JP2013150412A

JP2013150412A - 可変出力充電装置

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Publication number: JP2013150412A
Application number: JP2012007898A
Authority: JP
Inventors: Hidemi Hayashi; 秀美林; Futoshi Kozono; 太小園; Takeshi Harimoto; 毅張本; Makoto Saito; 真齋藤
Original assignee: Kyushu Electric Power Co Inc; Shibaura Institute of Technology
Current assignee: Kyushu Electric Power Co Inc; Shibaura Institute of Technology
Priority date: 2012-01-18
Filing date: 2012-01-18
Publication date: 2013-08-01

Abstract

【課題】充電電圧制御モードと充電電流制御モードの切り替えをシームレスに行うことができる可変出力充電装置を提供する。
【解決手段】可変出力充電装置は、高周波トランスと、変調率信号を生成する制御部と、キャリア信号生成部と、ＰＷＭ信号生成部と、一次巻き線の両端に三相交流電源の周波数よりも高周波数の交流パルスを印加する複数のスイッチを有する周波数変換部と、高周波トランスの二次巻き線の両端に生じる交流成分を整流して直流電力を得る整流部と、を有する。制御部は、バッテリに印加される充電電圧実測値と目標値との比較結果に応じた充電電流目標値を生成する電圧調整部と、可変上限値内に充電電流目標値を制限する可変リミッタと、充電電流目標値と充電電流実測値との比較結果に応じた整流部の出力電圧目標値を生成する電流調整部と、整流部の出力電圧目標値に所定の係数を乗じて変調率信号の振幅値を生成する振幅値生成部と、を含む。
【選択図】図１６

Description

本発明は、三相交流電力を直流電力に変換して可変の直流電圧および直流電流を出力する可変出力充電装置に関する。

従来技術

近年、エネルギー密度が高く、繰り返し充放電しても劣化の少ないリチウムイオン二次電池の発展に伴って電気自動車（ＥＶ：electric vehicle）に対する期待が高まりつつある。ＥＶの充電方式としては、夜間等の駐車時間中を利用して長時間かけて充電する通常の充電方式と、高速道路のサービスエリア、レストラン、ショッピングセンターなどの商用施設または病院等の公共機関などに設置された急速充電器で急速充電する２つの方式がある。急速充電器は、約２０分程度で８０％程度の充電を可能とする。今後ＥＶの普及を促進させるためには、外出先での補充電を可能とする急速充電器の整備が必須である。ＥＶ用急速充電器は、商用電源からの電力（例えば三相２００Ｖ）をバッテリの充電に適した直流電力に変換するための交直変換装置を備えている。

図１に従来の交直変換装置１０００の構成を示す。図１に示す回路方式は、１つの変換回路で交流入力の高調波電流を制御しつつ出力部で高周波絶縁を行い整流平滑して直流電源をつくり出す変換回路方式である。交直変換装置１０００は、いわゆるＳＭＲ（Switch Mode Rectifier）コンバータであり、交流入力端子接続された三相交流電源の各層に接続されるインダクタＬ１〜Ｌ３および各層間に接続されるキャパシタＣ１〜Ｃ３からなるＡＣフィルタ１１００、複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ１２およびダイオードＤ１ａ〜Ｄ６ａで構成された周波数変換部１２００、入力側と出力側を絶縁するトランス１３００、トランス１３００の２次側に接続された複数のダイオードＤ１ｂ〜Ｄ４ｂおよびインダクタＬ４からなる整流部１４００を基本構成要素として備えている。交直変換装置１０００は、周波数変換部１２００を構成する双方スイッチをＰＷＭ制御することにより所望の直流電力を生成する。
特許文献１には、ＳＭＲコンバータの電流指令値とキャリア信号とを比較してコンバータの複数のスイッチ素子に対する駆動パルスを生成する駆動パルス生成方法であって、同時オンを回避するべきスイッチ素子の各駆動パルス間に非導通期間を設けるようにしたＳＭＲコンバータの駆動パルス生成方法が記載されている。具体的には、加算手段により、非導通期間の幅に相当する信号をもとの電流指令値に加算して電流指令値を生成し、パルス分配器にて電流指令値とキャリア信号とを比較して得た駆動パルスから論理積手段により非導通期間に相当する部分を削除して最終的な駆動パルスを生成することが記載されている。

特許文献２には、２つの双方向スイッチング素子（１）および（２）をハーフブリッジ接続した単相高周波インバータと、高周波トランスと、２つの双方向スイッチング素子（３）および（４）をハーフブリッジ接続したセンタータップ式の単相整流回路と、を有するＳＭＲコンバータにおいて、単相高周波インバータを構成する双方向スイッチング素子（１）および（２）を交互にオンオフ制御すると共に、単相整流回路を構成する双方向スイッチング素子（３）および（４）を、スイッチング素子（１）および（２）のオンオフ制御との間にタイムラグを設けて交互にオンオフ制御することにより入力電流を正弦波形に近づけ入力力率を１とすることが記載されている。

特開２０００−３２７４６号公報特開平８−２２８４８４号公報

ＥＶ用急速充電器のバッテリ充電モードとしては、充電電圧制御モード（ｃｖモード）と充電電流制御モード（ｃｃモード）がある。ＥＶ用急速充電器ではこれら２つのモードをシームレスに切替え可能としておく必要がある。そこで、充電電圧を制御するコントローラと、充電電流を制御するコントローラを別個独立に設けると、モード切替え時にコントローラの出力が不連続となり、シームレスなモード切換が困難となる。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、充電電圧制御モードと充電電流制御モードの切り替えをシームレスに行うことができる可変出力充電装置を提供することを目的とする。

本発明の可変出力充電装置は、三相交流流路の入力端に供給される三相交流電力を直流電力に変換し、制御入力に応じた大きさの充電電圧又は充電電流で出力端子に接続されたバッテリを充電する可変出力充電装置であって、高周波トランスと、前記三相交流電力を生ずる三相交流電源の相電圧の電圧変化に同期した変調率信号を生成する制御部と、前記三相交流電源の周波数よりも高周波のキャリア信号を生成するキャリア信号生成部と、前記キャリア信号と前記変調率信号の各々の信号レベルを比較して比較結果に応じて定まるタイミングおよび期間において生成されるパルス列からなるＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、前記ＰＷＭ信号に応じてオンオフして前記三相交流流路の出力端を前記高周波トランスの一次巻き線の両端に選択的に接続して前記一次巻き線の両端に前記三相交流電源の周波数よりも高周波数の交流パルスを印加する複数のスイッチを有する周波数変換部と、前記高周波トランスの二次巻き線の両端に生じる交流成分を整流して前記直流電力を得る整流部と、を有し、前記制御部は、前記バッテリに印加される充電電圧実測値と充電電圧目標値との比較結果に応じた充電電流目標値を生成する電圧調整部と、前記制御入力に応じた大きさの可変上限値内に前記充電電流目標値を制限する可変リミッタと、前記可変リミッタを経た前記充電電流目標値と前記バッテリに供給される充電電流実測値との比較結果に応じた前記整流部の出力電圧目標値を生成する電流調整部と、前記整流部の出力電圧目標値に所定の係数を乗じて前記変調率信号の振幅値を生成する振幅値生成部と、を含むことを特徴としている。

本発明の可変出力充電装置によれば、可変リミッタによって充電電流目標値の上限値を制御することにより、充電電圧制御モードと充電電流制御モードの切り替えをシームレスに行うことが可能となる。

従来の交直変換装置の構成を示す図である。本発明の実施例に係る交直変換装置の構成を示す図である。本発明の実施例に係る変調率信号を示す図である。（ａ）〜（ｆ）は、それぞれ本発明の実施例に係るＰＷＭ信号パターンを示すタイミングチャートである。本発明の実施例に係る可変出力充電装置の各部の動作波形を示す図である。本発明の実施例に係る可変出力充電装置の動作モードを示す図である。本発明の実施例に係るＰＷＭ信号生成部の構成を示す図である。本発明の実施例に係る短絡パルス生成部の構成を示す図である。本発明の実施例に係る短絡パルス生成部の動作を示すタイミングチャートである。（ａ）は、三相交流電源と可変出力充電装置の電気的接続関係を示す模式図である。（ｂ）は、図１０（ａ）に表示された各相電圧、各相電流、線間電圧ｖ_ｒｓ、線間電流ｉ_ｒｓの位相関係を示す図である。本発明の実施例に係る可変出力充電装置の一次側変換等価回路図である。本発明の実施例に係る可変出力充電装置の構成を示すブロック図である。本発明の実施例に係る保護機能が付加されたＰＷＭ信号生成部の構成を示す図である。本発明の実施例に係る保護シーケンスを示す図である。本発明の実施例に係る保護シーケンスを示す図である。本発明の実施例に係る可変出力充電装置のシステム構成図である。

