JP2010028340A

JP2010028340A - 光受信器

Info

Publication number: JP2010028340A
Application number: JP2008185713A
Authority: JP
Inventors: Kenichi Uto; 健一宇藤
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2008-07-17
Filing date: 2008-07-17
Publication date: 2010-02-04
Also published as: EP2146446A1; CN101630044B; US20100014875A1; CN101630044A

Abstract

【課題】本発明は、信号断検出を誤検出なく安定的に行う光受信器を提供することを目的とする。
【解決手段】光入力信号を電気信号に変換する光電気変換回路と、該電気信号を直流信号に変換する直流信号変換回路と、該光電気変換回路に電圧を供給する高電圧発生回路と、該高電圧発生回路の出力電流の一部を引き抜く電流引き抜き回路を備える。そして該電流引き抜き回路は該直流信号変換回路の出力信号が低下するほど該高電圧発生回路の出力電流から引き抜く電流を増加させる。
【選択図】図１

Description

本発明は光入力信号の有無を正確に検出できる光受信器に関する。

光受信器は光入力信号を電気信号に変換し出力する機能を備える。光受信器の入力信号は例えば、音声、電子メールやインターネットに代表される文字、画像情報を含む電子データ等の情報である。これらの情報は特定の通信プロトコルによって決められたフレーム方式に従いディジタル化、符号化されたものである。

ここで、応答速度を高速化する光受信器では、光受信器の初段増幅部の利得を小さくする必要がある。しかしながら初段増幅部の利得を小さくすると光受信器のＳ／Ｎ比（ＳｉｇｎａｌｔｏＮｏｉｓｅＲａｔｉｏ）も低下してしまう。そこで、Ｓ／Ｎ比を悪化させずに応答速度を高速化するべく、光受信器の最小受信感度を高めることが行われる。

一般に最小受信感度を高めるためには、光電気変換回路にアバランシェフォトダイオード（ＡｖａｌａｎｃｈｅＰｈｏｔｏＤｉｏｄｅ、以後ＡＰＤと称する）が用いられる。ＡＰＤとは光入力信号によって発生した電子−正孔対が空乏層内において高電界で加速され格子原子に衝突し雪崩的に電子−正孔対を生成させる増倍作用を利用するフォトダイオードである。ＡＰＤは前述の通りキャリアを高電界で加速させる必要があるため、その駆動電圧は比較的高いものである。

一方、光受信器を一部に含む光伝送装置では近年装置の小型化、低消費電力化が進み、光受信器に給電するための電源は低電圧化されてきている。そして、光電気変換回路に前述したＡＰＤを有する場合には、光伝送装置の電源電圧がＡＰＤの駆動電圧未満となることがある。このような場合には、光受信器内部に高電圧発生回路を配置し、その高電圧発生回路により昇圧された電圧をＡＰＤに印加することで対応する。

ＡＰＤで生成された電気信号は増幅および直流変換を経て所定の閾値であるアラーム発出閾値と比較される。アラーム発出閾値との比較は信号断検出回路とよばれる部分で実施される。すなわち、信号断検出回路では前述の電気信号をアラーム発出閾値と比較することにより光入力信号の信号断検出有無の判定を行う。信号断検出機能は、光受信器又はそれを包含する光伝送装置の異常を通知するアラームを発出する機能であるから誤検出なく高精度で安定的に機能することが好ましい。なお、光受信器の安定動作確保等に関する特性向上については特許文献１−４に記載がある。

特開平１−２４５７２５号公報特開昭５８−１２４３３９号公報特開２００５−３５４５４８号公報特開２００５−３０４０２２号公報特開平７−１６２３６９号公報国際公開番号；ＷＯ２００４／０１０６１３

本願の課題は図１４〜１６を用いて説明する。図１４は典型的な光受信器の構成について説明する図である。図１４において、まず光ファイバ１００を通り光入力信号が光電気変換回路１０２へ入力される。光電気変換回路１０２では高電圧発生回路１０４から電圧供給を受けて駆動するＡＰＤによって光入力信号が電気信号に変換される。

次いで、光電気変換回路１０２の出力である電気信号は電気増幅器１０６へ伝送される。そして電気増幅器１０６で増幅された電気信号は直流信号変換回路１０８へ入力され直流信号に変換される。直流信号変換回路１０８で変換された電気信号は信号断検出回路１１０へ入力され、所定の閾値電圧と比較される。信号断検出回路１１０は比較の結果信号断を検出したときにアラーム信号を外部へ出力１１６を行う。

高電圧発生回路の出力電圧により駆動するＡＰＤで光入力信号を電気信号に変換し、その電気信号を基に信号断検出を行う光受信器では、安定動作のためにＡＰＤに印加される電圧は一定であることが好ましい。すなわち、高電圧発生回路の出力電圧が概ね一定に保たれ、これによりＡＰＤの安定動作を保障する必要がある。

