JP2011200094A

JP2011200094A - 直列共振コンバータ

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Publication number: JP2011200094A
Application number: JP2010126580A
Authority: JP
Inventors: Jim H Liang; 錦宏梁
Original assignee: Skynet Electronic Co Ltd
Current assignee: Skynet Electronic Co Ltd
Priority date: 2010-03-22
Filing date: 2010-06-02
Publication date: 2011-10-06
Also published as: US20110228566A1; TW201134073A; US8406018B2; TWI397245B

Abstract

【課題】過負荷遅延と短絡保護機制を備えた直列共振コンバータを提供する。
【解決手段】本発明による直列共振コンバータは過負荷遅延回路６２と、電圧検出回路６１と、変換器Ｔ１と、共振制御チップＩＣと、２つの一時側のパワースイッチＱ１，Ｑ２と、短絡保護回路とを含む。電圧検出回路６１は変換器Ｔ１の二次側負荷に対応する一次側の電圧リップルレベルを検出し、直流検出レベルを生成する。過負荷遅延回路６２は直流検出レベルを受け、直流検出レベルが第１参照レベルを超えるとタイマーを起動し、直流検出レベルが第１参照レベルを超えて、所定の遅延時間を経過したときに第１制御信号を生成し、第１制御信号を共振制御チップに伝送し、共振制御チップＩＣによって２つの一次側パワースイッチＱ１，Ｑ２を制御し、直列共振コンバータが所定の遅延時間を経過し過熱による焼損を避ける。
【選択図】図６

Description

本発明は一種の直列共振コンバータ（ＳｅｒｉｅｓＲｅｓｏｎａｎｔＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）に関し、特に一種の過負荷遅延と短絡保護を備えた直列共振コンバータに関する。本発明の直列共振コンバータは二次側負荷の大きさによって電流を出力できるほか、二次側に過負荷が発生したときに、所定の遅延時間内に安定に稼働できる。さらに、二次側で短絡が発生した場合、ただちにコンバータを閉鎖し、二次側の過負荷または短絡が継続されて直列共振コンバータの過熱による焼損事故を有効に避けられる。

現在のコンピュータ、周辺装置そして多くの電子計器など幅広くに使用されている電源システムは図１に示す分散式電圧調節システム（Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄｖｏｌｔａｇｅｒｅｇｕｌａｔｉｏｎ，ＤＰＳ）である。この種の分散式電圧調節システムは高効率、高信頼性および高い柔軟性の入力電圧等の長所を有する。電気回路の構造は前置の力率補正回路（ＰｏｗｅｒＦａｃｔｏｒＣｏｒｒｅｃｔｉｏｎＣｉｒｃｕｉｔ，ＰＦＣ）１０と後段の直流-直流変換器（ＤＣ／ＤＣＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）１１を含む。そのうち、前置の力率補正回路１０は昇圧構造であり、主に８５〜２６５ボルトの交流入力電圧の電源高調波を打ち消して、３８０〜４００ボルトの安定な直流電圧を獲得する。後段の直流-直流変換器１１は主に直流電圧を分離した上、各設備または計器内部素子１２、１３および１４に必要な異なる直流電圧値を供給する。

一般として、図１に示すように、前置の力率補正回路１０の設計にあたり、十分な電源ホールドアップ時間（ＨｏｌｄＵｐＴｉｍｅ）に配慮しておかないと、交流入力電気の瞬間的な断続によるスイッチング・シャットダウン（ＳｈｕｔＤｏｗｎ）の問題を引き起こす。さらに、後段の直流-直流変換器１１の設計にあたり、高い入力電圧で稼働可能かを配慮しなければならない。このほか、高い入力電圧での稼働効率を維持するには、パワーロスを最小に抑えなければならない。しかし、これらは従来の直流−直流変換器にとって困難がある。従来のパルス幅変調（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ，ＰＷＭ）変換器の例を見ると、入力電圧が高電圧のとき、変換効率が低くなるほか、幅広い出力電圧レンジを達成できない。さらに、従来のパルス幅変調変換器のパワー素子（たとえば、酸化金属半導体電界効果トランジスター，ＭＯＳＦＥＴ）はスイッチとして機能し、スイッチング方式にてエネルギーが伝送されている。このため、単位時間のスイッチング頻度の増加によって、スイッチング損失（ＳｗｔｉｃｈｉｎｇＬｏｓｓ）と電磁障害（ＥＭＩ）の大幅増等の問題を引き起こす。

そこで、柔軟なスイッチング技術に基づいて設計された共振コンバータ（ＲｅｓｏｎａｎｔＣｏｎｖｅｔｅｒ）が発明された。共振コンバータの主な原理は変圧器の一次側に直列、並列または直・並列によって、共振インダクターと共振コンデンサーを追加し、共振制御チップが共振原理によって、パワー素子にゼロ電圧またはゼロ電流になるようにスイッチングさせ、パワー素子のスイッチングロスの改善でもって、全体の変換効率を向上する。近年は共振制御チップとパワー素子の製造技術の日進月歩に加えて、価格も次第に安くなった結果、共振コンバータも業者に好まれて、各種電子装置または計器に幅広く使用するようになった。そのうち、特に直列共振コンバータ（ＳｅｒｉｅｓＲｅｓｏｎａｎｔＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）は高い入力電圧と高効率のほか、出力電圧レンジが広い等の特性を有するため、特に業者に歓迎されている。

