δｕ＝−（Ｖｃ×ΔＴｕ）／１．５Ｔｃ
＝（０．５Ｔｃ×（α＋Ｖｃ／２）−０．４Ｔｃ×Ｖｃ）／１．５Ｔｃ
＝α／３−０．１Ｖｃ
となる。
そして、相電圧目標値Ｖｕ１ｒ（＝α）にΔｕを加算して電流制御期間ＴＢの相電圧指令Ｖ＊（Ｖｕ１）を生成する。
Ｖ相、Ｗ相における補正量Δｖ、Δｗに関しても同様に演算でき、同様に相電圧指令Ｖ＊（Ｖｖ１、Ｖｗ１）を生成する。
このように、電流検出期間ＴＡで、本来出力すべき出力電圧との電圧誤差をキャンセルするように、電流制御期間ＴＢでの相電圧指令Ｖ＊を生成する。
なお、上述した補正は、制御周期内の各相の出力電圧平均値が本来出力すべき値、即ち相電圧目標値Ｖｒｅｆと同じにするものであり、上記補正方法に限らず他の方法でも良い。
以上のように、この実施の形態では、制御周期内に電流検出期間ＴＡと電流制御期間ＴＢとを備えて、電流検出期間ＴＡにおいて直流電源ライン１１０に流れる電流を検出し、ゲート信号Ｇを用いて各相電流ｉを演算する。このため、１つの電流検出器４００を用いて各相電流ｉを得ることができる。また、電流検出期間ＴＡによる電圧誤差をキャンセルするように電流制御期間ＴＢの相電圧指令Ｖ＊を演算してＰＷＭ制御するため、電圧、電流の出力波形の歪みを抑制できる。
このように、小型で簡略、また安価な装置構成にて、各相の電流を信頼性良く検出できると共に、電圧、電流の出力波形の歪みを抑制し、所望の出力を信頼性良く得ることができる。
さらに、相電流の種類が多くなる多重構成の電力変換装置において、従来、多数であった電流検出に係る機器を１つに集約でき、装置構成が格段と小型化、簡略化できる。
また、電流検出期間ＴＡのゲート信号Ｇは、電圧が大きい相順に、パルス幅が長くなるように設定した。これにより、電流制御期間ＴＢでの補正量が小さくなり、より安定した出力が得られる。
実施の形態２．
図７は、この発明の実施の形態２による電力変換装置を適用した電動機駆動システムの構成を示す図である。
図に示すように、電動機駆動システムは、直流電源１００からの直流電力を、多重電力変換器２００Ａにより交流電力に変換して電動機３００Ａに供給する。上記実施の形態１では、２多重構成の多重電力変換器２００を用いたが、この実施の形態では、電力変換装置の主回路装置となる多重電力変換器２００Ａは、第１〜第４の三相インバータ２０１〜２０４の直流側を並列接続して構成される４多重構成であり、電動機３００Ａは、４組の３相巻線３０１〜３０４を有する１２相モータである。
また、電力変換装置は、多重電力変換器２００Ａを制御するために、電流検出器４００、電流演算部としての出力電流演算部５００ＡおよびＰＷＭ制御部６００Ａを有する制御装置を備える。各第１〜第４の三相インバータ２０１〜２０４の構成は、上記実施の形態１の図２で示したものと同様であり、ＰＷＭ制御部６００Ａの構成も、図１（ｂ）と同様である。
多重電力変換器２００Ａでは、第１、第２、第３、第４の三相インバータ２０１、２０２、２０３、２０４が、制御装置のＰＷＭ制御部６００Ａからの各相のゲート信号Ｇ（Ｇｕ１、Ｇｖ１、Ｇｗ１）、（Ｇｕ２、Ｇｖ２、Ｇｗ２）、（Ｇｕ３、Ｇｖ３、Ｇｗ３）、（Ｇｕ４、Ｇｖ４、Ｇｗ４）にて出力制御され、各第１〜第４の三相インバータ２０１〜２０４が電動機３００Ａの各３相巻線３０１〜３０４をそれぞれ駆動する。また、第１〜第４の三相インバータ２０１〜２０４は直流側で並列接続されて、直流電源１００に接続される直流電源ライン１１０に、計１２個の相の相電流ｉが共通に流れ、この直流電源ライン１１０に流れる電流Ｉｄｃを電流検出器４００にて検出する。
