JP2009131039A - 送電制御装置、送電装置、電子機器及び無接点電力伝送システム - Google Patents

Abstract

【課題】受電側の負荷状態を適正に検出できる送電制御装置、送電装置、電子機器及び無接点電力伝送システムを提供すること。
【解決手段】無接点電力伝送システムの送電装置に設けられる送電制御装置は、１次コイルを駆動する送電ドライバを制御するドライバ制御回路と、受電側の負荷状態を検出する負荷状態検出回路と、送電制御装置を制御する制御回路を含む。制御回路は、通常送電開始後の受電側の負荷状態を判断するためのリファレンス値を、受電装置からＩＤ認証情報を受信した後の期間であって、通常送電開始前の期間であるリファレンス値取得期間において取得する。
【選択図】図４

Description

本発明は、送電制御装置、送電装置、電子機器及び無接点電力伝送システム等に関する。

近年、電磁誘導を利用し、金属部分の接点がなくても電力伝送を可能にする無接点電力伝送（非接触電力伝送）が脚光を浴びている、この無接点電力伝送の適用例として、携帯電話機や家庭用機器（例えば電話機の子機）の充電などが提案されている。

無接点電力伝送の従来技術として特許文献１がある。この特許文献１では、受電装置（２次側）から送電装置（１次側）へのデータ送信を、いわゆる負荷変調により実現している。そして送電装置は、１次コイルの誘起電圧をコンパレータ等により検出することで、異物の挿入やデータ送信に伴う受電側（２次側）の負荷状態の変化を検出する。

しかしながら、この特許文献１の従来技術では、誘起電圧のピーク電圧を所定のしきい値電圧と比較することで、受電側の負荷状態を検出していた。ところが、電源電圧変動やコイル間の距離・位置関係の変動やコイルインダクタンス等の素子定数バラツキにより、検出電圧の判定のために用いられるしきい値電圧もばらついてしまう。このため、受電側の負荷状態を適正に検出することが難しいという課題があった。
特開２００６−６０９０９号公報

本発明の幾つかの態様によれば、受電側の負荷状態を適正に検出できる送電制御装置、送電装置、電子機器及び無接点電力伝送システムを提供できる。

本発明は、１次コイルと２次コイルを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に対して電力を伝送し、前記受電装置の負荷に対して電力を供給する無接点電力伝送システムの前記送電装置に設けられる送電制御装置であって、前記１次コイルを駆動する送電ドライバを制御するドライバ制御回路と、受電側の負荷状態を検出する負荷状態検出回路と、前記送電制御装置を制御する制御回路とを含み、前記制御回路は、前記受電装置からＩＤ認証情報を受信した後の期間であって、通常送電開始前の期間であるリファレンス値取得期間において、通常送電開始後の受電側の負荷状態を判断するためのリファレンス値を取得する送電制御装置に関係する。

本発明によれば、ドライバ制御回路の制御により、送電ドライバが１次コイルを駆動し、負荷状態検出回路により、受電側の負荷状態が検出される。この場合に本発明では、受電装置からのＩＤ（IDentification）認証情報の受信後、通常送電の開始前において、リファレンス値が取得される。このようにすれば、取得されたリファレンス値を基準にして、種々の判定処理を実現できるため、受電側の負荷状態等を適正に検出できるようになる。またＩＤ認証により、受電側が正常な機器であることを確認してから、リファレンス値を取得できるため、誤ったリファレンス値が取得されてしまう事態を防止できる。

また本発明では、前記制御回路は、前記受電装置が前記負荷に対して給電を行っていない期間において前記リファレンス値を取得してもよい。

このような期間においてリファレンス値を取得すれば、受電側の負荷状態に影響されない、安定した無負荷状態で取得された負荷状態検出情報を、リファレンス値として設定できるようになる。

また本発明では、前記制御回路は、前記リファレンス値取得期間の後、前記通常送電の開始前に、前記受電装置からの前記ＩＤ認証情報に対応する許諾情報を前記受電装置に送信してもよい。

このように、許諾情報の送信前にリファレンス値を取得すれば、受電側が確実に無負荷である時にリファレンス値を取得できるようになる。

また本発明では、前記制御回路は、前記リファレンス値取得期間において、前記送電ドライバの駆動周波数を通常送電用周波数に設定してもよい。

このようにすれば、通常送電期間においては、通常送電期間での駆動周波数と同じ周波数で取得されたリファレンス値によりしきい値を設定して、検出処理が行われるようにななるため、検出精度を向上できる。

また本発明では、前記制御回路は、前記リファレンス値に基づいて異物検出用のしきい値を求め、前記異物検出用のしきい値に基づいて、前記通常送電開始後の異物検出を行ってもよい。

このようにすれば、電源電圧の変動やコイルの位置関係の変動に適応した異物検出用のしきい値を得ることが可能になるため、異物検出能力を向上できる。

また本発明では、前記制御回路は、前記リファレンス値に基づいてデータ検出用のしきい値を求め、前記データ検出用のしきい値に基づいて、前記通常送電開始後に前記受電装置から送信される送信データの検出を行ってもよい。

このようにすれば、電源電圧の変動やコイルの位置関係の変動に適応したデータ検出用のしきい値を得ることが可能になるため、データ検出能力を向上できる。

また本発明では、前記受電装置は、受電側の負荷を可変に変化させる負荷変調部を含み、前記制御回路は、前記リファレンス値取得期間において、前記負荷変調部により受電側の負荷が第１の負荷状態に設定された時に第１のリファレンス値を取得し、前記負荷変調部により受電側の負荷が第２の負荷状態に設定された時に第２のリファレンス値を取得し、前記制御回路は、前記第１、第２のリファレンス値に基づき設定されたしきい値を用いて、通常送電開始後における受電側の負荷状態の判定処理を行ってもよい。

このようにすれば、受電側の負荷状態の変動に伴う負荷状態検出情報の変動の度合いも考慮した判定処理が可能になり、判定処理の検出精度を向上できる。

また本発明では、前記負荷状態検出回路は、前記１次コイルの誘起電圧信号のパルス幅情報を検出するパルス幅検出回路を含み、前記制御回路は、前記リファレンス値取得期間において、前記パルス幅情報についてのリファレンス値を取得してもよい。