通常、業者でよく使用されている直列共振コンバータは図２に示すように、主に入力電圧フィルタコンデンサーＣｉｎと、共振制御チップＩＣと、第１パワースイッチＱ１と、第２パワースイッチＱ２と、共振誘導子Ｌｒと、共振コンデンサーＣｒと、変圧器Ｔ１と、２つの二次側整流ダイオードＤ１、Ｄ２と、出力電圧フィルタコンデンサーＣｏｕｔとを含む。そのうち、入力電圧フィルタコンデンサーＣｉｎの正負極は入力電圧Ｖｉｎの正負極に架設され、その上に直列の第１パワースイッチＱ１と第２パワースイッチＱ２が並列接続されている。第１パワースイッチＱ１と第２パワースイッチＱ２のゲート電極は共振制御チップＩＣの対応のピンに接続する。共振制御チップＩＣは知名なチップメーカーＳＴＭｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ社型式番号ＳＴＬ６５９９Ａの高圧共振コントローラー（Ｈｉｇｈ−ＶｏｌｔａｇｅＲｅｓｏｎａｎｔＣｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）を例示すると、共振制御チップＩＣと第１パワースイッチＱ１のゲート電極と接続するピン番号はＨＶＧであり、共振制御チップＩＣと第２パワースイッチＱ２のゲート電極と接続の制御ピン番号はＬＶＧである。第１パワースイッチＱ１のドレイン電極は入力電圧フィルタコンデンサーＣｉｎの正極に、ソース電極と第２パワースイッチＱ２のドレイン電極に、第２パワースイッチＱ２のソース電極は入力電圧フィルタコンデンサーＣｉｎの負極にそれぞれ接続することによって、入力電圧フィルタコンデンサーＣｉｎより安定な入力電圧を変圧器Ｔ１の使用に提供できる。変圧器Ｔ１は主に隔離機能を提供する。一次コイルＮＰと２つの二次コイルＮＳ１、ＮＳ２とを備え、一次コイルＮＰの一端は共振コンデンサーＣｒの正極に接続し他端は共振誘導子Ｌｒによって、第１、第２パワースイッチＱ１、Ｑ２の回路を介して、共振制御チップＩＣの対応のセンサーピンＯＵＴに接続する。共振コンデンサーＣｒの負極は第２パワースイッチＱ２のソース電極と接続し、２つの二次コイルＮＳ１、ＮＳ２の一端は出力電圧フィルタコンデンサーＣｏｕｔの正極に、他端は各二次側整流ダイオードＤ１、Ｄ２の負端に接続する。各二次側の整流ダイオードＤ１、Ｄ２の正極は出力電圧フィルタコンデンサーＣｏｕｔの負極に接続することによって、出力電圧フィルタコンデンサーＣｏｕｔより安定な直流出力電圧Ｖｏｕｔを出力端に架設された負荷に提供することができる。この種の公知直列共振コンバータの稼働原理は、共振制御チップＩＣを利用し、一次が和に直列接続された共振誘導子Ｌｒと共振コンデンサーＣｒの抵抗特性に従い、２つのパワースイッチＱ１、Ｑ２のスイッチング周波数を制御することによって、直列共振コンバータを出力端に架設された負荷に従い、安定した出力電圧を提供する。

業者は従来この種の公知の直列共振コンバータを設計するとき、図２に示すように、短時間のピーク負荷を引き起こす電子装置または計器での利用を配慮し、ピーク負荷（ＰｅａｋＬｏａｄ）状態で稼働できるように設計している。つまり、定格負荷が１００ワットの直列共振コンバータを２００ワットのピーク負荷で稼働するようにできる設計がされる。しかし、このような便宜策は低いレベルの設計と製造コストによるもので、直列共振コンバータより電子装置または計器の特殊機能（一時的なピーク負荷を引き起こす）の起動に必要なハイパワーを提供する。その例として、ファクシミリがサーマル記録ヘッドを起動するための一時的なピーク負荷等がある。よって、直列共振コンバータをピーク負荷状態に稼働し続け、過熱による焼損問題を避けるため、業者は図３に示すように、この種の直列共振コンバータの一次側に検出回路３０を追加し、共振コンデンサーＣｒ端の電圧リップルをサンプリング（Ｓａｍｐｌｉｎｇ）する。その理由は直列共振コンバータの二次側の出力端の負荷が大きいほど、検出回路３０のサンプリング電圧リップルも多きルなる。よって、検出回路３０にある２つの整流ダイオードによってサンプリングする電圧リップルに全波整流を行うことによって、二次側負荷に等比例する直流検出レベルが得られる。引き続き、検出回路３０は電流検出レベルを共振制御チップＩＣの過電流検出ピンＩＳＥＮに伝送される。共振制御チップＩＣがＳＴＭｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ社の型式番号ＳＴＬ６５９９Ａの高圧共振コントローラーを例示すると、図４に示すように、共振制御チップＩＣ内部に備える比較器ＯＣＰによって直流検出レベルと参照レベル（たとえば、０．８ボルト）との比較が行われる。従って、共振制御チップＩＣの過電流検出ピンＩＳＥＮによって直流検出レベルが比較器ＯＣＰの参照レベル０．８ボルトを超えることを検出されたとき、直列共振コンバータがピーク負荷にあることを意味する。このとき、比較器ＯＣＰより制御信号が発信され、かつ共振制御チップＩＣの制御回路ＣｏｎｔｒｏｌＬｏｇｉｃに伝送されて、制御回路ＣｏｎｔｒｏｌＬｏｇｉｃは共振制御チップＩＣの遅延ピンＤＥＬＡＹを介して、第１外部コンデンサーＣ４１の充電が行われる。つまり、ピーク負荷の遅延タイマーが起動される。同時に、制御回路ＣｏｎｔｒｏｌＬｏｇｉｃによって共振制御チップＩＣ内部スイッチＱ４１を導通させ、共振制御チップＩＣの放電ピンＣｓｓを介して、第２外部コンデンサーＣ４２の放電を行い、稼働周波数を引き上げて、直列共振コンバータの出力パワーを軽減させる。

