JP2013042232A - ピーク抑圧装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ハードウェア規模を増大することなく、マルチキャリア送信信号のピークをより有効に抑圧することができるピーク抑圧装置を提供する。
【解決手段】ピーク検出部１００において、複数のシングルキャリア信号を加算合成したマルチキャリア信号をインタポレーションによりアップサンプリングした信号を基にピーク信号を検出し、ピーク抑圧回路によってピーク信号に基づきピーク抑圧係数を予め求め、ピーク抑圧信号を生成する。生成されたピーク抑圧信号をシングルキャリア信号に減算することにより、ピーク抑圧処理を行う。
【選択図】図１

Description

本発明は、ピーク抑圧技術に関し、特に、マルチキャリア送信信号のピークを抑圧することを可能とする技術に関する。

近年の無線通信分野において、携帯電話やモバイルパソコン等の無線通信用小型端末の普及に伴い、マルチメディア通信サービスの需要が高まっており、さらなる高速・大容量のデータ通信が要求されている。無線通信の変調方式としては、複数の位相変調された信号が同一周波数上に多重されるＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：符号分割多重接続）方式や直交関係にある複数のサブキャリアを使用するＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）方式等が用いられている。しかし、これらの変調信号における瞬時電力は、ガウス分布に近い性質を有しており、平均電力に対して非常に大きいピーク電力が発生し、基地局送信部で非線形増幅器を用いた場合に送信信号に歪みが生じてしまうことによる帯域外へのスペクトラム放射が問題となっていた。そのため、基地局送信部の増幅器は、より低い歪み、高い効率であることが要求されていた。

また、周波数の異なる複数のキャリア信号を一台の増幅器で一括して増幅する場合、異なるキャリアを合成したときに発生するピーク電力の影響を受ける。このピーク電力を軽減させる方法として、ベースバンドクリップ方式が挙げられる。この方式は、パルス整形フィルタ処理前にベースバンド上で各々のキャリアに乗せる送信データ系列に対して独立にクリップを施し、その後、パルス整形フィルタ処理を行うため、信号スペクトラムに影響が及ばない。しかし、フィルタ前にクリップ処理をするのでクリップ後のフィルタによるピークの発生、キャリア合成によるピークの発生が起こり抑圧効果は小さい。また、周波数の異なる複数のシングルキャリア信号を合成したマルチキャリア信号に対して、ピーク電力をクリップするリミッタ方式が考えられる。しかし、この方式は、信号に不連続が生じるために信号スペクトラムに影響を与え、帯域外スペクトラムの広がりが生じてしまっていた。

さらに、これらの問題に対するピーク抑圧方法として、例えば、ピークパルスのごく近傍にのみエネルギが集中するような補正信号を生成し、これに基づいてピークパルスの消去を行う方法が知られている（特許文献１参照。）。しかし、この技術では、周波数の異なる複数のシングルキャリア信号を合成したマルチキャリア信号については考慮されておらず、この方式でマルチキャリア信号のピーク抑圧を行った場合には、マルチキャリア信号帯域内にスペクトラムの広がりが発生し、マルチキャリア信号のうち、未使用キャリアがある場合には、未使用キャリアの周波数帯におけるスペクトラムの盛り上がりが生じることとなる。
また、例えば、ピークファクタ低減装置に、ＥＶＭ（Ｅｒｒｏｒ Ｖｅｃｔｏｒ Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）の目標値を設定することで、信号レベルに応じてピークファクタ閾値を自動調整する方法が知られている。この技術では、周波数の異なる複数のシングルキャリア信号を合成した場合に生じる瞬時ピークを予め求めて、そのピークに対する抑圧信号を合成前のシングルキャリア信号を基に生成するため、フィルタ回路の構成によるが、スペクトラムの広がりは各シングルキャリア信号内のみに限定されるため、帯域外へのスペクトラムの広がりは発生しない（特許文献２参照。）。しかしながら、信号品質とピーク抑圧の両方を考慮しているため、信号条件によっては、残留ピークが発生する。また、各シングルキャリア信号に対応したキャリア周波数信号を乗じて周波数変換を行い、加算合成したマルチキャリア信号に対応するピーク抑圧処理を低レートのサンプリング周波数で行った場合には、ピーク抑圧後のマルチキャリア信号をインタポレーションによりアップサンプリングする場合があり、アップサンプリングにより残留ピークのレベルと頻度が増加する。さらに、ピーク抑圧処理を高レートのサンプリング周波数で実行した場合には、各シングルキャリア信号のキャリア数に応じて、ハードウェア規模が増大する。

