JP2011524711A

JP2011524711A - 干渉軽減方法及びシステム

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Publication number: JP2011524711A
Application number: JP2011514204A
Authority: JP
Inventors: キランクマールクチ; デヴィラジュクルットミレスジェニストン; ヴィノッドラマスワミー; バスカランディヴァガール; クリシュナマーティギリダール; バスカールラマムーチ; パドマナバンマダンプサーヤサーマン; ディリープマニッセリカラティル
Original assignee: センターオブエクセレンスインワイアレステクノロジー
Priority date: 2008-06-17
Filing date: 2009-06-17
Publication date: 2011-09-01
Also published as: US8902831B2; WO2009153808A2; WO2009153808A3; US20110110304A1

Abstract

本発明の実施形態は、１セットのサブキャリアに対し共役シンボル反復と位相ランダム化とを使用して干渉軽減を強化する方法及びシステムを提供する。反復率が２である場合、信号内の反復データトーンは送信に先立ち複素共役される。反復率が２を上回る場合は、干渉軽減を軽減するため共役反復と反復トーンのランダム／決定性位相変化との組み合わせが使用される。さらに実施形態は、無衝突インタレースパイロットＰＲＵ構造を開示する。これは、検証を軽減するため共役シンボル反復及び位相ランダム化とともに使用でき、又は共役シンボル反復及び位相ランダム化なしで使用できる。
【選択図】図８

Description

本発明は、概して無線通信に関し、より具体的には無線通信で干渉軽減を強化することに関する。

周波数帯は乏しい資源であり、限りがあるため、現在のブロードバンド無線ネットワークと新興ブロードバンド無線ネットワークのほとんどには、セクタ／セルで周波数帯を再使用することが見込まれる。このため、この種のシステムの性能は周波数の再使用機構によって生じる同一チャネル干渉により制限される。特に既存ＩＥＥＥ８０２．１６ｅネットワークにおけるセルカバレッジは、主にダウンリンク制御チャネル（ＤＬ−ＭＡＰ）カバレッジによって制限される。ダウンリンク（ＤＬ）割り当て、アップリンク（ＵＬ）承諾、多入力多出力（ＭＩＭＯ）方式、ハイブリッドオートマチックリクエスト（ＨＡＲＱ）の冗長バージョン、データリソースブロックのパイロット形式等、必要制御情報を搬送するＤＬ−ＭＡＰを正常に復号化することは、ユーザの能力によって決まる。

１６ｅタイプのネットワークにおけるエリアカバレッジ確率はＰ（ＢＬＥＲ_{ＤＬ−Ｃｏｎｔｒｏｌ−Ｃｈａｎｎｅｌ}≦ＢＬＥＲ_{Ｔａｒｇｅｔ}）と定義され、ＢＬＥＲ_{Ｔａｒｇｅｔ}はブロックエラー率である。目標ＢＬＥＲは通常約１％が選択され、この低いエラー率を達成するためＤＬ−ＭＡＰはレート１／２ＱＰＳＫ（四位相偏移変調）を使用して変調され、さらに２、４、又は６回反復される。リユース１システム展開ではセルエッジユーザが通常少なくとも５度の強い干渉を受けるため（約−６ｄＢのＣ／Ｉ）、目標ＢＬＥＲを達成するには少なくとも６回はデータを反復しなければならない。この他に、セルエッジカバレッジ要求を満たすには巡回遅延ダイバーシティ（ＣＤＤ）や線形最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）干渉抑制（移動局（ＭＳ）で２アンテナ使用）等のリンクレベル強化手法が必要となることがある。低周波数選択性ＰＥＤ−Ａチャネルの場合、ＣＤＤはダイバーシティの利点を提供し、ＭＳで２つの受信アンテナを使用するＭＭＳＥ処理はさらなる干渉除去（ＩＣ）利得を提供する。２アンテナの場合にＭＭＳＥ受信器で除去できるのはわずか１度の同一チャネル干渉（ＣＣＩ）であるため、ＩＣ利得はある程度制限されることになる。尚、ＭＳが少なくとも（Ｎ＋１）個のアンテナを有する場合に限り、受信器は全Ｎ個の干渉を無効にすることができる。干渉制限ネットワークにおいて全ＣＣＩを抑制することにより、セルエッジカバレッジでかなりの利得を得ることができる。

同一チャネル干渉は制御チャネルカバレッジを制限するだけでなく、セルエッジユーザのスペクトル効率／スループットをも制限する。ＩＥＥＥ８０２．１６ｅ規格とロングタームエボリューション（ＬＴＥ）規格で低ＳＩＮＲのユーザには通常、適切に選択されたチャネルコードレートが簡素なビット又はシンボルレベルのデータ反復とともに割り当てられる。場合によっては、非常に低レートのチャネルコードがセルエッジユーザに割り当てられ、これによりセルエッジユーザはそのデータを正常に復号化できるようになる。ユーザに対しセル内の位置に係わらず５００ｋｂｐｓのレートを維持する等、ネットワークで一定のサービス品質（ＱｏＳ）を維持しなければならない場合は、総使用可能システム帯域幅の大半がセルエッジユーザによって消費され、全体的なスペクトル効率は低下する。

ＩＥＥＥ８０２．１６ｍ規格において、Ｐａｎａｓｏｎｉｃ（Ｃ８０２．１６ｍ−０７／２１１）は、ＤＬ−ＭＡＰにおいてビットレベルでデータを反復する代わりに、ＱＰＳＫ変調シンボルを「ｎ」回反復し、反復されたデータシンボルを個別のサブキャリアにマッピングすることを提案した。全ての基地局が同じサブキャリアセットにて反復されたデータを同期をとってマッピングする場合であれば、「Ｎｒ」個のアンテナを有する受信器は複数の信号コピーとともに干渉基地局の「ｎ」個のサブキャリアから干渉を収集でき、合計ｎ^＊Ｎｒ個のオブザベーションを生成する。反復率がｎ＝４で受信アンテナがＮｒ＝２の場合は合計ｎ^＊Ｎｒ＝８のオブザベーションを得ることができ、これを使用することでｎ^＊Ｎｒ−１＝７の干渉を拒絶できる。

従来の最大比コーミング（ＭＲＣ）受信器は反復率２により３−ｄＢのＳＮＲの利点を提供する。一般的にそのＳＮＲ利得は１０Ｌｏｇ（ｎ）ｄＢとなる。従来の受信器はまた、周波数選択性チャネルにおいてサブキャリアに十分な間隔がある場合にさらなるダイバーシティ利得を提供する。

ただし、ＭＭＳＥ加重値を使用して合同でフィルタリングするＭＭＳＥ受信器は、データが反復されるサブキャリアが異なるチャネル利得を経験する場合に干渉を完全に抑制する。換言すると、チャネルは十分に高い周波数選択性を有さなければならない。ライス、見通し線、又はフラットフェージングチャネルにおいて、チャネルはサブキャリアに渡り限られた変動を有し、そうでなければ変動はなく、不完全な干渉抑制に帰結する。ＭＭＳＥ受信器が干渉を抑制できなくなることは容易に説明できる。

先行技術で提案された手法では、データが反復される伝搬チャネルが個別である必要がある。加えてこの手法は、周波数において十分に離してデータトーンを反復する。したがって、先行技術で提案された方法はライス、見通し線、又はフラットフェージングチャネルにおいて多大な利点を提供しない。また、周波数において相隔たる個別キャリアでデータを反復しなければならない場合は、各ＢＳにおけるデータペイロードが異なる場合は特に、異なる基地局間での活発な協調的送信は困難となる。これらの要求のため、先行技術の手法はＩＥＥＥ８０２．１６ｍ又はＬＴＥ等の既存無線ネットワークでの実装に不向きである。

上記の内容を鑑み、本発明の実施形態は、無線通信ネットワークにおいて干渉軽減を強化する方法を提供し、前記方法は、１つ以上のサブキャリアに渡り着信変調シンボルを反復することと、複素共役と位相変化との組み合わせを使用して反復されたシンボルを符号化することと、反復され且つ符号化されたシンボルを複数の空間的に離隔された各送信器にて同期送信により送信すること、を含み、反復されたシンボルの該符号化は、複数の空間的に離隔された送信器において同期される。

本発明の別の実施形態は、無線通信ネットワークにおいて干渉軽減を強化する方法を提供し、前記方法は、第１のサブキャリアと第２のサブキャリアとに渡り着信変調シンボルを反復することと、第２のサブキャリアに渡り反復された変調シンボルを複素共役することと、第１のサブキャリアと第２のサブキャリアに渡り反復されたシンボルを複数の空間的に離隔された各送信器にて同期送信により送信すること、を含み、複素共役は、複数の空間的に離隔された送信器において同期される。

本発明の別の実施形態は、無線通信ネットワークにおいて干渉軽減を強化する送信器を提供し、前記送信器は、１つ以上のサブキャリアに渡り着信変調シンボルを反復し、複素共役と位相変化との組み合わせを使用して反復されたシンボルを符号化し、且つ、前記反復され且つ符号化されたシンボルを複数の空間的に離隔された各送信器にて同期送信により送信するように構成され、反復されたシンボルの該符号化は、複数の空間的に離隔された送信器において同期される。

本発明の別の実施形態は、無線通信ネットワークにおいて干渉軽減を強化する方法を提供し、前記方法は、セクタ番号が異なる２つのセクタがそれぞれのパイロットパターンの同一位置にパイロットを有することがないよう、セクタのセクタ番号に応じて固有のパイロットパターンを割り当てることと、１つ以上のサブキャリアに渡りデータシンボルを反復することと、複素共役と位相変化との組み合わせを使用して反復されたデータシンボルを符号化することと、反復され且つ符号化されたシンボルを複数の空間的に離隔された各送信器にて同期送信により送信すること、を含み、前記パイロットパターンはパイロットトーンとヌルトーンとを備え、反復されたデータシンボルの該符号化は、複数の空間的に離隔された送信器において同期される。

本発明の別の実施形態は、無線通信ネットワークにおいて干渉軽減を強化する方法を提供し、前記方法は、セクタ番号が異なる２つのセクタがそれぞれのパイロットパターンの同一位置にパイロットを有することがないよう、セクタのセクタ番号に応じて固有のパイロットパターンを割り当てることと、第１のサブキャリアと第２のサブキャリアとに渡りデータシンボルを反復することと、第２のサブキャリアに渡りデータシンボルを複素共役することと、第１のサブキャリアと第２のサブキャリアとに渡りシンボルを複数の空間的に離隔された各送信器にて同期送信により送信すること、を含み、パイロットパターンはパイロットトーンとヌルトーンとを備え、該複素共役は、複数の空間的に離隔された送信器において同期される。

本発明の別の実施形態は、無線通信ネットワークにおいて干渉軽減を強化する送信器を提供し、前記送信器は、セクタ番号が異なる２つのセクタがそれぞれのパイロットパターンの同一位置にパイロットを有することがないよう、セクタのセクタ番号に応じて固有のパイロットパターンを割り当て、１つ以上のサブキャリアに渡りデータシンボルを反復し、複素共役と位相変化との組み合わせを使用して反復されたデータシンボルを符号化し、且つ、反復され且つ符号化されたシンボルを複数の空間的に離隔された各送信器にて同期送信により送信するように構成され、前記パイロットパターンはパイロットトーンとヌルトーンとを備え、反復されたデータシンボルの該符号化は、複数の空間的に離隔された送信器において同期される。

本発明の別の実施形態は、無線通信ネットワークにおいて信号を符号化する方法を提供し、符号化する方法は１セル内のセクタ数に等しいＰＲＵ構造数を有することを含み、各構造はサブキャリア及びシンボルのグリッドを備え、前記方法は、２つのＰＲＵ構造が他のＰＲＵ構造において対応する１セットのシンボルの同一位置にパイロットトーンを有することがないよう、１セットのシンボルにてパイロットトーンとヌルトーンとを有することと、１セットのシンボルにて、他のＰＲＵ構造のパイロットトーンによって占められた位置にヌルトーンを有すること、を含む。