このようにすれば、電圧、電流を個別に検出し、その位相差で判定する手法を採用しなくても、簡素な構成で安定した検出処理を実現できる。

また本発明では、前記１次コイルの駆動周波数を規定する駆動クロックを生成して出力する駆動クロック生成回路を含み、前記負荷状態検出回路は、前記１次コイルの第１の誘起電圧信号が低電位電源側から変化して第１のしきい値電圧を上回るタイミングを第１のタイミングとした場合に、前記駆動クロックの第１のエッジタイミングと前記第１のタイミングとの間の期間である第１のパルス幅期間を計測して、第１のパルス幅情報を検出する第１のパルス幅検出回路を含んでもよい。

本発明によれば、駆動クロックの第１のエッジタイミング（例えば立ち下がりエッジ又は立ち上がりエッジのタイミング）と第１のタイミングとの間の期間である第１のパルス幅期間が計測されて、第１のパルス幅情報として検出される。そして、検出された第１のパルス幅情報に基づいて、検出処理が行われる。このようにすれば、電圧、電流を個別に検出し、その位相差で判定する手法を採用しなくても、安定した検出処理を実現できる。また本発明では、第１のタイミングは、第１の誘起電圧信号が低電位電源側から変化して第１のしきい値電圧を上回るタイミングとなっているため、電源電圧等が変動した場合にも、バラツキの少ないパルス幅検出を実現できる。

また本発明では、前記負荷状態検出回路は、前記第１の誘起電圧信号を波形整形して、第１の波形整形信号を出力する第１の波形整形回路を含み、前記第１のパルス幅検出回路は、前記第１の波形整形信号と前記駆動クロックに基づいて、前記第１のパルス幅期間を計測してもよい。

このようにすれば、第１の波形整形回路により波形整形された信号と駆動クロックを用いて、第１のパルス幅期間をデジタル処理により計測することが可能になる。

また本発明では、前記第１のパルス幅検出回路は、前記第１のパルス幅期間においてカウント値のインクリメント又はデクリメントを行い、得られたカウント値に基づいて前記第１のパルス幅期間の長さを計測する第１のカウンタを含んでもよい。

このようにすれば、第１のパルス幅期間を、第１のカウンタを用いてデジタル処理により正確に計測できるようになる。

また本発明では、前記第１のパルス幅検出回路は、前記第１の波形整形信号と前記駆動クロックを受け、前記第１のパルス幅期間においてアクティブになる第１のイネーブル信号を生成する第１のイネーブル信号生成回路を含み、前記第１のカウンタは、前記第１のイネーブル信号がアクティブである場合に、カウント値のインクリメント又はデクリメントを行ってもよい。

このようにすれば、第１のイネーブル信号の生成だけで、パルス幅期間をカウントするためのカウント処理を制御できるようになり、処理を簡素化できる。

また本発明では、前記負荷状態検出回路は、前記１次コイルの第２の誘起電圧信号が高電位電源側から変化して第２のしきい値電圧を下回るタイミングを第２のタイミングとした場合に、前記駆動クロックの第２のエッジタイミングと前記第２のタイミングとの間の期間である第２のパルス幅期間を計測して、第２のパルス幅情報を検出する第２のパルス幅検出回路を含み、前記制御回路は、前記リファレンス値取得期間において、前記第１、第２のパルス幅情報の少なくとも一方についてのリファレンス値を取得してもよい。

このようにすれば、第１のパルス幅検出回路を用いた第１方式と、第２のパルス幅検出回路を用いた第２方式とで、信号状態が異なる第１、第２の誘起電圧信号を用いてパルス幅検出を実現できるようになり、パルス幅検出の精度、安定性を向上できる。

また本発明は、上記のいずれかに記載の送電制御装置と、交流電圧を生成して前記１次コイルに供給する送電部とを含む送電装置に関係する。

また本発明は、上記に記載の送電装置を含む電子機器に関係する。

また本発明は、送電装置と受電装置を含み、１次コイルと２次コイルを電磁的に結合させて前記送電装置から前記受電装置に対して電力を伝送し、前記受電装置の負荷に対して電力を供給する無接点電力伝送システムであって、前記受電装置は、前記２次コイルの誘起電圧を直流電圧に変換する受電部と、前記受電装置から前記送電装置にデータを送信する場合に、送信データに応じて負荷を可変に変化させる負荷変調部とを含み、前記送電装置は、前記１次コイルを駆動する送電ドライバを制御するドライバ制御回路と、受電側の負荷状態を検出する負荷状態検出回路と、前記送電制御装置を制御する制御回路とを含み、前記制御回路は、前記受電装置からＩＤ認証情報を受信した後の期間であって、通常送電開始前の期間であるリファレンス値取得期間において、通常送電開始後の受電側の負荷状態を判断するためのリファレンス値を取得する無接点電力伝送システムに関係する。

以下、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお以下に説明する本実施形態は特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成の全てが本発明の解決手段として必須であるとは限らない。

１．電子機器
図１（Ａ）に本実施形態の無接点電力伝送手法が適用される電子機器の例を示す。電子機器の１つである充電器５００（クレードル）は送電装置１０を有する。また電子機器の１つである携帯電話機５１０は受電装置４０を有する。また携帯電話機５１０は、ＬＣＤなどの表示部５１２、ボタン等で構成される操作部５１４、マイク５１６（音入力部）、スピーカ５１８（音出力部）、アンテナ５２０を有する。

充電器５００にはＡＣアダプタ５０２を介して電力が供給され、この電力が、無接点電力伝送により送電装置１０から受電装置４０に送電される。これにより、携帯電話機５１０のバッテリを充電したり、携帯電話機５１０内のデバイスを動作させることができる。

なお本実施形態が適用される電子機器は携帯電話機５１０に限定されない。例えば腕時計、コードレス電話器、シェーバー、電動歯ブラシ、リストコンピュータ、ハンディターミナル、携帯情報端末、電動自転車、或いはＩＣカードなどの種々の電子機器に適用できる。

図１（Ｂ）に模式的に示すように、送電装置１０から受電装置４０への電力伝送は、送電装置１０側に設けられた１次コイルＬ１（送電コイル）と、受電装置４０側に設けられた２次コイルＬ２（受電コイル）を電磁的に結合させて電力伝送トランスを形成することで実現される。これにより非接触での電力伝送が可能になる。