ＰＷＭ制御部６００Ａは、上記実施の形態１と同様に、キャリア周期Ｔｃの２個分の制御周期内に、電流検出期間ＴＡ（０．５Ｔｃ）とその後の電流制御期間ＴＢ（１．５Ｔｃ）とを備える。
電流検出期間ＴＡにおける各相のゲート信号Ｇは出力電流演算部５００Ａに入力され、出力電流演算部５００Ａは、電流検出器４００からの検出電流Ｉｄｃと各相ゲート信号Ｇとから、各相電流ｉ（ｉｕ１〜ｉｗ１、ｉｕ２〜ｉｗ２、ｉｕ３〜ｉｗ３、ｉｕ４〜ｉｗ４）を演算する。
ＰＷＭ制御部６００Ａには、出力電流演算部５００Ａにて演算された各相電流ｉと、各相電流指令値ｉ＊（ｉｕ１＊〜ｉｗ１＊、ｉｕ２＊〜ｉｗ２＊、ｉｕ３＊〜ｉｗ３＊、ｉｕ４＊〜ｉｗ４＊）とが入力される。相電流指令値ｉ＊は、電動機３００Ａに対する周波数指令やトルク指令などを所望の値、すなわちモータを所望の状態に制御するためのもので、基準の正弦波を用いても良い。
図８は、電流検出期間ＴＡにおけるゲート信号Ｇ（Ｇｕ１〜Ｇｗ１、Ｇｕ２〜Ｇｗ２、Ｇｕ３〜Ｇｗ３、Ｇｕ４〜Ｇｗ４）と第１の電圧指令６０８（Ｖｕ１〜Ｖｗ１、Ｖｕ２〜Ｖｗ２、Ｖｕ３〜Ｖｗ３、Ｖｕ４〜Ｖｗ４）とをキャリア波Ｃａと共に図示している。
ＰＷＭ制御部６００Ａは、予め設定された基準ゲート信号６０２を保持している。この基準ゲート信号６０２は、電流検出期間ＴＡを複数個、この場合９個に分割した各検出期間ｔ０〜ｔ８にて各相電流が検出できるように相毎に時間差が設けられて設定されている。そして、上記実施の形態１と同様に、各第１〜第４の三相インバータ２０１〜２０４の相電圧の大小関係に基づいて、各相の基準ゲート信号６０２をいずれの相に適用するかを決定して第１のゲート信号６０４となるゲート信号Ｇおよび第１の電圧指令６０８を生成する。
この場合、各第１〜第４の三相インバータ２０１〜２０４の各相の出力電圧（電圧目標値Ｖｒｅｆ）は、大きい相順にＵ、Ｖ、Ｗとし、電流検出期間ＴＡでの第１の電圧指令６０８は、Ｖｕ１＞Ｖｖ１＞Ｖｗ１（＝Ｖｕ２）＞Ｖｖ２＞Ｖｗ２（＝Ｖｕ３）＞Ｖｖ３＞Ｖｗ３（＝Ｖｕ４）＞Ｖｖ４＞Ｖｗ４と設定される。
そして、出力電流演算部５００Ａにて、第１の三相インバータ２０１の相電流ｉｕ１〜ｉｗ１を検出し、次いで第２の三相インバータ２０２、第３の三相インバータ２０３、第４の三相インバータ２０４の順に各相電流ｉｕ２〜ｉｗ２、ｉｕ３〜ｉｗ３、ｉｕ４〜ｉｗ４を検出する。なおこの場合、第１の三相インバータ２０１の相電流から検出しているが、これに限るものではない。また、第１の三相インバータ２０１のＵ相電流ｉｕ１を検出し、次いで第２の三相インバータ２０２のＵ相電流ｉｕ２を検出し、次いで第３の三相インバータ２０３のＵ相電流ｉｕ３を検出しても良い。何れかの三相インバータの相電流を検出しているときに他の三相インバータの電圧ベクトルは（０、０、０）または（１、１、１）であれば良い。
電流検出期間ＴＡを９個に分割した各検出期間ｔ０〜ｔ８について、電圧ベクトルとその期間で演算により検出される相電流ｉについて以下に説明する。
検出期間ｔ０〜ｔ４では、上記実施の形態１の図３で示した場合と同様である。
検出期間ｔ５では、第１、第２の三相インバータ２０１、２０２の電圧ベクトルは（１、１、１）、第４の三相インバータ２０４の電圧ベクトルは（０、０、０）、第３の三相インバータ２０３の電圧ベクトルは（１、０、０）となり、ｉｕ３が電流検出器４００に流れるため第３の三相インバータ２０３のＵ相の相電流ｉｕ３が検出できる。