以下、本発明の実施例について図面を参照しつつ説明する。尚、以下に示す図において、実質的に同一又は等価な構成要素、部分には同一の参照符を付している。

＜基本構成＞
図２は、本発明の実施例に係るＥＶ用急速充電器を構成する可変出力充電装置１の構成を示すブロック図である。可変出力充電装置１は、三相交流電源Ｅから供給された三相交流電力を直流電力に変換し、出力端子において例えば０〜４００Ｖの直流電圧を出力する。可変出力充電装置１は、いわゆるＳＭＲ（Switch Mode Rectifier）コンバータを基本構成とするものであり、ＥＶ用急速充電器の主要部を構成する。
三相交流流路１０は、入力端において三相交流電源Ｅのｒ相、ｓ相、ｔ相にそれぞれ接続され、各相電圧が可変出力充電装置１に導入される。交流フィルタ１２は、三相交流流路１０上に設けられた抵抗Ｒ_ＡＣ、リアクトルＬ_ＡＣ、キャパシタＣ_ＡＣにより構成され、周波数変換部２０が発生させる高周波電流成分を除去する。

周波数変換部２０は、三相交流電源Ｅの各相に対応している三相交流流路１０の各出力端に接続された正側双方向スイッチＳ_ｒｐ、Ｓ_ｓｐ、Ｓ_ｔｐと、負側双方向スイッチＳ_ｒｎ、Ｓ_ｓｎ、Ｓ_ｔｎを有している。双方向スイッチの各々は、互いに直列逆接続された２つの単方向ゲートトリガスイッチ素子（以下単にスイッチ素子と称する）と各スイッチ素子に並列接続された整流素子により構成される。スイッチ素子は例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）であり、整流素子は例えばダイオードである。ダイオードは、アノードがＩＧＢＴのエミッタに、カソードがＩＧＢＴのコレクタに接続され、スイッチ素子が電流を流さない方向に電流バイパス経路を形成する。

正側および負側双方向スイッチは、それぞれ、ＰＷＭ信号生成部４０より供給される対応するＰＷＭ信号ｒｐ、ｒｎ、ｓｐ、ｓｎ、ｔｐ、ｔｎに応じてオンオフする。三相交流電源Ｅのｒ相に接続された三相交流流路１０の出力端は、正側双方向スイッチＳ_ｒｐがオン状態となることにより高周波トランス３０の正側端子（ｐ側端子）に接続され、負側双方向スイッチＳ_ｒｎがオン状態となることにより高周波トランス３０の負側端子（ｎ側端子）に接続される。三相交流電源Ｅのｓ相に接続された三相交流流路１０の出力端は、正側双方向スイッチＳ_ｓｐがオン状態となることにより高周波トランス３０の正側端子（ｐ側端子）に接続され、負側双方向スイッチＳ_ｓｎがオン状態となることにより高周波トランス３０の負側端子（ｎ側端子）に接続される。三相交流電源Ｅのｔ相に接続された三相交流流路１０の出力端は、正側双方向スイッチＳ_ｔｐがオン状態となることにより高周波トランス３０の正側端子（ｐ側端子）に接続され、負側双方向スイッチＳ_ｔｎがオン状態となることによりトランス３０の負側端子（ｎ側端子）に接続される。周波数変換部２０は、各双方向スイッチがＰＷＭ信号ｒｐ、ｒｎ、ｓｐ、ｓｎ、ｔｐ、ｔｎに応じて所定のタイミングで所定の期間に亘ってオンオフすることにより、三相交流電源Ｅの周波数よりも高い周波数の交流パルスを高周波トランス３０の一次巻き線の両端に印加する。

高周波トランス３０は、１次側（入力側）と２次側（出力側）を絶縁するとともに、１次側に印加された高周波交流パルスを変圧して２次側に伝達する高周波ＡＣリンク部を構成する。整流部５０は、整流ダイオードＤ１〜Ｄ４がブリッジ接続された整流器を含んでおり、高周波トランス３０の２次巻き線から出力される交流パルスを直流に変換する。直流フィルタ６０は、出力端子の正極側に直列接続されたリアクトルＬ_ＤＣと、出力端子の正極と負極の間に接続されたキャパシタＣ_ＤＣにより構成されるＬＣローパスフィルタであり、整流部５０の出力に含まれるリップル成分を除去する。可変出力充電装置１の出力端子には、ＥＶ用のバッテリが接続されて充電が行われる。

制御部７０は、各種センサにて検出される可変出力充電装置１の出力電圧（充電電圧）ｖ_ｏ、出力電流（充電電流）ｉ_ｏおよび三相交流電源Ｅの線間電圧の位相角ωｔに基づいて、正弦波状のＰＷＭ指令信号（ＰＷＭ変調率ともいう）α_ｒｓ ^＊、α_ｓｔ ^＊、α_ｔｒ ^＊を生成し、これをＰＷＭ信号生成部４０に供給する。制御部７０は、ＰＷＭ指令信号α_ｒｓ ^＊、α_ｓｔ ^＊、α_ｔｒ ^＊の振幅制御を行うことにより、出力電圧（充電電圧）ｖ_ｏおよび出力電流（充電電流）ｉ_ｏを制御する。

ＰＷＭ信号生成部４０はＰＷＭ指令信号（変調率信号）α_ｒｓ ^＊、α_ｓｔ ^＊、α_ｔｒ ^＊に基づいてＰＷＭ信号ｒｐ、ｒｎ、ｓｐ、ｓｎ、ｔｐ、ｔｎを生成する。ＰＷＭ信号生成部４０は、キャリア信号生成部４１（図７参照）において生成される三相交流電源Ｅの周波数よりも十分に高い周波数（例えば１５ＫＨｚ）のキャリア信号Ｃａｒの信号レベルとＰＷＭ指令信号α_ｒｓ ^＊、α_ｓｔ ^＊、α_ｔｒ ^＊の信号レベルを比較して、比較結果に応じて定まるタイミングおよび期間において生成したパルス列をＰＷＭ信号ｒｐ、ｒｎ、ｓｐ、ｓｎ、ｔｐ、ｔｎとして出力する。ＰＷＭ信号ｒｐ、ｓｐ、ｔｐは、それぞれ正側双方向スイッチ駆動パルスを含み、対応する正側双方向スイッチＳ_ｒｐ、Ｓ_ｓｐ、Ｓ_ｔｐに供給される。ＰＷＭ信号ｒｎ、ｓｎ、ｔｎは、それぞれ負側双方向スイッチ駆動パルスを含み、それぞれ対応する負側双方向スイッチＳ_ｒｎ、Ｓ_ｓｎ、Ｓ_ｔｎに供給される。

ＰＷＭ信号生成部４０は、短絡パルス生成部９０においてＰＷＭ制御周期内の所定のタイミングで生成される短絡パルスｒ０、ｓ０、ｔ０に応じて同一の三相交流流路１０に接続された一対の正側および負側双方向スイッチを同時にオン状態とすべく正側および負側スイッチ駆動パルスを生成する。すなわち、短絡パルスに応じて一対の正側および負側双方向スイッチを同時にオン状態となることにより高周波トランスの一次巻き線の両端が短絡される。

キャリア信号Ｃａｒは、一定の時間変化率で信号レベルが変化する変化区間を一定周期に含む振幅１のパルス列により構成される。キャリア信号Ｃａｒはいわゆる鋸歯状波の形態を有するものが好ましい。制御部７０およびＰＷＭ信号生成部４０は、例えばマイクロコンピュータやＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）またはこれらの組み合わせにより構成される。

図３は、制御部７０において生成され、ＰＷＭ信号生成部４０に供給されるＰＷＭ指令信号α_ｒｓ ^＊、α_ｓｔ ^＊、α_ｔｒ ^＊の波形を示す図である。ＰＷＭ指令信号α_ｒｓ ^＊、α_ｓｔ ^＊、α_ｔｒ ^＊は、それぞれ、三相交流電源Ｅの線間電圧ｖ_ｒｓに対して所定の位相関係を有し且つ電源周波数と同一の周波数を有する正弦波である。すなわち、ＰＷＭ指令信号α_ｒｓ ^＊、α_ｓｔ ^＊、α_ｔｒ ^＊は三相交流電源Ｅの各相電圧および線間電圧の電圧変化に同期している。

＜ＰＷＭ信号パターン＞
ＰＷＭ信号生成部４０が生成するＰＷＭ信号について説明する。図３に示すように、電源基本波の１周期に対応するＰＷＭ指令信号α_ｒｓ ^＊、α_ｓｔ ^＊、α_ｔｒ ^＊の１周期は、ＰＷＭ指令信号相互間の信号レベルの大小関係に応じて６つの期間に分割することができる。ＰＷＭ信号生成部４０は、上記６つの期間においてそれぞれ異なるパターンのＰＷＭ信号を生成する。図４（ａ）〜（ｆ）は、上記６つの期間のそれぞれにおけるＰＷＭ信号パターンを示したものである。

ＰＷＭの１周期は、トグル信号生成部４２（図７参照）から出力される方形波状のトグル信号Ｔの１周期と一致している。トグル信号Ｔは、その信号レベルによってＰＷＭ制御周期を前半期間（第１期間）と後半期間（第２期間）に分割する。すなわち、トグル信号Ｔがハイレベルを呈する期間が前半期間、ローレベルを呈する期間が後半期間である。キャリア信号Ｃａｒは、トグル信号Ｔに同期しており、鋸歯状パルスのパルス幅はＰＷＭ制御周期の前半期間および後半期間の時間幅と一致している。