本発明の別の実施形態は、無線通信ネットワークにおいて信号を符号化する方法を提供し、符号化する方法は１セル内のセクタ数に等しいＰＲＵ構造数を有することを含み、各構造はサブキャリア及びシンボルのグリッドを備え、前記方法は、２つのＰＲＵ構造が他のＰＲＵ構造において対応する１セットのシンボルの同一位置にパイロットトーンを有することがないよう、１セットのシンボルにてパイロットトーンを有すること、１セットのシンボルにて、他のＰＲＵ構造のパイロットトーンによって占められた位置にヌルトーンを有することと、１つ以上のサブキャリアに渡りデータシンボルを反復することと、共役シンボル反復と位相変化との組み合わせを使用して反復されたシンボルを符号化すること、を含む。

本発明の別の実施形態は、１つ以上のアンテナを有する受信器により受信信号を復号化する方法を提供し、信号は共役と位相変化との組み合わせを使用して符号化され、前記方法は、受信信号にて共役と位相変化との組み合わせにより符号化されたシンボルを有するサブキャリアを識別するため、１つ以上のアンテナを通じて１つ以上の制御メッセージを受信することと、識別されたサブキャリアに対し共役と位相変化との組み合わせを使用して信号を復号化することと、復調のための決定基準を得るため、前記１つ以上のアンテナから前記信号をフィルタリングすることと、当初のデータを得るため、前記信号を復調すること、を含む。

本発明の別の実施形態は、１つ以上のアンテナを有する受信器を提供し、前記受信器は共役と位相変化との組み合わせを使用して符号化された受信信号を復号化するように構成され、前記受信器は、受信信号にて共役と位相変化との組み合わせにより符号化されたシンボルを有するサブキャリアを識別するため、１つ以上のアンテナを通じて１つ以上の制御メッセージを受信することと、識別されたサブキャリア上で共役と位相変化との組み合わせを使用して信号を復号化することと、復調のための決定基準を得るため、１つ以上のアンテナから信号をフィルタリングすることと、当初のデータを得るため、信号を復調すること、を含む、方法を使用して信号を復号化する。

本発明の別の実施形態は、少なくとも複数の空間的に離隔された送信器を備える無線通信ネットワークにおいて干渉軽減を強化する方法を提供し、前記方法は、ユーザから品質基準データを受信することと、干渉軽減を必要とする領域及びユーザを識別することと、識別された領域にて性能を強化するため複素共役反復と位相変化との組み合わせを使用する送信器と、を含む。

本発明の別の実施形態は、少なくとも複数の空間的に離隔された送信器を備える無線通信ネットワークを提供し、ユーザから品質基準データを受信し、干渉軽減を必要とする領域を識別し、且つ識別された領域にて性能を強化するため複素共役反復と位相変化との組み合わせを使用するように構成される。

本発明の別の実施形態は、少なくとも複数の空間的に離隔された送信器を備える無線通信ネットワークを提供し、ユーザから品質基準データを受信し、品質基準データをマスタコントローラへ転送し、干渉軽減を必要とする領域に関する通知を受信し、且つ、識別された領域にて性能を強化するため複素共役反復と位相変化との組み合わせを使用するように構成され、マスタコントローラは、ユーザから複数の空間的に離隔された送信器を通じて品質基準データを受信し、干渉軽減を必要とする領域を識別し、且つ、干渉軽減を必要とする領域について前記送信器に通知するように構成される。

本発明の態様は、以降の説明及び添付の図面と併せて検討することで、より良く理解されよう。ただし、好適な実施形態と多数の具体的詳細を記載する以下の説明は、本発明を制限するものではなく、単に例示のために提供されることは理解されたい。本発明の実施形態の範囲内において、その精神から逸脱することなく数多くの変更及び修正を加えることができ、本発明の実施形態はかかる修正をすべて含む。

１セル当たり３セクタのセルラシステムを示す図である。ＯＦＤＭＡ方式システムを示す図である。局在型ＳＣ−ＦＤＭＡ方式システムを示す図である。分散型ＳＣ−ＦＤＭＡ方式システムを示す図である。ＯＦＤＭＡＤＬのリソースブロックの一例を示す図である。３ＧＰＰ−ＬＴＥアップリンクにおけるＰＲＵ（スロット）構造例を示す図である。本発明の一実施形態による、複数ＢＳにおけるＣＤＲ符号化を示す図である。本発明の一実施形態による、複数基地局の元でのＣＤＲ領域を示す図である。本発明の一実施形態による、実数値パイロットによる単一のＰＲＵ又は一対のＰＲＵに跨るＣＤＲ符号化を示す図である。本発明の一実施形態による、複素パイロットによる一対のＰＲＵに跨るＣＤＲ符号化を示す図である。本発明の一実施形態による、１パイロットストリームの無衝突インタレースパイロットＰＲＵ構造を示す図である。本発明の一実施形態による、マルチアンテナプリコーディングによるＰＲＵにおけるＣＤＲエンコーダを示す図である。本発明の一実施形態による、１パイロットストリームの無衝突インタレースパイロットＰＲＵ構造によるＣＤＲ符号化を示す図である。本発明の一実施形態による、ＣｏＦＩＰタイプ０におけるＣＤＲデータ割り当ての一例を示す図である。本発明の一実施形態による、ＣｏＦＩＰタイプ０におけるＣＤＲデータ割り当ての一例を示す図である。本発明の一実施形態による、６パイロットによるＰＲＵ構造を示す図である。本発明の一実施形態による、１２パイロットによるＰＲＵ構造を示す図である。本発明の一実施形態による、１２パイロットによるＰＲＵ構造を示す図である。本発明の一実施形態による、ＣＤＲ信号送信を示す図である。本発明の一実施形態による、マルチアンテナプリコーディングによる一対のＰＲＵに跨るＣＤＲ符号化を示す図である。本発明の一実施形態による、２送信アンテナの場合の反復符号化及びマルチアンテナプリコーディングの合同符号化を示す図である。本発明の一実施形態による、４送信アンテナの場合の反復符号化及びマルチアンテナプリコーディングの合同符号化を示す図である。本発明の一実施形態による、反復率４の場合のマルチアンテナプリコーディングによるＣＤＲＰＲＵの反復符号化を示す図である。本発明の一実施形態による、反復率３の場合のマルチアンテナプリコーディングによるＣＤＲＰＲＵの反復符号化を示す図である。本発明の一実施形態による、１ＰＲＵにおけるＳＣ−ＦＤＭＡＣＤＲを示す図である。本発明の一実施形態による、一対のＰＲＵにおけるＳＣ−ＦＤＭＡＣＤＲを示す図である。本発明の一実施形態による、ＳＣ−ＦＤＭＡ１パイロットストリームの場合の無衝突インタレースパイロット構造を示す図である。本発明の一実施形態による、プリコーディングによるＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡを示す図である。本発明の一実施形態による、２送信アンテナの場合のＣＤＲ符号化ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡを示す図である。本発明の一実施形態による、４送信アンテナの場合のＣＤＲ符号化ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡを示す図である。本発明の一実施形態による、マルチアンテナプリコーディングによるＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡを示す図である。本発明の一実施形態による、ＯＦＤＭＡＣＤＲ受信器を示す図である。本発明の一実施形態による、実数値パイロットの場合のＯＦＤＭＡＣＤＲ受信器を示す図である。本発明の一実施形態による、複素数値パイロットの場合のＯＦＤＭＡＣＤＲ受信器を示す図である。本発明の一実施形態による、パイロット・オン・パイロットモードでパイロットが実数値を取る場合の受信器処理を示すフローチャートである図である。本発明の一実施形態による、パイロット・オン・パイロットモードでパイロットが複素数値を取る場合の受信器処理を示すフローチャートである。本発明の一実施形態による、複素数値パイロットの場合のＳＣ−ＦＤＭＡＣＤＲ受信器を示す図である。本発明の一実施形態による、実数値周波数領域パイロットの場合のＳＣ−ＦＤＭＡＣＤＲ受信器を示す図である。

本発明の実施形態は、添付の図面を参照する以下の説明からより良く理解されよう。

（定義）
ＣＤＲ：ＣＤＲは、以下に開示されるように、干渉軽減を強化するため共役データ反復と位相変化との組み合わせを使用して信号を符号化する概念を指す。
ＣｏＦＩＰ：ＣｏＦＩＰは、以下に開示されるように、パイロット干渉を軽減し、且つ受信器における干渉統計の測定を可能にする、無衝突インタレースパイロット設計を指す。
パイロット・オン・パイロット：以下に開示されるように、全てのセルで同じＰＲＵタイプと同じパイロット構造とが選択されるパイロット構造選択モード。
共役及び位相変化の組み合わせ：以下に開示される実施形態により、反復が２の場合に共役のみ使用し、反復が２を上回る場合に共役と位相変化とを使用することを指す。
共役：複素共役のプロセスを指す。本明細書では語句「共役」及び「複素共役」が互換的に使用される。

添付の図面に図示され、且つ以下の説明で詳述する非限定的な実施形態を参照し、本発明の実施形態ならびにその様々な特徴及び利点をより詳しく説明する。本発明の実施形態を不要に不明瞭にしないため、周知の要素及び処理方法の説明は省略する。本発明で説明する例は、本発明の実施形態を実施する方法についての理解を促し、さらに当業者が本発明の実施形態を実施可能とすることを意図するものにすぎない。したがって、かかる例示は、本発明の実施形態の範囲を制限するものとして解釈すべきものではない。

無線ネットワークは一般的に多数の小さいセルからなる。各セルはさらに複数のセクタに分割される。各セル／セクタは基地局（ＢＳ）と複数の移動局（ＭＳ）とを有することができる。１セル当たり３セクタのセルラシステムを図１に示す。セクタ内のＭＳは固定、遊動、又は可動である。ＢＳからＭＳへの通信はダウンリンク又は順方向リンクと称する。同様に、ＭＳからＢＳへの通信はアップリンク又は逆方向リンクと称する。

ＩＥＥＥ８０２．１６ｅ無線メトロポリタンエリアネットワーク（ＭＡＮ）は、ダウンリンク送信とアップリンク送信の両方に直交周波数分割多重接続（ＯＦＤＭＡ）技術を使用するブロードバンド無線規格である。ＯＦＤＭＡ方式システムのブロック図を図２に示す。ただし３ＧＰＰ−ＬＴＥ（ロングタームエボリューション）は、ダウンリンクにＯＦＤＭＡを使用し、シングルキャリアＦＤＭＡ（ＳＣ−ＦＤＭＡ）としても知られる離散フーリエ変換（ＤＦＴ）−拡散−ＯＦＤＭＡと称する、ＯＦＤＭＡの異型をアップリンクに使用するブロードバンド無線規格である。これらのマルチユーザシステムでは、時間及び周波数次元においてＭＳへ、あるいはＭＳからなるグループへ、リソースが割り当てられ、基本信号はＸ_ｕ＝Ｘ−ｇＭＨｚの使用可能帯域幅でＮ_ｕ＝Ｎ−Ｇ個の使用サブキャリアに跨る１ＯＦＤＭシンボルに限定され、Ｎは離散フーリエ変換（ＤＦＴ）サイズ（合計使用可能サブキャリア数）であり、Ｇは両側のガードサブキャリアの合計数であり、Ｘはチャネル帯域幅であり、「ｇ」はガードバンドの合計幅である。ガードバンドは、世界各地／各国の規制当局が定めるスペクトルマスクに適合する必要がある。

さらに、ＩＥＥＥ８０２．１６ｅのＯＦＤＭＡ又はＬＴＥのＳＣ−ＦＤＭＡでは、オーバーサンプリング係数ρ_ｏを使用してＸをＸｏ＝ρ_ｏＸＭＨｚまで拡張した後にバンドの両側で合計Ｇ個のサブキャリアを除外することによりガードバンドが許容される（ＩＥＥＥ８０２．１６ｅではＸの値次第でρ_ｏ＝８／７又はρ_ｏ＝２８／２５。尚、スペクトルマスクに適合するためρ_ｏは常に単位元より大きくなるため、オーバーサンプリングと称する）。ガードバンドＧは、合計使用可能帯域幅がＸ_ｕＭＨｚとなるよう選択される。ガードサブキャリアはオーバーサンプリング後に除外されるため、ＯＦＤＭＡ又はＳＣ−ＦＤＭＡにおけるサブキャリアの間隔はΔｆ_１＝Ｘ_ｏ／Ｎとなり、ＯＦＤＭシンボルの持続時間は１／Δｆ_１となる。