２．送電装置、受電装置
図２に本実施形態の送電装置１０、送電制御装置２０、受電装置４０、受電制御装置５０の構成例を示す。図１（Ａ）の充電器５００などの送電側の電子機器は、図２の送電装置１０を含む。また携帯電話機５１０などの受電側の電子機器は、受電装置４０と負荷９０（本負荷）を含むことができる。そして図２の構成により、例えば平面コイルである１次コイルＬ１と２次コイルＬ２を電磁的に結合させて送電装置１０から受電装置４０に対して電力を伝送し、受電装置４０の電圧出力ノードＮＢ７から負荷９０に対して電力（電圧ＶＯＵＴ）を供給する無接点電力伝送（非接触電力伝送）システムが実現される。

送電装置１０（送電モジュール、１次モジュール）は、１次コイルＬ１、送電部１２、波形モニタ回路１４、表示部１６、送電制御装置２０を含むことができる。なお送電装置１０や送電制御装置２０は図２の構成に限定されず、その構成要素の一部（例えば表示部、波形モニタ回路）を省略したり、他の構成要素を追加したり、接続関係を変更するなどの種々の変形実施が可能である。

送電部１２は、電力伝送時には所定周波数の交流電圧を生成し、データ転送時にはデータに応じて周波数が異なる交流電圧を生成して、１次コイルＬ１に供給する。具体的には図３（Ａ）に示すように、例えばデータ「１」を受電装置４０に対して送信する場合には、周波数ｆ１の交流電圧を生成し、データ「０」を送信する場合には、周波数ｆ２の交流電圧を生成する。この送電部１２は、１次コイルＬ１の一端を駆動する第１の送電ドライバと、１次コイルＬ１の他端を駆動する第２の送電ドライバと、１次コイルＬ１と共に共振回路を構成する少なくとも１つのコンデンサを含むことができる。

そして送電部１２が含む第１、第２の送電ドライバの各々は、例えばパワーＭＯＳトランジスタにより構成されるインバータ回路（バッファ回路）であり、送電制御装置２０のドライバ制御回路２６により制御される。

１次コイルＬ１（送電側コイル）は、２次コイルＬ２（受電側コイル）と電磁結合して電力伝送用トランスを形成する。例えば電力伝送が必要なときには、図１（Ａ）、図１（Ｂ）に示すように、充電器５００の上に携帯電話機５１０を置き、１次コイルＬ１の磁束が２次コイルＬ２を通るような状態にする。一方、電力伝送が不要なときには、充電器５００と携帯電話機５１０を物理的に離して、１次コイルＬ１の磁束が２次コイルＬ２を通らないような状態にする。

波形モニタ回路１４（整流回路、波形整形回路）は、１次コイルＬ１のコイル端信号ＣＳＧに基づいて、波形モニタ用の誘起電圧信号ＰＨＩＮを生成する。例えば１次コイルＬ１の誘起電圧信号であるコイル端信号ＣＳＧは、送電制御装置２０のＩＣの最大定格電圧を超えてしまったり、負の電圧になったりする。波形モニタ回路１４は、このようなコイル端信号ＣＳＧを受け、送電制御装置２０の負荷状態検出回路３０により波形検出が可能な信号である波形モニタ用の誘起電圧信号ＰＨＩＮを生成して、送電制御装置２０の例えば波形モニタ用端子に出力する。具体的には波形モニタ回路１４は、最大定格電圧を超えないように電圧をクランプするリミット動作を行ったり、負電圧が送電制御装置２０に印加されないように半波整流を行う。このために波形モニタ回路１４は、リミット動作や半波整流や電流制限のための必要な抵抗、ダイオードなどを含むことができる。例えばコイル端信号ＣＳＧを、複数の抵抗により構成される電圧分割回路により電圧分割したり、ダイオードにより半波整流して、誘起電圧信号ＰＨＩＮとして送電制御装置２０に出力する。

表示部１６は、無接点電力伝送システムの各種状態（電力伝送中、ＩＤ認証等）を、色や画像などを用いて表示するものであり、例えばＬＥＤやＬＣＤなどにより実現される。

送電制御装置２０は、送電装置１０の各種制御を行う装置であり、集積回路装置（ＩＣ）などにより実現できる。この送電制御装置２０は、制御回路２２（送電側）、発振回路２４、駆動クロック生成回路２５、ドライバ制御回路２６、負荷状態検出回路３０を含むことができる。なお、これらの構成要素の一部（例えば発振回路、駆動クロック生成回路）を省略したり、他の構成要素を追加するなどの変形実施も可能である。

送電側の制御回路２２（制御部）は送電装置１０や送電制御装置２０の制御を行うものであり、例えばゲートアレイやマイクロコンピュータなどにより実現できる。具体的には制御回路２２は、ドライバ制御回路２６や負荷状態検出回路３０を制御する。そして電力伝送、負荷状態検出（データ検出、異物検出、取り去り検出等）、周波数変調などに必要な各種のシーケンス制御や判定処理を行う。

発振回路２４は例えば水晶発振回路により構成され、１次側のクロックを生成する。駆動クロック生成回路２５は、駆動周波数を規定する駆動クロックを生成する。

ドライバ制御回路２６は、１次コイルＬ１を駆動する送電ドライバを制御する。具体的には、駆動クロック生成回路２５からの駆動クロックや制御回路２２からの周波数設定信号などに基づいて、所望の周波数の制御信号を生成し、送電部１２の第１、第２の送電ドライバに出力して、第１、第２の送電ドライバを制御する。

負荷状態検出回路３０（波形検出回路）は受電側（受電装置又は異物）の負荷状態を検出する。この負荷状態の検出は、１次コイルＬ１の誘起電圧信号ＰＨＩＮの波形変化を検出することで実現できる。例えば受電側（２次側）の負荷状態（負荷電流）が変化すると、誘起電圧信号ＰＨＩＮの波形が変化する。負荷状態検出回路３０は、このような波形の変化を検出して、検出結果（検出結果情報）を制御回路２２に出力する。

具体的には負荷状態検出回路３０は、例えば誘起電圧信号ＰＨＩＮを波形整形し、波形整形信号を生成する。例えば信号ＰＨＩＮが所与のしきい値電圧を超えた場合にアクティブ（例えばＨレベル）になる方形波（矩形波）の波形整形信号（パルス信号）を生成する。そして負荷状態検出回路３０は、波形整形信号と駆動クロックに基づいて、波形整形信号のパルス幅情報（パルス幅期間）を検出する。具体的には、波形整形信号と、駆動クロック生成回路２５からの駆動クロックを受け、波形整形信号のパルス幅情報を検出することで、誘起電圧信号ＰＨＩＮのパルス幅情報を検出する。