しかしながら、光入力信号が遮断された瞬間には高電圧発生回路の出力電流（Ｉoutと称する）が限りなく零値に近づき、制御誤差に起因して高電圧発生回路の出力電圧（Ｖoutと称する）を上昇させる帰還動作を起すことがあった。そして上昇したＶoutはＡＰＤの暗電流を増幅し、光入力信号がないにも関わらず信号断検出回路に閾値以上の電気信号を供給するため信号断検出の誤動作を起す問題があった。

この問題を、図１６に示す電流、電圧波形を用いて詳細に説明する。図１６において光入力信号Ｐinが遮断された場合には、ＡＰＤの出力電流Ｉapdが低下するからＩoutも限りなく零値に近づく。

ここで、高電圧発生回路がＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御により出力電圧Ｖoutを一定に保つ制御を行う場合がある。ＰＷＭ制御ループの収束時間としては、外乱ノイズによらずに安定したＶoutを得る為に、典型的には１０ｍsec以上という比較的長い時間が設定される。

このような高電圧発生回路で前述の収束時間より短い光入力信号が入力され図１５に示すようにＩoutが遮断された場合、制御誤差が生じ、瞬時にＶoutを上昇させる帰還動作を起すことがある。そして、一定を保っていたＶoutが上昇しＡＰＤの暗電流を増幅させる。すなわち、Ｖoutが上昇すると暗電流が増幅されるから低下していたＩapdが再度上昇する。結果として、直流信号変換回路１０８では図１６中に信号レベル出力Ｖpeakで表されるように、光入力信号がないにも関わらず電気信号（信号レベル出力）が閾値電圧ＶＴＨを超えてしまう。そして信号断出力Ｖlosに破線で示すように信号断誤検出が起こってしまう問題があった。

なお、このように動作する光受信器の光入力信号がない場合のＩoutは以下の式１のように表される。

ここで、i_Ns ²はショット雑音であり、ｑは電子の電荷量、Idは光受信器の暗電流であり、Ｂは通過帯域幅であり、Ｍは増倍係数である。またxはＡＰＤの過剰雑音指数である。そして、式１からショット雑音には増倍係数Ｍの寄与が大きいことが分かる。増倍係数Ｍは以下の式２で表される。

ここで、Ｖ_ｂはＡＰＤの逆電圧であり、Ｖ_ＢはＡＰＤのブレークダウン電圧である。式１、２から明らかなとおり、ショット雑音i_Ns ²および増倍係数Ｍは、Ｖ_ｂがＶ_Ｂに近づくほど増加する。したがって光入力信号のない場合に、Ｉapdを低減するためにはＡＰＤの逆電圧を低減、すなわちＶoutの上昇を抑制しなければならない。ところが、前述した制御誤差が生じることにより瞬時にＶoutが上昇するからＶapdも上昇し、結果として信号断誤検出を生じる問題があった。

また、特許文献２では光入力信号がない状態すなわち、ＡＰＤの待機状態においてＡＰＤに過大な逆電圧が印加されることを防止する方法が開示されている。より具体的には信号断検出回路（特許文献２においてはピーク検出回路）の出力に応じてＡＰＤに適切なＶapdを印加する。特許文献２の発明をブロック図で要約すると図１５のとおりである。ここで、図１５で付された符号で図１４中と同一の符号は図１４で説明した構成と同様である。信号断検出回路１１０の出力を高電圧発生回路１０４の出力決定にフィードバックさせる特許文献２の方法によれば、光入力信号断時におけるＶoutの上昇を回避し得る。

しかしながら、特許文献２の手法によるＶoutの制御方法では、高電圧発生回路の安定化の時定数が支配的となり、十分に早い応答時間での応答が困難である。よって光入力信号断時に起こる過渡応答である前述した「Ｖoutの上昇」を抑制、安定化する確度が低く、確実な信号断誤検出の抑制には不十分であるという問題があった。

本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、信号断検出回路が信号断の誤検出なく動作する光受信器を提供することを目的とする。

本願の発明にかかる光受信器は、光入力信号を電気信号に変換する光電気変換回路と、該電気信号を直流信号に変換する直流信号変換回路と、該光電気変換回路に電圧を供給する高電圧発生回路と、該高電圧発生回路の出力電流の一部を引き抜く電流引き抜き回路を備える。そして該電流引き抜き回路は該直流信号変換回路の出力信号が低下するほど該高電圧発生回路の出力電流から引き抜く電流を増加させることを特徴とする。

本願の発明にかかる光受信器は、光入力信号を電気信号に変換する光電気変換回路と、該電気信号を直流信号に変換する直流信号変換回路と、該光電気変換回路に電圧を供給する高電圧発生回路と、該直流信号変換回路の出力信号の電圧値を、閾値電圧と比較して該光入力信号の遮断有無を検出する信号断検出回路とを備える。さらに、該信号断検出回路が該光入力信号の遮断時に出力する信号断出力を行うときに、該高電圧発生回路の出力電流の一部を引き抜く電流引き抜き回路を備えることを特徴とする。