特開２００３−１２４８２４号公報 特開２０１１−１９１６４号公報

本発明は、ハードウェア規模を増大することなく、マルチキャリア送信信号のピークをより有効に抑圧することができるピーク抑圧装置を提供することをその課題とする。

本発明のピーク抑圧装置は、複数のシングルキャリア信号を加算合成してマルチキャリア信号を生成する第１の信号合成手段と、前記第１の信号合成手段から出力されたマルチキャリア信号をアップサンプリングするサンプリングレート変換手段と、前記サンプリングレート変換手段の出力信号から、所定の振幅閾値を超えるピーク信号を検出するピーク信号検出手段と、前記ピーク信号に対して、ピーク抑圧係数を算出する係数算出手段と、前記ピーク抑圧係数に基づき、ピーク抑圧信号を生成するピーク信号生成手段と、前記シングルキャリア信号に対して前記ピーク抑圧信号を減算することにより、ピーク抑圧処理を行うピーク抑圧手段を有する。ここでピーク信号とは平均電力に対して大きな電力となる信号のことであり、ピーク抑圧係数とはピーク信号を減衰するための係数のことである。マルチキャリア信号をアップサンプリングした信号を基にピーク抑圧係数を予め求めるため、残留ピークのレベルを非常に小さい値とすることができる。また、ピーク抑圧処理は比較的低レートのサンプリング周波数でも実行が可能となり、ハードウェア規模の軽減が可能となる。

ある実施の態様では、ピーク抑圧装置は、前記ピーク抑圧手段の出力信号を加算合成してマルチキャリア信号を生成する第２の信号合成手段と、前記第２の信号合成手段から出力された信号に対して、ピーククリップ処理を行うピーククリップ手段をさらに有する。ピーククリップ手段により、さらに残留ピークを抑圧するためにピーククリップ処理を行うことにより、残留ピークを抑圧することが可能となる。

また、ある実施の態様では、前記第１の信号合成手段と前記第２の信号合成手段は同じ構成である。ピーク信号を検出するために用いられる第１の信号合成手段が、実際にマルチキャリア信号を生成するために用いられる第２の信号合成手段と同じ構成となっているため、より精度よくピーク信号を検出することができ、その結果より有効にピークを抑圧することができる。

その他の実施の態様では、 前記サンプリングレート変換手段は、マルチキャリア信号に対して０補間によりサンプリングレートを２倍にアップサンプリングするインタポレーションである。また、前記ピーク信号生成手段は、前記シングルキャリア信号に前記ピーク抑圧係数を乗算することにより、ピーク抑圧信号を生成する。

本発明によれば、マルチキャリア信号をインタポレーションによりアップサンプリングした信号を基にピーク抑圧係数を予め求めるため、残留ピークのレベルを非常に小さい値とすることができる。また、ピーク抑圧処理が比較的低レートのサンプリング周波数で可能となるため、ハードウェア規模の増大を防ぐことができる。

マルチキャリア送信信号におけるピーク抑圧方式の構成を示すブロック図。 ピーク検出回路の構成を示す回路ブロック図。 図２の回路より出力されるピーク信号K_pの波形例。 ピーク抑圧回路の構成を示す回路ブロック図。 LPFのインパルス応答例。 ピーククリップ回路の構成を示す回路ブロック図。 シミュレーション結果を示す４キャリア信号のスペクトラム波形例。 シミュレーション結果を示す４キャリア信号のCCDF波形例。 シミュレーション結果を示す３キャリア信号のスペクトラム波形例。 シミュレーション結果を示す３キャリア信号のCCDF波形例。