制御回路２２（送電制御装置）は、負荷状態検出回路３０での検出結果に基づいて、受電側（２次側）の負荷状態（負荷変動、負荷の高低）を判断する。例えば制御回路２２は、負荷状態検出回路３０（パルス幅検出回路）で検出されたパルス幅情報に基づいて、受電側の負荷状態を判断し、例えばデータ（負荷）検出、異物（金属）検出、取り去り（着脱）検出などを行う。即ち、誘起電圧信号のパルス幅情報であるパルス幅期間は、受電側の負荷状態の変化に応じて変化する。制御回路２２は、このパルス幅期間（パルス幅期間の計測により得られたカウント値）に基づいて受電側の負荷変動を検知できる。これにより、図３（Ｂ）のように受電装置４０の負荷変調部４６が負荷変調によりデータを送信した場合に、この送信データを検出することが可能になる。

そして本実施形態では、制御回路２２（送電制御装置）は、通常送電開始後の受電側（２次側）の負荷状態（負荷の変動）を判断するためのリファレンス値（リファレンスレベル）を取得する。具体的には、受電装置４０からＩＤ認証情報（例えばＩＤ認証フレーム）を受信した後の期間であって、通常送電開始前の期間であるリファレンス値取得期間において、リファレンス値を取得する。即ちＩＤ認証情報の受信後（受信側のＩＤを確認した後）にリファレンス値を取得し、その後に通常送電（本送電、充電用送電）を開始する。このようにすることで、受電装置４０が負荷９０に対して給電を行っていない期間（トランジスタＴＢ２がオフの期間）において、リファレンス値を取得できるようになり、無負荷状態におけるリファレンス値の取得が可能になる。

なお制御回路２２は、リファレンス値取得期間の後、通常送電の開始前に、受電装置からのＩＤ認証情報に対応する許諾情報（例えば許諾フレーム）を受電装置４０に送信してもよい。また、リファレンス値取得期間の前に、受電側の異物検出（１次異物検出）を行ってもよい。

例えば制御回路２２は、リファレンス値取得期間において、送電部１２の送電ドライバの駆動周波数を、通常送電用周波数（例えばｆ１）に設定する。このようにすることで、通常送電期間における駆動周波数でリファレンス値を取得でき、通常送電期間用の検出判定に適正なしきい値を取得できるようになる。なお、リファレンス値取得期間の前に異物検出を行う場合には、この異物検出の際に、送電部１２の送電ドライバの駆動周波数を、通常送電用周波数（例えばｆ１）とは異なる異物検出用周波数（例えばｆ３）に設定する。この異物検出用周波数は、例えば通常送電用周波数とコイル共振周波数の間の周波数である。そして制御回路２２は、駆動周波数を異物検出用周波数（ｆ３）から通常送電用周波数（ｆ１）に戻した後に、リファレンス値の取得を行えばよい。

制御回路２２は、取得されたリファレンス値に基づいて、例えば通常送電開始後における受電側の負荷状態の判定のためのしきい値（判定レベル）を求める。具体的には、リファレンス値を入力とし、検出判定用のしきい値が出力となるテーブルを用いてしきい値を求めたり、所定の演算式に基づいてしきい値を求める。そして制御回路２２は、求められたしきい値に基づいて、例えば通常送電開始後（通常送電期間）における受電側の負荷状態の判定処理を行う。

具体的には制御回路２２は、リファレンス値に基づいて異物検出用のしきい値を求める。そして、求められた異物検出用のしきい値に基づいて、通常送電開始後の異物検出（２次異物検出）を行う。或いは、リファレンス値に基づいてデータ検出用のしきい値を求める。そして求められたデータ検出用のしきい値に基づいて、通常送電開始後に受電装置４０から送信される送信データの検出（「０」、「１」の論理レベルの検出）を行う。或いは、リファレンス値に基づいて、取り去り検出用のしきい値や過負荷検出用のしきい値を求め、これらのしきい値に基づいて、取り去り検出や過負荷検出を行ってもよい。

受電装置４０（受電モジュール、２次モジュール）は、２次コイルＬ２、受電部４２、負荷変調部４６、給電制御部４８、受電制御装置５０を含むことができる。なお受電装置４０や受電制御装置５０は図２の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加したり、接続関係を変更するなどの種々の変形実施が可能である。

受電部４２は、２次コイルＬ２の交流の誘起電圧を直流電圧に変換する。この変換は受電部４２が有する整流回路４３により行われる。この整流回路４３は、ダイオードＤＢ１〜ＤＢ４を含む。ダイオードＤＢ１は、２次コイルＬ２の一端のノードＮＢ１と直流電圧ＶＤＣの生成ノードＮＢ３との間に設けられ、ＤＢ２は、ノードＮＢ３と２次コイルＬ２の他端のノードＮＢ２との間に設けられ、ＤＢ３は、ノードＮＢ２とＶＳＳのノードＮＢ４との間に設けられ、ＤＢ４は、ノードＮＢ４とＮＢ１との間に設けられる。

受電部４２の抵抗ＲＢ１、ＲＢ２はノードＮＢ１とＮＢ４との間に設けられる。そしてノードＮＢ１、ＮＢ４間の電圧を抵抗ＲＢ１、ＲＢ２により分圧することで得られた信号ＣＣＭＰＩが、受電制御装置５０の周波数検出回路６０に入力される。

受電部４２のコンデンサＣＢ１及び抵抗ＲＢ４、ＲＢ５は、直流電圧ＶＤＣのノードＮＢ３とＶＳＳのノードＮＢ４との間に設けられる。そしてノードＮＢ３、ＮＢ４間の電圧を抵抗ＲＢ４、ＲＢ５により分圧することで得られた信号ＡＤＩＮが、受電制御装置５０の位置検出回路５６に入力される。

負荷変調部４６は負荷変調処理を行う。具体的には受電装置４０から送電装置１０に所望のデータを送信する場合に、送信データに応じて負荷変調部４６（２次側）での負荷を可変に変化させて、図３（Ｂ）に示すように１次コイルＬ１の誘起電圧の信号波形を変化させる。このために負荷変調部４６は、ノードＮＢ３、ＮＢ４の間に直列に設けられた抵抗ＲＢ３、トランジスタＴＢ３（Ｎ型のＣＭＯＳトランジスタ）を含む。このトランジスタＴＢ３は受電制御装置５０の制御回路５２からの信号Ｐ３Ｑによりオン・オフ制御される。そしてトランジスタＴＢ３をオン・オフ制御して負荷変調を行う際には、給電制御部４８のトランジスタＴＢ２はオフにされ、負荷９０が受電装置４０に電気的に接続されない状態になる。