ＤＦＴ−拡散−ＯＦＤＭＡフレームワークを使用する局在型及び分散型ＳＣ−ＦＤＭＡシステムの周波数領域送信器の実装を図３及び４にそれぞれ示す。これらの場合、ＰＳＫ／ＱＡＭ入力データにはＭポイントＤＦＴが適用され、ＦＦＴの出力は個別のサブキャリアへマッピングされ、Ｎ＞ＭとしＮポイント逆ＩＤＦＴ（ＩＤＦＴ）を取る前に不使用サブキャリアにてゼロが充填される。サブキャリアのマッピングは図３のように局在させることができ、あるいは図４のように分散させることができる。

送信の基本単位は、スロット、リソースブロック（ＲＢ）、又は物理リソース単位（ＰＲＵ）と称され、これはＰ個のサブキャリアとＱ個のＯＦＤＭシンボルからなる。データはスロット単位で割り当てられる。これは、Ｎ個のサブキャリアとＭ個のＯＦＤＭシンボルとを含む二次元時間・周波数グリッドにて連続（局在）するか、もしくは散在（分散）し、（Ｎ＞＞ＰならびにＭ＞＞Ｑ）である。Ｐ及びＱは１より大きくなり得る。各スロットは二次元インデックス（ｐ，ｑ）により指定され、ｐはｐ＝１，２，．．Ｎｆとする周波数軸沿いのスロットインデックスであり、ｑはｑ＝１，２，．．Ｎｔとする時間軸沿いのスロットインデックスであり、Ｎｔは時間軸における合計スロット数に等しく、Ｎｆは周波数軸における合計スロット数に等しく、ＮｔｘＮｆは合計割り当てスロット数に等しい。例えば、スロット（１，１）及び（１，２）は時間的に隣接する２つのスロットであり、スロット（１，１）及び（２，１）は周波数において隣接する２つのスロットである。アップリンクにおける基本リソース単位のサイズはダウンリンクのそれと同じか、もしくは異なる。

ＩＥＥＥ８０２．１６ｍにおいて、基本リソース単位（ＲＵ）はＲＢ又はＰＲＵと称され、ＬＴＥにおいて、基本ＲＵは単一のスロットからなるか、もしくは一対のスロットからなる。

実際のシステムで、周波数スロットインデックスｐは、ｐ＝１，２，．．Ｎｆと順次番号付けされる所与周波数区分にて割り当てられる論理周波数スロットセットに相当する。これらのスロットは物理的に連続するか、もしくは物理的に不連続（分散）で周波数帯全体に渡って散在する。

ダウンリンクの場合、Ｐ及びＱの典型的な値はＰ＝１８、Ｑ＝６、Ｐ＝１８、Ｑ＝５、Ｐ＝１８、Ｑ＝７、Ｐ＝１２、Ｑ＝７、Ｐ＝１２、Ｑ＝１４であるが、それらの値のみに限定されない。アップリンクでＰ及びＱの典型的な値はＰ＝６、Ｑ＝６、Ｐ＝４、Ｑ＝６、Ｐ＝１８、Ｑ＝６、Ｐ＝１８、Ｑ＝２、Ｐ＝１８、Ｑ＝４、Ｐ＝１８、Ｑ＝１０、Ｐ＝４、Ｑ＝４、Ｐ＝４、Ｑ＝８、Ｐ＝４、Ｑ＝１２、Ｐ＝１２、Ｑ＝７、Ｐ＝１２、Ｑ＝１４であるが、それらの値のみに限定されない。

ＩＥＥＥ８０２．１６ｍのＤＬ及びＵＬで使用される典型的なＲＢを図４に示す。ＲＢは周波数において１８個のサブキャリアと、時間的に６個のＯＦＤＭシンボルを使用する。パイロットは１８×６の周波数・時間グリッドにて散在する。パイロット位置は「１」により指示される。データは単一のＲＢに割り当てられるか、もしくは周波数において連続するか、分散する複数のＲＢに渡って割り当てられる。ＤＬで、受信器はそれぞれのＲＢを個別に処理する。つまり、単一ＲＢか複数ＲＢの受信パイロットトーンを収集した後にはチャネル推定が行われる。周波数と時間の両方でチャネル変動を追跡するには、二次元最小平均二乗（２Ｄ−ＭＭＳＥ）チャネル推定アルゴリズムを使用できる。

３ＧＰＰ−ＬＴＥ規格のアップリンクで使用される局在／分散型ＳＣ−ＦＤＭＡの典型的なスロット形式を図５に示す。このスロットは周波数において１２個のサブキャリアと７個のＯＦＤＭシンボルとからなる。パイロットトーンは第４のＯＦＤＭシンボルで送信される。残りの６ＯＦＤＭシンボルはＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡデータの送信に使用される。パイロットシンボルはＤＦＴ拡散を使用しない。パイロットシンボルは、低ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を有する一定振幅ゼロ自己相関（ＣＡＺＡＣ）シーケンスを使用して直接変調される。一般的に、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡでスロットのＯＦＤＭシンボルごとに割り当てられるトーンの数は１２の整数倍である。したがってＬＴＥにおいて、アップリンクスロットは周波数においてＰ（１２の整数倍）個のサブキャリアと７個のＯＦＤＭシンボルからなる。

ＬＴＥにおいて、データは時間的に連続する一対のスロットに通常割り当てられる。したがって受信器はチャネル推定のため、時間的に分離された２つのパイロットＯＦＤＭシンボルを使用できる。周波数と時間の両方でチャネル変動を追跡するには、２Ｄ−ＭＭＳＥチャネル推定アルゴリズムを使用できる。

ＬＴＥダウンリンクにおいて、１スロットは周波数において１２個のサブキャリアと、時間的に７個のＯＦＤＭシンボルとして定義される。ＬＴＥダウンリンクはパイロットが散在するＯＦＤＭＡを使用し、これは帯域幅全体に跨る共通パイロットであり、あるいは１スロット内の専用パイロットであり（つまり、１２個のサブキャリアと７個のＯＦＤＭシンボルの中でパイロットトーンが散在）、あるいは共通及び専用パイロットの混合である。ＬＴＥダウンリンクはまた、連続又は分散スロット対にてデータ割り当てを使用できる。

（好適な実施形態）
（共役データ反復（ＣＤＲ））
図７を参照すると、本説明で開示される一実施形態は反復率が２の場合であり、ｈ_１＝ｈ_２＝ｈ及びｇ_１＝ｇ_２＝ｇのシナリオにおいて、ｈ_１、ｈ_２及びｇ_１、ｇ_２は、それぞれ周波数ｆ_１ならびにｆ_２における自及び干渉基地局の複素数値チャネル利得であり、ｈ及びｇは、自及び干渉基地局からの複素数値チャネル利得である（図７）。この状況は見通し線又は周波数フラットフェージングチャネルで起こり得る。反復データシンボルは複素共役された後に送信されなければならない。

図７を参照すると、２つのサブキャリアにおいて所期信号が共役シンボル対[x₁ x^* ₁]（＊は複素共役演算）で送信される場合、異なるＢＳ（又はセクタ）では同一チャネル信号

を送信しながらそれらのサブキャリアで同じ操作が実行される。データが反復されるサブキャリアは、所与ＯＦＤＭシンボルにおいて連続／分散する。あるいはデータは、同一又は異なるサブキャリア上で異なるＯＦＤＭシンボルにて反復されることもある。フラットチャネルフェージングを仮定し（つまりチャネル利得は両サブキャリアでほぼ同じ）、２つのサブキャリアからの受信信号は次の通りに記述することができる。

式中、ｙ_１及びｙ_２はそれぞれ第１及び第２サブキャリアから収集される信号であり、ｎ_１及びｎ_２はゼロ平均及び定数分散による付加ホワイトガウスノイズ（ＡＷＧＮ）を表す。第２のサンプルの共役を取ると次の通りである。

受信器における複素共役のため、チャネル状態（ｈ，ｈ^＊）は異なる（異なる位相により同じ大きさを有する）。（ｇ，ｇ^＊）にも同じことが当てはまる。ＭＭＳＥ受信器を使用してｙ１及びｙ２^＊をともにフィルタリングすることにより、信号と干渉は異なるチャネルを通過し、チャネル状態ｈ及びｇは統計的に独立しているため、単一干渉は完全に抑制される。反復率が２の場合、共役データ反復はチャネル利得に係わらず良好な干渉抑制を保証する。

上記の結果はマルチアンテナシステムにも一般化でき、共役シンボル反復方式受信器がチャネルタイプに係わらず２^＊Ｎ_ｒ−１の干渉を完全に拒絶できることは明らかにできる。例えばＮ_ｒ＝２受信アンテナの場合、この手法は３度の干渉を完全に拒絶できる。

例示のため、見通し線又は周波数フラットフェージングチャネルとシンボル反復率４を仮定する。

基本的アイデアは位相変化を導入することであり、これにより異なるサブキャリアは異なるチャネルを経る。この共役により反復率が２の場合には既に完全干渉抑制が保証されるため、反復率が２を上回る場合は、共役反復と反復シンボルのランダム／決定性位相変化との組み合わせを使用する。例えばｑ＝４とし所期信号の反復パターンは[x x^*e^jθ(1) xe^jθ(2) x^*e^jθ(3)]により与えられる。ここで、データは４つの個別サブキャリア上で反復され、同一チャネルＢＳは同一サブキャリアセット上で

を送信する。指数関数における位相値は決定的に（例えばＭＭＳＥフィルタの出力にて信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）を極大化）、もしくはランダムに（疑似ランダムパターンを使用）選択できる。

代替的な実装例は以下の簡素化パターンである。所期信号は４つの個別サブキャリア上で[x x^* xe^jθ(1) x^*e^-jθ(1)]を送信し、同一チャネルＢＳは同一サブキャリア上で

を送信する。第１の共役シンボルから位相オフセットが省かれるため、このパターンはチャネル及び干渉パラメータ推定を簡素化する。実際には、これらの位相オフセット値はセクタ又はＢＳＩＤ依存の疑似ランダムシーケンスとなるよう選択できる。

同様に、ｑ＝６の場合は形式[x x^* xe^jθ(1) x^*e^-jθ(1)xe^jθ(2) x^*e^-jθ(2)]を使用でき、θ（１）及びθ（２）の値が異なる同一チャネルセルには同じ形式が使用される。ｑ＝３又はｑ＝５の場合、パターンはそれぞれｑ＝４及びｑ＝６の場合のパターンのサブセットになり得る。

複数のサブキャリアから受信信号を収集し、共役データが送信されるサブキャリアで共役操作を実行した後、受信信号サンプルは列ベクトル形式で収集できる。

式中、Ｍは同一チャネル干渉の合計数である。フラットフェージング又はＬＯＳチャネルの場合、簡素化反復パターンで様々なチャネルベクトルを表すことができる。

高度に周波数選択的なチャネルにおいて、チャネルは次の通りに表すことができる。

この場合、共役データ対は隣接するサブキャリアへマッピングでき、位相反復データは離れたサブキャリアへマッピングできる。

提案される受信器実装において、ｗフィルタと表されるＭＭＳＥフィルタ、受信信号ベクトルｙ、スカラーデシジョンメトリックｚ＝ｗｙを得る。標準ＭＭＳＥ最適化を使用し、最適フィルタは次式により与えられる。

ここで

ここで、

式中、Ｅは期待値演算子を表す。上記の場合の最適解は次式により与えられる。

行列反転補題を使用し、ＭＭＳＥは代替的な形式で表すことができる。

ＭＭＳＥ受信器の出力におけるＳＩＮＲは次式により与えられる。

データ反復を拡散操作と見る場合、開示する実施形態は同期ＤＳ−ＣＤＭＡ拡散スペクトルシステムまで拡張できる。この場合、拡散データとその複素共役は個別のタイムスロットで送信できる。一実施形態において、ＰＮコードシーケンスにより乗算されるデータシンボルシーケンスとして定義される第１のデータ信号は１つのＷａｌｓｈコードで送信される。第１の信号の複素共役コピーは送信に先立ち別のＷａｌｓｈコードにより乗算される。

開示する実施形態は、低遅延ＣＤＤ、位相オフセットダイバーシティ（ＰＯＤ）、閉ループビーム形成、ＳＴＢＣ、又はＳＦＢＣで特に好適に作用する。この場合はデータトーンの対（ｘ１，ｘ２）及び（ｘ３^＊，ｘ４^＊）にＳＴＢＣ／ＳＦＢＣ符号化が適用され、出力は２つのアンテナに渡って２つの異なる時間／トーンで送信される。異なる基地局で同じ操作が協調的に適用される。同様に、共役送信（及びランダム位相拡散）の概念は任意のアンテナ数による開ループ又は閉ループ空間・時間符号化送信器に適用できる。受信器では、干渉を抑制するためＭＭＳＥ検出が使用される。