以下、本発明の実施の形態例を説明する。

［ピーク抑圧装置］
図１は本発明が適用されるマルチキャリア信号におけるピーク抑圧装置１０の回路ブロック図である。このピーク抑圧装置１０は、予めマルチキャリア信号をアップサンプリングしてピーク信号を検出しておき、このピーク信号に対応したピーク抑圧信号を生成し、ピーク抑圧信号をシングルキャリア信号から減算することによって、ピーク抑圧処理を行う。このピーク抑圧装置１０は、ピーク検出部１００と、ＮＣＯ（Ｎｕｍｅｒｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：数値制御発振器）回路２１０と、遅延回路２２０と、遅延回路２３０と、ピーク抑圧回路２４０と、複素乗算回路２５０と、合成回路２６０と、インタポレーション３１０と、ＬＰＦ（Ｌｏｗ−Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ：ローパスフィルタ）回路３２０と、ピーククリップ回路３３０と、インタポレーション４１０と、ＬＰＦ回路４２０と、ピーククリップ回路４３０を備えている。

ピーク検出部１００は、周波数の異なる複数のシングルキャリア信号を合成したマルチキャリア信号をインタポレーションによりアップサンプリングした信号に対して、ピーク抑圧設定値に対応したピーク信号を検出する。ピーク検出部１００の詳細は後述する。

ＮＣＯ回路２１０は、各シングルキャリア信号に対応したキャリア周波数信号ｅｘｐ（ｊ２πｆ_ｎｔ_ｓ）（ｆ_ｎ：各シングルキャリア信号の中心周波数、ｔ_ｓ：サンプリング周波数ステップでインクリメントする時間）を発生する。

遅延回路２２０は、ＮＣＯ回路２１０の出力信号に対して、ピーク検出部１００の処理時間とピーク抑圧回路２４０の処理時間をあわせた処理時間相当分を遅延させる。遅延回路２３０は、各シングルキャリア信号Ｘ_１、Ｘ_２，，，Ｘ_ｎに対して、ピーク検出部１００の処理時間相当分を遅延させる。

ピーク抑圧回路２４０は、ピーク検出部１００で検出されたピーク信号に対応して、各シングルキャリア信号のピーク抑圧処理を行う。ピーク抑圧回路２４０の詳細は後述する。

複素乗算回路２５０は、ピーク抑圧回路２４０の出力信号と遅延回路２２０の出力信号を各シングルキャリア信号に対応して、複素乗算して周波数の異なる複数の信号を生成する。

合成回路２６０は、複素乗算回路２５０にて生成された周波数の異なる複数の信号を合成してマルチキャリア信号を生成する。

インタポレーション３１０は、合成回路２６０にて生成されたマルチキャリア信号に対して０補間によりサンプリングレートを２倍にアップサンプリングする。ＬＰＦ回路３２０は、インタポレーション３１０の出力信号を平滑する。ピーククリップ回路３３０は、サンプリングレートを２倍にアップサンプリングしたマルチキャリア信号に対して、ピーク抑圧設定値に対応したピーク抑圧処理を行う。

インタポレーション４１０は、マルチキャリア信号でピーク抑圧されたピーククリップ回路３３０の出力信号に対して、さらに０補間によりサンプリングレートを２倍にアップサンプリングする。ＬＰＦ回路４２０は、インタポレーション４１０の出力信号を平滑する。ピーククリップ回路４３０は、サンプリングレートをさらに２倍にアップサンプリングしたマルチキャリア信号に対して、ピーク抑圧設定値に対応したピーク抑圧処理を行う。