図３に示すＰＷＭ指令信号の１周期内における第１の期間においては、ＰＷＭ指令信号のうち、α_ｒｓ ^＊のレベルが最も大きく、α_ｓｔ ^＊のレベルが最も小さく、α_ｔｒ ^＊のレベルが他の２つの中間となる。第１の期間においてＰＷＭ信号生成部４０は、以下に示すパターンのＰＷＭ信号を生成する（図４（ａ）参照）。

ＰＷＭ制御周期の前半期間において、ＰＷＭ信号ｒｐは、継続してハイレベルを呈する。ＰＷＭ信号ｓｎは、キャリア信号Ｃａｒのレベルがα_ｓｔ ^＊のレベルに達してからα_ｔｒ ^＊のレベルに達するまでの期間に亘ってハイレベルを呈する。ＰＷＭ信号ｔｎはキャリア信号のレベルがα_ｔｒ ^＊のレベルに達してからα_ｒｓ ^＊のレベルに達するまでの期間に亘ってハイレベルを呈する。

ＰＷＭ制御周期の後半期間において、ＰＷＭ信号ｒｎは、継続してハイレベルを呈する。ＰＷＭ信号ｓｐはキャリア信号のレベルがα_ｓｔ ^＊のレベルに達してからα_ｔｒ ^＊のレベルに達するまでの期間に亘ってハイレベルを呈する。ＰＷＭ制御周期の後半期間において、ＰＷＭ信号ｔｐはキャリア信号のレベルがα_ｔｒ ^＊のレベルに達してからα_ｒｓ ^＊のレベルに達するまでの期間に亘ってハイレベルを呈する。

ＰＷＭ制御周期の前半期間から後半期間に移行する前後期間（すなわち、前半期間に生成されるキャリア信号Ｃａｒのレベルがα_ｒｓ ^＊のレベルに達してから、後半期間に生成されるキャリア信号のレベルがα_ｓｔ ^＊のレベルに達するまでの期間）およびＰＷＭ制御周期の後半期間から次の制御周期の前半期間に移行する前後期間（すなわち、後半期間に生成されるキャリア信号Ｃａｒのレベルがα_ｒｓ ^＊のレベルを達してから、次の制御周期の前半期間に生成されるキャリア信号のレベルがα_ｓｔ ^＊のレベルに達するまでの期間）においてＰＷＭ信号ｒｐとＰＷＭ信号ｒｎは共に短絡パルスｒ０に応じてハイレベルを呈する。

すなわち、ＰＷＭ信号生成部４０は、第１の期間において、キャリア信号Ｃａｒの１変化区間に対応する前半期間に亘って正側双方向スイッチＳ_ｒｐを駆動する正側スイッチ駆動パルスを生成し、これをＰＷＭ信号ｒｐとして出力するとともに、前半期間内において負側双方向スイッチＳ_ｒｎ、Ｓ_ｓｎ、Ｓ_ｔｎをそれぞれ駆動する負側スイッチ駆動パルスを互いに異なる時間帯において順次生成し、これをそれぞれＰＷＭ信号ｒｎ、ｓｎ、ｔｎとして出力する。一方、ＰＷＭ信号生成部４０は、後半期間に亘って負側双方向スイッチＳ_ｒｎを駆動する負側スイッチ駆動パルスを生成し、これをＰＷＭ信号ｒｎとして出力するとともに、前半期間における負側双方向スイッチＳ_ｒｎ、Ｓ_ｓｎ、Ｓ_ｔｎの駆動順序と同一の順序でこれらと対になる正側双方向スイッチＳ_ｒｐ、Ｓ_ｓｐ、Ｓ_ｔｐのそれぞれを駆動する正側スイッチ駆動パルスを生成し、これをそれぞれＰＷＭ信号ｒｐ、ｓｐ、ｔｐとして出力する。

このように、ＰＷＭ信号は、キャリア信号ＣａｒとＰＷＭ指令信号α_ｒｓ ^＊、α_ｓｔ ^＊、α_ｔｒ ^＊の比較結果に応じて定まるタイミングおよび期間に生成される正側スイッチ駆動パルスと負側スイッチ駆動パルスで構成される。

＜動作モード＞
図５に上記第１の期間における可変出力充電装置１の各部の波形を示し、図６に上記第１の期間におけるＰＷＭ信号パターンに応じた動作モードを示す。以下に第１の期間における動作モードＡ〜Ｈについて図５および図６を参照しつつ説明する。

（モードＡ）
ＰＷＭ制御周期の開始直後と終了直前の所定期間、すなわちＰＷＭ制御周期の始まりから前半期間に生成されるキャリア信号Ｃａｒの信号レベルがα_ｓｔ ^＊のレベルに達するまでの期間と、後半期間に生成されるキャリア信号Ｃａｒの信号レベルがα_ｒｓ ^＊のレベルを超えてからＰＷＭ制御周期の終了までの期間において、三相交流流路１０を介してｒ相に接続される正側双方向スイッチＳ_ｒｐおよび負側双方向スイッチＳ_ｒｎは、短絡パルスｒ０に応じてオン状態となる。これにより、正側双方向スイッチＳ_ｒｐ、高周波トランス３０、負側双方向スイッチＳ_ｒｎを経由するループが形成され、高周波トランス３０の両端が短絡される。上記ループには一次側電流ｉ_ｐｎとして励磁電流が流れる。二次側においては出力電流ｉ_ｏが継続して流れる。

（モードＢ）
三相交流流路１０を介してｒ相に接続される正側双方向スイッチＳ_ｒｐは、ＰＷＭ信号ｒｐに応じてＰＷＭ制御周期の前半期間（モードＡからモードＥまで）に亘ってオン状態を継続させる。ｒ相に接続される負側双方向スイッチＳ_ｒｎがＰＷＭ信号ｒｎに応じてオフ状態となる一方、ｓ相に接続される負側双方向スイッチＳ_ｓｎがＰＷＭ信号ｓｎに応じてオン状態となる。これにより、電源ｒ相、正側双方向スイッチＳ_ｒｐ、高周波トランス３０、負側双方向スイッチＳ_ｓｎ、電源ｓ相を経由するループが形成され、一次側電流ｉ_ｐｎの転流が生じる。高周波トランス３０の両端には、三相交流電源Ｅの線間電圧ｖ_ｒｓが印加され、高周波トランス３０の正側（ｐ側）端子から負側（ｎ側）端子に向かう正方向の一次側電流ｉ_ｐｎが流れる。これにより、高周波トランス３０の二次巻き線に二次側電流が誘導される。二次側電流は整流部５０により整流されて出力電流ｉ_ｏが流れる。

（モードＣ）
ｓ相に接続される負側双方向スイッチＳ_ｓｎがＰＷＭ信号ｓｎに応じてオフ状態となる一方、ｔ相に接続される負側双方向スイッチＳ_ｔｎがＰＷＭ信号ｔｎに応じてオン状態となる。これにより、電源ｒ相、正側双方向スイッチＳ_ｒｐ、高周波トランス３０、負側双方向スイッチＳ_ｔｎ、電源ｔ相を経由するループが形成され、一次側電流ｉ_ｐｎの転流が生じる。高周波トランス３０の両端には、三相交流電源Ｅの線間電圧ｖ_ｔｒが印加され、高周波トランス３０の正側（ｐ側）端子から負側（ｎ側）端子に向かう正方向の一次側電流ｉ_ｐｎが流れる。これにより、高周波トランス３０の二次巻き線に二次側電流が誘導される。二次側電流は整流部５０により整流されて出力電流ｉ_ｏが流れる。

（モードＤ、Ｅ）
ｔ相に接続される負側双方向スイッチＳ_ｔｎがＰＷＭ信号ｔｎに応じてオフ状態となる一方、ｒ相に接続される正側双方向スイッチＳ_ｒｐおよび負側双方向スイッチＳ_ｒｎが短絡パルスｒ０に応じてオン状態となる。これにより、正側双方向スイッチＳ_ｒｐ、高周波トランス３０、負側双方向スイッチＳ_ｒｎを経由するループが形成され、高周波トランス３０の両端が短絡される。上記ループには一次側電流ｉ_ｐｎとして励磁電流が流れる。二次側においては出力電流ｉ_ｏが継続して流れる。

（モードＦ）
ｒ相に接続される負側双方向スイッチＳ_ｒｎがＰＷＭ信号ｒｎに応じてＰＷＭ制御周期の後半期間（モードＥからモードＨまで）に亘ってオン状態を継続させる。正側双方向スイッチＳ_ｒｐがＰＷＭ信号ｒｐに応じてオフ状態となる一方、ｓ相に接続される正側双方向スイッチＳ_ｓｐがＰＷＭ信号ｓｐに応じてオン状態となる。これにより、電源ｒ相、負側双方向スイッチＳ_ｒｎ、高周波トランス３０、正側双方向スイッチＳ_ｓｐ、電源ｓ相を経由するループが形成され、一次側電流ｉ_ｐｎの転流が生じる。高周波トランス３０の両端には、三相交流電源Ｅの線間電圧ｖ_ｒｓが逆方向に印加され、高周波トランス３０の負側（ｎ側）端子から正側（ｐ側）端子に向かう負方向の一次側電流ｉ_ｐｎが流れる。これにより、高周波トランス３０の二次巻き線に二次側電流が誘導される。二次側電流は、整流部５０により整流されて出力電流ｉ_ｏが流れる。