前述のやり方から、明らかのようにＳＴＭｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ社の型式番号ＳＴＬ６５９９Ａの共振制御チップＩＣに過負荷保護機制が設計されているにもかかわらず、業者はこの共振制御チップＩＣの過負荷保護機制を利用するとともに、当該２つのパワースイッチＱ１、Ｑ２の操作周波数が引き上げられたため、直列共振コンバータの出力パワーが制限され、直列共振コンバータは出力端のピーク負荷に従って然るべきハイパワーの出力が維持できなくなる。よって、直列共振コンバータは多くの電子装置または計器が特殊機能を一時的に起動するためのハイパワーを提供することができない。つまり、業者が設計された公知の直列共振コンバータには、ピーク負荷の稼働状態を所定の遅延時間に維持してからオフする機制を実現できない。この種の遅延とパワー抑制の共振制御チップは、前記ＳＴＭｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ社の型式番号ＳＴＬ６５９９Ａの高圧共振コントローラーのほか、知名なチップメーカーＮＸＰＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒｓ社の型式番号ＴＥＡ１７１３の高圧共振コントローラーがある。ＴＥＡ１７１３高圧共振コントローラーにも同じ機能が設計されている。共振コントローラーによって直列共振コンバータの出力端にピーク負荷が検出されたとき、内部のタイマーを起動するとともに、稼働周波数を引き上げて、直列共振コンバータの出力パワーを素早く低い出力パワーに抑制される。

前述の通り、業者は公知の直列共振コンバータを設計するとき、市販の共振制御チップは直列共振コンバータのピーク負荷を所定の遅延時間に稼働してから閉鎖させる機制を利用できないため、多くの公知の直列共振コンバータを取り付けた電子装置または計器は、特殊機能のために一時的なピーク負荷を起動必要なとき、順調に起動できないことがある。よって、市販の共振制御チップを利用した簡単な回路設計でもって、設計・製造された直列共振コンバータは実務の需要に従ってピーク負荷での稼働を可能にするほか、電子装置または計器は特殊機能のためピーク負荷を一時的に起動できる。すなわち、直列共振コンバータはピーク負荷を所定の遅延時間を維持された後にオフし、直列共振コンバータが過負荷状態で継続使用され過熱による焼損を避けることは、本発明の重要な検討課題である。

公知の直列共振コンバータの問題と欠点について、発明者は長年の実務経験と研究を重ねた結果、本発明の過負荷遅延と短絡保護機制を備えた直列共振コンバータを発明しました。本発明は、直列共振コンバータをピーク負荷での稼働を可能にするほか、ピーク負荷が所定の遅延時間を経過した後に直列共振コンバータをオフし、過負荷の状態で稼働し続けて過熱による焼損問題を避ける。

本発明は、一種の過負荷遅延と短絡保護機制を備えた直列共振コンバータを提供する。主に過負荷遅延回路と、電圧検出回路と、変圧器と、共振制御チップと２つの一次側パワースイッチとを含む。電圧検出回路は変圧器の一次側の二次側に対応する電圧リップルレベルを検出した上、直流検出レベルを生成し、直流検出レベルが参照レベルを超えるとにタイマーを起動し、直流検出レベルは第１参照レベルを超えて、所定の遅延時間を経過したときに、第１制御信号を生成し、共振制御チップに転送する。共振制御チップは一次側パワースイッチの稼働周波数を制御し、変圧器の出力パワーを上げ、所定の遅延時間を経過した後、過負荷遅延回路によって直流検出レベルは第１参照レベルを超えていると判断されたとき、直列共振コンバータをオフにし、直列共振コンバータを過負荷の状態で稼働し続けて過熱による焼損問題を避ける。

本発明は、一種の過負荷遅延と短絡保護を備えた直列共振コンバータを提供する。本発明の直列共振コンバータは、主に過負荷遅延回路と、電圧検出回路と、変圧器と、共振制御チップと２つの一次側パワースイッチと、短絡保護回路とを含む。電圧検出回路は変圧器の一次側に直列接続した共振コンデンサーの電圧リップルレベルを検出し、直流検出レベルを生成する。過負荷遅延回路は直流検出レベルを受け、直流検出レベルが第１参照レベルを超えるとタイマーを起動し、直流検出レベルが第１参照レベルを超えて、一定の遅延時間を超えると第１制御信号を生成し、共振制御チップに伝送する。共振制御チップはただちに直列共振コンバータをオフにする。短絡保護回路は過負荷遅延回路と並列接続し、電圧検出回路より伝送される直流検出レベルを受け、直流検出レベルが第２参照レベルを超えると第２制御信号を生成し、第２制御信号を共振制御チップに伝送する。共振制御チップは一次側パワースイッチを制御し、直列共振コンバータをオフにする。第２参照レベルが第１参照レベルを超えたということは、変圧器の二次側負荷はもう短絡したということ。このように、本発明の直列共振コンバータは二次側負荷の大きさによって電流を出力できるほか、二次側が過負荷の状態においても、安定に所定の遅延時間内に稼働できる。そして、二次側に短絡が発生したとき、ただちに直列共振コンバータをオフにし、直列共振コンバータの過負荷または短絡による焼損問題を有効に避けられる。