［ピーク検出部］
ピーク検出部１００は、入力された複数のシングルキャリア信号を加算合成してマルチキャリア信号を生成し、マルチキャリア信号をアップサンプリングしたうえで、所定の振幅閾値を超えるピーク信号を検出する。本実施形態のピーク検出部１００は、複素乗算回路１１０と、合成回路１２０と、インタポレーション１３０と、ＬＰＦ回路１４０と、ピーク検出回路１５０と、デシメーション１６０を備えている。

複素乗算回路１１０は、各シングルキャリア信号Ｘ_１， Ｘ_２，，，Ｘ_ｎと各シングルキャリア信号に対応したキャリア周波数信号ｅｘｐ（ｊ２πｆ_ｎｔ_ｓ）を複素乗算して周波数の異なる複数の信号を生成する。本実施形態では、複素乗算回路１１０は、複素乗算回路２５０と同じものとする。

合成回路１２０は、複素乗算回路１１０にて生成された周波数の異なる複数の信号を合成してマルチキャリア信号を生成する。本実施形態では、合成回路１２０は、合成回路２６０と同じものとする。

インタポレーション１３０は、合成回路１２０にて生成されたマルチキャリア信号に対して０補間によりサンプリングレートを２倍にアップサンプリングし、ＬＰＦ回路１４０は、インタポレーション１３０の出力信号を平滑し、ピーク検出回路１５０は、ピーク抑圧設定値に対応したピーク信号を検出し、デシメーション１６０は、ピーク検出回路１５０の出力信号をダウンサンプリングする。

次にピーク検出回路１５０におけるピーク検出処理について説明する。図２は、ピーク検出回路１５０の回路ブロック図である。図３はピーク検出回路から出力されるピーク信号Ｋ_ｐの波形例を示す図である。
ピーク検出回路１５０は、マルチキャリア信号Ｓ_ｉｎ（Ｉ）／Ｓ_ｉｎ（Ｑ）に対して、絶対値｜Ｓ_ｉｎ（Ｉ）＋ｊＳ_ｉｎ（Ｑ）｜を求める絶対値算出回路１５１と、絶対値算出回路１５１の出力信号に対してピーク抑圧設定値を乗算する乗算回路１５２と、乗算回路１５２の出力信号に対して５サンプル分の振幅データを保持する遅延素子１５３ａ〜１５３ｄと、５サンプル分の振幅データを基にピーク信号Ｋ_ｐを出力するピーク信号出力条件式１５４とが備えている。

ピーク検出回路１５０では、マルチキャリア信号Ｓ_ｉｎ（Ｉ）／Ｓ_ｉｎ（Ｑ）に対して、絶対値Ｓａ＝｜Ｓ_ｉｎ（Ｉ）＋ｊＳ_ｉｎ（Ｑ）｜を求めてピーク抑圧設定値Ｐ_ｔｈを乗算する。Ｐ_ｔｈは数１で表される。

数１において、Ｐ_ｔｇ（ｄＢ）はピーク抑圧後の目標ＰＡＲ（Ｐｅａｋ ｔｏ Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ：ピーク対平均電力比）、Ｖ_ｒｍｓは絶対値算出回路１５１に求められた絶対値の実効値で、ｎは、乗算回路１５２で求められる値のビット数（ｕｎｓｉｇｎｅｄ）である。

数１で求められるピーク抑圧設定値Ｐ_ｔｈを絶対値算出回路１５１の出力信号に対して乗算することにより、抑圧すべきピーク信号の振幅閾値は２^ｎ−１となる。
遅延素子１５３ａ〜１５３ｄでは乗算回路１５２の出力信号に対して５サンプル分の振幅データａ_０〜ａ_４を保持し、ピーク信号出力条件式１５４にて、ピーク信号Ｋ_ｐを出力する。ピーク信号Ｋ_ｐは数２により求められる。