（モードＧ）
ｓ相に接続される正側双方向スイッチＳ_ｓｐがＰＷＭ信号ｓｐに応じてオフ状態となる一方、ｔ相に接続される正側スイッチＳ_ｔｐがＰＷＭ信号ｔｐに応じてオン状態となる。これにより、電源ｒ相、負側双方向スイッチＳ_ｒｎ、高周波トランス３０、正側双方向スイッチＳ_ｔｐ、電源ｔ相を経由するループが形成され、一次側電流ｉ_ｐｎの転流が生じる。高周波トランス３０の両端には、三相交流電源Ｅの線間電圧ｖ_ｔｒが逆方向に印加され、高周波トランス３０の負側（ｎ側）端子から正側（ｐ側）端子に向かう負方向の一次側電流ｉ_ｐｎが流れる。これにより、高周波トランス３０の二次巻き線に二次側電流が誘導される。二次側電流は、整流部５０により整流されて出力電流ｉ_ｏが流れる。

（モードＨ）
動作モードＨは、上記した動作モードＡと同様である。動作モードＨの終了後、動作モードＡに戻る。図３および図４（ａ）に示す期間１においては上記した動作モードＡ〜Ｈが繰り返される。

このように、ＰＷＭ指令信号の１周期内における第１の期間においては、ｒ相が基準相とされ、ｒ相を経由する電流ループを形成しつつ一次側電流ｉ_ｐｎがｓ相からｔ相に転流するように双方向スイッチが駆動される。また、共通の三相交流流路１０の出力端に接続された一対の正側双方向スイッチと負側双方向スイッチがＰＷＭ制御周期の前半期間と後半期間で入れ替わるように駆動され且つ一対の正側および負側双方向スイッチは、前半期間と後半期間で駆動順序が一致するように駆動される。これにより、高周波トランス３０の両端に対称性の良好な正方向と負方向の電圧パルスが交互に印加される。ここで、高周波トランス３０に印加される正方向と負方向の電圧パルスの対称性が崩れると、直流偏磁が生じて磁気飽和が生じやすくなり問題となる。本実施例に係るＰＷＭ信号パターンによれば、高周波トランス３０に印加される正方向と負方向の電圧パルスの対称性が極めて良好となり、一次側電流ｉ_ｐｎにおいて正方向に流れる電流量と負方向に流れる電流量の総量を均一とすることが可能となる。すなわち、一次側電流ｉ_ｐｎの対称性をも良好とすることが可能となり、直流偏磁の発生が防止される。また、これによって高周波トランス３０の二次側に生ずる二次側電流の高調波成分を減少させることができ、リアクトルＬ_ＤＣの小型化を図ることが可能となる。

また、本実施例に係るＰＷＭ信号パターンによれば、高周波トランス３０の一次巻き線に対する正電圧パルスの印加期間と負電圧パルスの印加期間の間の期間に短絡パルスが生成され、これに応じて共通の三相交流流路１０に接続された正側および負側双方向スイッチが同時にオン状態となる。これにより、上記期間に高周波トランス３０の両端を短絡し、短絡ループ上に励磁電流を流して一次側電流ｉ_ｐｎの連続性を確保しつつ高周波トランス３０の両端に印加する電圧がゼロとなる期間を生成している。第１の期間においては、ｒ相が基準相とされ、ｒ相を経由する電流ループが形成される。故に、前半期間又は後半期間においてｒ相に接続された正側双方向スイッチＳ_ｒｐ又は負側双方向スイッチＳ_ｒｎのいずれかを常にオン状態とすることができる。従って、第１の期間においては、ｒ相に接続された正側双方向スイッチＳ_ｒｐおよび負側双方向スイッチＳ_ｒｎを同時にオン状態とするべく短絡パルスｒ０を生成することにより、効率的なスイッチング動作を実現しながらＰＷＭ制御周期内に高周波トランス３０の短絡期間を設けることが可能となる。

図３に示すＰＷＭ指令信号の１周期内における第２の期間においては、ＰＷＭ指令信号のうち、α_ｒｓ ^＊のレベルが最も大きく、α_ｔｒ ^＊のレベルが最も小さく、α_ｓｔ ^＊のレベルが他の２つの中間となる。図４（ｂ）に示すように、ＰＷＭ信号生成部４０は、第２の期間において、キャリア信号Ｃａｒの１変化区間に対応する前半期間に亘って負側双方向スイッチＳ_ｔｎを駆動する負側スイッチ駆動パルスを生成し、これをＰＷＭ信号ｔｎとして出力するとともに、前半期間内において正側双方向スイッチＳ_ｔｐ、Ｓ_ｓｐ、Ｓ_ｒｐをそれぞれ駆動する負側スイッチ駆動パルスを互いに異なる時間帯において順次生成し、これをそれぞれＰＷＭ信号ｔｐ、ｒｐ、ｓｐとして出力する。一方、ＰＷＭ信号生成部４０は、後半期間に亘って正側双方向スイッチＳ_ｔｐを駆動する正側スイッチ駆動パルスを生成し、これをＰＷＭ信号ｔｐとして出力するとともに、前半期間における正側双方向スイッチＳ_ｔｐ、Ｓ_ｓｐ、Ｓ_ｒｐの駆動順序と同一の順序でこれらと対をなす負側双方向スイッチＳ_ｔｎ、Ｓ_ｓｎ、Ｓ_ｒｎのそれぞれを駆動する負側スイッチ駆動パルスを生成し、これをそれぞれＰＷＭ信号ｔｎ、ｓｎ、ｒｎとして出力する。第２の期間においてはｔ相が基準相とされ、ｔ相を経由する電流ループを形成しつつ一次側電流ｉ_ｐｎがｓ相からｒ相に転流するように双方向スイッチが駆動される。また、共通の三相交流流路１０の出力端に接続された正側双方向スイッチと負側双方向スイッチがＰＷＭ制御周期の前半期間と後半期間で入れ替わるように駆動され且つ一対の正側および負側双方向スイッチは、前半期間と後半期間で駆動順序が一致するように駆動される。これにより、高周波トランス３０の両端に対称性の良好な正方向と負方向の電圧パルスが交互に印加される。また、上述した第１の期間の場合と同様、高周波トランス３０の一次巻き線に対する正電圧パルスの印加期間と負電圧パルスの印加期間の間の期間に短絡パルスを生成し、短絡パルスに基づいて一対の正側および負側双方向スイッチを同時オンさせることにより、高周波トランス３０の両端を短絡し、短絡ループ上に励磁電流を流して一次側電流ｉ_ｐｎの連続性を確保しつつ高周波トランス３０の両端に印加する電圧がゼロとなる期間を生成している。第２の期間においては、ｔ相が基準相とされ、ｔ相を経由する電流ループが形成される。故に、前半期間又は後半期間においてｔ相に接続された正側双方向スイッチＳ_ｔｐ又は負側双方向スイッチＳ_ｔｎのいずれかを常にオン状態とすることができる。従って、第２の期間においては、正側双方向スイッチＳ_ｔｐおよび負側双方向スイッチＳ_ｔｎを同時にオン状態とするべく短絡パルスｔ０を生成することにより、効率的なスイッチング動作を実現しながらＰＷＭ制御周期内に高周波トランス３０の短絡期間を設けることが可能となる。

図３に示すＰＷＭ指令信号の１周期内における第３の期間においては、電源の線間電圧の電圧変化に同期したＰＷＭ指令信号のうち、α_ｓｔ ^＊のレベルが最も大きく、α_ｔｒ ^＊のレベルが最も小さく、α_ｒｓ ^＊のレベルが他の２つの中間となる。図４（ｃ）に示すように、ＰＷＭ信号生成部４０は、第３の期間において、キャリア信号Ｃａｒの１変化区間に対応する前半期間に亘って正側双方向スイッチＳ_ｓｐを駆動する正側スイッチ駆動パルスを生成し、これをＰＷＭ信号ｓｐとして出力するとともに、前半期間内において負側双方向スイッチＳ_ｓｎ、Ｓ_ｔｎ、Ｓ_ｒｎをそれぞれ駆動する負側スイッチ駆動パルスを互いに異なる時間帯において順次生成し、これをそれぞれＰＷＭ信号ｓｎ、ｔｎ、ｒｎとして出力する。一方、ＰＷＭ信号生成部４０は、後半期間に亘って、負側双方向スイッチＳ_ｓｎを駆動する負側スイッチ駆動パルスを生成し、これをＰＷＭ信号ｓｎとして出力するとともに、後半期間において前半期間における負側双方向スイッチＳ_ｓｎ、Ｓ_ｔｎ、Ｓ_ｒｎの駆動順序と同一の順序でこれらと対をなす正側双方向スイッチＳ_ｓｐ、Ｓ_ｔｐ、Ｓ_ｒｐのそれぞれを駆動する正側スイッチ駆動パルスを生成し、これをそれぞれＰＷＭ信号ｓｐ、ｔｐ、ｒｐとして出力する。第３の期間においてはｓ相が基準相とされ、ｓ相を経由する電流ループを形成しつつ一次側電流ｉ_ｐｎがｔ相からｒ相に転流するように双方向スイッチが駆動される。また、共通の三相交流流路１０の出力端に接続された正側双方向スイッチと負側双方向スイッチがＰＷＭ制御周期の前半期間と後半期間で入れ替わるように駆動され、且つ一対の正側および負側双方向スイッチは、前半期間と後半期間で駆動順序が一致するように駆動される。これにより、高周波トランス３０の両端に対称性の良好な正方向と負方向の電圧パルスが交互に印加される。また、上述した第１の期間の場合と同様、高周波トランス３０の一次巻き線に対する正電圧パルスの印加期間と負電圧パルスの印加期間の間の期間に短絡パルスを生成し、短絡パルスに基づいて一対の正側および負側双方向スイッチを同時オンさせることにより、高周波トランス３０の両端を短絡し、短絡ループ上に励磁電流を流して一次側電流ｉ_ｐｎの連続性を確保しつつ高周波トランス３０の両端に印加する電圧がゼロとなる期間を生成している。第３の期間においては、ｓ相が基準相とされ、ｓ相を経由する電流ループが形成される。故に、前半期間又は後半期間においてｓ相に接続された正側双方向スイッチＳ_ｔｐ又は負側双方向スイッチＳ_ｔｎのいずれかを常にオン状態とすることができる。従って、第３の期間においては正側双方向スイッチＳ_ｓｐおよび負側双方向スイッチＳ_ｓｎを同時にオン状態とするべく短絡パルスｓ０を生成することにより、効率的なスイッチング動作を実現しながらＰＷＭ周期内に高周波トランス３０の短絡期間を設けることが可能となる。