開示する実施形態はダウンリンクとアップリンクの両方に適用可能であり、制御のみ、データのみ、又は制御及びデータの送信に適用できる。

さらに別の実装では、下記のように時間・周波数次元にて共役反復データが割り当てられる。
１）共役及び位相シフトデータは同一又は異なるサブキャリア上で異なるＯＦＤＭシンボルに割り当てられる。この種のマッピングは、受信器で位相及び周波数オフセット推定を改善するのに役立つ。

（ＯＦＤＭＡのためのＣＤＲ）
ＯＦＤＭＡネットワークにおいてセルエッジユーザを処理するため、及び／又はチャネル送信を制御するため、ＣＤＲ機能は割り当てられるＣＤＲ領域にて実施できる。ネットワークは、ＤＬ又はＵＬでのＣＤＲ符号化に使用される既定ＣＤＲ領域を割り当てる。ネットワークの各ＢＳにおいてＣＤＲ領域は既定リソース単位からなる（ＣＤＲのため予約される既定ＰＲＵ、又はスロット、又はタイル）。図８にＣＤＲ領域を示す。ＣＤＲ領域に関する情報はブロードキャスト制御チャネルにて各ＭＳへ伝達できる。

ＣＤＲ領域において、データとその複素共役は基本ＣＤＲリソース単位の中の一対のサブキャリアへマッピングされる。基本ＣＤＲリソース単位は、時間・周波数平面にて連続するか、もしくは分散する１つ以上のＰＲＵ／ＲＢ／タイルからなる。データの複素及び複素共役コピーの２サブキャリアへのマッピングは、ＣＤＲ符号化操作と称する。ＣＤＲ領域では全ＢＳで同じタイプのＣＤＲ符号化が同時に適用される。ＣＤＲ機能は、ＤＬ又はＵＬにて、あるいはＤＬ及びＵＬにて個別に実施できる。ＣＤＲがＵＬで実施される場合は、ＣＤＲ領域に割り当てられるネットワーク内の全ユーザが同じＣＤＲ符号化操作を使用する。

基本ＣＤＲリソース単位が１ＰＲＵである場合（図９に図示）、［Ｄ，Ｄ^＊］として表される複素及び複素共役データ対は、当該ＰＲＵ内の２つのサブキャリアへマッピングされる。一部のサブキャリアはパイロットトーンのため予約される。パイロットトーンは望ましくは、二位相偏移変調（ＢＰＳＫ）等の実数値変調を使用する。ＢＰＳＫパイロットは干渉共分散推定に役立つ。パイロットが複素変調を使用する場合は、受信器にて干渉共分散推定を促進するため、パイロットもまた共役対で送信される（図１０に図示）。

基本ＣＤＲリソース単位がＰＲＵ対である場合（図１０に図示）、第１のＰＲＵでは１セットのデータサブキャリアが送信され、第２のＰＲＵでは第１のＰＲＵに含まれるデータの複素共役コピーが送信される。第１及び第２のＰＲＵは時間又は周波数において連続することがある。第１及び第２のＰＲＵは時間・周波数グリッドの中で分散することもある。場合によってはパイロットトーンを共役対で送信するのが望ましい。パイロットトーンの第１のセットは第１のＰＲＵで送信され、その複素共役コピーは第２のＰＲＵで送信される。

（１６ｍＤＬにおけるＣＤＲ）
ＯＦＤＭＡを使用するＩＥＥＥ８０２．１６ｍのＤＬでは、１８個のサブキャリアと６個のＯＦＤＭシンボル、又は１８個のサブキャリアと５個のＯＦＤＭシンボル、又は１８個のサブキャリアと７個のＯＦＤＭシンボルからなる単一ＰＲＵとなるよう基本ＣＤＲリソース単位が選択される。１６ｍＣＤＲ領域の各ＰＲＵでは、複素変調シンボルとその複素共役コピーが一対のサブキャリアで送信される。一対のサブキャリアは時間的又は周波数において隣接することがある。一部のサブキャリアはパイロットトーンのため予約される。パイロットトーンは望ましくは、二位相偏移変調（ＢＰＳＫ）等の実数値変調を使用する。ＢＰＳＫパイロットは干渉共分散推定に役立つ。パイロットが複素変調を使用する場合は、受信器にて干渉共分散推定を促進するため、パイロットもまた共役対で送信される。

（ＣｏＦＩＰ）
ＣｏＦＩＰでは１ストリームインタレースパターンにヌルトーンが導入される。図１１に示すように、ＣＤＲ領域において各ＢＳは３タイプのＣｏＦＩＰＰＲＵの内いずれか１タイプを選択する。Ｃｅｌｌ＿ＩＤ＝ｋとし、ある特定のＢＳ又はＭＳにより使用されるＣｏＦＩＰＰＲＵタイプのインデックスはｐ_ｋにより表される。ＣｏＦＩＰＰＲＵタイプのインデックスは式ｐ_ｋ＝ｍｏｄ（ｋ，３）に従いＣｅｌｌ＿ＩＤにより決定され、「ｍｏｄ」は標準数学「モジュロ」演算を表す。図１１でＸはヌルトーンを表す。つまりその位置でデータ又はパイロットトーンは送信されない。「１」はＢＰＳＫ等の実数値変調を取るパイロットトーンを表す。図１２に示すように、データ及びパイロットトーンは、各アンテナ固有の重量を乗算した後に、複数の送信アンテナで送信してもよい。上述したＣｏＦＩＰの割り当てはＤＬとＵＬの両方に使用できる。ＵＬではＢＳがＣｅｌｌ＿ＩＤに従いＣＤＲ領域内の各ＭＳへＣｏＦＩＰＰＲＵを割り当てる。図１１を参照すると、灰色の背景で示されたヌルトーンは第１のヌルトーンセットを表し、灰色の背景がないヌルトーンは第２のヌルトーンセットを表す。ＣｏＦＩＰモードでは、異なるＣｅｌｌ＿ＩＤを有する他のセクタのＰＲＵのパイロット位置でヌルトーンが送信される。したがって、同じセルＩＤを有するセクタのパイロットトーンは同一チャネル干渉の原因となる。

（ＣｏＦＩＰによるＣＤＲ）
一実施形態において、ＣＤＲは無衝突インタレースパイロット（ＣｏＦＩＰ）ＰＲＵ構造を使用する。ＣＤＲサブキャリアマッピングの一例を図１４に示す。各ＰＲＵにおいて、データとその複素共役は時間的に隣接するＯＦＤＭシンボルにてまとめてマッピングされる。図１４に示すように、データは偶数ＯＦＤＭシンボルへマッピングされ、その共役コピーは奇数ＯＦＤＭシンボルへマッピングされる。マッピングはパイロット及びヌルトーンを回避する。図１４に、単一ＰＲＵ割り当ての場合のＣｏＦＩＰタイプ０におけるＣＤＲデータ割り当ての一例を示す。

ＦＥＣ符号化ブロックが複数ＰＲＵに跨る場合、データは周波数が先、時間が次の順に割り当てることができる。つまり、全割り当てＰＲＵの最初のＯＦＤＭシンボルにおいてデータのため予約される全トーンにデータが割り当てられる。そしてマッピングは次のＯＦＤＭシンボルへ続く。次のＯＦＤＭシンボルでは前のＯＦＤＭシンボルに含まれるデータの共役コピーがマッピングされる。マッピングは、全割り当てＰＲＵが完全に埋まるまで共役対の中で継続する。

図１５において、データとその共役が隣接するサブキャリアにてマッピングされている。マッピングはＰＲＵの最初のＯＦＤＭシンボルで始まり、ＯＦＤＭシンボルの最後に達するまで継続する。マッピングは次のＯＦＤＭシンボルにて隣接サブキャリアに継続し、ＰＲＵの最後に達するまで進む。ＣＤＲマッピングはパイロット及びヌルトーンはスキップする。

ＦＥＣ符号化ブロックが複数ＰＲＵに跨る場合、マッピングは、周波数の第１、第２番目に行うのが好ましい。すなわち、ＣＤＲ符号化はサブフレームに割り当てられた最初のＰＲＵから始まる。サブフレームは、ＲサブキャリアとＮＯＦＤＭシンボルの連続的なセットとして定義される。最初のＰＲＵが完全に埋まった後、ＣＤＲマッピングは周波数方向に次のＰＲＵへ継続し、全てのＰＲＵが完全に埋まるまで継続する。マッピングはパイロット及びヌルトーンはスキップする。

（パイロット・オン・パイロットによるＣＤＲ）
パイロット・オン・パイロットモードでは各ＢＳ（又はセクタ）が全セルで同じＰＲＵタイプと同じパイロット構造を選択する。このため、所期信号のパイロットトーンは干渉信号のパイロットトーンによって干渉される。異なるセクタにおいて信号及び干渉パイロットトーンに対し低相互相関のパイロットシーケンスを使用するのが望ましい。このパイロット構造はＤＬとＵＬの両方で使用できる。パイロット・オン・パイロットモードでは、望ましくはＰＲＵ内で隣接する一対のサブキャリアに渡ってＣＤＲ符号化が行われる。マッピングはパイロットトーンを除外する。図１５、１６、及び１７ではＰＲＵ構造が異なるパイロットパターンにより図示されている。ＣＤＲ操作にはＰＲＵ構造のいずれか１つが使用される。ＰＲＵでは、パイロット位置を除くサブキャリア位置対へ（Ｄ，Ｄ^＊）を割り当てることによりＣＤＲ符号化を実行できる。ＣＤＲ領域内の全ＢＳ又はＭＳが同じタイプのＣＤＲ符号化を実行する。

（送信チェーン）
一実施形態による、ＦＥＣ符号化及びＣＤＲ符号化、ならびにアンテナプリコーディング工程を図１８に示す。各ＦＥＣブロックからの出力ビットはスクランブラを通過する。スクランブラはセルごとのスクランブリングシーケンスを使用する。スクランブルされたビットはＭ−ａｒｙ変調シンボルへマッピングされる。システムはＱＰＳＫ、８−ＰＳＫ、１６−ＱＡＭ、６４−ＱＡＭ変調形式を使用できる。モジュレータの出力は単一の変調シンボルストリームに多重化され、次にＣＤＲ符号化を使用して割り当てられたリソースへマッピングされる。ＣＤＲ符号化サブキャリアマッピングの後にはマルチアンテナ送信符号化が行われる。

（ＣＤＲによるマルチアンテナプリコーディング）
一実施形態では、図１２に示すようにマルチアンテナプリコーダを使用して複数のアンテナに渡りＣＤＲ符号化データが送信される。好適な実施形態では、ＰＲＵに含まれる全データ及びパイロットトーンに対しプリコーダが固定される。プリコーダはアンテナごとの複合加重をＣＤＲ符号化信号へ適用し、複数のアンテナに渡り信号を同時に送信する。

図１９は、２ＰＲＵの場合のマルチアンテナプリコーディングと組み合わされたＣＤＲ符号化を示す図である。第１及び第２のＰＲＵでプリコーダは同じか、又は異なる。

別の実施形態では、効率的干渉抑制を促進するため反復符号化とマルチアンテナプリコーディングを合同で実施できる。図２０を参照すると、第１のＰＲＵはデータ及びパイロットトーンを送信する。Ｗ１と示されたマルチアンテナプリコーダは第１のＰＲＵに適用される。第２のＰＲＵは第１のＰＲＵの同一コピーであり、第２のＰＲＵには異なるプリコーダＷ２が適用される。この操作は「ｎ」回繰り返され、各ＰＲＵは異なるプリコーダを使用する。データが反復されるＰＲＵは時間的に連続し、あるいは周波数において連続し、あるいはＰＲＵは時間・周波数平面にて分散する。図２１に４ーＴｘアンテナの反復符号化方式を示す。ネットワークは全ＢＳがこの操作を同期方式で適用するプリコーディングＣＤＲ領域を定義できる。この種のシステムはｎ^＊Ｎｒ−１の干渉を抑制できる。