本願の発明にかかる光受信器は、光入力信号を電気信号に変換する光電気変換回路と、該光電気変換回路に電圧を供給する高電圧発生回路と、該高電圧発生回路から該光電気変換回路へ流れる光電流を検出する光電流検出回路と、該高電圧発生回路の出力電流の一部を引き抜く電流引き抜き回路を備える。該電流引き抜き回路は、該光電流検出回路の検出する該光電流が低下するほど該高電圧発生回路の出力電流から引き抜く電流を増加させることを特徴とする。

本発明により光入力信号の断検出を誤検出なく安定的に行うことができる。

実施の形態１
本実施形態の光受信器の構成図を図１に示す。以後図１を参照して本実施形態の光受信器の構成について説明する。本実施形態の光受信器は、光電気変換回路１２を備える。光電気変換回路１２は光ファイバ１０から導入される光入力信号を電気信号へ変換する部分であり、本実施形態ではＡＰＤが用いられる。

さらに本実施形態の光受信器は、前述のＡＰＤに駆動電圧を供給するために高電圧発生回路１４を備える。高電圧発生回路１４は昇圧回路を内蔵し、ＡＰＤの駆動電圧を供給する。以後、高電圧発生回路１４の出力電流はＩoutと、出力電圧はＶoutと称する。

高電圧発生回路１４から電圧供給を受けて光入力信号を電気信号へと変換した光電気変換回路１２は電気信号を電気増幅器１６へ出力する。電気増幅器１６では前述の電気信号が光受信器の後段、すなわち電気増幅器１６以降において識別可能な信号振幅になるように増幅を行う。増幅された電気信号は直流信号変換回路１８へと入力される。直流信号変換回路１８では、電気増幅器１６における電気振幅を入力源として信号レベルを示す交流電圧成分を直流電圧成分に変換する。すなわち、直流信号変換回路１８とは直流電圧成分への変換を行うことで光入力信号レベルを検出する部分である。

さらに本実施形態の光受信器は信号断検出回路２２を備える。信号断検出回路２２は前述の直流電圧成分に変換された電気信号を所定の閾値電圧（アラーム発出閾値）と比較することにより光入力信号の断有無を検出する。すなわち、信号断検出回路２２は、信号断検出回路２２への入力電気信号が閾値電圧を下まわった場合にその旨外部に出力する。信号断検出回路の出力はアラーム信号とよばれる。このアラーム信号は信号断を検出しないときを０出力、信号断を検出したときを１出力とするディジタル信号である。なお、信号断検出回路２２は高電圧発生回路１４などとは別基板であって「外付け回路」としてもよい。

さらに本実施形態の光受信器は電流引き抜き回路２０を備える。電流引き抜き回路２０は、光入力信号の振幅をモニタするための直流信号変換回路１８からの出力に基づき、高電圧発生回路１４に重畳する負荷の調整を行う部分である。すなわち、電流引き抜き回路２０は、直流信号変換回路１８の出力電圧が低下する前後において、前記高電圧発生回路の出力電流を一定に保つように、高電圧発生回路の出力電流の一部を引き抜くものである。

電流引き抜き回路２０は本実施形態の特徴部分のひとつであり、直流信号変換回路１８から出力される光入力信号レベルに応じて高電圧発生回路１４の出力電流（Ｉout）を一定に保つように負荷を調整する。電流引き抜き回路２０の回路構成に関する詳細な説明は後述する。

本実施形態の光受信器の構成の概要は上述のとおりである。以後本実施形態の光電気変換回路１２、電流引き抜き回路２０および高電圧発生回路１４についての回路図の詳細な説明を行う。

光電気変換回路１２について図２を参照して説明する。光電気変換回路１２は受光素子１４０、電流電圧変換増幅器（トランスインピーダンスアンプ、ＴＩＡ）１４１、および抵抗１４２を備える。光電気変換回路１２は端子１４３によって高電圧発生回路１４と接続される。また、光電気変換回路１２は端子１４４によって電気増幅器１６と接続される。

ここで、抵抗１４２は、高電圧発生回路１４と受光素子１４０の間に直列に接続され、光電流の変化に応じて受光素子に印加される電圧と増倍率Ｍを受動的に制御する。つまり、光電流が増大したときに受光素子１４０への印加電圧を下げることにより受光素子１４０の増倍率Ｍを下げ、光電流が減少したときに受光素子への印加電圧を上げることにより増倍率Ｍを上げる。よって、光入力信号断となって光電流が減少したときに受光素子への印加電圧を下げる働きはもたない。なお、抵抗１４２は必ずしも必要ではなく、抵抗１４２を用いずに高電圧発生回路１４と受光素子１４０を直接接続しても良い。