公知の分散式電圧調節システムの構造を示す図である。公知の直列共振コンバータの電気回路を示す図である。一次側に検出回路が設けられた直列共振コンバータの電気回路を示す図である。ＳＴＭｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ社の型式番号ＳＴＬ６５９９Ａの高圧共振コントローラーの電気回路を示す図である。本発明の第１実施形態の電気回路を示す図である。本発明の第１実施形態もう一つの検出態様の電気回路を示す図である。本発明の第１実施形態また一つの検出態様の電気回路を示す図である。本発明の第１実施形態さらに一つの検出態様の電気回路を示す図である。本発明の第２実施形態の電気回路を示す図である。図９の電子回路の詳細を示す図である。図１０に基づいて製作された電気回路図である。図１１に示す本実施形態の直列共振コンバータを実測したとき、直流検出レベルが第１参照レベルを超えたとき、共振制御チップによって変圧器の出力パワーが所定の遅延時間に維持され、かつ所定の遅延時間を経過してから、変圧器の出力を中止した後に実測したときの波形を示す図である。図１１に示す本実施形態の直列共振コンバータを実測したとき、直流検出レベルが第２参照レベルを超えたとき、共振制御チップによって変圧器の出力を中止した後に実測したときの波形を示す図である。

審査官の方々が本発明の目的、構造及びその効果のさらなる認識と理解を図るため、以下の通り実施例と図式を合わせて、詳細を説明する。
（第１実施形態

本発明の第１実施形態は一種の過負荷遅延と短絡保護機制を備えた直列共振コンバータを提供する。図５に示す通り、本実施形態による直列共振コンバータ（ＳｅｒｉｅｓＲｅｓｏｎａｎｔＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）は入力電圧フィルタコンデンサーＣｉｎと、共振制御チップＩＣと、２つの一次側パワースイッチ（第１パワースイッチＱ１と第２パワースイッチＱ２）と、共振誘導子Ｌｒと共振コンデンサーＣｒと電圧検出回路６１と、過負荷遅延回路６２と、変圧器Ｔ１と、２つの二次側整流ダイオードＤ１、Ｄ２と、出力電圧フィルタコンデンサーＣｏｕｔとを含む。入力電圧フィルタコンデンサーＣｉｎの正負極は直流入力電圧Ｖｉｎの正負極に架設され、直列接続された第１パワースイッチＱ１と第２パワースイッチＱ２が並列接続されている。第１パワースイッチＱ１と第２パワースイッチＱ２のゲート電極は共振制御チップＩＣに対応した制御ピンＨＶＧ、ＬＶＧと接続し（共振制御チップＩＣはチップメーカーＳＴＭｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ社の型式番号ＳＴＬ６５９９Ａの高圧共振コントローラーを例示する）。第１パワースイッチＱ１のドレイン電極は入力電圧フィルタコンデンサーＣｉｎの正極に、ソース電極は第２パワースイッチＱ２のドレイン電極に、第２パワースイッチＱ２のソース電極は入力電圧フィルタコンデンサーＣｉｎの負極にそれ接続することによって、入力電圧フィルタコンデンサーＣｉｎは変圧器Ｔ１に安定した入力電圧を提供する。変圧器Ｔ１は主に隔離の働きを提供する。一次コイルＮＰと２つの二次コイルＮＳ１、ＮＳ２が変圧器Ｔ１に設けられ、一次コイルＮＰの一端は共振コンデンサーＣｒの正極に接続され、他端は共振誘導子Ｌｒを介して、２つのパワースイッチＱ１、Ｑ２間の回路に接続される。共振コンデンサーＣｒの負極は第２パワースイッチＱ２のソース電極と接続する。電圧検出回路６１は共振コンデンサーＣｒと一次コイルＮＰとの間の回路に接続し、共振コンデンサーＣｒの電圧リップルレベルを検出した上、直流検出レベルを生成する。電圧リップルレベルは二次側の負荷に対応する。過負荷遅延回路６２は電圧検出回路６１と共振制御チップＩＣの過電流検出ピンＩＳＥＮとに接続され、電圧検出回路６１から伝送される直流検出レベルを受け、直流検出レベルが第１参照レベルを超えるとタイマーを起動し、直流検出レベルが第１参照レベルを超えて、所定の遅延時間を経過した後に、第１制御信号を生成して、第１制御信号を過電流検出ピンＩＳＥＮに伝送する。共振制御チップＩＣは２つのパワースイッチＱ１、Ｑ２を制御して直列共振コンバータをオフにする。それで、直列共振コンバータのピーク負荷が所定の遅延時間を超えたことによる焼損問題を避ける。よって、所定の遅延時間において共振制御チップは一次側パワースイッチの稼働周波数を制御し続け、変圧器の出力パワーを維持する。よって、本発明の直列共振コンバータを取り付けた電子装置または設備は、ピーク負荷を必要とする特殊機能を一時的に起動できる。一方、所定の遅延時間を経過しても、直流検出レベルはなお第１参照レベルを超えるとき、共振制御チップＩＣは過負荷遅延回路６２からの第１制御信号によって、直列共振コンバータをオフし、直列共振コンバータの過負荷時間が長くなり過熱による焼損問題を避ける。

第１実施形態において、２つの二次コイルＮＳ１、ＮＳ２の一端を出力電圧フィルタコンデンサーＣｏｕｔの正極に、他端を二次整流ダイオードＤ１、Ｄ２の負極に、各二次整流ダイオードＤ１、Ｄ２の正極を出力電圧フィルタコンデンサーＣｏｕｔの負極にそれぞれ接続することによって、出力電圧フィルタコンデンサーＣｏｕｔにより安定した直流出力電圧Ｖｏｕｔを出力端に架設された負荷に提供できる。ここで、特に説明することは、第１実施形態に述べた二次整流ダイオードＤ１、Ｄ２はその他整流ダイオードと同効果の同期整流器を使用してもよい。