別の実施形態では、効率的干渉抑制のため簡素な反復符号化及びアンテナプリコーディングをＣＤＲに組み合わせることができる。第１のＰＲＵセットにはＣＤＲ符号化が適用される。反復率４の実装を図２２に示す。ＣＤＲ符号化は単一ＰＲＵで行われる。あるいはこれは一対のＰＲＵに渡ってブロック単位で適用される。第１のＰＲＵセットにはＷ１と示されたマルチアンテナプリコーダが適用される。第２のＰＲＵセットは第１のＰＲＵセットの同一コピーであるが、異なるプリコーダＷ２を使用する。この操作は「ｎ」回繰り返される。ネットワークは全ＢＳがこの操作を同期方式で適用するプリコーディングＣＤＲ領域を定義できる。この種のシステムで、受信器はＭＭＳＥタイプのフィルタを使用し、反復データに対応する受信信号を共役データの共役コピーとともにフィルタリングする。この種のシステムは２^＊ｎ^＊Ｎｒ−１の干渉を抑制できる。図２３は、２−Ｔｘアンテナの場合で反復率３のＣＤＲ符号化及び反復コーディングの組み合わせを示す図である。

（共役データ反復によるＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡ）
一実施形態では、ＤＦＴプリコード化ＯＦＤＭＡデータキャリアが共役対にて異なるＯＦＤＭシンボルにて送信される。この方式では、従来のＤＦＴプリコード化ＯＦＤＭＡデータトーンが１つのＯＦＤＭシンボルにて送信される。別のＯＦＤＭシンボルでは、ＤＦＴプリコード化データサブキャリアが送信に先立ち複素共役される。代替的な実装においては、周波数領域にてデータを共役する代わりに、ＤＦＴを取る前に時間領域変調シーケンスを複素共役し時間逆転できる。効率的なチャネル推定と干渉抑制を促進するため、パイロットトーンもまた共役対にて異なるＯＦＤＭシンボルにて送信される。共役反復によるＰＲＵ構造の例を図２４及び２５に示す。

（１ＰＲＵ内でのＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡＣＤＲ）
ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡＣＤＲが１つのＰＲＵの中で適用される場合は、共役対にて異なるＯＦＤＭシンボルにてデータが送信される。図２４は、単一ＰＲＵ（スロット）の場合のＣＤＲ符号化を示すものである。このＰＲＵは７個の連続するＯＦＤＭシンボルからなる。図２４に示すように、ＣＤＲ符号化はＯＦＤＭシンボル対にてブロック単位で行われる。パイロットのため１つのシンボルが予約される場合は、ＢＰＳＫパイロットを使用するのが望ましい。パイロットのため２つのシンボルが予約される場合は、共役対にて複素数値パイロットを使用できる。

（２ＰＲＵ内でのＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡＣＤＲ）
図２５は、２つのＰＲＵの中で適用されるＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡＣＤＲ符号化を示す図である。第１のＰＲＵは７個のＯＦＤＭシンボルからなり、第４のＯＦＤＭはパイロットトーンを送信する。残りの６ＯＦＤＭシンボルはＤＦＴプリコード化ＯＦＤＭＡトーンを搬送する。第２のＰＲＵで最初の３つのＯＦＤＭシンボルと最後の３つのＯＦＤＭシンボルは、第１のＰＲＵの対応するシンボルに含まれるＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡデータの複素共役コピーを送信する。第２のＰＲＵの第４のＯＦＤＭシンボルは、第１のＰＲＵの第４のＯＦＤＭシンボルで送信される周波数領域パイロットトーンの複素共役コピーを送信する。第１及び第２のＰＲＵは連続するタイムスロットに跨ることがある。

（パイロット・オン・パイロットによるＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡ）
パイロット・オン・パイロットモードでは各セクタが全セルで同じパイロット位置を選択する。このため、所期信号のパイロットトーンは干渉信号のパイロットトーンによって干渉される。異なるセクタにおいて信号及び干渉パイロットトーンに対し低相互相関のパイロットシーケンスを使用するのが望ましい。このパイロット構造はＤＬとＵＬの両方で使用できる。

（ＣｏＦＩＰによるＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡ）
一実施形態において、ＳＣ−ＦＤＭＡＣＤＲ領域は無衝突インタレースパイロット（ＣｏＦＩＰ）構造を使用する。図２６に示すように、ＣｏＦＩＰでは１ストリームインタレースパターンにヌルトーンが導入される。ＤＦＴ拡散に割り当てられる使用サブキャリア数が１２の場合は、図２６に示すように、ＣＤＲ領域において各ＢＳ又はＭＳは３タイプのＣｏＦＩＰパイロットの内いずれか１タイプを選択する。Ｃｅｌｌ＿ＩＤ＝ｋとし、ある特定のＢＳ又はＭＳにより使用されるＣｏＦＩＰＰＲＵタイプのインデックスはｐ_ｋにより表される。ＣｏＦＩＰパイロットタイプのインデックスは式ｐ_ｋ＝ｍｏｄ（ｋ，３）に従いＣｅｌｌ＿ＩＤにより決定され、ｍｏｄは「モジュロ」演算を表す。図２６でＸはヌルトーンを表す。つまりその位置でデータ又はパイロットトーンは送信されず、「１」はパイロットトーンを表す。パイロットシーケンスは、低ＰＡＰＲにより複素数値パイロットを使用できる。ＣＡＺＣシーケンスはその一例である。パイロットシーケンスはＢＰＳＫシーケンス等の実数値シーケンスを使用できる。図２６を参照すると、各セクタにおいて、背景が灰色のヌルトーンは第１のヌルトーンセットを表し、灰色の背景がないヌルトーンは第２のヌルトーンセットを表す。図２６には、割り当てられるトーンの数が１２の場合のＣｏＦＩＰ構造が示されている。所与の構造を周波数軸にて複数回反復することにより、１２の倍数であるトーン割り当により構造を拡張できる。

（マルチアンテナプリコーディングによるＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡ）
図２７は、プリコーディングをともなう一般的なＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡ構造を示す図である。ＤＦＴプリコーディングの後にはサブキャリアごとにマルチアンテナプリコーダが適用される。図２４に示すようにＣＤＲが１つのＰＲＵの中で適用される場合、プリコーダは異なるＰＲＵにて異なる値を取ることができる。ただし図２５に示すようにＣＤＲが２つのＰＲＵの中で適用される場合は、２つのＰＲＵに渡りプリコーダを一定に保つのが望ましい。プリコーダ値は２ＰＲＵごとに変化することができる。２アンテナの場合が図示されているが、アンテナは何個でもプリコーダは一般化できる。

一実施形態においてＦＥＣ符号化データは複数のセットに分割され、各セットは連続するＰＡＭ／ＱＡＭデータセットからなる。各セットはＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡ送信器を使用して符号化され、信号はセット専用アンテナを使用して送信される。ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡ信号はＣＤＲ符号化を使用できる。各セットが個別のアンテナを使用する場合、セット数はアンテナ数に等しい。セットは連続する周波数トーンに跨ることがあり、そうでなければ、セットは周波数において分散する。２及び４アンテナの場合の送信器構造を図２８及び２９に示す。

さらに別の実施形態ではＦＥＣ符号化データが複数のセットに分割され、各セットは連続するＰＡＭ／ＱＡＭデータセットからなる。各セットはＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡ送信器を使用して符号化され、信号はプリコードされ、プリコードされた信号はアンテナのサブセットを使用して送信される。４アンテナの場合の一般的構造を図３０に示す。図２４又は２５に示すように、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡ信号はＣＤＲ符号化を使用できる。

（ＯＦＤＭＡのためのＣＤＲ受信器）
ＣＤＲ領域で、受信器はＣＤＲ符号化所期信号と数個のＣＤＲ符号化干渉を受信する。複数のサブキャリアから受信信号を収集し、共役データが送信されるサブキャリアで共役操作を実行した後、各受信器アンテナで受信される信号は、個別のチャネルを経る信号及び干渉データの２つのコピーを含む。Ｎｒ個の受信器アンテナの場合、ＣＤＲ符号化信号は２^＊Ｎｒ個の信号コピーを与える。受信器は干渉を軽減するため２^＊Ｎｒ個の信号サンプルを処理する。一実施形態において、２^＊Ｎｒ個の各受信信号はフィルタリングされ、復調の決定基準を得るため集約される。フィルタリングは、復調のための決定基準を得るため、実数値／複素数値加重値により受信信号を加重することと、加重信号を総計することとを含む。加重値は、平均二乗誤差を極小化することにより、あるいは受信器の処理後ＳＩＮＲを極大化することにより、得られる。加重値の計算では、所期信号のチャネル状態情報の推定と、ＣＤＲ符号化干渉及びバックグラウンドノイズの共分散と、を考慮に入れる。フィルタリングされた信号は、送信された変調データの復調に使用される。２受信器アンテナの場合の受信器構造を図３１に示す。図３１では、記号（）^＊は複素共役操作を表す。

図３２はＢＰＳＫ等の実数値変調によりパイロットトーンが変調される場合のＣＤＲ受信器構造を示す図である。パイロットトーンは実数値変調を使用するため、各受信器アンテナにて、複素数値受信パイロットと受信パイロット信号の複素共役を収集すると、２つの信号及び干渉コピーが生成される。全受信器アンテナからパイロットサンプルを収集すると全部で４つのコピーが提供される。パイロットサンプルは、チャネル状態情報と熱雑音及び総干渉の共分散を推定するために使用される。この情報はフィルタ加重値を得るために使用される。図３３はパイロットトーンが複素数値変調により変調される場合のＣＤＲ受信器構造を示す図である。

（パイロット・オン・パイロットモードにおけるパイロット処理）
パイロットがＢＰＳＫ等の実数値変調を使用する場合、受信器はまず従来どおり２Ｄ−ＭＭＳＥチャネル推定を行う。受信器は推定チャネル状態と既知パイロットの情報を使用し、所期パイロット信号を構成する。干渉サンプルを得るため、再構成されたパイロット信号は受信パイロット信号から差し引かれる。干渉もまた実数値パイロットを使用するため、受信器は干渉サンプルの複素及び複素共役コピーを収集し、それらを干渉共分散推定に使用する。

システムがパイロットとその共役を一緒に送信する場合は、従来の手法によりパイロットとその共役対とを使用してチャネル推定を行うことができる。さらに、受信機は共役パイロットトーンに対応した受信信号の複素共役コピーを収集し、それらを干渉共分散推定の測定に使用する。干渉共分散はＣＤＲリソース単位の中で安定する。通常、干渉共分散は各ＣＤＲリソース単位において個別に推定される。図３４及び３５では実数値及び複素数値パイロットの場合の受信器処理ステップを概説する。

（ＣｏＦＩＰにおけるパイロット処理）
パイロットがＢＰＳＫ等の実数値変調を使用する場合、受信器はまず従来どおり２Ｄ−ＭＭＳＥチャネル推定を行う。図１３を参照すると、各セクタにおいて、灰色の背景で示されたヌルトーンは第１のヌルトーンセットを表し、灰色の背景がないヌルトーンは第２のヌルトーンセットを表す。ＣｏＦＩＰモードでは数ステップで干渉共分散が推定される。

第１のステップにおいて、受信器は推定チャネル状態と既知パイロットの情報を使用して所期パイロット信号を構成する。干渉サンプルを得るため、再構成されたパイロット信号は受信パイロット信号から差し引かれる。干渉もまた実数値パイロットを使用するため、受信器は干渉サンプルの複素及び複素共役コピーを収集し、パイロットサンプルに含まれるＣＤＲ符号化干渉の共分散推定にそれらを使用する。この共分散推定は第１の共分散推定と称する。

第２のステップにおいて、同一セルＩＤのセクタからの干渉を含む第１のヌルトーンセットから干渉サンプルを収集する。これらの干渉サンプルの複素共役コピーを収集する。これらのオブザベーションを使用して第２の干渉共分散推定を構成する。

第３のステップにおいて、同一セルＩＤのセクタからの干渉を含む第２のヌルトーンセットから干渉サンプルを収集する。これらの干渉サンプルの複素共役コピーを収集する。これらのオブザベーションを使用して第３の干渉共分散推定を構成する。

好適な実施形態では、全３つの共分散推定を集約し総共分散を推定する。受信器は推定チャネルと総共分散を使用してフィルタリングのための加重値一式を得る。一部の実施形態では、総共分散を得るにあたってパイロット信号からの共分散推定は使用されない。