検出期間ｔ６では、第１、第２の三相インバータ２０１、２０２の電圧ベクトルは（１、１、１）、第４の三相インバータ２０４の電圧ベクトルは（０、０、０）、第３の三相インバータ２０３の電圧ベクトルは（１、１、０）となり、−ｉｗ３が電流検出器４００に流れるため第３の三相インバータ２０３のＷ相の相電流ｉｗ３が検出できる。３相電流の合計値は０となるため、この時点で第３の三相インバータ２０３のＶ相の相電流ｉｖ３は、
ｉｖ３＝−ｉｕ３−ｉｗ３
となる。
検出期間ｔ７では、第１〜第３の三相インバータ２０１〜２０３の電圧ベクトルは（１、１、１）、第４の三相インバータ２０４の電圧ベクトルは（１、０、０）となり、ｉｕ４が電流検出器４００に流れるため第４の三相インバータ２０４のＵ相の相電流ｉｕ４が検出できる。
検出期間ｔ８では、第１〜第３の三相インバータ２０１〜２０３の電圧ベクトルは（１、１、１）、第４の三相インバータ２０４の電圧ベクトルは（１、１、０）となり、−ｉｗ４が電流検出器４００に流れるため第４の三相インバータ２０４のＷ相の相電流ｉｗ４が検出できる。３相電流の合計値は０となるため、この時点で第４の三相インバータ２０４のＶ相の相電流ｉｖ４は、
ｉｖ４＝−ｉｕ４−ｉｗ４
となる。
ＰＷＭ制御部６００Ａでは、以上のように検出された各相電流ｉを取得し、目標電圧生成部６０１において、各相電流ｉが各相電流指令値ｉ＊に追従するように、第１〜第４の三相インバータ２０１〜２０４の各相の出力電圧の目標値である相電圧目標値Ｖｒｅｆを生成する。
そして、電流制御期間ＴＢでは、上記実施の形態１と同様に、補正部６０５が相電圧目標値Ｖｒｅｆを補正して相電圧指令Ｖ＊を生成する。この時、補正部６０５には、電流検出期間ＴＡのゲート信号Ｇ（第１のゲート信号６０４）に対応する第１の電圧指令６０８が入力され、電流検出期間ＴＡでの電圧誤差をキャンセルするように相電圧指令Ｖ＊を生成する。そして、第２のゲート信号生成部６０６が、相電圧指令Ｖ＊とキャリア波Ｃａとの比較に基づいて第２のゲート信号６０７となるゲート信号Ｇを生成する。
この実施の形態においても、１つの電流検出器４００を用いて各相電流ｉを得ることができ、上記実施の形態１と同様に、小型で簡略、また安価な装置構成にて、各相の電流を信頼性良く検出できると共に、電圧、電流の出力波形の歪みを抑制し、所望の出力を信頼性良く得ることができる。この場合、４多重構成の多重電力変換器２００Ａを用いているため、従来、多数であった電流検出に係る機器を１つに集約できることで、上記実施の形態１よりも装置構成の小型化、簡略化の効果が大きい。
実施の形態３．
上記各実施の形態では、電流制御期間ＴＡを０．５Ｔｃ、電流制御期間ＴＢを１．５Ｔｃとしたが、それに限るものではない。制御周期はキャリア周期Ｔｃの整数倍で１〜数個分の期間、電流制御期間ＴＡはキャリア周期Ｔｃに同期して０．５Ｔｃの整数倍で、電流制御期間ＴＢは、電流制御期間ＴＡと同等あるいは長く設定する。
この実施の形態３では、上記実施の形態１の図１で示す構成の電力変換装置において、異なる基準ゲート信号６０２を用いた制御について説明する。
図９は、電流検出期間ＴＡおよび電流制御期間ＴＢにおけるゲート信号Ｇ（Ｇｕ１、Ｇｖ１、Ｇｗ１、Ｇｕ２、Ｇｖ２、Ｇｗ２）を説明する波形図であり、電流検出期間ＴＡでの第１の電圧指令６０８（Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１、Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２）と電流制御期間ＴＢでの相電圧指令Ｖ＊（Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１、Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２）とをキャリア波Ｃａと共に図示している。