例えば図３（Ｂ）のように、データ「０」を送信するために２次側を低負荷（インピーダンス大）にする場合には、信号Ｐ３ＱがＬレベルになってトランジスタＴＢ３がオフになる。これにより負荷変調部４６の負荷はほぼ無限大（無負荷）になる。一方、データ「１」を送信するために２次側を高負荷（インピーダンス小）にする場合には、信号Ｐ３ＱがＨレベルになってトランジスタＴＢ３がオンになる。これにより負荷変調部４６の負荷は、抵抗ＲＢ３（高負荷）になる。

給電制御部４８は負荷９０への電力の給電を制御する。レギュレータ４９は、整流回路４３での変換で得られた直流電圧ＶＤＣの電圧レベルを調整して、電源電圧ＶＤ５（例えば５Ｖ）を生成する。受電制御装置５０は、例えばこの電源電圧ＶＤ５が供給されて動作する。

トランジスタＴＢ２（Ｐ型のＣＭＯＳトランジスタ）は、受電制御装置５０の制御回路５２からの信号Ｐ１Ｑにより制御される。具体的にはトランジスタＴＢ２は、ＩＤ認証が完了（確立）して通常の電力伝送を行う場合にはオンになり、負荷変調の場合等にはオフになる。

受電制御装置５０は、受電装置４０の各種制御を行う装置であり、集積回路装置（ＩＣ）などにより実現できる。この受電制御装置５０は、２次コイルＬ２の誘起電圧から生成される電源電圧ＶＤ５により動作することができる。また受電制御装置５０は、制御回路５２（受電側）、位置検出回路５６、発振回路５８、周波数検出回路６０、満充電検出回路６２を含むことができる。

制御回路５２（制御部）は受電装置４０や受電制御装置５０の制御を行うものであり、例えばゲートアレイやマイクロコンピュータなどにより実現できる。具体的には制御回路５２は、ＩＤ認証、位置検出、周波数検出、負荷変調、或いは満充電検出などに必要な各種のシーケンス制御や判定処理を行う。

位置検出回路５６は、２次コイルＬ２の誘起電圧の波形に相当する信号ＡＤＩＮの波形を監視して、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２の位置関係が適正であるかを判断する。具体的には信号ＡＤＩＮを、コンパレータで２値に変換又はＡ／Ｄ変換でレベル判定して、位置関係が適正であるか否かを判断する。

発振回路５８は、例えばＣＲ発振回路により構成され、２次側のクロックを生成する。周波数検出回路６０は、信号ＣＣＭＰＩの周波数（ｆ１、ｆ２）を検出して、図３（Ａ）に示すように、送電装置１０からの送信データが「１」なのか「０」なのかを判断する。

満充電検出回路６２（充電検出回路）は、負荷９０のバッテリ９４（２次電池）が、満充電状態（充電状態）になったか否かを検出する回路である。

負荷９０は、バッテリ９４の充電制御等を行う充電制御装置９２を含むことができる。この充電制御装置９２（充電制御ＩＣ）は集積回路装置などにより実現できる。なお、スマートバッテリのように、バッテリ９４自体に充電制御装置９２の機能を持たせてもよい。

３．動作
次に、送電側と受電側の動作の一例について図４、図５のフローチャートを用いて説明する。送電側は、電源投入されてパワーオンすると（ステップＳ１）、位置検出用（着地検出用）の一時的な電力伝送を行う（ステップＳ２）。即ち、図１（Ａ）の携帯電話機５１０が充電器５００に対して適正な位置に置かれたか否かを、受電側が検出するための電力伝送を行う。この位置検出用の電力伝送における駆動周波数（駆動クロック生成回路からの駆動クロックの周波数）は例えばｆ１に設定される。

送電側からの位置検出用の電力伝送（仮送電）により、受電側の電源電圧が立ち上がり（ステップＳ４１）、受電制御装置５０のリセットが解除される。すると受電側（受電制御装置）は、図２の信号Ｐ１ＱをＨレベルに設定する（ステップＳ４２）。これにより図２の給電制御部４８のトランジスタＴＢ２がオフになり、負荷９０との間の電気的な接続が遮断される。

次に受電側は、位置検出回路５６を用いて、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２の位置関係（位置レベル）が適正か否かを判断する（ステップＳ４３）。そして位置関係が適正ではない場合には、受電側は動作を停止する（ステップＳ４４）。具体的には、タイマにウェイト期間を設定し、ウェイト期間の間、動作を停止する。

一方、位置関係が適正である場合には、受電側は、ＩＤの認証処理を行い、ＩＤ認証フレーム（広義にはＩＤ認証情報）を生成する（ステップＳ４５）。このＩＤ認証フレームは受電装置４０を識別するためのＩＤコードを含む。更に具体的には、例えば、スタートコード、コマンドＩＤ、位置検出回路５６の出力データである位置レベルデータ、エラーコードなどを含むことができる。そして受電側は、生成されたＩＤ認証フレームを送電側に送信する（ステップＳ４６）。具体的には図３（Ｂ）で説明した負荷変調によりＩＤ認証フレームのデータを送信する。

送電側は、位置検出用送電を開始した後、タイマにウェイト期間を設定し、そのウェイト期間の間、待機する（ステップＳ３）。そして、設定されたウェイト期間が経過してタイムアウトになった場合には、送電（送電ドライバの駆動）を停止する（ステップＳ４、ステップＳ３２）。

送電側は、ウェイト期間の間に受電側からＩＤ認証フレームを受信すると、受信したＩＤ認証フレームの検証処理を行う（ステップＳ５、Ｓ６）。具体的にはＩＤ認証フレームに含まれるＩＤコードが適正なコードであるか否か（相手の受電装置が適正なものであるか否か）を判断する。またスタートコード、コマンドＩＤ、位置レベルデータ、エラーコードについても確認する。そして、受電側のＩＤが一致しないなどの理由でＩＤ認証を許諾しない場合には、送電を停止する（ステップＳ７、Ｓ３２）。