具体的には、５サンプル分の振幅データａ_０〜ａ_４のうち、ａ_２がその前後のデータ（ａ_１及びａ_３）より大きくて、かつピーク信号の振幅閾値である２^ｎ−１以上（ｕｎｓｉｇｎｅｄのｎビットデータのＭＳＢ＝１に相当する）の場合に、ａ_２のサンプル点とａ_２の前後のデータであるａ_１及びａ_３のうち、大きい方のサンプル点に対して、ａ_２に対応する下位（ｎ−１）ビットのデータをピーク信号Ｋ_ｐとして出力する。例えば、図３のような波形になる。図３において、４１０が絶対値であり、４２０がピーク信号Ｋ_ｐである。各シングルキャリア信号のピーク抑圧処理を行うサンプリングレートに対して、ピーク検出回路は２倍のサンプリングレートで動作しているため、ピーク信号が２サンプル点連続して送出されることになる。

また、Ｖ_ｔｇをピーク抑圧後の目標ピーク振幅（２^ｎ−１）として、Ｖ_ｐはＶ_ｔｇを超過するピーク振幅とするとピーク信号Ｋ_ｐの振幅はＶ_ｐの下位（ｎ−１）ビットのデータとなるので、数３となる。

［ピーク抑圧回路］
図４はピーク抑圧回路２４０の構成を示すブロック図である。
ピーク抑圧回路２４０は、ピーク信号Ｋ_ｐに対応するピーク抑圧係数を求め、ピーク抑圧係数からピーク抑圧信号を生成し、ピーク抑圧信号をシングルキャリア信号から減算することによりピーク抑圧処理を行う。ピーク抑圧回路２４０は、係数変換ＲＯＭ２４１と、乗算回路２４２ａ及び２４２ｂと、減算回路２４３ａ及び２４３ｂと、ＬＰＦ回路２４４ａ及び２４４ｂと、遅延回路２４５ａ及び２４５ｂと、減算回路２４６ａ及び２４６ｂを備えている。

係数変換ＲＯＭ２４１は、ピーク信号Ｋ_ｐに対応した抑圧係数を求めるためのものである。乗算回路２４２ａ及び２４２ｂは、各シングルキャリア信号Ｓ_ｉｎ（Ｉ）／Ｓ_ｉｎ（Ｑ）に対して係数変換ＲＯＭ２４１にて求められた抑圧係数を乗算する。減算回路２４３ａ及び２４３ｂは、各シングルキャリア信号Ｓ_ｉｎ（Ｉ）／Ｓ_ｉｎ（Ｑ）に対して乗算回路２４２ａ及び２４２ｂの出力信号を減算する。

また、ＬＰＦ回路２４４ａ及び２４４ｂは、減算回路２４３ａ及び２４３ｂの出力信号に対してスペクトラムの広がりを阻止する。遅延回路２４５ａ及び２４５ｂは、各シングルキャリア信号Ｓ_ｉｎ（Ｉ）／Ｓ_ｉｎ（Ｑ）に対してＬＰＦ回路２４４ａ及び２４４ｂの遅延時間相当分を遅延させる。減算回路２４６ａ及び２４６ｂは、遅延回路２４５ａ及び２４５ｂに遅延された各シングルキャリア信号に対してピーク抑圧信号となるＬＰＦ回路２４４ａ及び２４４ｂの出力信号を減算する。

ピーク抑圧回路２４０において、所望される値ｙは数４のとおりとなる。

数４において、Ｖ_ｔｇはピーク抑圧後の目標ピーク振幅、Ｖ_ｐはＶ_ｔｇを超過するピーク振幅、ｘはピーク信号が発生するサンプル点に対応した各シングルキャリア信号の瞬時値である。