図３に示すＰＷＭ指令信号の１周期内における第４〜第６の期間においては、図４（ｄ）〜（ｆ）に示すように、第１〜第３の期間における動作に準じた動作となるので説明を省略する。このように、本実施例に係る可変出力充電装置１において、第１乃至第６の期間に基準相が順次入れ替わり、当該基準相を経由する電流ループを形成し、一次側電流ｉ_ｐｎが他の２つの相を経由するループ間を転流するように正側および負側双方向スイッチが駆動される。当該基準相に対応する正側および負側双方向スイッチが、短絡パルスに従って同時にオン状態とされ、高周波トランス３０の両端が短絡される。短絡パルスは、高周波トランス３０の一次巻き線に対する正電圧パルスの印加期間と負電圧パルスの印加期間の間の期間に生成され、一次側電流ｉ_ｐｎの連続性を確保しつつ高周波トランス３０の両端に印加する電圧がゼロとなる期間を生成している。

＜ＰＷＭ信号生成部の構成＞
図７は、上述したパターンのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部４０の構成を示す論理回路図である。コンパレータ４０１〜４０３は、キャリア信号生成部４１より生成されるキャリア信号Ｃａｒの信号レベルとＰＷＭ指令信号α_ｒｓ ^＊、α_ｓｔ ^＊、α_ｔｒ ^＊の信号レベルとを比較して、各ＰＷＭ指令信号の信号レベルに応じたパルス幅を有するレベル表示パルスｒｓ、ｓｔ、ｔｒを出力する。レベル表示パルスは、論理反転されるルートと論理反転されないルートに分岐され、それぞれ、ＡＮＤゲート４１１〜４１６に入力される。ＡＮＤゲート４１１、４１２は、レベル表示パルスｒｓ、ｓｔと、これらの論理反転パルスとの論理積を演算して、ＰＷＭ信号ｒｐ、ｒｎを構成する正側および負側スイッチ駆動パルスの生成タイミングおよびそのパルス幅を定めるタイミングパルスｒｐ´、ｒｎ´を出力する。ＡＮＤゲート４１３、４１４は、レベル表示パルスｓｔ、ｔｒと、これらの論理反転パルスとの論理積を演算してＰＷＭ信号ｓｐ、ｓｎを構成する正側および負側スイッチ駆動パルスの生成タイミングおよびそのパルス幅を定めるタイミングパルスｓｐ´、ｓｎ´を出力する。ＡＮＤゲート４１５、４１６は、レベル表示パルスｒｓ、ｔｒと、これらの論理反転パルスとの論理積を演算して、ＰＷＭ信号ｔｐ、ｔｎを構成する正側および負側スイッチ駆動パルスの生成タイミングおよびそのパルス幅を定めるタイミングパルスｔｐ´、ｔｎ´を出力する。

タイミングパルスｒｐ´、ｒｎ´、ｓｐ´、ｓｎ´、ｔｐ´、ｔｎ´は、それぞれＯＲゲート４２１〜４２６の一方の入力端子に入力される。ＯＲゲート４２１および４２２、４２３および４２４、４２５および４２６の他方の入力端子には、それぞれ短絡パルス生成部９０において生成された短絡パルスｒ０、ｓ０、ｔ０が供給される。ＯＲゲート４２１〜４２６は、タイミングパルスと短絡パルスの論理和を演算し、タイミングパルスと短絡パルスとを合成した合成パルスｒｐ″、ｒｎ″、ｓｐ″、ｓｎ″、ｔｐ″、ｔｎ″を出力する。

合成パルスｒｐ″、ｒｎ″、ｓｐ″、ｓｎ″、ｔｐ″、ｔｎ″は、ＡＮＤゲート４３１〜４４２およびＯＲゲート４５１〜４５６によりトグル信号生成部４２において生成されるトグル信号Ｔおよびその論理反転信号と論理合成される。トグル信号Ｔは、ＰＷＭ周期の前半期間と後半期間で互いに異なる信号レベルを呈する。ＡＮＤゲート４３１〜４４２およびＯＲゲート４５１〜４５６は、合成パルスをトグル信号Ｔの信号レベルに応じて正側双方向スイッチと負側双方向スイッチに振り分けるべく分割して正側および負側双方向スイッチの各々に対応する正側および負側スイッチ駆動パルスを生成し、これをＰＷＭ信号として出力する。上述したＰＷＭ信号パターンは、このような比較的小規模な論理回路で生成することができる。

＜短絡パルス生成部の構成＞
図８は、短絡パルスｒ０、ｓ０、ｔ０を生成する短絡パルス生成部９０の回路ブロック図、図９は、図４（ａ）に示す第１の期間における短絡パルス生成部９０の動作を例示するタイミングチャートである。短絡パルス生成部９０には、ＰＷＭ信号生成部４０により生成されるレベル表示パルスｒｓ、ｓｔ、ｔｒが入力される。レベル表示パルスおよびその論理反転パルスは、ＡＮＤゲート９０１、９０２およびＯＲゲート９０３により論理合成され、短絡パルスの生成タイミングおよびパルス幅を定める短絡タイミングパルスＡが生成される。短絡タイミングパルスＡは、キャリア信号Ｃａｒ信号レベルとＰＷＭ指令信号α_ｒｓ ^*、α_ｓｔ ^*、α_ｔｒ ^*の信号レベルを比較して、ＰＷＭ指令信号α_ｒｓ ^*、α_ｓｔ ^*、α_ｔｒ ^*のすべての信号がキャリア信号Ｃａｒの信号レベルに対して大きい期間、または小さい期間を表示する。また、短絡タイミングパルスＡは高周波トランス３０の一次巻き線に対する正電圧パルスの印加期間と負電圧パルスの印加期間の間のゼロ電圧印加期間を表示する。

短絡タイミングパルスＡは、ＮＯＴゲート９０４およびシフトレジスタ９０５を経てＤ−フリップフロップ９０６、９０７のクロック入力端子に入力される。Ｄ−フリップフロップ９０６のＤ端子にはレベル表示パルスｒｓの論理反転パルスが入力され、Ｄ−フリップフロップ９０７のＤ端子にはレベル表示パルスｔｒの論理反転パルスが入力される。Ｄ−フリップフロップ９０６、９０７の出力値は、ＡＮＤゲート９０８、９０９により論理合成されて最小表示パルスｒｓ_ｍｉｎ、ｓｔ_ｍｉｎ、ｔｒ_ｍｉｎが生成される。最小表示パルスｒｓ_ｍｉｎ、ｓｔ_ｍｉｎ、ｔｒ_ｍｉｎは、ＰＷＭ指令信号α_ｒｓ ^＊、α_ｓｔ ^＊、α_ｔｒ ^＊のうち最も信号レベルの低いものを表示する。すなわち、図９に示すように、第１の期間においてはα_ｓｔ ^＊が最小であるので、第１期間においては、最小表示パルスｓｔ_ｍｉｎが生成される。