次いで、電流引き抜き回路２０の回路図である図３について説明する。電流引き抜き回路２０は反転増幅回路（オペアンプ）３６を備える。反転増幅回路３６の反転入力は直流信号変換回路１８の出力であり図３においては符号３０で表す。一方非反転入力は基準電位Ｖｒである。反転増幅回路３６には、増幅率を制御するための抵抗３２が反転入力側に接続される。ここで、抵抗３２の抵抗値をＲ１とする。また抵抗値Ｒ２で表される抵抗３４が反転増幅回路３６の反転入力と出力との間に接続される。

反転増幅回路３６の出力はトランジスタ３８のベース電位へ入力される。そしてトランジスタ３８のエミッタは低電圧電位４４と接続される。なお、エミッタと低電圧電位４４との間には直列に抵抗４０が接続される。抵抗４０の抵抗値はＲ３である。一方トランジスタ３８のコレクタには電流引き抜き回路２０の出力４８が接続される。そして出力４８と前述のコレクタとの間には直列に抵抗４２が接続される。抵抗４２の抵抗値はＲ４である。また、コレクタと抵抗４２との間の分起点４７から分岐して低電圧電位４５が接続される。分岐点４７と低電圧電位４５との間には直列に抵抗４６が接続される。抵抗４６の抵抗値はＲ５である。低電圧電位４４、４５は高電圧発生回路１４の出力電圧Ｖoutより低い電位に保たれており、ＧＮＤ電位であってもよい。

電流引き抜き回路２０の出力４８は高電圧発生回路１４と光電気変換回路１２を結ぶ配線上に接続される。すなわち、電流引き抜き回路２０のトランジスタ３８がオン状態であれば、高電圧発生回路１４から電流引き抜き回路２０へ電流が流れることになる。

次いで、本実施形態の高電圧発生回路１４の回路図について図４を参照して説明する。

本実施形態の高電圧発生回路１４はＦＥＴ（ＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）１２４を備える。ＦＥＴ１２４がＯＦＦ動作のとき、（図４では１２６で示される）入力電圧Ｖinと同等の電圧値がコンデンサ１２８に印加され、コンデンサ１２８は充電される。その後ＦＥＴ１２４がＯＦＦからＯＮへと切り替わると、入力電位ＶinからＧＮＤ電位に向けてコイル１３０のインダクタンスＬとＶinとの比に比例した電流di/dtがコイル１３０に流れる。すなわち、di/dtは以下の式３で表される。

なお、ＦＥＴ１２４がＯＮ動作時はダイオード１３２がコンデンサ１２８の前段に接続されているため、コンデンサ１２８に充電された電荷がＦＥＴ１２４側へ放電されることはない。

そして、ＦＥＴ１２４がＯＮからＯＦＦ動作へと切り替わると、コイル１３０に流れた電流はダイオード１３２順電流として流れるためコンデンサ１２８に電荷が充電され出力電圧Ｖoutが上昇する。Ｖoutは式４で表される。

ここで、Ｖoutが上昇し続けると、ダイオード１３２のアノード電位から入力電位１２６に向けて、コイル１３０に逆方向電流が流れ、コイル１３０に流れるスイッチング電流が平衡状態に保たれる。

ＦＥＴ１２４がスイッチングすることに伴うコイル１３０に流れる平均電流値が零であることを考慮すると、以下の式５が成り立つ。

式５においてＤとはＤＵＴＹ比のことであり、式６のように定義される。

また、ｔonとはＦＥＴ１２４のＯＮ時間であり、toffとはＦＥＴ１２４のＯＦＦ時間である。そして本実施形態の高電圧発生装置１４はＤＵＴＹ比Ｄを調整することでＶoutを一定に保つように制御されている。すなわち、出力電圧Ｖoutを抵抗分割したときのサンプリング電圧と基準電圧Ｖrefとの差分をとり、その差分量と発振器１２１の出力とを比較して、ＦＥＴ１２４のゲート電圧を駆動するディジタル信号成分を出力する。このようなディジタル信号の出力はオペアンプ１２０、１２２により行われる。そして、ディジタル信号のパルス幅を調整することで、出力電圧の分割電圧値が基準電圧に対して一定となるように制御が行われる。

このような制御方法は、一般的にはＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）と呼ばれる制御方式である。ＰＷＭ制御ループは外乱ノイズによらず安定した出力電圧を得るために、比較的長い収束時間を有したものであることが多い。なお、本実施形態におけるＰＷＭ制御ループの収束時間は１０ｍse程度である。

本実施形態の高電圧発生回路１４の構成は上述の構成を備え、図４で説明した回路図の各接続部における電流／電圧波形は図５に示すとおりである。

上述の構成を備える本実施形態の光受信器の動作および特徴について図６の電流／電圧波形を参照して説明する。まず、光入力信号Ｐinが遮断されることに伴いＡＰＤ電流Ｉapdが低下し、光電気変換回路１２で出力される電気信号出力Ｖapdoutも低下する。低下した電気信号出力Ｖapdoutによって、直流信号変換回路１８の出力である信号レベル出力Ｖpeakも閾値電圧ＶＴＨを下回るようになる。