図５は本発明による好ましい実施例を示すものが、実施するときはこれに限ることはない。実務上の必要により、直列共振コンバータの一次側または二次側いずれかの回路設計を変更できる。ただし、直列共振コンバータの一次側または二次側いずれかの回路設計が変更されても、本発明で特許を請求する保護回路は直列共振コンバータに応用する回路構造を指す。よって、本発明の設計理念に基づき、直列共振コンバータにおいて、過負荷遅延回路６２と電圧検出回路６１を増設し、電圧検出回路６１が変圧器Ｔ１の一次側に直列された共振コンデンサーＣｒの電圧リップルレベルを検出した上、直流検出レベルを生成し、過負荷遅延回路６２がこの直流検出レベルを受け、直流検出レベルが第１参照レベルを超えると、タイマーを起動し、直流検出レベルが第１参照レベルを超えて所定の遅延時間を経過した後に、第１制御信号を生成して共振制御チップＩＣに伝送する。共振制御チップＩＣによって、２つの一次側パワースイッチＱ１、Ｑ２を制御し直列共振コンバータをオフにして、直列共振コンバータのピーク負荷による焼損問題を避ける。

このほか、本発明において、電圧検出回路６１の目的は二次側の負荷電流大きさの検出であるため、共振コンデンサーによって、二次側に対応する共振コンデンサーＣｒの電圧リップルレベルを検出できるほか、図６ないし８に示す以下の３つの検出態様で同じ目的を達成できる。

（イ）図６を参照する。共振コンデンサーＣｒの負極に検出抵抗ＲＳを直列接続して、電圧検出回路６１を検出抵抗ＲＳの両端部に架設させ、検出抵抗ＲＳの二次側負荷に対応する電圧リップルレベルのサンプリングを行なう。

（ロ）図７を参照する。共振コンデンサーＣｒの負極に電流変換器（ＣｕｒｒｅｎｔＴｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）ＣＴを直列接続することによって、電圧検出回路６１を変流器ＣＴの両端部に架設させ、変流器ＣＴの二次側負荷に対応する電圧リップルレベルのサンプリングを行なう。

（ハ）図８を参照する。共振誘導子Ｌｒに三次コイルＮＳ３を増設し、電圧検出回路をこの三次コイルＮＳ３の両端部に架設させ、三次コイルＮＳ３の二次側負荷に対応する電圧リップルレベルのサンプリングを行なう。

（第２実施形態）
本発明の第２実施形態による過負荷遅延と短絡保護機制を備えた直列共振コンバーについて、図９を参照して説明する。直列共振コンバータは図５に示す過負荷遅延回路６２に短絡保護回路６３が並列に接続されている。その主な目的は所定の遅延時間に共振制御チップが一次側パワースイッチの稼働周波数を継続的に制御し、変圧器の出力パワーを維持するときに、変圧器Ｔ１の二次側に短絡が発生し直列共振コンバータの過熱による焼損を防止する。

図９を引き続き参照する。第２実施形態において、短絡保護回路６３は過負荷遅延回路６２と並列接続されているため、電圧検出回路６１からの直流検出レベルを受けることができ、直流検出レベルが第２参照レベルを超えると、第２制御信号を生成する。第２制御信号が第１参照レベルより大きい場合は、変圧器Ｔ１の二次側の負荷の短絡を意味する。このとき、短絡保護回路６３は第２制御信号を共振制御チップＩＣの過電流検出ピンＩＳＥＮに伝送し、共振制御チップＩＣによって２つのパワースイッチＱ１、Ｑ２の操作周波数を制御し直列共振コンバータをただちにオフする。このように、本実施形態の直列共振コンバータは二次側負荷によって電流を出力できるほか、二次側が過負荷の状態においても、なお安定に所定の遅延時間内に稼働できる。そして、二次側に短絡が発生したとき、ただちに直列共振コンバータをオフにし、直列共振コンバータの過負荷または短絡による焼損問題を有効に避けられる。

本発明による直列共振コンバータの実施可能性を確認するため、発明者は図９に示す回路構造に基づき、細部の回路を実際に設計しました。図１０（回路の簡素化のため、共振制御チップを表示していない）に示すように、電圧検出回路６１は直列接続のＲＣ回路（すなわち、抵抗Ｒ１とコンデンサーＣ１）に並列接続のＲＣ回路（すなわち、抵抗Ｒ２とコンデンサーＣ２）と組み合わせて、共振コンデンサーＣｒの電圧リップルに対してサンプリング（Ｓａｍｐｌｉｎｇ）を行ない、変圧器Ｔ１の二次側の負荷が大きいほど、サンプリングされた電圧リップルも大きくなる。引き続き、電圧検出回路６１は２つの整流ダイオードＤ６０、Ｄ６１を利用し、サンプリングされた電圧を全波整流した後に、二次側負荷に等比例する直流検出レベルを得て、この直流検出レベルを過負荷遅延回路６２に伝送する。この過負荷遅延回路６２は第１比較器６２１と第１遅延タイマー６２２とを含む。第１比較器６２１は電圧検出回路６１より伝送された直流検出レベルを受け、直流検出レベルが第１参照レベルＶｒｅｆ１を超えていたことが検出されたときに、第１遅延タイマー６２２を起動して時間が計上される。この遅延期間は第１遅延タイマー６２２の容量値を調節することによって調整できる。第１遅延タイマー６２２によって直流検出レベルが第１参照レベルＶｒｅｆ１を超えて所定の遅延時間に達したことが検出されたときに、第１遅延タイマー６２２より第１制御信号を生成して、共振制御チップＩＣの過電流検出ピンＩＳＥＮに伝送する。共振制御チップＩＣによって２つのパワースイッチＱ１、Ｑ２の稼働周波数を制御し、直列共振コンバータをただちにオフにし、直列共振コンバータのピーク負荷の時間が所定の遅延時間を超えたための焼損問題を避ける。