一方、レベル表示パルスｒｓ、ｓｔ、ｔｒおよびその論理反転パルスは、ＡＮＤゲート９１０、９１１、９１２およびＯＲゲート９１３により論理合成され、トリガ信号Ｂが生成される。トリガ信号Ｂはシフトレジスタ９１４を経由してＤ−フリップフロップ９１５、９１６のクロック入力端子に入力される。Ｄ−フリップフロップ９１５のＤ端子にはレベル表示パルスｒｓが入力され、Ｄ−フリップフロップ９１６のＤ端子にはレベル表示パルスｔｒが入力される。Ｄ−フリップフロップ９１５、９１６の出力値は、ＡＮＤゲート９１７、９１８により論理合成されて最大表示パルスｒｓ_ｍａｘ、ｓｔ_ｍａｘ、ｔｒ_ｍａｘが生成される。最大表示パルスｒｓ_ｍａｘ、ｓｔ_ｍａｘ、ｔｒ_ｍａｘは、ＰＷＭ指令信号α_ｒｓ ^＊、α_ｓｔ ^＊、α_ｔｒ ^＊のうち最も信号レベルの高いものを表示する。すなわち、図９に示すように、第１の期間においてはα_ｒｓ ^＊が最大であるので、第１の期間においては、最大表示パルスｒｓ_ｍａｘが生成される。

最小表示パルスｒｓ_ｍｉｎ、ｓｔ_ｍｉｎ、ｔｒ_ｍｉｎおよび最大表示パルスｒｓ_ｍａｘ、ｓｔ_ｍａｘ、ｔｒ_ｍａｘは、ＮＯＴゲート９２０〜９２２、ＡＮＤゲート９３１〜９３６、ＯＲゲート９４１〜９４３により論理合成され、基準相を表示する基準相表示パルスが生成される。基準相表示パルスと短絡タイミングパルスＡは、ＡＮＤゲート９５１〜９５３に入力される。ＡＮＤゲート９５１〜９５３は、これらの入力信号の論理積を短絡パルスｒ０、ｓ０、ｔ０として出力する。

短絡パルス生成部９０をこのように構成することで、基準相となるべき相に接続された一対の正側および負側双方向スイッチを、高周波トランス３０の一次巻き線に対する正電圧パルスの印加期間と負電圧パルスの印加期間の間の期間にそれぞれオン状態とする短絡パルスが生成される。図９に示すように、第１の期間においては、基準相（ｒ相）に対応した正側および負側双方向スイッチＳ_ｒｐおよびＳ_ｒｎを同一時間帯にオン状態として短絡ループを形成する短絡パルスｒ０が上記のタイミングで生成される。上記した短絡パルス生成部９０の構成によれば、第１の期間および第４の期間において基準相となるｒ相に接続された正側および負側双方向スイッチＳ_ｒｐ、Ｓ_ｒｎを同時にオン状態とする短絡パルスｒ０が上記のタイミングで生成される。第２の期間および第５の期間において基準相となるｓ相に接続された正側および負側双方向スイッチＳ_ｓｐ、Ｓ_ｓｎを同時にオン状態とする短絡パルスｓ０が上記のタイミングで生成される。第３の期間および第６の期間において基準相となるｔ相に接続された正側および負側双方向スイッチＳ_ｔｐ、Ｓ_ｔｎを同時にオン状態とする短絡パルスｔ０が上記のタイミングで生成される。

＜ＰＷＭ指令信号＞
正弦波状のＰＷＭ指令信号α_ｒｓ ^＊、α_ｓｔ ^＊、α_ｔｒ ^＊と三相交流電源Ｅとの位相関係について説明する。図１０（ａ）は、三相交流電源Ｅと可変出力充電装置１の電気的接続関係を示す模式図である。図１０（ｂ）は、図１０（ａ）に表示された各相電圧、各相電流、線間電圧ｖ_ｒｓ、線間電流ｉ_ｒｓの位相関係を示した図である。可変出力充電装置１において、三相交流電源Ｅの相電圧ｖ_ｒ、ｖ_ｓ、ｖ_ｔと相電流ｉ_ｒ、ｉ_ｓ、ｉ_ｔがそれぞれ同相となるように、すなわち、力率１となるように制御する。力率１とするためには、例えば線間電流ｉ_ｒｓが線間電圧ｖ_ｒｓに対して６０°遅れるように制御すればよい。従って、線間電圧ｖ_ｒｓの位相角をωｔ、α^＊をＰＷＭ指令信号の振幅指令値とすると、ＰＷＭ指令信号α_ｒｓ ^＊、α_ｓｔ ^＊、α_ｔｒ ^＊は、それぞれ次式によって与えられる。
α_ｒｓ ^＊＝α^＊ｓｉｎ（ωｔ−６０°）・・・（１）
α_ｓｔ ^＊＝α^＊ｓｉｎ（ωｔ−１２０°−６０°）・・・（２）
α_ｔｒ ^＊＝α^＊ｓｉｎ（ωｔ−２４０°−６０°）・・・（３）
振幅指令値α^＊は、制御部７０が出力電圧（充電電圧）ｖ_ｏおよび出力電流（充電電流）ｉ_ｏをモニタし、これらを図示しない上位コントローラから供給される目標値に一致させるべく生成される。線間電圧ｖ_ｒｓの位相角ωｔは公知の位相検出器により検出することが可能である。

図１１は、本実施例に係る可変出力充電装置１を高周波トランス３０の一次側に換算した一次側変換等価回路図である。一次側変換等価回路より、ＰＷＭ指令信号α_ｒｓ ^＊、α_ｓｔ ^＊、α_ｔｒ ^＊と入力電流との関係を示す次式を導くことができる。
ｉ_ｒｓ＝２ｉ_ｏ・α_ｒｓ ^＊／２＝ｉ_ｏ・α_ｒｓ ^＊・・・（４）
ｉ_ｓｔ＝２ｉ_ｏ・α_ｓｔ ^＊／２＝ｉ_ｏ・α_ｓｔ ^＊・・・（５）
ｉ_ｔｒ＝２ｉ_ｏ・α_ｓｔ ^＊／２＝ｉ_ｏ・α_ｔｒ ^＊・・・（６）
また、Δ結線線間電圧の実効値をＶ_ｍ、Δ結線線間電流の実効値をＩ_ｍ、入力電力をＰ_ｉｎとすると、
Ｉ_ｍ＝ｉ_ｏ・α^＊／√２・・・（７）
Ｐ_ｉｎ＝３Ｖ_ｍ・Ｉ_ｍ＝２ｉ_ｏ・｜ｖ_ｐｎ｜・・・（８）
が成立し、これより振幅指令値α^＊と出力電圧ｖ_ｏとの関係を示す次式を導くことができる。
ｖ_ｏ＝３Ｖ_ｍ・α^＊／√２・・・（９）
＜保護シーケンス１＞
図１２は、システムに異常が発生した場合にシステムを強制停止する保護機能を備えた可変出力充電装置１ａの構成を示すブロック図である。図１３は、上記保護機能を実現する保護回路を有するＰＷＭ信号生成部４０ａおよび短絡パルス生成部９０ａの構成を示す回路ブロック図である。ＰＷＭ信号生成部４０ａは、ＡＮＤゲート４１１〜４１６とＯＲゲート４２１〜４２６との間にＡＮＤゲート５０１〜５０６が挿入される点で図７に示すＰＷＭ信号生成部４０と相違する。また、短絡パルス生成部９０ａは、短絡パルスｒ０、ｓ０、ｔ０を出力するＡＮＤゲート９５１〜９５３の後段に強制停止パルスｒ０´、ｓ０´、ｔ０´を生成する強制停止パルス生成部２００が付加されている点で図８に示す短絡パルス生成部９０と相違する。以下、上記した可変出力充電装置１と相違する部分について詳述する。尚、上述の可変出力充電装置１と共通する部分については、同一の参照符を付すこととし、その説明については省略する。

可変出力充電装置１ａの出力電圧ｖ_ｏ、出力電流ｉ_ｏ、一次側電流ｉ_ｐｎの値はセンサにより検出され、制御部７０ａによりモニタされる。制御部７０ａは、これらの値のいずれかが所定範囲内にない場合には、システムに異常が生じているものと判断し、エラー検知信号ｅｒｒを生成する。エラー検知信号ｅｒｒは、強制停止パルス生成部２００のＡＮＤゲート２１０の一方の入力端子に供給される。ＡＮＤゲート２１０の他方の入力端子には、短絡タイミングパルスＡが入力される。ＡＮＤゲート２１０は、エラー検知信号ｅｒｒと短絡タイミングパルスＡの論理積を演算し、その演算結果をＲＳフリップフロップ２１１のセット入力に供給する。ＲＳフリップフロップ２１１のリセット入力には、システムを緊急停止状態から再起動する際に生成されるリセット信号ｒｅｓが入力される。ＲＳフリップフロップ２１１の出力値である停止トリガ信号Ｆは、Ｄ−フリップフロップ２１２〜２１４の各クロック入力端子にそれぞれ入力されるとともにＮＯＴゲート２１５に入力される。Ｄ−フリップフロップ２１２〜２１４のＤ端子には、それぞれ短絡パルスｒ０、ｓ０、ｔ０が入力される。Ｄ−フリップフロップ２１２〜２１４の出力値はそれぞれＯＲゲート２１９〜２２１の一方の入力端子に入力される。ＡＮＤゲート２１６〜２１８は、それぞれ、短絡パルスｒ０、ｓ０、ｔ０とＤ−フリップフロップ２１２〜２１４の反転出力値との論理積を演算し、その演算結果をそれぞれ、ＯＲゲート２１９〜２２１の他方の入力端子に入力する。ＯＲゲート２１９〜２２１は入力信号の論理和を演算し、その演算結果を強制停止パルスｒ０´、ｓ０´、ｔ０´として出力する。強制停止パルスｒ０´、ｓ０´、ｔ０´は、ＯＲゲート４２１〜４２６の一方の入力端子に入力される。