一方、送電側は、ＩＤ認証を許諾する場合には、駆動周波数を異物検出用周波数ｆ３に設定する（ステップＳ８）。そして通常送電開始前の異物検出（１次異物検出）を開始する（ステップＳ９）。具体的には、例えば異物検出イネーブル信号をアクティブにして、負荷状態検出回路３０に対して異物検出の開始を指示する。この異物検出は、例えば負荷状態検出回路３０からの負荷状態検出情報（パルス幅情報）と、負荷状態検出用の第１のしきい値（ＭＥＴＡ）とを比較することで実現できる。そして送電側は、異物検出期間が終了すると、駆動周波数を通常送電用周波数ｆ１に設定する（ステップＳ１０、Ｓ１１）。即ちステップＳ８でｆ３に設定された駆動周波数をｆ１に戻す。

次に送電側は、受電側の負荷状態の判定のためのリファレンス値を取得する（ステップＳ１２）。このリファレンス値は、例えば後述するパルス幅検出情報についてのリファレンス値などである。

次に送電側は、リファレンス値の取得が完了したか否か（リファレンス値取得期間が経過したか否か）を判断する（ステップＳ１３）。そして完了していない場合には、異物検出を行い、異物が検出された場合には送電を停止する（ステップＳ１４、Ｓ３２）。このようにリファレンス値取得期間においても異物検出を行えば、この期間において異物が挿入されて、誤ったリファレンス値が取得されてしまう事態を効果的に防止できる。

送電側は、リファレンス値の取得が完了すると、ＩＤ認証フレームに対する許諾フレーム（広義には許諾情報）を生成する（ステップＳ１５）。この許諾フレームは、受電側からのＩＤ認証の許諾を通知する許諾コードを含む。またスタートコード、エラーコード、終了コードなどを含むことができる。そして送電側は、生成された許諾フレームを受電側に送信する（ステップＳ１６）。具体的には図３（Ａ）で説明した周波数変調により許諾フレームのデータを送信する。

受電側は、許諾フレームを受信すると、許諾フレームの検証処理を行う（ステップＳ４７、Ｓ４８）。具体的には許諾フレームに含まれる許諾コード等が適正であるか否かを確認する。そして、適正である場合には、無接点電力伝送を開始するためのスタートフレームを生成して、送電側に送信する（ステップＳ５１、Ｓ５２）。その後、信号Ｐ１ＱをＬレベルに設定する（ステップＳ５３）。これにより図２の給電制御部４８のトランジスタＴＢ２がオンになり、負荷９０に対する電力伝送が可能になる。

送電側は、許諾フレームの送信を開始した後、受電側の機器の取り去り検出を行い、取り去りが検出された場合には送電を停止する（ステップＳ２１、Ｓ３２）。そして許諾フレームの送信が終了するまで取り去り検出を続行し（ステップＳ２２）、送信が終了すると、受電側からのスタートフレームを受信したか否かを判断する（ステップＳ２３）。

送電側は、スタートフレームを受信すると、スタートフレームの検証処理を行う（ステップＳ２４）。そしてスタートフレームが適正である場合には、後述する定期負荷変動検出をイネーブルにして（ステップＳ２５）、通常送電（本格送電）を開始する（ステップＳ２６）。

受電側は、通常送電が開始すると受電を開始して、負荷９０に対する電力伝送を行う（ステップＳ５４）。これにより例えばバッテリ９４の充電が行われる。また受電側は、通常送電の開始後、定期的な負荷変調を行う（ステップＳ５５）。具体的には、図２の負荷変調部４６のトランジスタＴＢ３を、定期認証期間において、所定のパターンでオン・オフする。そして、バッテリ９４が満充電になったか否かを判断し（ステップＳ５６）、満充電になった場合には、それを知らせる満充電通知フレーム（セーブフレーム）を送信する（ステップＳ５７）。

送電側は、通常送電を開始した後、取り去り検出、異物検出を行い、取り去りや異物が検出されると送電を停止する（ステップＳ２７、Ｓ２８、Ｓ３２）。また、ステップＳ２５でイネーブルにされた定期負荷変動検出による定期認証期間において、大面積の金属異物等による乗っ取り状態の検出を行う（ステップＳ２９）。次に送電側は、受電側からの満充電通知フレームを受信したか否かを判断し、受信した場合には定期負荷変動検出をディスエーブルにして、送電を停止する（ステップＳ３０、Ｓ３１、Ｓ３２）。本実施形態では、これらの取り去り検出、異物検出、乗っ取り検出（定期認証）、満充電通知フレームのデータ検出等が、ステップＳ１２で取得されたリファレンス値を基準に設定されたしきい値に基づいて行われる。

ステップＳ５、Ｓ１２に示すように本実施形態では、送電側（制御回路２２）は、受電装置４０からＩＤ認証フレーム（ＩＤ認証情報）を受信した後に、リファレンス値を取得する。そしてステップ２６に示すように、リファレンス値の取得の後に、受電装置４０への通常送電を開始する。このように本実施形態では、ＩＤ認証の後、通常送電の開始前に、リファレンス値を取得している。

例えば本実施形態の比較例として、リファレンス値を用いずに設定されたしきい値に基づいて、異物検出やデータ検出を行う手法が考えられる。しかしながら、この手法では、電源電圧の変動や１次コイルＬ１と２次コイルＬ２の位置関係のずれなどが原因で、異物検出（定期認証）やデータ検出に使用する負荷状態検出情報（パルス幅、カウント値）がばらついてしまう。従って、異物検出の際に、異物検出判定用のしきい値を甘く設定する必要があり、このために異物検出能力が低くなってしまう。

この点、本実施形態では、ＩＤ認証時にリファレンス値を取得し、取得されたリファレンス値を基準にしきい値を設定して、異物検出やデータ検出などの判定処理を行う。従って、電源電圧の変動やコイルの位置関係の変動に適応したしきい値を得ることができるため、異物検出能力やデータ検出能力を向上できる。

また本実施形態では、通常送電開始前においてリファレンス値が取得される。そして通常送電開始前においては受電側は無負荷状態になっている。具体的には、給電制御部４８のトランジスタＴＢ２がオフになっているため、送電側からは、受電側の負荷は見えない状態になっている。このような状態でリファレンス値を取得すれば、受電側の負荷状態に影響されない、安定した無負荷状態で取得された負荷状態検出情報（パルス幅、カウント値）を、リファレンス値として設定できる。従って、異物検出やデータ検出のしきい値を、リファレンス値との差分値で設定することが可能になるため、しきい値の設定が容易になり、設計を簡素化できると共に、異物検出能力やデータ検出能力を更に向上できる。