引き続き、図１０を参照する。短絡保護回路６３は第２比較器６３１と第２遅延タイマー６３２とを含む。第２比較器６３１は電圧検出回路６１より伝送された直流検出レベルを受け、直流検出レベルが第２参照レベルＶｒｅｆ２を超えていたことを検出すると、第２遅延タイマー６３２を起動させる。このとき、第２参照レベルＶｒｅｆ２は第１参照レベルＶｒｅｆ１より大きいことは、変圧器Ｔ１の二次側負荷が短絡であることを意味する。さらに、第２遅延タイマー６３２の容量値は、第２遅延タイマー６３２がただちに第２制御信号を生成できるように設計される。第２遅延タイマー６３２は第２制御信号を共振制御チップＩＣの過電流検出ピンＩＳＥＮに伝送する。共振制御チップＩＣによってこの２つのパワースイッチＱ１、Ｑ２の操作周波数を制御し、直列共振コンバータをただちにオフして、直列共振コンバータの二次側負荷の短絡で過熱による焼損を避けられる。

さらに、発明者は本発明による直列共振コンバータの効果と機能を確認するため、図１０の詳細回路図に基づき、図１１に示す回路図（回路図の簡素化を図るため、共振制御チップを示していない）を実際に製作しました。図１０に示す過負荷遅延回路６２と短絡保護回路６３での第１比較器６２１、第１遅延タイマー６２２、第２比較器６３１と第２遅延タイマー６３２は市販の廉価な同じ規格のタイマーチップＩＣ９１、ＩＣ９２（たとえば、日商ＭＩＴＳＵＢＩＳＨＩ社の型式番号Ｍ５１９５７Ｂのタイマーチップ）を使用してもよい。そのほか、発明者は図１１に示す本発明による直列共振コンバータを実測したところ、図１２、１３に示す実測波形の結果で分かるように、電圧検出回路６１によって共振コンデンサーＣｒの電圧リップルレベルを検出し、これに基づいて直流検出レベルを生成する。過負荷遅延回路６２（すなわち、タイマーチップＩＣ９１）が直流検出レベルを受け、直流検出レベルが第１参照レベル（すなわち、１．２５ボルト）を超えると、過負荷遅延回路６２のタイマーを起動し、直流検出レベルが第１参照レベルを超えて所定の遅延時間、たとえば、図１２に示す４秒の遅延時間を経過した後に第１制御信号（１．５ボルトより大きい）を生成する。共振制御チップは変圧器Ｔ１の出力パワーをこの所定の遅延時間内に維持し、そして変圧器Ｔ１をオフにする。本発明による直列共振コンバータの取り付けられた電子装置または設備が所定の遅延時間内にピーク負荷の特殊機能を一時的、かつ順調に起動させる。続いて図１３を参照する。短絡保護回路６３（すなわち、タイマーチップＩＣ９２）が電圧検出回路６１から伝送された直流検出レベルを検出し、この直流検出レベルが第２参照レベル（第１参照レベルより大きい）を超えた場合は、変圧器の二次側負荷の短絡を意味する。そのときは、ただちに第２制御信号（１．５ボルトより大きい）を生成することによって、共振制御チップは６ミリ秒以内に直列共振コンバータをオフにすることができ、直列共振コンバータが二次側負荷の短絡によって焼損されないように保護する。このように、本発明の直列共振コンバータは二次側負荷によって電流を出力できるほか、二次側が過負荷状態においても、なお安定に所定の遅延時間内に稼働できる。また、二次側に短絡が発生したとき、ただちに直列共振コンバータをオフにし、直列共振コンバータの短絡による焼損問題を有効に避ける。

以上は本発明の実施形態を説明しているが、本発明を実施するときはこれに限られない。実務上の需要に従い短絡保護回路６３の回路設計を変更させ、第２遅延タイマー６３２を省いて第２比較器６３１のみを使用することによって、第２比較器６３１によって電圧検出回路６１から伝送される直流検出レベルを検出し、直流検出レベルが第２参照レベルを超えると、ただちに第２制御信号を生成し、共振制御チップＩＣによって変圧器Ｔ１を直ちにオフする。

以上に開示した本発明の一実施形態である。ただし、本発明の特徴はこれに限らない。本発明の領域において、容易に思料と変化又は修飾できるものはなお本発明の特許請求の範囲に記載された発明の範疇に含まれる。

６１・・・電圧検出回路
６２・・・過負荷遅延回路
６２１・・・第１比較器
６２２・・・第１遅延タイマー
６３・・・短絡保護回路
６３１・・・第２比較器
６３２・・・第２遅延タイマー
Ｖｉｎ・・・直流入力電圧
Ｃｉｎ・・・入力電圧フィルタコンデンサー
ＩＣ・・・共振制御チップ
Ｑ１・・・第１パワースイッチ
Ｑ２・・・第２パワースイッチ
Ｌｒ・・・共振誘導子
Ｃｒ・・・共振コンデンサー
Ｔ１・・・変圧器
Ｄ１、Ｄ２・・・二次側整流ダイオード
Ｃｏｕｔ・・・出力電圧フィルタコンデンサー
ＨＶＧ、ＬＶＧ・・・制御ピン
ＮＰ・・・一次コイル
ＮＳ１、ＮＳ２・・・二次コイル
ＩＳＥＮ・・・過電流検出ピン
Ｖｏｕｔ・・・直流出力電圧
Ｄ６０、Ｄ６１・・・整流ダイオード
Ｒ１、Ｒ２・・・抵抗器
Ｃ１、Ｃ２・・・コンデンサー
Ｖｒｅｆ１・・・第１参照レベル
Ｖｒｅｆ２・・・第２参照レベル
ＩＣ９１、ＩＣ９２・・・タイマーチップ
ＲＳ・・・検出抵抗
ＣＴ・・・電流変換器
ＮＳ３・・・三次コイル