また、図４のピーク抑圧回路を式に変換すると数５となる。

Ｄｅｌａｙ（・）は遅延回路２４５ａ及び２４５に、ＬＰＦ（・）はＬＰＦ回路２４４ａ及び２４４ｂに、ＬＰＦ（・）の（）内のｘ―Ａは減算回路２４３ａ及び２４３ｂに、Ａは乗算回路２４２ａ及び２４２ｂにそれぞれ対応する。Ｄｅｌａｙ（ａ）＝ａ、ＬＰＦ（ａ）＝ａとした場合は数３と数４は等しくなる。ＬＰＦ（・）はＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ：有限インパルス応答）フィルタで構成されており、センタータップを中心に奇対称のタップ係数を有する。ＬＰＦのセンタータップは１倍のタップ係数であり、ピーク信号が発生するサンプル点をセンタータップにＤｅｌａｙ（・）によりあわせることにより、タップ長内にピーク抑圧すべきピーク信号が１つだけ存在する場合は、ピーク信号が発生するサンプル点においてＤｅｌａｙ（ａ）＝（ａ）、ＬＰＦ（ａ）＝ａが成立し、所望する信号振幅の減衰を行う。ＦＩＲフィルタにより、ピーク近傍のみを補正するピーク抑圧信号を生成して滑らかに信号振幅の減衰することでピーク信号の抑圧を行うため、信号品質の劣化に対する影響を極力抑え、帯域外スペクトラムの広がりを抑えている。

図５にピーク抑圧回路２４０のＬＰＦ２４４ａ、２４４ｂのインパルス応答例を示す。インパルス応答は変調信号の帯域以内の減衰特性となる。図５では、センタータップ利得＝１倍のタップ係数の例を示しており、センタータップの位置が、抑圧すべきピークの位置と一致している。

また数５におけるＶ_ｔｇ／Ｖ_ｐは係数変換ＲＯＭ２４１で求められる抑圧係数である。係数変換ＲＯＭ２４１は数６及び数７で表される。

数６及び数７においてａｄｒｓはＲＯＭアドレス、ｄａｔａはＲＯＭデータ、ｒｏｕｎｄ（・）は四捨五入を表す。数６のうち、×２^ｎはＲＯＭをｎビットの整数で生成するための値であり、抑圧係数比ｋは数７となる。係数変換ＲＯＭ２４１のＲＯＭアドレスは数３のＫ_ｐ＝Ｖ_ｐ−Ｖ_ｔｇであり、ピーク抑圧後の目標ピーク振幅であるＶ_ｔｇは２^ｎ−１なので、ａｄｒｓ＝Ｋ_ｐ＝Ｖ_ｐ−Ｖ_ｔｇとすると、数７より、ｋ＝Ｖ_ｔｇ／Ｖ_ｐとなり、所望する抑圧係数が得られる。

［ピーククリップ回路］
図６はピーククリップ回路３３０の構成を示すブロック図である。ピーククリップ回路４３０もピーククリップ回路３３０と同じ構成である。
ピーククリップ回路３３０は、絶対値算出回路３３１と、乗算回路３３２と、遅延素子３３３ａ及び３３３ｂと、ピーク信号出力条件式３３４と、係数変換ＲＯＭ３３５と、遅延素子３３６ａ及び３３６ｂと、乗算回路３３７ａ及び３３７ｂが備えられている。

絶対値算出回路３３１は、マルチキャリア信号Ｓ_ｉｎ（Ｉ）／Ｓ_ｉｎ（Ｑ）に対して、絶対値｜Ｓ_ｉｎ（Ｉ）＋ｊＳ_ｉｎ（Ｑ）｜を求める。乗算回路３３２は、絶対値算出回路３３１の出力信号に対してピーク抑圧設定値を乗算する。遅延素子３３３ａ及び３３３ｂは、乗算回路３３２の出力信号に対して３サンプル分の振幅データを保持する。ピーク信号出力条件式３３４は、３サンプル分の振幅データをもとにピーク信号Ｋ_ｐを出力する。

また、係数変換ＲＯＭ３３５は、ピーク信号Ｋ_ｐに対応した抑圧係数を求める。遅延素子３３６ａ及び３３６ｂは、マルチキャリア信号Ｓ_ｉｎ（Ｉ）／Ｓ_ｉｎ（Ｑ）に対して、ピーク信号出力信号式３３４のピーク検出遅延相当分を遅延させる。乗算回路３３７ａ及び３３７ｂは、マルチキャリア信号Ｓ_ｉｎ（Ｉ）／Ｓ_ｉｎ（Ｑ）の遅延信号である遅延素子３３６ａ及び３３６ｂの出力信号に対して、係数変換ＲＯＭ２４１にて求められた減数係数を乗算する。