このようなＶpeakの値を入力とする電流引き抜き回路２０は、Ｖpeakの値を反転増幅回路３６によって極性を反転し、トランジスタ３８のベースへ入力する。トランジスタ３８は、ベース電位に応じてエミッタ電位を変化させ、最終的にエミッタ電位と低電圧電位４４間の電位差と抵抗Ｒ３から決まる電流値Ｉ_ＳＩＮＫを電流引き抜き回路２０の出力４８から低電圧電位４４側へ流す。Ｉ_ＳＩＮＫの値は以下の式７から求まる。

ここで、Ｖｒは反転増幅回路３６の基準電位であり、ＶinはＶpeakを示し、Ｖ_Ｅはトランジスタ３８のエミッタ電位、Ｖ_Ｂはベース電位、Ｖ_ＢＥはベースエミッタ電位である。式７から把握されるように、Ｖinが減少するとＩ_ＳＩＮＫは増える。すなわち、Ｖinの減少は光入力信号が減少（遮断も含む）することを前提とすると、Ｉ_ＳＩＮＫの値はＩapdの減少分を補うように増大するものである。このことを図示すると図６における高電圧発生回路１４の出力電流Ｉoutのようになる。このように光入力信号の入力があるときは、IoutのほとんどはＡＰＤ電流Iapdにより構成される。一方光入力信号が遮断されるとIoutは専ら電流引き抜き回路２０へ引き込まれる電流であるＩ_ＳＩＮＫによって構成されることとなり、光入力信号の遮断前後でIoutの値を略一定に保つ。すなわちＩoutはIapdとＩ_ＳＩＮＫとの和であり、式８のように示される。

また、Iapdは式９の通りである。

ここで、Ｐinは光受信器に入力される平均光電力[mW]であり、Ｒeは光受信器の光電変換効率[A/W]であり、Ｍは式２で表される増倍係数である。ここで、Ｍの値（Ｍ値と称する）が固定であるとすると、ＩapdはＰinに比例して増減する。そして、Ｉ_ＳＩＮＫの絶対値をIapdに合わせてしかもその極性を逆転させて制御することによって、Ioutを光入力信号遮断前後において略一定に保つことができる。

このようにＩoutを一定に維持できることが本実施形態の特徴である。この効果は電流引き抜き回路２０によって、高電圧発生回路１４の負荷状態が光入力信号に依存せず一定に保たれるために得られるものである。そして、光入力信号の遮断があった場合でも、高電圧発生回路１４の出力電圧Ｖoutが上昇し暗電流を増幅することがないため、信号断誤検出を回避できる。

なお、電流引き抜き回路２０の出力応答は高電圧発生回路１４の応答時間よりも十分に早いものである。本実施形態では一般的な反転増幅回路（オペアンプ）３６およびトランジスタ３８を含めたフィードバック制御の応答時間が数百マイクロ秒である。それに対して高電圧発生回路１４の応答時間は数ミリ秒であるから、高電圧発生回路１４が応答する前にＩoutが一定に保たれるように電流引き抜き回路２０による負荷の重畳が行われる。

ところで、本実施形態の高電圧発生回路と異なる高電圧発生回路においては、出力状態を安定させるため常に一定の電流負荷を設ける場合もある。そのような場合は電流消費が増え光受信器が発熱するため回路の動作状態が厳しい環境下におかれてしまう問題があった。ところが、本実施形態の電流引き抜き回路２０は直流信号変換回路１８からの光入力信号に応じて、Ｉoutを略一定とするように負荷を変動させる。よって消費電力の増大を抑制でき無駄に発熱量を増加させることはない。

さらに、本実施形態のＩoutは電流引き抜き回路からの引き込み電流を適宜追加するため、ＡＰＤの光電流（電気信号）とは独立した制御ループが形成されることになる。そのため、本実施形態によればＡＰＤの逆電圧を変化させずに高電圧発生回路１４の出力電圧を安定化できるためＡＰＤのＭ値が変わることがなく通常の受信感度性能への影響はない。これは例えば、高電圧発生回路の出力電圧を直接制御するとＭ値が変動し受信感度性能への影響が避けられない問題を解決するものである。

また、ＡＰＤの製造ばらつきによりＲeおよびＭ値が変動し、Ｉoutを一定に維持することが困難となる場合が考えられる。しかしながら、本実施形態ではＲeに応じてＩ_ＳＩＮＫの電流変化率（傾き）を調整することによりＩoutを略一定とする。具体的にはＲ_２／Ｒ_１比が制御利得成分となりこれらの値でＩ_ＳＩＮＫの電流変化率（傾き）を適宜調整できる。図７はIapdの傾きとＩ_ＳＩＮＫの電流変化率（傾き）とを説明する図である。図７で示す通り、ＡＰＤの製造ばらつきに起因するＲeおよびＭ値の変動を補償する調整が可能であるため、Ｉoutを略一定とできる。