Claims

変圧器と、２つの一次側パワースイッチと、共振制御チップと、共振コンデンサーと、共振誘導子と、電圧検出回路と、過負荷遅延回路とを備え過負荷遅延と短絡保護機制を有する直列共振コンバータであって、
前記変圧器は、直流入力電圧を受けるための一次コイルからなる一次側と、直流出力電圧を提供するための２つの二次コイルからなる二次側とを備え、
前記２つの一次側パワースイッチは、第１パワースイッチと第２パワースイッチとを含み、一次側に接続され、前記第１パワースイッチと前記第２パワースイッチとは互いに直列接続され、
前記共振制御チップの備える２つの制御ピンは、それぞれ前記第１パワースイッチのゲート電極と前記第２パワースイッチのゲート電極と接続され、
前記共振コンデンサーは、一端が前記一次コイルの一端に接続され、他端が前記第２パワースイッチのソース電極に接続され、
前記共振誘導子は、一端が前記一次コイルの他端に接続され、他端が前記第１パワースイッチと前記第２パワースイッチとの間の回路に接続され、
前記電圧検出回路は、前記一次側に接続され、前記変圧器の前記二次側負荷に対応する前記一次側の電圧リップルレベルをサンプリングし、直流検出レベルを生成し、
前記過負荷遅延回路は、一端が前記電圧検出回路に接続され、他端が前記共振制御チップの備える過電流検出ピンに接続され、前記電圧検出回路から伝送される前記直流検出レベルを検出し、前記直流検出レベルが第１参照レベルを超えるとタイマーを起動し、前記直流検出レベルが前記第１参照レベルを超えて所定の遅延時間を経過した後に第１制御信号を生成し、前記第１制御信号を前記過電流検出ピンに伝送し、前記共振制御チップによって前記直列共振コンバータを直ちにオフする、直列共振コンバータ。
前記直流入力電圧に架設される入力電圧フィルタコンデンサーをさらに備え、前記入力電圧フィルタコンデンサーは、互いに直列接続された前記第１パワースイッチと前記第２パワースイッチと並列接続されることを特徴とする請求項１に記載の直列共振コンバータ。
請求項２記載の直列共振コンバータであって、
一端が２つの前記二次コイルの一端に接続する出力電圧フィルタコンデンサーと、
一端が前記２つの二次コイルの他端にそれぞれ接続し、他端が前記出力電圧フィルタコンデンサーの他端に接続し、前記出力電圧フィルタコンデンサーによって直流入力電圧を提供する２つの二次整流ダイオードまたは同期整流器とを備える直列共振コンバータ。
前記電圧検出回路は２つの整流ダイオードを含み、サンプリングの電圧リップルレベルに対して全波整流を行うことによって、二次側負荷と等比例する前記直流検出レベルを取得した上、前記直流検出レベルを前記過負荷遅延回路に伝送することを特徴とする請求項３記載の直列共振コンバータ。
前記過負荷遅延回路は第１比較器と第１遅延タイマーとを含み、前記第１比較器は前記電圧検出回路より伝送された前記直流検出レベルを受け、前記直流検出レベルが前記第１参照レベルを超えると第１遅延タイマーを起動し、前記第１遅延タイマーによって前記直流検出レベルが前記第１参照レベルを超えて、所定の遅延時間を超えたときに、前記第１遅延タイマーが第１制御信号を生成することを特徴とする請求項４記載の直列共振コンバータ。
前記電圧検出回路は前記共振コンデンサーと前記一次コイルとの間に接続し、前記共振コンデンサーの二次側負荷に対応する前記電圧リップルレベルをサンプリングすることを特徴とする請求項５記載の直列共振コンバータ。
検出抵抗をさらに備え、前記検出抵抗は前記共振コンデンサーに直列接続され、前記電圧検出回路が前記検出抵抗の両端に架設され、前記検出抵抗の前記二次側負荷に対応する前記電圧リップルレベルのサンプリングを行い、前記直流検出レベルを生成することを特徴とする請求項５記載の直列共振コンバータ。
電流変換器をさらに備え、前記電流変換器は前記共振コンデンサーに直列接続され、前記電圧検出回路が前記電流変換器の両端部に架設され、前記電流変換器の前記二次側負荷に対応する前記電圧リップルレベルのサンプリングを行い、前記直流検出レベルを生成することを特徴とする請求項５記載の直列共振コンバータ。
三次コイルをさらに備え、前記一次コイルは前記共振誘導子に直列接続され、前記電圧検出回路が前記三次コイルの両端に架設され、前記三次コイルの前記二次側負荷に対応する前記電圧リップルレベルのサンプリングを行い、前記直流検出レベルを生成することを特徴とする請求項５記載の直列共振コンバータ。
変圧器と、２つの一次側パワースイッチと、共振制御チップと、共振コンデンサーと、共振誘導子と、電圧検出回路と、過負荷遅延回路とを備え過負荷遅延と短絡保護機制を有する直列共振コンバータであって、
前記変圧器は、直流入力電圧を受けるための一次コイルからなる一次側と、直流出力電圧を提供するための２つの二次コイルからなる二次側とを備え、
前記２つの一次側パワースイッチは、第１パワースイッチと第２パワースイッチとを含み、一次側に接続され、前記第１パワースイッチと前記第２パワースイッチとは互いに直列接続され、