ＣｏＦＩＰモードにおいて、パイロットが共役対で送信される場合、共分散推定ステップは干渉サンプルの複素及び複素共役コピーを推定に使用する。

（ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡのためのＣＤＲ）
図３６を参照すると、ＳＣ−ＦＤＭＡＣＤＲプロセスは以下のステップを含む。
１）各ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡシンボルをベースバンドにダウンコンバートし、ＤＦＴを取り、周波数領域サブキャリアを得る。
２）データが共役されるシンボルに対し複素共役操作を使用する。代替的な実装においては、周波数領域にてデータを共役する代わりに、ＤＦＴを取る前に時間領域シーケンスを複素共役し時間逆転できる。
３）複数の受信器アンテナから得たサンプルを含む受信周波数領域データサンプルの複素及び複素共役コピーを合同でフィルタリングする。フィルタリングは、複素及び複素共役サブキャリアサンプルを加重することと総計することとを含む。フィルタ係数は、平均二乗誤差を極小化することにより、あるいは処理後受信器ＳＩＮＲを極大化することにより、得ることができる。フィルタリングの後にはＩＤＦＴを使用し、送信変調データの推定を回復する。
４）フィルタリングは、所期信号のチャネル応答の推定と、ＣＤＲ符号化干渉及びバックグラウンドノイズの共分散の推定を必要とする。
５）チャネル推定は標準２Ｄ−ＭＭＳＥタイプの手法を用いて得ることができる。
６）干渉共分散は、ＣｏＦＩＰ又はパイロット・オン・パイロットを使用するＯＦＤＭの場合に説明したものと同様の手法を用いて推定できる。図３４及び３５には、実数値及び複素数値パイロットの場合にチャネル推定及び共分散推定にともなう一般的なステップが記載されている。

（ＣｏＦＩＰによるＳＣ−ＦＤＭＡチャネル推定及び共分散推定の好適な実施形態）
ＳＣ−ＦＤＭＡＣＤＲ構造を示す図２５を参照すると、受信器は第１及び第２のＰＲＵから受信パイロットトーンを収集し、チャネル応答と干渉共分散を推定するためそれらを処理する。図３６にはＣＤＲ受信器処理が図示されている。パイロットがＳＣ−ＦＤＭＡＣｏＦＩＰ構造を使用する場合は、従来の２Ｄ−ＭＭＳＥによりＰ及びＰ^＊に対応する受信サンプルを使用してチャネルが推定される。図２６を参照すると、各セクタにおいて、背景が灰色のヌルトーンは第１のヌルトーンセットを表し、灰色の背景がないヌルトーンは第２のヌルトーンセットを表す。干渉共分散は数ステップで推定される。

第１のステップにおいて、受信器は推定チャネル状態と既知パイロットの情報を使用して所期パイロット信号を構成する。干渉サンプルを得るため、再構成されたパイロット信号は受信パイロット信号から差し引かれる。干渉もまた共役対にてパイロットを送信するため、受信器は、第１のＰＲＵの第１のパイロットシンボルから複素数値推定干渉サンプルを収集し、さらに第２のＰＲＵの第２のパイロットシンボルから推定干渉サンプルの複素共役コピーを収集する。これらのサンプルは、パイロットサンプルに含まれるＣＤＲ符号化干渉の共分散を推定するために使用される。この共分散推定は第１の共分散推定と称する。

第２のステップにおいて、同一セルＩＤのセクタからの干渉を含む第１のパイロットシンボルの第１のヌルトーンセットから干渉サンプルを収集する。また、同一セルＩＤのセクタからの干渉を含む第２のパイロットシンボルの第１のヌルトーンセットから複素共役干渉サンプルを収集する。これらのオブザベーションを使用して第２の干渉共分散推定を構成する。

第２のステップにおいて、同一セルＩＤのセクタからの干渉を含む第１のパイロットシンボルの第２のヌルトーンセットから干渉サンプルを収集する。また、同一セルＩＤのセクタからの干渉を含む第２のパイロットシンボルの第２のヌルトーンセットから複素共役干渉サンプルを収集する。これらのオブザベーションを使用して第３の干渉共分散推定を構成する。

全３つの共分散推定を集約し総共分散を構成する。受信器は推定チャネルと総共分散を使用して受信器加重値一式を得る。

（パイロット・オン・パイロットによるＳＣ−ＦＤＭＡチャネル推定及び共分散推定の好適な実施形態）
ＳＣ−ＦＤＭＡＣＤＲ構造を示す図２５を参照すると、受信器は第１及び第２のＰＲＵから受信パイロットトーンを収集し、信号全体のチャネル応答を推定するためそれらを処理する。受信器は第１のＰＲＵと第２のＰＲＵで既知パイロットを使用して推定チャネル状態を使用し、第１及び第２の所期パイロット信号を構成する。第１の干渉サンプルのセットを得るため、再構成された第１のパイロット信号は第１のＰＲＵの受信パイロット信号から差し引かれる。再構成された第２のパイロット信号は第２のＰＲＵの第２の受信パイロット信号から差し引かれ、これらのサンプルを複素共役することにより第２の干渉サンプルのセットを得る。第１及び第２の干渉サンプルは、バックグラウンドノイズ及び干渉の共分散を推定するために使用される。

（ＤＬにおけるＣＤＲユーザ割り当て）
ＢＳ受信器ロングタームＳＩＮＲフィードバックは各ＭＳから報告する。ＢＳはＳＩＮＲが所定の閾値を下回るユーザを割り当て、これをセルエッジユーザとして分類する。各ＢＳのスケジューラはＣＤＲ領域にて一部のセルエッジユーザを割り当てる。したがって、セルエッジＭＳはＣＤＲ符号化信号の他に数個の近傍ＢＳからＣＤＲ符号化干渉を受信する。信号内の構造は干渉を抑制するため受信器により使用される。ＣＤＲ受信器の処理後ＳＩＮＲはフィードバックチャネルを通じてＢＳへフィードバックできる。フィードバックの処理後ＳＩＮＲはフレームごとに通常報告される。ＭＳはベストＬサブバンドのＳＩＮＲを報告でき、Ｌは１以上である。ＢＳはそのユーザのためスループットを極大化するため適切な変調及び符号化方式（ＭＣＳ）を割り当てる。ＣＤＲ領域は固定でき、もしくはシステム負荷次第で動的に調整できる。全てのＢＳがＣＤＲ領域のリソースについて合意できるようにするため、ＢＳはシステム負荷とセルエッジユーザ分布に関する情報をやり取りできる。

別の実施形態においては中央ノード（マスタコントローラ等）を意志決定目的に役立てることができる。ＣＤＲ符号化信号を必要とする領域について中央ノードが決定を下すため、基地局は、ユーザから受信するロングターム及びショートタームＳＩＮＲに関する情報を転送できる。中央ノードは決定を下し、１つ以上のセクタの全基地局にかかる決定を通知する。さらに、基地局は中央ノードによって識別されるノードに対しＣＤＲ符号化信号の送信を開始する。

（ＵＬにおけるＣＤＲユーザ割り当て）
一実施形態において、ＤＬ及びＵＬはいずれもＣＤＲ領域にて同じユーザセットを割り当てる。ただしＵＬでは、各ＭＳのＤＬから得られるフィードバックに基づきセルエッジユーザ分類が個別に行われる。ＭＳは、これがセルエッジユーザとして分類されるべきか否かを報告する。ＵＬにおいて、ＢＳはベストＬサブバンドの処理後ＳＩＮＲを測定でき、１つ以上のベストＬサブバンドにてユーザをスケジュールする。

以上の特定の実施形態の説明により、本発明の実施形態の本質の概略が十分に開示されたため、今日の知識を適用して、本発明の全体的な概念を逸脱することなく、かかる特定の実施形態を様々な用途に対して容易に変更及び／又は適応させることができるが、かかる適応や変更は、本書に開示した実施形態と目的を同じとし、またそれと同等の範囲内に含まれるものと考えるべきであり、またそのように意図している。本明細書中で使用した表現又は用語は、単に例示のためであって、本発明を制限するためのものではないことを理解されたい。従って、好適な実施形態に関して説明を行ったが、添付の特許請求の範囲の主旨及び範囲内で、それら実施形態を変更して実行できることは、当業者には理解されよう。