また、図３で説明した抵抗４２、４６はトランジスタ３８のコレクタエミッタ間の耐電圧（Ｖ_ＣＥと称する）が、ディレーティングを考慮した場合に、十分な値でない場合に備えて設けられるものである。すなわち抵抗４２、４６によってＶ_ＣＥの耐電圧不足を補うことができる。特にＡＰＤを用いる場合にはVoutは大きくなるが、トランジスタ３８の実装領域の制限から小型部品を用いた場合などには耐電圧不足が生じてしまうので抵抗４２、４６を設ける意義がある。一方でＡＰＤの駆動電圧に比べてトランジスタ３８の耐電圧が十分余裕のあるものであれば抵抗４２、４６は不要である。

本実施形態においては、トランジスタ３８はバイポーラトランジスタとして記載したが、これはＩoutを略一定とする電流制御を行い得る限りにおいて電流制御素子であればよいからトランジスタに限定されない。

実施の形態２
本実施形態の光受信器の構成図は図８に示される。図８において図１と同様の符号が付された構成要素は図１と同義であるから本実施形態では説明を省略する。本実施形態の光受信器は電流引き抜き回路５０に特徴がある。本実施形態の電流引き抜き回路５０は信号断検出回路２２の出力を入力とする。実施形態１で説明したとおり信号断検出回路２２の出力は（信号断検出時を１とする）０か１のディジタル信号である。

本実施形態ではこのディジタル信号に追従させて電流引き抜き回路５０の引き抜き電流を変動させ、光入力信号の過渡応答時において高電圧発生回路１４の出力電流Ｉoutの変動を抑制するように、高電圧発生回路１４の出力部から電流を引き抜く。

電流引き抜き回路５０による負荷の重畳、すなわち電流の引き抜きの方法は図１０に示す。なお、電流引き抜き回路５０がＩoutから引き抜く電流はＩ_ＳＩＮＫであり、光電気変換回路１２で光入力信号が変換されることにより生成する電流はＩapdである。実施形態１と同様にＩoutの値はＩ_ＳＩＮＫとＡＰＤ電流Ｉapdの和で求まる。

図１０から把握されるように、Ｉapdが十分大きい領域においては信号断検出回路の出力が０でありＩ_ＳＩＮＫは小さい値に維持される。この場合ＩoutはIapdの寄与が支配的である。一方、光入力信号が小さくIapdが小さい、すなわち直流信号変換回路１８の信号レベル出力Ｖpeakがアラーム発生閾値電圧ＶＴＨより小さい領域においては信号断検出回路の出力は１でありＩ_ＳＩＮＫが増える。この場合ＩoutはＩ_ＳＩＮＫの寄与が支配的となる。

このようにディジタル信号である信号断検出回路２２の出力を用いることで光入力信号から変換された電気信号が小信号であってもノイズ耐量を確保できる。また、Ｉ_ＳＩＮＫを固定にさせることで無調整化できる利点もある。

また、実施形態１と異なり信号レベル出力に応じて連続的に、電流引き抜き回路５０の出力電流を変動させないが、光入力信号断前後の過渡状態においてＩoutの変動を最小限に抑制できるため、信号断検出の原因である高電圧発生装置１４の出力電圧の上昇を抑制できる。すなわち実施形態１と同様に高電圧発生回路１４が光入力信号遮断に応答する前にＩoutの変動を緩和するように電流引き抜き回路５０による負荷の重畳が短い応答時間で行われるからＡＰＤに高電圧が印加されることはない。よって信号断の誤検出の問題を解決できる。また、このように光信号入力の遮断があり高電圧発生回路１４から電流を引き抜く必要がある場合にのみ電流引き抜き回路５０が負荷を重畳する（電流を引き抜く）から発熱量の増加も抑制できる。さらにＡＰＤのＭ値を変動させることがないから光受信器の受信感度性能への影響はない。

なお、本実施形態の電流引き抜き回路５０の回路図を図９に示す。電流引き抜き回路５０は信号断検出回路２２の出力を入力５２として備える。この入力５２はトランジスタ５４のベースと接続される。トランジスタ５４のエミッタは低電圧電位５６と接続される。一方トランジスタ５４のコレクタは電流引き抜き回路の出力６４と接続される。エミッタと低電圧電位５６との間には直列に抵抗６１が接続される。そしてコレクタと出力６４との間には直列に抵抗５８が接続される。さらにコレクタと抵抗５８との間の分岐点から分岐して低電圧電位６２が接続され、該低電圧電位６２と該分岐点との間には直列に抵抗６０が接続される。なお、抵抗６１を省略し、エミッタと低電圧電位５６を直接接続してもよい。

次いで、このような構成の電流引き抜き回路の動作を説明する。信号断検出回路２２が信号断を検出し出力を「１」としたとき、入力５２にはトランジスタ５４をＯＮとする信号が印加される。この場合電流引き抜き回路５０が高電圧発生回路１４から引き込む電流は増大する。一方信号断検出回路が信号を検出し出力を「０」としたとき、入力５２にはトランジスタ５４をＯＦＦとする信号が印加される。この場合電流引き抜き回路５０が高電圧発生回路１４から引き込む電流は減少する。このような電流引き抜き回路の構成は実施形態１の電流引き抜き回路の構成よりも簡素であり電流引き抜き回路の部品点数を最小限に抑えることができる。