前記共振制御チップの備える２つの制御ピンは、それぞれ前記第１パワースイッチのゲート電極と前記第２パワースイッチのゲート電極と接続され、
前記共振コンデンサーは、一端が前記一次コイルの一端に接続され、他端が前記第２パワースイッチのソース電極に接続され、
前記共振誘導子は、一端が前記一次コイルの他端に接続され、他端が前記第１パワースイッチと前記第２パワースイッチとの間の回路に接続され、
前記電圧検出回路は、前記一次側に接続され、前記変圧器の前記二次側に対応する一次側負荷の電圧リップルレベルをサンプリングし、直流検出レベルを生成し、
前記過負荷遅延回路は、一端が前記電圧検出回路に接続され、他端が前記共振制御チップの備える過電流検出ピンに接続され、前記電圧検出回路から伝送される前記直流検出レベルを検出し、前記直流検出レベルが第１参照レベルを超えるとタイマーを起動し、前記直流検出レベルが前記第１参照レベルを超えて所定の遅延時間を経過した後に第１制御信号を生成し、前記第１制御信号を前記過電流検出ピンに伝送し、前記共振制御チップによって前記直列共振コンバータをオフにし、
前記短絡保護回路は、前記過負荷遅延回路に並列接続され、前記電圧検出回路より伝送された前記直流検出レベルを受け、前記直流検出レベルが第２参照レベルを超えると、第２制御信号を生成し、前記第２制御信号を前記共振制御チップの前記過電流検出ピンに伝送し、前記共振制御チップにより前記変換器をオフにし、前記第２参照レベルは前記第１参照レベルより大きい場合は、前記変換器の二次側負荷の短絡を示す、直列共振コンバータ。
前記直流入力電圧に架設される入力電圧フィルタコンデンサーをさらに備え、前記入力電圧フィルタコンデンサーは、互いに直列接続された前記第１パワースイッチと前記第２パワースイッチと並列接続されることを特徴とする請求項１０記載の直列共振コンバータ。
請求項１１記載の直列共振コンバータであって、
一端が２つの前記二次コイルの一端に接続する出力電圧フィルタコンデンサーと、
一端が前記２つの二次コイルの他端にそれぞれ接続し、他端が前記出力電圧フィルタコンデンサーの他端に接続し、前記出力電圧フィルタコンデンサーによって直流入力電圧を提供する２つの二次整流ダイオードまたは同期整流器とを備える直列共振コンバータ。
前記電圧検出回路は２つの整流ダイオードを含み、サンプリングの電圧リップルレベルに対して全波整流を行うことによって、二次側負荷と等比例する前記直流検出レベルを取得した上、前記直流検出レベルを前記過負荷遅延回路に伝送することを特徴とする請求項１２記載の直列共振コンバータ。
前記過負荷遅延回路は第１比較器と第１遅延タイマーとを含み、前記第１比較器は前記電圧検出回路より伝送された前記直流検出レベルを受け、かつ前記直流検出レベルが前記第１参照レベルを超えると第１遅延タイマーを起動し、前記第１遅延タイマーによって前記直流検出レベルが前記第１参照レベルを超えて、所定の遅延時間を超えたときに、前記第１遅延タイマーが第１制御信号を生成することを特徴とする請求項１３記載の直列共振コンバータ。
前記短絡保護回路は第２比較器を含み、前記第２比較器は前記電圧検出回路より伝送された前記直流検出レベルを受け、前記直流検出レベルが前記第２参照レベルを超えると、前記第２制御信号を生成することを特徴とする請求項１４記載の直列共振コンバータ。
前記短絡保護回路は第２比較器と第２遅延タイマーとを含み、前記第２比較器は前記電圧検出回路より伝送された前記直流検出レベルを受け、前記直流検出レベルが前記第２参照レベルを超えると、前記第２遅延タイマーを起動し、前記第２制御信号を生成することを特徴とする請求項１４記載の直列共振コンバータ。
前記電圧検出回路は前記共振コンデンサーと前記一次コイルとの間に接続し、前記共振コンデンサーの二次側負荷に対応する前記電圧リップルレベルをサンプリングし、前記直流検出レベルを生成することを特徴とする請求項１５または１６のいずれか記載の直列共振コンバータ。
検出抵抗をさらに備え、前記検出抵抗は前記共振コンデンサーに直列接続され、前記電圧検出回路が前記検出抵抗の両端に架設され、前記検出抵抗の前記二次側負荷に対応する前記電圧リップルレベルのサンプリングを行い、前記直流検出レベルを生成することを特徴とする請求項１５または１６のいずれか記載の直列共振コンバータ。
電流変換器をさらに備え、前記電流変換器は前記共振コンデンサーに直列接続され、前記電圧検出回路が前記電流変換器の両端部に架設され、前記電流変換器の前記二次側負荷に対応する前記電圧リップルレベルのサンプリングを行い、前記直流検出レベルを生成することを特徴とする請求項１５または１６のいずれか記載の直列共振コンバータ。
三次コイルをさらに備え、前記三次コイルは前記共振誘導子に直列接続され、前記電圧検出回路が前記三次コイルの両端に架設され、前記三次コイルの前記二次側負荷に対応する前記電圧リップルレベルのサンプリングを行い、前記直流検出レベルを生成することを特徴とする請求項１５または１６のいずれかに記載の直列共振コンバータ。