また本実施形態では、ＩＤ認証により、受電側が正常な機器であることを確認してから、リファレンス値が取得される。従って、受電側と送電側の機器の間に異物が挿入された状態で、誤ったリファレンス値が取得されてしまう事態を防止できる。

また本実施形態では、ステップＳ１２、Ｓ１６、Ｓ２６に示すように、リファレンス値取得の後、通常送電の開始前に、送電側は、受電側からのＩＤ認証フレーム（ＩＤ認証情報）に対応する許諾フレーム（許諾情報）を受電側に送信している。例えば受電側は、ステップＳ４６、Ｓ４７、Ｓ５２に示すように、ＩＤ認証フレームを送信した後、許諾フレームを受信すると、スタートフレームを送電側に送信する。そしてステップＳ５３に示すように、信号Ｐ１ＱをＬレベルにし、トランジスタＴＢ２をオンにして、負荷９０との接続を導通状態にする。

従って送電側は、ステップＳ１２、Ｓ１６に示すように許諾フレームの送信前にリファレンス値が取得することで、トランジスタＴＢ２がオフであり負荷９０に対して給電を行っていない期間に、リファレンス値を取得することが可能になる。従って、受電側が確実に無負荷である時にリファレンス値を取得でき、異物検出やデータ検出の精度を更に向上できる。

また本実施形態では、ステップＳ１１に示すように、送電側は、リファレンス値取得期間において、送電ドライバの駆動周波数を通常送電用周波数ｆ１に設定している。このようにすれば、通常送電期間においては、通常送電期間での駆動周波数と同じ周波数ｆ１で取得されたリファレンス値によりしきい値を設定して、異物検出やデータ検出が行われるようになるため、検出精度を向上できる。

４．異物検出用周波数
図６に本実施形態の送電制御装置２０の構成例を示す。なお本実施形態の送電制御装置２０は図６の構成に限定されず、その構成要素の一部（例えば波形モニタ回路）を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。

図６において駆動クロック生成回路２５は、１次コイルＬ１の駆動周波数を規定する駆動クロックＤＲＣＫを生成する。具体的には発振回路２４で生成された基準クロックＣＬＫを分周して駆動クロックＤＲＣＫを生成する。１次コイルＬ１には、この駆動クロックＤＲＣＫの駆動周波数の交流電圧が供給されることになる。

ドライバ制御回路２６は、駆動クロックＤＲＣＫに基づいてドライバ制御信号を生成し、１次コイルＬ１を駆動する送電部１２の送電ドライバ（第１、第２の送電ドライバ）に出力する。この場合、送電ドライバを構成するインバータ回路に貫通電流が流れないように、インバータ回路のＰ型トランジスタのゲートに入力される信号とＮ型トランジスタのゲートに入力される信号が、互いにノンオーバラップの信号になるようにドライバ制御信号を生成する。

負荷状態検出回路３０は、１次コイルＬ１の誘起電圧信号ＰＨＩＮの波形変化を検出する。そして制御回路２２は、負荷状態検出回路３０での検出結果に基づいて、異物検出を行う。

例えば負荷状態検出回路３０は、誘起電圧信号ＰＨＩＮのパルス幅情報を検出する。そして制御回路２２は、検出されたパルス幅情報に基づいて異物検出を行う。具体的には負荷状態検出回路３０は、後述する第１方式のパルス幅検出手法により、パルス幅情報を検出し、このパルス幅情報により異物検出が行われる。例えば駆動クロックのエッジタイミングから、誘起電圧信号ＰＨＩＮ（コイル端信号ＣＳＧ）が立ち上がって所与のしきい値電圧を上回るタイミングまでのパルス幅期間を計測することで、異物が検出される。

また負荷状態検出回路３０が、後述する第２方式のパルス幅検出手法によりパルス幅情報を検出することで、異物を検出してもよい。例えば駆動クロックのエッジタイミングから、誘起電圧信号ＰＨＩＮ（コイル端信号ＣＳＧ）が立ち下がって所与のしきい値電圧を下回るタイミングまでのパルス幅期間を計測することで、異物を検出する。

また負荷状態検出回路３０が、第１方式及び第２方式の両方のパルス幅検出を行うことで、異物を検出してもよい。例えば通常送電開始前は第１方式で１次異物検出を行い、通常送電開始後は第２方式で２次異物検出を行ってもよい。

また負荷状態検出回路３０が、負荷による位相特性を判断する手法により、異物を検出してもよい。例えば電圧・電流位相差を検出して異物を検出してもよい。或いは、誘起電圧信号ＰＨＩＮのピーク値を監視して、ピーク値の変化を検出することで、異物を検出してもよい。

そして本実施形態では、このような異物検出時（異物検出期間、異物検出モード）に、駆動クロックＤＲＣＫ（駆動クロックと等価な信号を含む）を、通常送電用周波数ｆ１とは異なる周波数である異物検出用周波数ｆ３に設定する。具体的には、異物検出時（例えば１次異物検出時）に、制御回路２２が駆動クロック生成回路２５に対して駆動周波数の変更指示信号を出力する。すると駆動クロック生成回路２５は、異物検出時には、異物検出用周波数ｆ３に設定された駆動クロックＤＲＣＫを生成して出力する。例えば基準クロックＣＬＫに対する分周比を変更することで、駆動周波数を通常送電用周波数ｆ１から異物検出用周波数ｆ３に変更して、周波数ｆ３の駆動クロックＤＲＣＫをドライバ制御回路２６に出力する。そしてドライバ制御回路２６は、周波数ｆ３のドライバ制御信号を生成して、送電ドライバを制御する。なお、この場合の異物検出用周波数ｆ３は、例えば通常送電用周波数ｆ１とコイル共振周波数ｆ０の間の周波数に設定できる。

例えば図７（Ａ）に、受電側（２次側）の負荷が低い場合（負荷電流が小さい場合）のコイル端信号ＣＳＧの信号波形例を示し、図７（Ｂ）に、受電側の負荷が高い場合（負荷電流が大きい場合）のコイル端信号ＣＳＧの信号波形例を示す。図７（Ａ）、図７（Ｂ）に示すように、受電側の負荷が高くなるにつれて、コイル端信号ＣＳＧの波形が歪む。

具体的には、後述するように、図７（Ａ）の低負荷時には、駆動波形（ＤＲＣＫの波形）である方形波の方が、コイル共振波形である正弦波よりも支配的になる。一方、図７（Ｂ）のように高負荷になると、共振波形である正弦波の方が、駆動波形である方形波よりも支配的になって、波形が歪む。