Claims

無線通信ネットワークにおいて干渉軽減を強化する方法であって、
前記方法は、
１つ以上のサブキャリアに渡り着信変調シンボルを反復することと、
複素共役と位相変化との組み合わせを使用して該反復されたシンボルを符号化することと、
前記反復され且つ符号化されたシンボルを複数の各送信器にて同期送信により送信すること、を含み、
該反復されたシンボルの前記符号化は、前記複数の空間的に離隔された送信器において同期されること、
を特徴とする方法。
前記着信変調シンボルはＤＦＴプリコード化変調シンボルであること、を特徴とする請求項１に記載の方法。
前記サブキャリアは単一のリソースブロックに属すること、を特徴とする請求項１に記載の方法。
前記サブキャリアは時間的に互いに隣接すること、を特徴とする請求項１に記載の方法。
前記サブキャリアは周波数において互いに隣接すること、を特徴とする請求項１に記載の方法。
前記サブキャリアは異なるリソースブロックに属すること、を特徴とする請求項１に記載の方法。
前記着信変調シンボルはパイロットシンボルであること、を特徴とする請求項１に記載の方法。
前記着信変調シンボルはデータシンボルであること、を特徴とする請求項１に記載の方法。
前記着信変調シンボルは制御、データ、及びパイロットシンボルの組み合わせであること、を特徴とする請求項１に記載の方法。
前記送信はダウンリンク送信であること、を特徴とする請求項１に記載の方法。
前記送信はアップリンク送信であること、を特徴とする請求項１に記載の方法。
反復率は２の倍数であること、を特徴とする請求項１に記載の方法。
該反復率が２である場合は複素共役のみ前記着信変調シンボルに適用されること、を特徴とする請求項１に記載の方法。
前記ネットワークはＯＦＤＭＡ方式を使用すること、を特徴とする請求項１に記載の方法。
前記ネットワークはＳＣ−ＦＤＭＡ方式を使用すること、を特徴とする請求項１に記載の方法。
前記空間的に離隔された送信器は基地局であること、を特徴とする請求項１に記載の方法。
前記空間的に離隔された送信器は移動局であること、を特徴とする請求項１に記載の方法。
該同期送信は、
該複数の空間的に離隔された送信器において対応するシンボルをリソース内の同じ位置で送信することと、
前記複数の空間的に離隔された各送信器において対応するシンボルを時間又は周波数において同期をとって送信すること、を含むこと、
を特徴とする請求項１に記載の方法。
該リソースは共役及び非共役データ対を含むこと、を特徴とする請求項１８に記載の方法。
該リソースは複素共役及び素数データ対と、前記データ対の位相変化バージョンと、を含むこと、を特徴とする請求項１８に記載の方法。
無線通信ネットワークにおいて干渉軽減を強化する方法であって、前記方法は、
第１のサブキャリアと第２のサブキャリアとに渡り着信変調シンボルを反復することと、
前記第２のサブキャリアに渡り前記反復された変調シンボルを複素共役することと、
前記第１のサブキャリアと前記第２のサブキャリアに渡り前記反復されたシンボルを複数の各送信器にて同期送信により送信すること、を含み、
前記複素共役は、前記複数の空間的に離隔された送信器において同期されること、
を特徴とする方法。
無線通信ネットワークにおいて干渉軽減を強化する送信器であって、前記送信器は、
１つ以上のサブキャリアに渡り着信変調シンボルを反復し、
複素共役と位相変化との組み合わせを使用して反復されたシンボルを符号化し、且つ、
前記反復され且つ符号化されたシンボルを複数の各送信器にて同期送信により送信するように構成され、
該反復されたシンボルの前記符号化は、前記複数の空間的に離隔された送信器において同期されること、
を特徴とする送信器。
無線通信ネットワークにおいて干渉軽減を強化する方法であって、前記方法は、
セクタ番号が異なる２つのセクタがそれぞれのパイロットパターンの同一位置にパイロットを有することがないよう、セクタのセクタ番号に応じて固有のパイロットパターンを割り当てることと、
１つ以上のサブキャリアに渡りデータシンボルを反復することと、
複素共役と位相変化との組み合わせを使用して前記反復されたデータシンボルを符号化することと、
前記反復され且つ符号化されたシンボルを複数の各送信器にて同期送信により送信すること、を含み、
前記パイロットパターンはパイロットトーンとヌルトーンとを備え、
該反復されたデータシンボルの前記符号化は、前記複数の空間的に離隔された送信器において同期されること、
を特徴とする方法。
前記着信変調シンボルはＤＦＴプリコード化変調シンボルであること、を特徴とする請求項２３に記載の方法。
前記サブキャリアは単一のリソースブロックに属すること、を特徴とする請求項２３に記載の方法。
前記サブキャリアは時間的に互いに隣接すること、を特徴とする請求項２３に記載の方法。
前記サブキャリアは周波数において互いに隣接すること、を特徴とする請求項２３に記載の方法。
前記サブキャリアは異なるリソースブロックに属すること、を特徴とする請求項２３に記載の方法。
前記着信変調シンボルはパイロットシンボルであること、を特徴とする請求項２３に記載の方法。
前記着信変調シンボルはデータシンボルであること、を特徴とする請求項２３に記載の方法。
前記着信変調シンボルは制御、パイロット、及びデータシンボルの組み合わせであること、を特徴とする請求項２３に記載の方法。
前記送信はダウンリンク送信であること、を特徴とする請求項２３に記載の方法。
前記送信はアップリンク送信であること、を特徴とする請求項２３に記載の方法。
反復率は２の倍数であること、を特徴とする請求項２３に記載の方法。
該反復率が２である場合は複素共役のみ前記着信変調シンボルに適用されること、を特徴とする請求項２３に記載の方法。
前記ネットワークはＯＦＤＭＡ方式を使用すること、を特徴とする請求項２３に記載の方法。
前記ネットワークはＳＣ−ＦＤＭＡ方式を使用すること、を特徴とする請求項２３に記載の方法。
該同期送信は、
前記複数の空間的に離隔された送信器にて対応するシンボルをリソース内の同じ位置で送信することと、
前記複数の空間的に離隔された送信器にて対応するシンボルを時間又は周波数において同期をとって送信すること、を含むこと、
を特徴とする請求項２３に記載の方法。
ＰＲＵ構造の前記パイロットパターンにおいて、ヌルトーンは、他のＰＲＵ構造のパイロットトーンによって占められた位置に配置されること、を特徴とする請求項２３に記載の方法。
無線通信ネットワークにおいて干渉軽減を強化する方法であって、
前記方法は、
セクタ番号が異なる２つのセクタがそれぞれのパイロットパターンの同一位置にパイロットを有することがないよう、セクタのセクタ番号に応じて固有のパイロットパターンを割り当てることと、
第１のサブキャリアと第２のサブキャリアとに渡りデータシンボルを反復することと、
前記第２のサブキャリアに渡り前記データシンボルを複素共役することと、
前記第１のサブキャリアと前記第２のサブキャリアとに渡り前記シンボルを複数の各送信器にて同期送信により送信すること、を含み、
前記パイロットパターンはパイロットトーンとヌルトーンとを備え、
前記複素共役は、前記複数の空間的に離隔された送信器において同期されること、
を特徴とする方法。
無線通信ネットワークにおいて干渉軽減を強化する送信器であって、
前記送信器は、
セクタ番号が異なる２つのセクタがそれぞれのパイロットパターンの同一位置にパイロットを有することがないよう、セクタのセクタ番号に応じて固有のパイロットパターンを割り当て、
１つ以上のサブキャリアに渡りデータシンボルを反復し、
複素共役と位相変化との組み合わせを使用して前記反復されたデータシンボルを符号化し、且つ、
前記反復され且つ符号化されたシンボルを複数の各送信器にて同期送信により送信するように構成され、
前記パイロットパターンはパイロットトーンとヌルトーンとを備え、
反復されたデータシンボルの前記符号化は、前記複数の空間的に離隔された送信器において同期されること、
を特徴とする送信器。
無線通信ネットワークにおいて信号を符号化する方法であって、符号化する前記方法は１セル内のセクタ数に等しいＰＲＵ構造数を有することを含み、各構造はサブキャリア及びシンボルのグリッドを備え、
前記方法は、
２つのＰＲＵ構造が他のＰＲＵ構造において対応する１セットのシンボルの同一位置にパイロットトーンを有することがないよう、１セットのシンボルにてパイロットトーンとヌルトーンとを有すること、
を特徴とする方法。
前記１セットのシンボルにおいて、他のＰＲＵ構造のパイロットトーンによって占められた位置にヌルトーンを有すること、をさらに含むこと、を特徴とする請求項４２に記載の方法。
１セル内のセクタ数は３であること、を特徴とする請求項４２に記載の方法。
前記ヌルトーンは、第１のヌルトーンセットと第２のヌルトーンセットとにさらに分類されること、を特徴とする請求項４２に記載の方法。
無線通信ネットワークにおいて信号を符号化する方法であって、符号化する前記方法は１セル内のセクタ数に等しいＰＲＵ構造数を有することを含み、各構造はサブキャリア及びシンボルのグリッドを備え、
前記方法は、
２つのＰＲＵ構造が他のＰＲＵ構造において対応する１セットのシンボルの同一位置にパイロットトーンを有することがないよう、１セットのシンボルにてパイロットトーンとヌルトーンとを有すること、
１つ以上のサブキャリアに渡りデータシンボルを反復することと、
共役シンボル反復と位相変化との組み合わせを使用して前記反復されたシンボルを符号化すること、を含むこと、
を特徴とする方法。
前記１セットのシンボルにおいて、他のＰＲＵ構造のパイロットトーンによって占められた位置にヌルトーンを有すること、をさらに含むこと、を特徴とする請求項４６に記載の方法。
１セル内のセクタ数は３であること、を特徴とする請求項４６に記載の方法。
前記ヌルトーンは、第１のヌルトーンセットと第２のヌルトーンセットとにさらに分類されること、を特徴とする請求項４６に記載の方法。
前記符号化され反復されるシンボルは、時間的に符号化されないシンボルの近傍に位置すること、を特徴とする請求項４６に記載の方法。
前記符号化され反復されるシンボルは、周波数において符号化されないシンボルの近傍に位置すること、を特徴とする請求項４６に記載の方法。
前記方法は、着信シンボルと前記符号化され反復されるシンボルとを同一ＰＲＵに置くことをさらに含むこと、を特徴とする請求項４６に記載の方法。
前記方法は、着信シンボルと前記符号化され反復されるシンボルとを異なるＰＲＵに置くことをさらに含むこと、を特徴とする請求項４６に記載の方法。
１つ以上のアンテナを有する受信器により受信信号を復号化する方法であって、前記信号は共役と位相変化との組み合わせを使用して符号化され、
前記方法は、
該受信信号にて共役と位相変化との組み合わせにより符号化されたシンボルを有するサブキャリアを識別するため、前記１つ以上のアンテナを通じて１つ以上の制御メッセージを受信することと、
前記識別されたサブキャリアに対し共役と位相変化との組み合わせを使用して前記信号を復号化することと、
復調のための決定基準を得るため、前記１つ以上のアンテナから前記信号をフィルタリングすることと、
当初のデータを得るため、前記信号を復調すること、を含むこと、
を特徴とする方法。
該フィルタリングは、
複合加重値により前記信号を加重するための加重値を計算することと、
前記加重された信号を総計すること、をさらに含み、
前記複合加重値は、
平均二乗誤差を極小化することと、
前記受信器の処理後ＳＩＮＲを極大化することと、の内いずれか１プロセスを使用することにより得られること、
を特徴とする請求項５４に記載の方法。
該受信信号がＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡ信号である場合、前記方法は、複素共役された該受信信号を複素共役する前に、周波数領域サブキャリアを得るため、各ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭＡシンボルをベースバンドに変換することと、ＤＦＴを取ること、をさらに含むこと、
を特徴とする請求項５４に記載の方法。
該受信信号はＳＣ−ＦＤＭＡ信号であること、を特徴とする請求項５４に記載の方法。
該受信信号はＯＦＤＭＡ信号であること、を特徴とする請求項５４に記載の方法。
チャネル推定を実行することと、
パイロットトーンから干渉共分散を推定することと、
推定されたチャネルと推定された干渉共分散とを使用してフィルタ加重値を計算すること、をさらに含むこと、
を特徴とする請求項５４に記載の方法。
チャネル推定を実行することと、
パイロットトーン及びヌルトーンから干渉共分散を推定することと、
推定されたチャネルと推定された干渉共分散とを使用してフィルタ加重値を計算すること、をさらに含むこと、
を特徴とする請求項５４に記載の方法。
前記受信信号は実数値変調を使用して変調されたパイロットを有する、を特徴とする請求項５４に記載の方法。
チャネル推定を実行することと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、推定されたチャネル状態と既知パイロットの情報とを使用して所期パイロット信号を再構成することと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、第１の干渉サンプルセットを得るため、前記受信パイロット信号から前記再構成された所期パイロット信号を差し引くことと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、第２の干渉サンプルセットを得るため、干渉サンプルの複素共役を得ることと、
前記１つ以上の各アンテナから、前記第１の干渉サンプルセット及び第２の干渉サンプルセットを使用して干渉共分散を推定することと、
推定されたチャネルと推定された干渉共分散とを使用してフィルタ加重値を計算すること、をさらに含むこと、
を特徴とする請求項６１に記載の方法。
チャネル推定を実行することと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、推定されたチャネル状態と既知パイロットの情報とを使用して所期パイロット信号を再構成することと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、第１の干渉サンプルセットを得るため、第１のＰＲＵの前記受信パイロット信号から前記再構成された所期パイロット信号を差し引くことと、
前記１つ以上の各アンテナから、前記第１のＰＲＵの前記第１の干渉サンプルセットと前記第２のＰＲＵの第２の干渉サンプルセットとを使用して干渉共分散を推定することと、
推定されたチャネルと推定された干渉共分散とを使用してフィルタ加重値を計算すること、をさらに含むこと、
を特徴とする請求項５９に記載の方法。
チャネル推定を実行することと、
パイロット信号の共分散を推定することと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、推定されたチャネル状態と既知パイロットの情報とを使用して所期パイロット信号を再構成することと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、第１のパイロット干渉サンプルセットを得るため、前記受信パイロット信号から前記再構成された所期パイロット信号を差し引くことと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、第２のパイロット干渉サンプルセットを得るため、干渉サンプルの複素共役を得ることと、
前記１つ以上の各アンテナから、前記第１のパイロット干渉サンプルセット及び第２のパイロット干渉サンプルセットを使用して第１の干渉共分散を推定することと、
第１のヌルトーンセットの共分散を推定することと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、第１のヌルトーンセットの第１のヌルトーン干渉サンプルセットを得ることと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、該第１のヌルトーンセットの第２のヌルトーン干渉サンプルセットを得るため、該第１のヌルトーンセットの干渉サンプルの複素共役を得ることと、
前記１つ以上の各アンテナから、該第１のヌルトーンセットの前記第１の干渉サンプルセットと該第１のヌルトーンセットの該第２の干渉サンプルセットとを使用して第２の干渉共分散を推定することと、