絶対値算出回路３３１ではマルチキャリア信号Ｓ_ｉｎ（Ｉ）／Ｓ_ｉｎ（Ｑ）に対して、絶対値｜Ｓ_ｉｎ（Ｉ）＋ｊＳ_ｉｎ（Ｑ）｜を求め、乗算回路３３２では、数１で求められたＰ_ｔｈを絶対値算出回路３３１の出力信号に対して乗算することにより、抑圧すべきピーク信号の振幅閾値は２^ｎ−１となる。

遅延素子３３３ａ及び３３３ｂでは乗算回路３３２の出力信号に対して３サンプル分の振幅データａ_０〜ａ_２を保持し、ピーク信号出力条件式３３４にて、ピーク信号Ｋ_ｐを出力する。Ｋ_ｐは数８により求められる。

３サンプル分の振幅データａ_０〜ａ_２のうち、ａ_１がａ_１の前後のデータ（ａ_０及びａ_２）より大きくて、かつピーク信号の振幅閾値である２^ｎ−１以上（ｕｎｓｉｇｎｅｄのｎビットデータのＭＳＢ＝１に相当する）の場合に、ａ_１をピーク信号として、ａ_１に対応する下位（ｎ−１）ビットデータをピーク信号Ｋ_ｐとして出力する。また、Ｖ_ｔｇをピーク抑圧後の目標ピーク振幅（２^ｎ−１）として、Ｖ_ｐはＶ_ｔｇを超過するピーク振幅とするとＫ_ｐの振幅はＶｐの下位（ｎ−１）ビットのデータとなるので数９となる。

ピーククリップ回路３３０において、所望する値ｙは数１０となる。

数１０においてＶ_ｔｇはピーク抑圧後の目標ピーク振幅、Ｖ_ｐはＶ_ｔｇを超過するピーク振幅、Ｘはピーク信号が発生するサンプル点に対応したマルチキャリア信号の瞬時値である。数９におけるＶ_ｔｇ／Ｖ_ｐは係数変換ＲＯＭ３３５にて求められる抑圧係数である。係数変換ＲＯＭ３３５は数１１数１２となる。

数１１及び数１２において、ａｄｒｓはＲＯＭアドレス、ｄａｔａはＲＯＭデータ、ｒｏｕｎｄ（・）は四捨五入を表す。数１１のうち、×２^ｎはＲＯＭをｎビットの整数にて生成するための値であり、抑圧係数比ｋは数１２となる。

係数変換ＲＯＭ３３５のＲＯＭアドレスは数９のＫ_ｐ＝Ｖ_ｐ−Ｖ_ｔｇであり、ピーク抑圧後の目標ピーク振幅であるＶ_ｔｇは２^ｎ−１なので、ａｄｒｓ＝Ｋ_ｐ＝Ｖ_ｐ−Ｖ_ｔｇとすると、数１２より、ｋ＝ Ｖ_ｔｇ／Ｖ_ｐとなり、所望する抑圧係数が得られる。