本実施形態においては信号断検出回路の出力と電流引き抜き回路の引き込み電流Ｉ_ＳＩＮＫが逆極性になるように設定してもよい。すなわち、信号断検出回路２２の出力がアラーム発出時を０出力、アラーム非発出時を１出力とする論理とした場合、逆極性とされた信号断検出回路２２の出力が１出力のときＩ_ＳＩＮＫを低減させ、０出力のときＩ_ＳＩＮＫを上昇させれば上述の制御と同等の制御が可能である。このような調整はトランジスタの導電型を変えるなどして適宜行われるものである。よってこのように極性を逆転させる制御を行っても本発明の効果を得ることができる。本実施形態において、トランジスタ５４はバイポーラトランジスタとして記載したが、これはＩoutの変動を緩和する電流制御を行い得る限りにおいて電流制御素子であればよいからトランジスタに限定されない。

実施の形態３
本実施形態の光受信器の構成図は図１１に示す。図１１において図１と同様の符号が付された構成要素は図１と同義であるから本実施形態では説明を省略する。本実施形態の光受信器は光電流検出回路７０を備える。光電流検出回路７０は本実施形態の特徴的な構成要素であるから以下、図１２を用いて詳細に説明する。

光電流検出回路７０は高電圧発生回路１４に接続される高電圧発生回路接続点７４と、光電気変換回路１２に接続される光電気変換回路接続点７８とを備える。高電圧発生回路接続点７４と光電気変換回路接続点７８とは抵抗７６を介して接続される。抵抗７６の抵抗値はＲ_８とする。

さらに抵抗７６の両端から入力を得る反転増幅回路（オペアンプ）８４を備える。反転増幅回路８４の反転入力は、抵抗７６の高電圧発生回路接続点７４側と接続される。他方、反転増幅回路８４の非反転入力は抵抗７６の光電気変換回路接続点７８側と接続される。

反転入力と抵抗７６との間には直列に抵抗８０が接続され、非反転入力と抵抗７６との間には直列に抵抗８２が接続される。抵抗８０、抵抗８２の抵抗値はそれぞれＲ_１０、Ｒ_９である。さらに、抵抗８０と反転入力の間と、反転増幅回路８４の出力とを接続する配線上には抵抗８６が直列に配置される。抵抗８６の抵抗値はＲ_１１である。
反転増幅回路８４の出力は光電流検出回路７０の出力であり図１２では出力８８と表現されている。出力８８の値はＶoとする。Ｖoは以下の式１０であらわされる。

ここで、Ｖoutは高電圧発生回路１４の出力電圧である。またＩapdとはＡＰＤの電流値のことである。式１０からＩapdが増加するとＶoは減少することが分かる。
そして本実施形態の電流引き抜き回路７２は、Ｖoの値を入力値として、その値が下がるほど引き込み電流Ｉ_ＳＩＮＫが減るように設計される（例えば、符号５２にＶoが入力される図９に示されるような構成であってもよい）。

本実施形態ではこのような構成によりＡＰＤ電流Iapdが大きい場合は、Ｖoは低下するから電流引き抜き回路７２の出力電流Ｉ_ＳＩＮＫが低減することになる。他方、Ｉapdが小さい場合、すなわち光入力信号の遮断があった場合、Ｖoは上昇するからＩ_ＳＩＮＫは増加することになる。よってIapdとＩ_ＳＩＮＫとの和で求まる高電圧発生回路１４の出力電流Ｉoutは、高電圧発生回路の負荷状態がＩapdに依存しないため、一定に保つことができるから信号断誤検出の問題を解決できる。その他の実施形態１に記載した効果も同様に得られる。また、直流信号変換回路１８や信号断検出回路２２を介さずに光電流検出回路７０でＡＰＤ電流Iapdを直接的に検出するため、電流引き抜き回路の出力応答を実施の形態１および２よりも高速にすることができ、信号断検出の精度をより一層高めることができる。

なお、光電流検出回路７０では、Ｒ１１／Ｒ１０比すなわち抵抗８６／抵抗８０の比が制御利得成分となりＩ_ＳＩＮＫの傾き成分を制御できる。また抵抗成分Ｒ８の調整によりＩ_ＳＩＮＫのオフセット成分を制御できる。そして図１３は、Ｉ_ＳＩＮＫがＩapdの製造ばらつき（ＡＰＤの光電変換効率とＭ値のばらつき）を吸収するように調整できることを示す図である。