ＮＯＴゲート２１５はＲＳフリップフロップの出力値である停止トリガ信号Ｆを論理反転させ、これをＡＮＤゲート５０１〜５０６の一方の入力端子に供給する。ＡＮＤゲート５０１〜５０６は、ＰＷＭ信号を構成する正側および負側スイッチ駆動パルスの生成タイミングおよびそのパルス幅を定めるタイミングパルスｒｐ´、ｒｎ´、ｓｐ´、ｓｎ´、ｔｐ´、ｔｎ´と停止トリガ信号Ｆの論理反転信号との論理積を演算し、その演算結果をＯＲゲート４２１〜４２６の他方の入力端子に供給する。

図１４は、上記した構成を有するＰＷＭ信号生成部４０ａの動作を例示するタイミングチャートである。制御部７０ａは、例えば出力電圧ｖ_ｏ、出力電流ｉ_ｏ、一次側電流ｉ_ｐｎの値が所定範囲内にないことを検知すると、ハイレベルのエラー検知信号ｅｒｒを出力する。停止トリガ信号Ｆは、エラー検知信号ｅｒｒがハイレベルとなった後の最初の短絡パルス（図１４の例ではｒ０）の生成時にハイレベルとなる。可変出力充電装置１ａは、停止トリガ信号Ｆがハイレベルとなったことを契機として強制停止モードとなる。換言すれば、エラー検知信号ｅｒｒがハイレベルとなってから停止トリガ信号Ｆがハイレベルとなるまでの期間（すなわち、エラー検知信号ｅｒｒがハイレベルとなった後、次の短絡パルスが生成されるまでの期間）においてシステムは通常動作モードで動作する。
強制停止パルス生成部２００は、エラー検知信号ｅｒｒがハイレベルとなった後の最初の短絡パルスの発生タイミングで強制停止パルス（図１４の例ではｒ０´）を出力する。強制停止パルス（ｒ０´、ｓ０´、ｔ０´）は、短絡パルス（ｒ０、ｓ０、ｔ０）を保持したパルスである。つまり、強制停止パルス生成部２００は、エラー検知信号ｅｒｒがハイレベルとなった後に最初に生成される短絡パルスをラッチして短絡パルスを継続的に出力する。従って、強制停止パルス（ｒ０´、ｓ０´、ｔ０´）は、通常動作において短絡パルス（ｒ０、ｓ０、ｔ０）が生成されるタイミングと同じタイミングで生成されることとなる。強制停止パルス（ｒ０´、ｓ０´、ｔ０´）はＯＲゲート４２１〜４２６の一方の入力端子に入力される。

一方、停止トリガ信号Ｆがハイレベルとなると、キャリア信号ＣａｒとＰＷＭ指令信号（変調率信号）α_ｒｓ ^＊、α_ｓｔ ^＊、α_ｔｒ ^＊との比較結果に応じて生成されるタイミングパルスｒｐ´、ｒｎ´、ｓｐ´、ｓｎ´、ｔｐ´、ｔｎ´は、ＡＮＤゲート５０１〜５０６を通過することによりローレベルとなる。従って、ＰＷＭ信号生成部４０ａは、エラー検出信号ｅｒｒがハイレベルとなった後、最初の短絡パルス（ｒ０又はｓ０又はｔ０）の生成タイミングにおいて強制停止パルス（ｒ０´又はｓ０´又はｔ０´）をＰＷＭ信号として出力する。これにより、同一の三相交流流路１０に接続された一対の正側および負側双方向スイッチの同時オン状態が継続される故、高周波トランス３０の両端の短絡状態も継続される。従って、高周波トランス３０への電力供給が遮断され、システムが停止に至る。

このように、ＰＷＭ信号生成部４０ａは、システムの異常検出時に強制停止パルスｒ０´、ｓ０´、ｔ０´を生成し、高周波トランス３０の両端を継続して短絡することによりシステムを停止させる。強制停止パルスｒ０´、ｓ０´、ｔ０´は、通常動作において生成される短絡パルスｒ０、ｓ０、ｔ０の生成タイミングと同じタイミングで生成されるので、通常の動作シーケンスの流れを変えることなくシステムを停止させることが可能となる。すなわち、本実施例に係る保護シーケンスによれば、システムに負担をかけることなくシステムを強制停止させることが可能となる。このようなハードウェアにより実現される保護シーケンスは、異常検出時にシステムを直ちに停止させたい場合に有効となる。尚、上記の実施例では、制御部７０ａが出力電圧ｖ_ｏ、出力電流ｉ_ｏ、一次側電流ｉ_ｐｎの値に基づいて異常検出を行い、異常検出時に強制停止モードに移行する場合を例に説明したが、ユーザの手動操作によって強制停止モードに移行することとしてもよい。

＜保護シーケンス２＞
システムに異常が生じた場合における強制停止動作をソフトウェア上で実現する手法について以下に説明する。図１５（ａ）は、上記した可変出力充電装置１および１ａにおいて、システムの異常発生時におけるＰＷＭ指令信号の振幅指令値α^＊の変化を示す図である。図１５（ｂ）は、振幅指令値α^＊の値がゼロとなったときの各信号を例示したものである。上記した式（９）に示すように、ＰＷＭ指令信号α_ｒｓ ^＊、α_ｓｔ ^＊、α_ｔｒ ^＊の振幅値を示す振幅指令値α^＊と可変出力充電装置１または１ａの出力電圧ｖ_ｏとの関係は、ｖ_ｏ＝（３／√２）Ｖ_ｍα^＊と表すことができる。従って、振幅指令値α^＊を徐々にゼロに近づけることにより出力電圧ｖ_ｏを徐々にゼロに近づけることができる。

例えば、出力電圧ｖ_ｏ、出力電流ｉ_ｏ、一次側電流ｉ_ｐｎの値はセンサにより検出され、制御部７０、７０ａによりモニタされる。制御部７０、７０ａは、これらの値のいずれかが所定範囲内にない場合にはシステムに異常が生じているものと判断し、振幅指令値α^＊を一定の時間変化率Δｋで減少させる。これにより振幅指令値α^＊は、異常検知時点から徐々に小さくなりシャットダウン期間Δｔの経過時点でゼロとなる。このような振幅指令値α^*の制御は、制御部７０、７０ａ内に格納された制御プログラムを実行することにより実現される。振幅指令値α^＊の時間変化率は必ずしもリニアであることを要しない。
本実施例に係るＰＷＭ信号生成部４０、４０ａおよび短絡パルス生成部９０、９０ａの構成によれば、振幅指令値α^＊の値が小さくなるに従って、短絡パルスのパルス幅が徐々に大きくなり、出力電圧ｖ_ｏが徐々に低下する。図１５（ｂ）に示すように、振幅指令値α^＊がゼロとなると、ＰＷＭ指令信号α_ｒｓ ^＊、α_ｓｔ ^＊、α_ｔｒ ^＊の振幅がそれぞれゼロとなり、ＰＷＭ信号生成部４０、４０ａは、全期間に亘り短絡パルス（図１５（ｂ）の例ではｒ０）を出力する。これにより、同一の三相交流流路１０に接続された一対の正側および負側双方向スイッチの同時オン状態が継続される故、高周波トランス３０の両端の短絡状態も継続される。従って、高周波トランス３０への電力供給が遮断され、システムが停止に至る。

このように、システムの異常検出時に振幅指令値α^＊をゼロとなるまで緩やかに減少させることにより、可変出力充電装置１または１ａの出力電圧ｖ_ｏを緩やかに減少させながら最終的にシステムを停止させることができる。すなわち、本実施例に係る保護シーケンスによれば、システムに負担をかけることのなくシステムを停止させることが可能となる。このようなソフトウェアにより実現される保護シーケンスは、システムをある一定の時間をかけて停止させたい場合に有効となる。上記したハードウェアによる保護シーケンスとソフトウェアによる保護シーケンスは、システム上に生じた異常の内容に応じて使い分けることが好ましい。例えばシステムに深刻なダメージを与え得るような異常が検出された場合には、上記したハードウェアによる保護シーケンスを実行してシステムを緊急停止させることとし、短時間であれば通常動作を継続しても問題ないと考えられるような異常が検出された場合には上記したソフトウェアによる保護シーケンスを実行しシステムを一定の期間かけて緩やかに停止させる。尚、上記の実施例では、制御部、７０、７０ａが出力電圧ｖ_ｏ、出力電流ｉ_ｏ、一次側電流ｉ_ｐｎの値に基づいて異常検出を行い、異常検出時に強制停止モードに移行する場合を例に説明したが、ユーザの手動操作によって強制停止モードに移行することとしてもよい。

＜出力制御方式＞
ＥＶ用急速充電器のバッテリ充電モードとしては、充電電圧制御モード（ｃｖモード）と充電電流制御モード（ｃｃモード）がある。ＥＶ用急速充電器ではこれら２つのモードをシームレスに切替え可能としておく必要がある。そこで、充電電圧を制御するコントローラと、充電電流を制御するコントローラを別個独立に設けると、一方のコントローラを作動させる場合には他方のコントローラを停止させる必要があり、シームレスなモード切換が困難となる。