図に示すように、キャリア周期Ｔｃの２個分の制御周期内に、Ｔｃと同じ期間の電流検出期間ＴＡと電流制御期間ＴＢとを備えて、各相のゲート信号Ｇが繰り返し生成されて第１、第２の三相インバータ２０１、２０２が制御される。
この場合、基準ゲート信号６０２は、電流検出期間ＴＡを複数個、この場合８個に分割した各検出期間ｔ０〜ｔ７にて各相電流が検出できるように相毎に時間差が設けられて設定されている。また、電流検出期間ＴＡの前半０．５Ｔｃまでと後半０．５Ｔｃからとで相電圧指令を変化させている。
この場合、各第１、第２の三相インバータ２０１、２０２の各相の出力電圧（電圧目標値Ｖｒｅｆ）は、大きい相順にＵ、Ｖ、Ｗとし、第１、第２の三相インバータ２０１、２０２の相電圧の大小関係に基づいて、各相の基準ゲート信号６０２をいずれの相に適用するかを決定して第１のゲート信号６０４となるゲート信号Ｇおよび第１の電圧指令６０８を生成する。
この場合、電流検出期間ＴＡの前半０．５Ｔｃまでは、第１の電圧指令６０８は、Ｖｕ２＞Ｖｕ１＞Ｖｖ１＞Ｖｗ１＞Ｖｖ２（＝Ｖｗ２）に設定され、後半０．５Ｔｃからは、Ｖｕ１＞Ｖｕ２＞Ｖｖ２＞Ｖｗ２＞Ｖｖ１（＝Ｖｗ１）に設定される。
電流検出期間ＴＡを８個に分割した各検出期間ｔ０〜ｔ７について、電圧ベクトルとその期間で演算により検出される相電流ｉについて以下に説明する。
検出期間ｔ０では、第１の三相インバータ２０１の電圧ベクトルはＶ１０（０、０、０）、第２の三相インバータ２０２の電圧ベクトルはＶ２４（１、０、０）となり、ｉｕ２が電流検出器４００に流れるため第２の三相インバータ２０２のＵ相の相電流ｉｕ２が検出できる。
検出期間ｔ１では、第１の三相インバータ２０１の電圧ベクトルはＶ１４（１、０、０）、第２の三相インバータ２０２の電圧ベクトルはＶ２４（１、０、０）となり、ｉｕ１＋ｉｕ２が電流検出器４００に流れる。ｉｕ２が既に検出されているため、第１の三相インバータ２０１のＵ相の相電流ｉｕ１が検出できる。
検出期間ｔ２では、第１の三相インバータ２０１の電圧ベクトルはＶ１６（１、１、０）、第２の三相インバータ２０２の電圧ベクトルはＶ２４（１、０、０）となり、−ｉｗ１＋ｉｕ２が電流検出器４００に流れる。ｉｕ２が既に検出されているため、第１の三相インバータ２０１のＷ相の相電流ｉｗ１が検出できる。
検出期間ｔ５では、第１の三相インバータ２０１の電圧ベクトルはＶ１４（１、０、０）、第２の三相インバータ２０２の電圧ベクトルはＶ２６（１、１、０）となり、ｉｕ１−ｉｗ２が電流検出器４００に流れる。ｉｕ１が既に検出されているため、第２の三相インバータ２０２のＷ相の相電流ｉｗ２が検出できる。
この時点で第１、第２の三相インバータ２０１、２０２のＵ相、Ｗ相の相電流が検出されているため、Ｖ相の相電流ｉｖ１、ｉｖ２は、演算により求められる。
この実施の形態においても、１つの電流検出器４００を用いて各相電流ｉを得ることができ、上記実施の形態１と同様に、小型で簡略、また安価な装置構成にて、各相の電流を信頼性良く検出できると共に、電圧、電流の出力波形の歪みを抑制し、所望の出力を信頼性良く得ることができる。