第２のヌルトーンセットの共分散を推定することと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、該第２のヌルトーンセットの第１のヌルトーン干渉サンプルセットを得ることと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、該第２のヌルトーンセットの第２の干渉サンプルセットを得るため、該第２のヌルトーンセットの該干渉サンプルの複素共役を得ることと、
前記１つ以上の各アンテナから、該第２のヌルトーンセットの前記第１の干渉サンプルセットと該第２のヌルトーンセットの該第２の干渉サンプルセットとを使用して第３の干渉共分散を推定することと、
前記第１、第２、及び第３の推定干渉共分散の内いずれか１つ以上を使用して総推定共分散を計算することと、
推定されたチャネルと前記総推定共分散とを使用してフィルタ加重値を計算すること、をさらに含むこと、
を特徴とする請求項６１に記載の方法。
チャネル推定を実行することと、
パイロット信号の共分散を推定することと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、推定されたチャネル状態と既知パイロットの情報とを使用して所期パイロット信号を再構成することと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、第１のパイロット干渉サンプルセットを得るため、第１のＰＲＵの前記受信パイロット信号から前記再構成された所期パイロット信号を差し引くことと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、第２のＰＲＵから第２のパイロット干渉サンプルセットを得るため、干渉サンプルの複素共役を得ることと、
前記１つ以上の各アンテナから、前記第１のＰＲＵの前記第１のパイロット干渉サンプルセットと前記第２のＰＲＵの該第２のパイロット干渉サンプルセットとを使用して第１の干渉共分散を推定することと、
第１のヌルトーンセットの共分散を推定することと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、前記第１のＰＲＵから第１のヌルトーンセットの第１のヌルトーン干渉サンプルセットを得ることと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、前記第２のＰＲＵから該第１のヌルトーンセットの第２のヌルトーン干渉サンプルセットを得るため、前記第２のＰＲＵから該第１のヌルトーンセットの干渉サンプルの複素共役を得ることと、
前記１つ以上の各アンテナから、前記第１のＰＲＵの該第１のヌルトーンセットの前記第１の干渉サンプルセットと前記第２のＰＲＵの該第１のヌルトーンセットの該第２の干渉サンプルセットとを使用して第２の干渉共分散を推定することと、
第２のヌルトーンセットの共分散を推定することと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、前記第１のＰＲＵから該第２のヌルトーンセットの第１のヌルトーン干渉サンプルセットを得ることと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、前記第２のＰＲＵから該第２のヌルトーンセットの第２の干渉サンプルセットを得るため、前記第２のＰＲＵから該第２のヌルトーンセットの干渉サンプルの複素共役を得ることと、
前記１つ以上の各アンテナから、前記第１のＰＲＵの該第２のヌルトーンセットの前記第１の干渉サンプルセットと前記第２のＰＲＵの該第２のヌルトーンセットの該第２の干渉サンプルセットとを使用して第３の干渉共分散を推定することと、
前記第１、第２、及び第３の推定干渉共分散の内いずれか１つ以上を使用して総推定共分散を計算することと、
推定されたチャネルと前記総推定共分散とを使用してフィルタ加重値を計算すること、をさらに含むこと、
を特徴とする請求項６１に記載の方法。
前記受信信号は実数値変調を使用して変調されたパイロットを有すること、を特徴とする請求項５４に記載の方法。
前記受信信号は複素数値変調を使用して変調されたパイロットを有すること、を特徴とする請求項５４に記載の方法。
パイロット信号と複素共役パイロット信号とを受信することと、
チャネル推定を実行することと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、推定されたチャネル状態と、既知パイロットシーケンスと、複素共役パイロットシーケンスとを使用して所期パイロット信号を再構成することと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、第１の干渉サンプルセットを得るため、前記再構成された所期パイロット信号を、対応する受信パイロット信号から、差し引くことと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、第２の干渉サンプルセットを得るため、前記再構成された所期複素共役パイロット信号を、対応する受信複素共役パイロット信号から、差し引くことと、
前記１つ以上の各アンテナから、前記第１の干渉サンプルセット及び第２の干渉サンプルセットを使用して干渉共分散を推定することと、
推定されたチャネルと推定された干渉共分散とを使用してフィルタ加重値を計算こと、をさらに含むこと、
を特徴とする請求項６７に記載の方法。
チャネル推定を実行することと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、推定されたチャネル状態と、既知パイロットシーケンスと、複素共役パイロットシーケンスとを使用して所期パイロット信号を再構成することと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、第１の干渉サンプルセットを得るため、前記再構成された初期パイロット信号を、第１のＰＲＵの対応する受信パイロット信号から、差し引くことと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、第２の干渉サンプルセットを得るため、前記再構成された所期複素共役パイロット信号を、第２のＰＲＵの対応する受信複素共役パイロット信号から、差し引くことと、
前記１つ以上の各アンテナから、前記第１のＰＲＵの前記第１の干渉サンプルセットと前記第２のＰＲＵの該第２の干渉サンプルセットとを使用して干渉共分散を推定することと、
推定されたチャネルと推定された干渉共分散とを使用してフィルタ加重値を計算こと、をさらに含むこと、
を特徴とする請求項６７に記載の方法。
チャネル推定を実行することと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、推定されたチャネル状態と既知パイロットの情報とを使用して所期パイロット信号を再構成することと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、第１のパイロット干渉サンプルセットを得るため、前記再構成された所期パイロット信号を、対応する受信パイロット信号から、差し引くことと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、第２のパイロット干渉サンプルセットを得るため、前記再構成された所期複素共役パイロット信号を、対応する受信複素共役パイロット信号から、差し引くことと、
前記１つ以上の各アンテナから、前記第１のパイロット干渉サンプルセット及び第２のパイロット干渉サンプルセットを使用して第１の干渉共分散を推定すること、を含む、パイロット信号の共分散を推定することと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、第１のヌルトーンセットの第１のヌルトーン干渉サンプルセットを得ることと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、該第１のヌルトーンセットの第２のヌルトーン干渉サンプルセットを得ることと、
前記１つ以上の各アンテナから、該第１のヌルトーンセットの前記第１の干渉サンプルセットと該第１のヌルトーンセットの該第２の干渉サンプルセットとを使用して第２の干渉共分散を推定すること、を含む、該第１のヌルトーンセットの共分散を推定することと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、第２のヌルトーンセットの第１のヌルトーン干渉サンプルセットを得ることと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、該第２のヌルトーンセットの第２のヌルトーン干渉サンプルセットを得ることと、
前記１つ以上の各アンテナから、該第２のヌルトーンセットの前記第１の干渉サンプルセットと該第２のヌルトーンセットの該第２の干渉サンプルセットとを使用して第３の干渉共分散を推定すること、を含む、該第２のヌルトーンセットの共分散を推定することと、
前記第１、第２、及び第３の推定干渉共分散の内いずれか１つ以上を使用して総推定共分散を計算することと、
推定されたチャネルと前記総推定共分散とを使用してフィルタ加重値を計算すること、をさらに含むこと、
を特徴とする請求項６７に記載の方法。
チャネル推定を実行することと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、推定されたチャネル状態と既知パイロットの情報とを使用して所期パイロット信号を再構成することと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、第１のパイロット干渉サンプルセットを得るため、前記再構成された所期パイロット信号を、第１のＰＲＵの受信パイロット信号から、差し引くことと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、第２のパイロット干渉サンプルセットを得るため、前記再構成された所期複素共役パイロット信号を、対応する受信複素共役パイロット信号から、差し引くことと、
前記１つ以上の各アンテナから、前記第１のＰＲＵの前記第１のパイロット干渉サンプルセットと前記第２のＰＲＵの該第２のパイロット干渉サンプルセットとを使用して第１の干渉共分散を推定すること、を含む、パイロット信号の共分散を推定することと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、前記第１のＰＲＵから第１のヌルトーンセットの第１のヌルトーン干渉サンプルセットを得ることと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、前記第２のＰＲＵから該第１のヌルトーンセットの第２のヌルトーン干渉サンプルセットを得ることと、
前記１つ以上の各アンテナから、前記第１のＰＲＵの該第１のヌルトーンセットの前記第１の干渉サンプルセットと前記第２のＰＲＵの該第１のヌルトーンセットの該第２の干渉サンプルセットとを使用して第２の干渉共分散を推定すること、を含む、該第１のヌルトーンセットの共分散を推定することと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、前記第１のＰＲＵから第２のヌルトーンセットの第１のヌルトーン干渉サンプルセットを得ることと、
前記１つ以上の各アンテナにつき、前記第２のＰＲＵから該第２のヌルトーンセットの第２のヌルトーン干渉サンプルセットを得ることと、
前記１つ以上の各アンテナから、前記第１のＰＲＵの該第２のヌルトーンセットの前記第１の干渉サンプルセットと前記第２のＰＲＵの該第２のヌルトーンセットの該第２の干渉サンプルセットとを使用して第３の干渉共分散を推定すること、を含む、該第２のヌルトーンセットの共分散を推定することと、
前記第１、第２、及び第３の推定干渉共分散の内いずれか１つ以上を使用して総推定共分散を計算することと、
推定されたチャネルと前記総推定共分散とを使用してフィルタ加重値を計算すること、をさらに含むこと、
を特徴とする請求項６７に記載の方法。
１つ以上のアンテナを有する受信器であって、前記受信器は共役と位相変化との組み合わせを使用して符号化された受信信号を復号化するように構成され、
前記受信器は、
該受信信号にて共役と位相変化との組み合わせにより符号化されたシンボルを有するサブキャリアを識別するため、前記１つ以上のアンテナを通じて１つ以上の制御メッセージを受信することと、
前記識別されたサブキャリア上で共役と位相変化との組み合わせを使用して前記信号を復号化することと、
復調のための決定基準を得るため、前記１つ以上のアンテナから前記信号をフィルタリングすることと、
当初のデータを得るため、前記信号を復調すること、を含む、方法を使用して前記信号を復号化すること、
を特徴とする受信器。
少なくとも複数の空間的に離隔された送信器を備える無線通信ネットワークにおいて干渉軽減を強化する方法であって、
前記方法は、
ユーザから品質基準データを受信することと、
干渉軽減を必要とする領域及びユーザを識別することと、
識別された領域にて性能を強化するため複素共役反復と位相変化との組み合わせを使用する送信器と、を含むこと、
を特徴とする方法。
干渉軽減を必要とするユーザの該識別は、
ユーザが干渉軽減を必要とするか否かを決定するためロングタームＳＩＮＲを使用することと、
前記ユーザのため変調及び符号化方式の変更が必要か否かを決定するためショートタームＳＩＮＲを使用すること、をさらに含むこと、
を特徴とする請求項７３に記載の方法。
該品質基準はベストＬサブ周波数バンドの処理後ＳＩＮＲであること、を特徴とする請求項７３に記載の方法。
干渉軽減を必要とする領域は、ユーザからの要請に基づき識別されること、を特徴とする請求項７３に記載の方法。
干渉軽減を必要とするユーザは、所定の閾レベルを下回る品質基準に基づき識別されること、を特徴とする請求項７３に記載の方法。
干渉軽減を必要とする領域は、ユーザのチャネル品質フィードバックに基づき識別されること、を特徴とする請求項７３に記載の方法。
該送信器は基地局であること、を特徴とする請求項７３に記載の方法。
該送信器は移動局であること、を特徴とする請求項７３に記載の方法。
該変調及びチャネル符号化方式は、アップリンクにおいて干渉軽減のため変更され得ること、を特徴とする請求項７３に記載の方法。
該変調及びチャネル符号化方式は、ダウンリンクにおいて干渉軽減のため変更され得ること、を特徴とする請求項７３に記載の方法。
該変調及びチャネル符号化方式を変更する際に領域に属するユーザは識別され、前記領域は前記ネットワークにとって共通であること、を特徴とする請求項７３に記載の方法。
領域に属するユーザは識別され、前記領域は前記ネットワークにおいて１グループの送信器にとって共通であること、を特徴とする請求項７３に記載の方法。
前記既定領域内の領域は１つ以上の基準、すなわち、
領域は既定周波数区分の一部であること、
領域は既定サブフレームの一部であること、及び
領域は既定時間・周波数領域の一部であること、
に基づき既定されること、
を特徴とする請求項７３に記載の方法。
該送信器は互いに独立して通信でき、且つ干渉軽減を必要とする領域のサイズについて決定を下すことができ、前記決定はユーザチャネル品質フィードバックに基づき下されること、を特徴とする請求項７３に記載の方法。
該送信器はマスタコントローラに対し通信でき、前記マスタコントローラは干渉軽減を必要とする領域のサイズについて決定を下すことができ、前記決定は前記送信器に対するユーザフィードバックに基づき下されること、を特徴とする請求項７３に記載の方法。
少なくとも複数の空間的に離隔された送信器を備える無線通信ネットワークであって、
ユーザから品質基準データを受信し、
干渉軽減を必要とする領域を識別し、且つ
識別された領域にて性能を強化するため複素共役反復と位相変化との組み合わせを使用するように構成されること、
を特徴とする無線通信ネットワーク。
少なくとも複数の空間的に離隔された送信器を備える無線通信ネットワークであって、
ユーザから品質基準データを受信し、
前記品質基準データをマスタコントローラへ転送し、
干渉軽減を必要とする領域に関する通知を受信し、且つ、
識別された領域にて性能を強化するため複素共役反復と位相変化との組み合わせを使用するように構成され、
マスタコントローラは、
ユーザから前記複数の空間的に離隔された送信器を通じて品質基準データを受信し、
干渉軽減を必要とする領域を識別し、且つ、
干渉軽減を必要とする領域について前記送信器に通知するように構成されること、
を特徴とする無線通信ネットワーク。