本実施例に係るＥＶ用急速充電器を構成する可変出力充電装置１では、モード切り替え時に充電電圧を制御するコントローラと充電電流を制御するコントローラのいずれか一方を停止させることなく充電モードの切り替えを可能とすることによりシームレスなモード切り替えを実現している。

図１６は、本発明の実施例に係るＥＶ用急速充電器を構成する交直変換回路１のシステム構成図である。本システムにおいて充電電圧制御、充電電流制御および制御モードの切換は、図示しない上位コントローラからの制御入力に基づいて制御部７０が担う。

制御部７０には、図示しない上位コントローラから、バッテリに印加すべき充電電圧（出力電圧）の目標値ｖ_ｏ ^＊が与えられる。減算器７０１は、充電電圧目標値ｖ_ｏ ^＊と実際にバッテリに印加されている充電電圧（出力電圧）ｖ_ｏの実測値との差分値を生成し、これを電圧調整部７０２に供給する。電圧調整部７０２は、充電電圧ｖ_ｏを充電電圧目標値ｖ_ｏ ^＊に一致させるべく上記差分値に応じた充電電流の目標値ｉ_ｏ ^＊を出力する。可変リミッタ７０３は、図示しない上位コントローラにより適宜設定される上限値内に充電電流目標値ｉ_ｏ ^＊を制限する。すなわち、電圧調整部７０２により生成された充電電流目標値ｉ_ｏ ^＊が可変リミッタ７０３によって設定された上限値よりも小さい場合には、生成された目標値ｉ_ｏ ^＊はそのまま可変リミッタ７０３を通過する。一方、電圧調整部７０２により生成された充電電流目標値ｉ_ｏ ^＊が可変リミッタ７０３によって設定された上限値よりも大きい場合には、当該上限値に制限された充電電流目標値ｉ_ｏ ^＊が可変リミッタ７０３から出力される。

充電電流目標値ｉ_ｏ ^＊は減算器７０４に供給される。減算器７０４は充電電流目標値ｉ_ｏ ^＊と実際にバッテリに供給されている充電電流（出力電流）ｉ_ｏの実測値との差分値を生成し、これを電流調整部７０５に供給する。電流調整部７０５は、充電電流ｉ_ｏを充電電流目標値ｉ_ｏ ^＊に一致させるべく上記差分値に応じた整流部５０の出力電圧の暫定目標値ｖ_ａｂ ^＊´を生成する。一方、補正値生成部８００は、直流フィルタ６０を構成するリアクトルＬ_ＤＣを流れる電流ｉ_Ｌの値に所定の係数ｋｐを乗じ、これを補正値ｍとして出力する。減算器（補正部）７０６は、暫定目標値ｖ_ａｂ ^＊´から補正値ｍを減算して整流部５０の出力電圧の目標値ｖ_ａｂ ^＊を生成する。

一次側変換部７０７は、目標値ｖ_ａｂ ^＊に１／２を乗じてトランス両端電圧の絶対値の目標値｜ｖ_ｐｎ｜^＊を生成する。振幅値生成部７０８は、目標値｜ｖ_ｐｎ｜^＊を３Ｖ_ｍ／２√２で除することにより、ＰＷＭ指令信号の振幅値を示す振幅指令値α^＊を生成する（式（９）参照）。尚、Ｖ_ｍは三相交流電源Ｅの線間電圧の実効値である。振幅指令値α^＊はリミッタ７０９により上限値が１に制限される。これにより、ＰＷＭ指令信号の振幅がキャリア信号Ｃａｒの振幅よりも大きくなるいわゆる過変調を防止している。波形成形部７１０は、三相交流電源Ｅの線間電圧ｖ_ｒｓの位相角ωｔと振幅指令値α^＊に基づいて、上記式（１）〜（３）で示される正弦波状のＰＷＭ指令信号α_ｒｓ ^＊、α_ｓｔ ^＊、α_ｔｒ ^＊を生成する。

本システムにおいて、充電電圧制御モード（ｃｖモード）と充電電流制御モード（ｃｃモード）の切換は、可変リミッタ７０３により設定される上限値を制御することにより実現される。すなわち、電圧調整部７０２により生成された充電電流目標値ｉ_ｏ ^＊が可変リミッタ７０３により設定された上限値よりも小さい場合には、充電電流目標値ｉ_ｏ ^＊は、何ら制限を受けることなくそのまま可変リミッタ７０３を通過する。この場合、制御部７０は、充電電圧目標値ｖ_ｏ ^＊と充電電圧ｖ_ｏの実測値が一致するように振幅指令値α^＊を生成することから、本システムは、充電電圧制御モード（ｃｖモード）で動作する。すなわち、可変リミッタ７０３による制限を解除することにより、本システムは充電電圧制御モード（ｃｖモード）で動作することとなる。

一方、電圧調整部７０２により生成された充電電流目標値ｉ_ｏ ^＊が、可変リミッタ７０３により設定された上限値よりも大きい場合には、充電電流目標値ｉ_ｏ ^＊は当該上限値に制限される。この場合、電圧調整部７０２はもはや機能していないものとみなすことができる。そして、この場合、制御部７０は、可変リミッタ７０３による上限値に制限された充電電流目標値ｉ_ｏ ^＊と充電電流ｉ_ｏの実測値が一致するように振幅指令値α^＊を生成することから、本システムは、充電電流制御モード（ｃｃモード）で動作する。すなわち、可変リミッタ７０３の上限値を充電電流目標値ｉ_ｏ ^＊に設定することにより、本システムは充電電流制御モード（ｃｃモード）で動作することとなる。

このように、本システムでは可変リミッタ７０３によって充電電流目標値ｉ_ｏ ^＊の上限値を制御することにより充電電圧制御モードと充電電流制御モードの切り替えを行うことができることができるので、充電モードに応じて電圧調整部７０２または電流調整部７０５を停止させる必要がなく、シームレスなモード切り替えを実現することが可能となる。

また、本実施例に係る可変出力充電装置１は、整流部５０と出力端子との間にリアクトルＬ_ＤＣとキャパシタＣ_ＤＣからなる直流フィルタ６０を有している。このため、ＬＣ共振が発生し、充電電圧ｖ_ｏおよび充電電圧ｉ_ｏが不安定となる。そこで、本システムにおいては、リアクトルＬ_ＤＣに流れる電流ｉ_Ｌの値をｋｐ倍した補正値を生成し、整流部５０の出力電圧の暫定目標値ｖ_ａｂ ^＊´からこの補正値を減算して目標値ｖ_ａｂ ^＊を生成し、補正後の目標値ｖ_ａｂ ^＊に基づいて振幅指令値α^＊を生成している。これにより、リアクトルＬ_ＤＣに抵抗素子を直列接続した場合と同様の効果が得られ、ＬＣ共振の発生を防止することができる。

Claims

三相交流流路の入力端に供給される三相交流電力を直流電力に変換し、制御入力に応じた大きさの充電電圧又は充電電流で出力端子に接続されたバッテリを充電する可変出力充電装置であって、
高周波トランスと、
前記三相交流電力を生ずる三相交流電源の相電圧の電圧変化に同期した変調率信号を生成する制御部と、
前記三相交流電源の周波数よりも高周波のキャリア信号を生成するキャリア信号生成部と、
前記キャリア信号と前記変調率信号の各々の信号レベルを比較して比較結果に応じて定まるタイミングおよび期間において生成されるパルス列からなるＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
前記ＰＷＭ信号に応じてオンオフして前記三相交流流路の出力端を前記高周波トランスの一次巻き線の両端に選択的に接続して前記一次巻き線の両端に前記三相交流電源の周波数よりも高周波数の交流パルスを印加する複数のスイッチを有する周波数変換部と、
前記高周波トランスの二次巻き線の両端に生じる交流成分を整流して前記直流電力を得る整流部と、を有し、
前記制御部は、前記バッテリに印加される充電電圧実測値と充電電圧目標値との比較結果に応じた充電電流目標値を生成する電圧調整部と、前記制御入力に応じた大きさの可変上限値内に前記充電電流目標値を制限する可変リミッタと、前記可変リミッタを経た前記充電電流目標値と前記バッテリに供給される充電電流実測値との比較結果に応じた前記整流部の出力電圧目標値を生成する電流調整部と、前記整流部の出力電圧目標値に所定の係数を乗じて前記変調率信号の振幅値を生成する振幅値生成部と、を含むことを特徴とする可変出力充電装置。
前記制御部は、前記振幅値に応じた振幅および前記三相交流電源の線間電圧の位相角に応じた位相を有する正弦波を生成する波形成形部を更に有することを特徴とする可変出力充電装置。
前記整流部と前記出力端子との間に接続されたリアクトルを含むフィルタ部と、前記リアクトルに流れる電流の値に所定の係数を乗じて補正値を生成する補正値生成部と、前記補正値に基づいて前記整流部の出力電圧目標値を補正する補正部と、を更に有することを特徴とする請求項１または２に記載の可変出力充電装置。