また、この実施の形態では、第１、第２の三相インバータ２０１、２０２の双方において、電圧の高い相、この場合Ｕ相のパルス幅を電流検出期間ＴＡで長く確保できるため、第１、第２の三相インバータ２０１、２０２双方のＵ相の変調率が高い場合においても、出力電圧低下を抑制して所望の電圧を信頼性良く出力できる。
実施の形態４．
この実施の形態４では、上記実施の形態１の図１で示す構成の電力変換装置において、さらに異なる基準ゲート信号６０２を用いた制御について説明する。
図１０は、電流検出期間ＴＡおよび電流制御期間ＴＢにおけるゲート信号Ｇ（Ｇｕ１、Ｇｖ１、Ｇｗ１、Ｇｕ２、Ｇｖ２、Ｇｗ２）を説明する波形図であり、電流検出期間ＴＡでの第１の電圧指令６０８（Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１、Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２）と電流制御期間ＴＢでの相電圧指令Ｖ＊（Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１、Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２）とをキャリア波Ｃａと共に図示している。
図に示すように、キャリア周期Ｔｃの２個分の制御周期内に、電流検出期間ＴＡ（０．５Ｔｃ）と電流制御期間ＴＢ（１．５Ｔｃ）とを備えて、各相のゲート信号Ｇが繰り返し生成されて第１、第２の三相インバータ２０１、２０２が制御される。
この場合、基準ゲート信号６０２は、電流検出期間ＴＡを複数個、この場合４個に分割した各検出期間ｔ０〜ｔ４にて各相電流が検出できるように相毎に時間差が設けられて設定されている。
各第１、第２の三相インバータ２０１、２０２の各相の出力電圧（電圧目標値Ｖｒｅｆ）は、大きい相順にＵ、Ｖ、Ｗとし、第１、第２の三相インバータ２０１、２０２の相電圧の大小関係に基づいて、各相の基準ゲート信号６０２をいずれの相に適用するかを決定して第１のゲート信号６０４となるゲート信号Ｇおよび第１の電圧指令６０８を生成する。
この場合、第１の電圧指令６０８は、Ｖｕ１＞Ｖｕ２＞Ｖｖ１＞Ｖｖ２＞Ｖｗ１（＝Ｖｗ２）に設定される。
電流検出期間ＴＡを４個に分割した各検出期間ｔ０〜ｔ３について、電圧ベクトルとその期間で演算により検出される相電流ｉについて以下に説明する。
検出期間ｔ０では、第１の三相インバータ２０１の電圧ベクトルはＶ１４（１、０、０）、第２の三相インバータ２０２の電圧ベクトルはＶ２０（０、０、０）となり、ｉｕ１が電流検出器４００に流れるため第１の三相インバータ２０１のＵ相の相電流ｉｕ１が検出できる。
検出期間ｔ１では、第１の三相インバータ２０１の電圧ベクトルはＶ１４（１、０、０）、第２の三相インバータ２０２の電圧ベクトルはＶ２４（１、０、０）となり、ｉｕ１＋ｉｕ２が電流検出器４００に流れる。ｉｕ１が既に検出されているため、第２の三相インバータ２０２のＵ相の相電流ｉｕ２が検出できる。
検出期間ｔ２では、第１の三相インバータ２０１の電圧ベクトルはＶ１６（１、１、０）、第２の三相インバータ２０２の電圧ベクトルはＶ２４（１、０、０）となり、−ｉｗ１＋ｉｕ２が電流検出器４００に流れる。ｉｕ２が既に検出されているため、第１の三相インバータ２０１のＷ相の相電流ｉｗ１が検出できる。