図７乃至図１０はシミュレーション結果である。
入力信号はサンプリング周波数３０．７２ＭＨｚのＷＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）シングルキャリア信号であり、出力信号はピーク抑圧処理を施したサンプリング周波数１２２．８８ＭＨｚのＷＣＤＭＡマルチキャリア信号である。
図７は、縦軸が電力スペクトラム、横軸が周波数のグラフで、ＰＡＲ＝８ｄＢ＠０．０１％ＣＣＤＦ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ Ｃｕｍｕｌａｔｉｖｅ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ：累積分布補関数）のピーク抑圧条件における４キャリア信号のスペクトラム波形例であり、図８は、縦軸がＣＣＤＦ、横軸が出力のグラフで、４キャリア信号のＣＣＤＦ例である。
図９は、縦軸が電力スペクトラム、横軸が周波数のグラフで、ＰＡＲ＝８ｄＢ＠０．０１％ＣＣＤＦのピーク抑圧条件における３キャリア信号のスペクトラム波形例であり、図１０は、縦軸がＣＣＤＦ、横軸が出力のグラフで、３キャリア信号のＣＣＤＦ例である。
図７ではＰＡＲ＝８ｄＢ＠０．０１％ＣＣＤＦの抑圧条件において帯域外スペクトラムの広がりは、−６０ｄＢｃ以下であり、また、図９では未使用のキャリアの周波数帯におけるスペクトラムの盛り上がりは、−６０ｄＢｃ以下であり良好な結果が得られている。

このように、本実施形態においては、ピーク検出部１００においてマルチキャリア信号をインタポレーションによりアップサンプリングした信号を基にピーク信号を検出し、ピーク抑圧回路によってピーク信号に基づきピーク抑圧係数を予め求め、ピーク抑圧信号を生成するため、有効にピークを抑圧し、残留ピークのレベルを非常に小さい値とすることができる。また、ピーク抑圧処理は比較的低レートのサンプリング周波数でも実行が可能となり、ハードウェア規模の軽減が可能となる。

さらに残留ピークを抑圧するためにピーククリップ回路３３０及び４３０においてピーククリップ処理を重ねて行うことにより、残留ピークを抑圧することも可能となる。

１０・・・ピーク抑圧装置、１００・・・ピーク検出部、１１０・・・複素乗算回路、１２０・・・合成回路、１５０・・・ピーク検出回路、２１０・・・ＮＣＯ回路、２２０、２３０・・・遅延回路、２４０・・・ピーク抑圧回路、２５０・・・複素乗算回路、２６０・・・合成回路、１３０，３１０、４１０・・・インタポレーション、１４０，３２０，４２０・・・ＬＰＦ回路、３３０、４３０・・・ピーククリップ回路。

Claims (7)

1. 複数のシングルキャリア信号を加算合成してマルチキャリア信号を生成する第１の信号合成手段と、
   前記第１の信号合成手段から出力されたマルチキャリア信号をアップサンプリングするサンプリングレート変換手段と、
   前記サンプリングレート変換手段の出力信号から、所定の振幅閾値を超えるピーク信号を検出するピーク信号検出手段と、
   前記ピーク信号に対応して、ピーク抑圧信号を生成するためのピーク抑圧係数を算出する係数算出手段と、
   前記シングルキャリア信号に前記ピーク抑圧係数を乗算することにより、ピーク抑圧信号を生成する生成手段と、
   前記シングルキャリア信号に対して前記ピーク抑圧信号を減算することにより、ピーク抑圧処理を行うピーク抑圧手段と、
   を有するピーク抑圧装置。
2. 前記ピーク抑圧手段の出力信号を加算合成してマルチキャリア信号を生成する第２の信号合成手段を、さらに有する、
   請求項１記載のピーク抑圧装置。
3. 前記第１の信号合成手段と前記第２の信号合成手段は同じ構成である、
   請求項２記載のピーク抑圧装置。
4. 前記第２の信号合成手段から出力された信号に対して、ピーククリップ処理を行う第１のピーククリップ手段を、さらに有する、
   請求項２記載のピーク抑圧装置。
5. 前記第１のピーククリップ手段から出力された信号に対して、ピーククリップ処理を行う第２のピーククリップ手段を、さらに有する、
   請求項４記載のピーク抑圧装置。
6. 前記ピーククリップ手段は、入力された信号対して０補間によりサンプリングレートを２倍にアップサンプリングするインタポレーションを含む、
   請求項４又は５記載のピーク抑圧装置。
7. 前記サンプリングレート変換手段は、マルチキャリア信号に対して０補間によりサンプリングレートを２倍にアップサンプリングするインタポレーションである、
   請求項１記載のピーク抑圧装置。

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