本実施形態の特徴は光電流検出回路７０で検出した光入力信号レベル（出力８８）に応じて、Ｉoutが略一定を保つように電流引き抜き回路７２が高電圧発生回路１４に負荷を重畳する、すなわち電流を引き抜くことである。したがって、本実施形態の電流引き抜き回路７２は、実施形態２における電流引き抜き回路である図９のような構成としてもよいが特に限定するものではない。図９の抵抗６１を省略して、エミッタと低電圧電位５６を直接接続してもよい。また、実施形態１〜３で説明した本発明の特徴は電流引き抜き回路を用いて高電圧発生回路１４の出力電流を略一定とし、信号断誤検出を抑制する点にある。よって、本発明の範囲を逸脱しない範囲において様々な変形が可能であり実施形態の構成に限定されるものではない。

実施の形態１の光受信器の構成図である。実施の形態１の光電気変換回路の回路図である。実施の形態１の電流引き抜き回路の回路図である。高電圧発生回路の回路図である。高電圧発生回路の各接続部における電流／電圧波形である。光受信器の各構成部分の電流／電圧波形である。 Iapdの傾きとＩ_ＳＩＮＫの電流変化率（傾き）とを説明する図である。実施の形態２の光受信器の構成図である。実施の形態２の電流引き抜き回路の回路図である。実施の形態２の引き込み電流Ｉ_ＳＩＮＫについて説明する図である。実施の形態３の光受信器の構成図である。光電流検出回路について説明する図である。Ｉ_ＳＩＮＫの調整について説明する図である。課題を説明する光受信器の構成図である。別の課題を説明する光受信器の構成図である。課題の電流／電圧波形について説明する図である。

符号の説明

１２光電気変換回路、１４高電圧発生回路、１８直流信号変換回路、２０電流引き抜き回路、２２信号断検出回路、３６反転増幅回路、３８トランジスタ、５０電流引き抜き回路、７０光電流検出回路、７２電流引き抜き回路

Claims

光入力信号を電気信号に変換する光電気変換回路と、
前記電気信号を直流信号に変換する直流信号変換回路と、
前記光電気変換回路に電圧を供給する高電圧発生回路と、
前記高電圧発生回路の出力電流の一部を引き抜く電流引き抜き回路を備え、
前記電流引き抜き回路は前記直流信号変換回路の出力信号が低下するほど前記高電圧発生回路の出力電流から引き抜く電流を増加させることを特徴とする光受信器。
前記電流引き抜き回路は、
前記直流信号変換回路の出力信号の電圧値を反転増幅する反転増幅回路と、
前記反転増幅回路の出力をベースの入力とするトランジスタと、
前記トランジスタの主電流経路であって前記高電圧発生回路と低電圧電位との間に直列に接続された抵抗を備え、
前記トランジスタは前記トランジスタの主電流が前記高電圧発生回路の出力電流の一部を担うように前記高電圧発生回路の出力に接続されることを特徴とする請求項１に記載の光受信器。
光入力信号を電気信号に変換する光電気変換回路と、
前記電気信号を直流信号に変換する直流信号変換回路と、
前記光電気変換回路に電圧を供給する高電圧発生回路と、
前記直流信号変換回路の出力信号の電圧値を、閾値電圧と比較して前記光入力信号の遮断有無を検出する信号断検出回路と、
前記信号断検出回路が前記光入力信号の遮断時に出力する信号断出力を行うときに、前記高電圧発生回路の出力電流の一部を引き抜く電流引き抜き回路を備えることを特徴とする光受信器。
前記電流引き抜き回路は、
前記高電圧発生回路と低電圧電位との間に直列に接続された抵抗と、
前記抵抗に対して直列に接続され、前記信号断検出回路の出力によりＯＮ／ＯＦＦが切り替る電流制御素子とを有することを特徴とする請求項３に記載の光受信器。
光入力信号を電気信号に変換する光電気変換回路と、
前記光電気変換回路に電圧を供給する高電圧発生回路と、
前記高電圧発生回路から前記光電気変換回路へ流れる光電流を検出する光電流検出回路と、
前記高電圧発生回路の出力電流の一部を引き抜く電流引き抜き回路を備え、
前記電流引き抜き回路は、前記光電流検出回路の検出する前記光電流が低下するほど前記高電圧発生回路の出力電流から引き抜く電流を増加させることを特徴とする光受信器。
前記光電流検出回路は、
前記高電圧発生回路と光電気変換回路との間に直列に接続された光電流検出用抵抗と、
前記光電流検出用抵抗に流れる電流に応じた電圧を出力する反転増幅器とを有することを特徴とした請求項５に記載の光受信器。
前記電流引き抜き回路は、
前記光電流検出回路の前記出力電圧をベースへの入力とするトランジスタと、
前記トランジスタの主電流経路であって前記高電圧発生回路と低電圧電位との間に直列に接続された抵抗とを備え、
前記トランジスタは前記トランジスタの主電流が前記高電圧発生回路の出力電流の一部を担うように接続されることを特徴とする請求項５または６のいずれかに記載の光受信器。
前記光電気変換回路はアバランシェフォトダイオードであることを特徴とする請求項１から７のいずれか一項に記載の光受信器。