検出期間ｔ３では、第１の三相インバータ２０１の電圧ベクトルはＶ１６（１、１、０）、第２の三相インバータ２０２の電圧ベクトルはＶ２６（１、１、０）となり、−ｉｗ１−ｉｗ２が電流検出器４００に流れる。ｉｗ１が既に検出されているため、第２の三相インバータ２０２のＷ相の相電流ｉｗ２が検出できる。
この時点で第１、第２の三相インバータ２０１、２０２のＵ相、Ｗ相の相電流が検出されているため、Ｖ相の相電流ｉｖ１、ｉｖ２は、演算により求められる。
この実施の形態においても、１つの電流検出器４００を用いて各相電流ｉを得ることができ、上記実施の形態１と同様に、小型で簡略、また安価な装置構成にて、各相の電流を信頼性良く検出できると共に、電圧、電流の出力波形の歪みを抑制し、所望の出力を信頼性良く得ることができる。
また、上記実施の形態３と同様に、第１、第２の三相インバータ２０１、２０２の双方において、電圧の高い相、この場合Ｕ相のパルス幅を電流検出期間ＴＡで長く確保できるため、出力電圧低下を抑制して所望の電圧を信頼性良く出力できる。
実施の形態５．
この実施の形態５では、上記実施の形態１の図１で示す構成の電力変換装置において、さらに異なる基準ゲート信号６０２を用いた制御について説明する。
図１１は、電流検出期間ＴＡおよび電流制御期間ＴＢにおけるゲート信号Ｇ（Ｇｕ１、Ｇｖ１、Ｇｗ１、Ｇｕ２、Ｇｖ２、Ｇｗ２）を説明する波形図である。
図に示すように、キャリア周期Ｔｃの２個分の制御周期内に、電流検出期間ＴＡ（０．５Ｔｃ）と電流制御期間ＴＢ（１．５Ｔｃ）とを備えて、各相のゲート信号Ｇが繰り返し生成されて第１、第２の三相インバータ２０１、２０２が制御される。
この場合、基準ゲート信号６０２は、電流検出期間ＴＡを複数個、この場合６個に分割した各検出期間ｔ０〜ｔ５にて各相電流ｉが検出できるように相毎に時間差が設けられて設定されている。この場合、各検出期間ｔ０〜ｔ５で１相ずつ相電流ｉが検出できるように基準ゲート信号６０２が設定される。
この場合、各相の基準ゲート信号６０２のオン期間に差はなく、第１、第２の三相インバータ２０１、２０２のいずれの相に適用するかは任意に決定でき、第１のゲート信号６０４となるゲート信号Ｇおよび第１の電圧指令６０８を生成する。
電流検出期間ＴＡを６個に分割した各検出期間ｔ０〜ｔ５について、電圧ベクトルとその期間で演算により検出される相電流ｉについて以下に説明する。
検出期間ｔ０では、第１の三相インバータ２０１の電圧ベクトルはＶ１４（１、０、０）、第２の三相インバータ２０２の電圧ベクトルはＶ２７（１、１、１）となり、ｉｕ１が電流検出器４００に流れるため第１の三相インバータ２０１のＵ相の相電流ｉｕ１が検出できる。
検出期間ｔ１では、第１の三相インバータ２０１の電圧ベクトルはＶ１２（０、１、０）、第２の三相インバータ２０２の電圧ベクトルはＶ２７（１、１、１）となり、ｉｖ１が電流検出器４００に流れるため第１の三相インバータ２０１のＶ相の相電流ｉｖ１が検出できる。
検出期間ｔ２では、第１の三相インバータ２０１の電圧ベクトルはＶ１１（０、０、１）、第２の三相インバータ２０２の電圧ベクトルはＶ２７（１、１、１）となり、ｉｗ１が電流検出器４００に流れるため第１の三相インバータ２０１のＷ相の相電流ｉｗ１が検出できる。
検出期間ｔ３では、第１の三相インバータ２０１の電圧ベクトルはＶ１７（１、１、１）、第２の三相インバータ２０２の電圧ベクトルはＶ２４（１、０、０）となり、ｉｕ２が電流検出器４００に流れるため第２の三相インバータ２０２のＵ相の相電流ｉｕ２が検出できる。
検出期間ｔ４では、第１の三相インバータ２０１の電圧ベクトルはＶ１７（１、１、１）、第２の三相インバータ２０２の電圧ベクトルはＶ２２（０、１、０）となり、ｉｖ２が電流検出器４００に流れるため第２の三相インバータ２０２のＶ相の相電流ｉｖ２が検出できる。
検出期間ｔ５では、第１の三相インバータ２０１の電圧ベクトルはＶ１７（１、１、１）、第２の三相インバータ２０２の電圧ベクトルはＶ２１（０、０、１）となり、ｉｗ２が電流検出器４００に流れるため第２の三相インバータ２０２のＷ相の相電流ｉｗ２が検出できる。
この実施の形態においても、１つの電流検出器４００を用いて各相電流ｉを得ることができ、上記実施の形態１と同様に、小型で簡略、また安価な装置構成にて、各相の電流を信頼性良く検出できると共に、電圧、電流の出力波形の歪みを抑制し、所望の出力を信頼性良く得ることができる。
また、基準ゲート信号６０２は、分割した各検出期間ｔ０〜ｔ５にて各相電流ｉがそのまま検出できるように設定したため、出力電流演算部５００は、検出電流Ｉｄｃがいずれの相電流ｉか識別するのみで良く、演算ロジックが簡略化できる。また、各相の基準ゲート信号６０２を第１、第２の三相インバータ２０１、２０２のいずれの相に適用するかを任意に決定でき、電流検出期間ＴＡのゲート信号Ｇ（第１のゲート信号６０４）も容易に決定できる。
なお、電流検出期間ＴＡで用いるゲート信号Ｇは、上記各実施の形態で用いたものに限らず、電流検出期間ＴＡを複数個で分割した各検出期間にて各相電流ｉが検出できるものであればよい。
また、例えば、上記実施の形態１、３〜５で用いた複数種の基準ゲート信号６０２を予め保持して、制御周期毎に最適な基準ゲート信号６０２を切り替え選択して用いても良い。
また、上記各実施の形態では、複数の三相インバータを多重化した電力変換装置を用いて説明したが、三相インバータを１つで主回路装置を構成しても良く、また、単相インバータを複数個並列接続して主回路装置を構成しても良い。いずれの場合も、複数の相電流ｉを１つの電流検出器４００で検出でき、上記実施の形態１と同様に、小型で簡略、また安価な装置構成にて、各相電流を信頼性良く検出できると共に、電圧、電流の出力波形の歪みを抑制し、所望の出力を信頼性良く得ることができる。
また、ＰＷＭ制御により交流電力を直流電力に変換する電力変換装置にも適用でき、同様の効果が得られる。
なお、この発明は、発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
２１ｕ〜２１ｗ，２２ｕ〜２２ｗ，２３ｕ〜２３ｗ，２４ｕ〜２４ｗ ＭＯＳＦＥＴ、
１００ 直流電源、１１０ 直流電源ライン、２００，２００Ａ 多重電力変換器、
２０１ 第１の三相インバータ、２０２ 第２の三相インバータ、
２０３ 第３の三相インバータ、２０４ 第４の三相インバータ、４００ 電流検出器、
５００，５００Ａ 出力電流演算部、６００，６００Ａ ＰＷＭ制御部、
６０１ 目標電圧生成部、６０２ 基準ゲート信号、６０３ 第１のゲート信号生成部、
６０４ 第１のゲート信号（電流検出期間のゲート信号）、６０５ 補正部、
６０６ 第２のゲート信号生成部、
６０７ 第２のゲート信号（電流制御期間のゲート信号）、Ｃａ キャリア波、
Ｇ（Ｇｕ１〜Ｇｗ１，Ｇｕ２〜Ｇｗ２，Ｇｕ３〜Ｇｗ３，Ｇｕ４〜Ｇｗ４） ゲート信号、
ｉ（ｉｕ１〜ｉｗ１，ｉｕ２〜ｉｗ２，ｉｕ３〜ｉｗ３，ｉｕ４〜ｉｗ４） 相電流、
ｉ＊（ｉｕ１＊〜ｉｗ１＊，ｉｕ２＊〜ｉｗ２＊，ｉｕ３＊〜ｉｗ３＊，ｉｕ４＊〜ｉｗ４＊） 相電流指令値、
Ｉｄｃ 検出電流、ＴＡ 電流検出期間、ＴＢ 電流制御期間、
Ｖ＊（Ｖｕ１〜Ｖｗ１，Ｖｕ２〜Ｖｗ２，Ｖｕ３〜Ｖｗ３，Ｖｕ４〜Ｖｗ４） 相電圧指令、
Ｖｒｅｆ 相電圧目標値。

Claims (8)

  1. 交流側に複数の相を有し、該複数の相の各相電流が共通に流れる直流電源ラインが接続される直流電源の直流電力と交流電力との間で電力変換する主回路装置と、該主回路装置を制御周期毎に繰り返し制御する制御装置とを備えた電力変換装置において、
    上記制御装置は、
    上記直流電源ラインに流れる電流を検出する電流検出手段と、
    キャリア波の周期であるキャリア周期に基づく上記制御周期内に、電流検出期間とその後の電流制御期間とを備え、上記主回路装置の上記複数の相の各半導体スイッチング素子へのゲート信号を生成するＰＷＭ制御部と、
    上記電流検出期間に、上記ＰＷＭ制御部からの上記ゲート信号と上記電流検出手段からの検出電流とから上記各相電流を演算して各相電流演算値を出力する電流演算部とを備え、
    上記ＰＷＭ制御部は、
    予め設定された基準ゲート信号に基づいて上記電流検出期間における上記ゲート信号を生成し、
    上記各相電流演算値が与えられた指令値に追従するように各相電圧目標値を生成し、上記電流検出期間による電圧誤差をキャンセルするように上記各相電圧目標値を補正して各相電圧指令を演算し、該各相電圧指令と上記キャリア波との比較に基づいて上記電流制御期間における上記ゲート信号を生成することを特徴とする電力変換装置。
  2. 上記主回路装置は、多相電力変換器を備えたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 上記主回路装置は、上記多相電力変換器を複数台、直流側を並列接続して備え、該複数台分の個々の相に流れる各電流を上記各相電流とすることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 上記ＰＷＭ制御部は、上記制御周期内の出力電圧平均値が、上記各相電圧目標値となるように上記各相電圧指令を生成することを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  5. 上記基準ゲート信号は、上記電流検出期間を複数個に分割した各検出期間にて各相電流が検出できるように相毎に時間差が設けられて設定されることを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  6. 上記ＰＷＭ制御部は、上記電流検出期間において、上記主回路装置の各相電圧の大小関係に基づいて上記基準ゲート信号を適用して上記ゲート信号を生成することを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 上記ＰＷＭ制御部は、複数種の上記基準ゲート信号を、上記制御周期毎に切り替え選択して用いることを特徴とする請求項５または請求項６に記載の電力変換装置。
  8. 上記制御周期は、上記キャリア周期の１倍〜数倍（整数倍）で、上記電流検出期間は、上記キャリア周期に同期して、該キャリア周期の１／２、あるいは該キャリア周期と同等の期間であることを特徴とする請求項１ないし請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
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