そして後述する第１方式のパルス幅検出手法では、図７（Ｂ）に示すように、コイル端信号ＣＳＧの立ち上がりの際のパルス幅期間ＸＴＰＷ１を検出して、異物挿入に伴う負荷変動を検出する。また第２方式のパルス幅検出手法では、コイル端信号ＣＳＧの立ち下がりの際のパルス幅期間ＸＴＰＷ２を検出して、異物挿入に伴う負荷変動を検出する。即ち図７（Ｂ）では、コイル端信号ＣＳＧが、方形波が支配的な信号波形から正弦波が支配的な信号波形に変化するのを検出することで、異物挿入に伴う負荷変動を検出している。

そして本実施形態では、このような異物検出の際に、図７（Ｃ）に示すように駆動周波数を、通常送電用周波数ｆ１とは異なる異物検出用周波数ｆ３に設定している。具体的には、通常送電用周波数ｆ１とコイル共振周波数ｆ０（コイル等により構成される共振回路の共振周波数）の間の周波数ｆ３に設定している。

このように、異物検出時には、駆動周波数をｆ１からｆ３に変更して、コイル共振周波数ｆ０に近づけることで、コイル端信号ＣＳＧ（誘起電圧信号）の波形の歪みを大きくすることが可能になる。

具体的には、後述するように、駆動周波数が共振周波数に近づくと、共振波形である正弦波の方が支配的になってくる。従って、駆動周波数を、共振周波数ｆ０に近い異物検出用周波数ｆ３に設定することで、通常送電用周波数ｆ１に設定する場合に比べて、正弦波が支配的になり、より波形が歪むようになる。即ちパルス幅変動（位相変動）が生じやすい周波数帯域で、異物検出を行うことができる。この結果、異物検出の感度が高まり、異物検出の精度が向上する。即ち、少ない負荷変動で波形が大きく変動し、パルス幅期間ＸＴＰＷ１、ＸＴＰＷ２が大きく変動するようになるため、小さなサイズの金属異物等の検出も容易になる。

例えば電力伝送の効率や消費電流の観点から、通常送電時の駆動周波数ｆ１は、共振周波数ｆ０から離れた周波数に設定され、共振周波数ｆ０に近い周波数ｆ３は、通常送電時には使用しないのが一般的である。

しかしながら、通常送電開始前の異物検出時（１次異物検出）には、図２のトランジスタＴＢ２がオフにされ、負荷９０への電力送電が停止しているため、受電側はほぼ無負荷の状態になる。従って異物検出時には、電力伝送効率や消費電力については考慮する必要がなく、共振周波数ｆ０に近い周波数に異物検出用周波数ｆ３を設定しても問題はない。本実施形態では、このような観点から周波数ｆ０とｆ１の間の周波数ｆ３を設定している。

また、後述するように、第１方式のパルス幅検出手法は、第２方式に比べて、電源電圧変動等に対するパルス幅検出のバラツキは少ないが、負荷変動に対する感度が低いという問題点がある。この点、第１方式による異物検出時に、異物検出用周波数ｆ３を共振周波数ｆ０に近づければ、負荷変動に対する波形の歪みが大きくなるため、負荷変動に対する感度を向上できるという利点がある。

なお、前述のように負荷状態検出回路３０としては、パルス幅検出手法以外にも、位相検出手法やピーク電圧検出手法などの種々の手法を採用できる。そして、このような手法を採用した場合には、その手法において最も適切な周波数に異物検出用周波数ｆ３を設定すればよく、例えば異物検出用周波数ｆ３を、通常送電用周波数ｆ１よりも高い周波数に設定してもよい。

５．第１の変形例
図８に本実施形態の第１の変形例を示す。図８において、例えば１次コイルＬ１のインダクタンスや共振回路を構成するコンデンサの容量値がばらついたり、電源電圧が変動したり、１次コイルＬ１、２次コイルＬ２の距離や位置関係が変動すると、誘起電圧信号ＰＨＩＮ１のピーク電圧（振幅）も変動する。従って、信号ＰＨＩＮ１のピーク電圧を検出する手法だけでは、負荷変動の正確な検出を実現できないおそれがある。そこで図８では、誘起電圧信号ＰＨＩＮ１のパルス幅情報の検出を行うことで、異物挿入等に伴う負荷変動を検出している。

図８において負荷状態検出回路３０は、１次コイルＬ１の第１の誘起電圧信号ＰＨＩＮ１の波形変化を検出する第１の負荷状態検出回路３１を含む。そして第１の負荷状態検出回路３１は、第１の波形整形回路３２と第１のパルス幅検出回路３３を含む。波形整形回路３２（パルス信号生成回路）は、１次コイルＬ１の誘起電圧信号ＰＨＩＮ１を波形整形し、波形整形信号ＷＦＱ１を出力する。具体的には例えば信号ＰＨＩＮ１が所与のしきい値電圧を超えた場合にアクティブ（例えばＨレベル）になる方形波（矩形波）の波形整形信号ＷＦＱ１（パルス信号）を出力する。

パルス幅検出回路３３は、１次コイルＬ１の誘起電圧信号ＰＨＩＮ１のパルス幅情報を検出する。具体的には、波形整形回路３２からの波形整形信号ＷＦＱ１と、駆動クロック生成回路２５からの駆動クロックＤＲＣＫ（ドライバ制御信号）を受け、波形整形信号ＷＦＱ１のパルス幅情報を検出することで、誘起電圧信号ＰＨＩＮ１のパルス幅情報を検出する。

例えば誘起電圧信号ＰＨＩＮ１がＧＮＤ側（低電位電源側）から変化して第１のしきい値電圧ＶＴ１を上回るタイミングを第１のタイミングとしたとする。この場合にパルス幅検出回路３３は、駆動クロックＤＲＣＫの第１のエッジタイミング（例えば立ち下がりタイミング）と第１のタイミングとの間の期間である第１のパルス幅期間を計測して、第１のパルス幅情報を検出する。例えば駆動クロックＤＲＣＫの電圧変化により誘起された電圧信号ＰＨＩＮ１が、所与のしきい値電圧ＶＴ１以下になる第１のパルス幅期間を計測する。そして駆動クロックＤＲＣＫのパルス幅に対する波形整形信号ＷＦＱ１（誘起電圧信号）のパルス幅の大きさを計測する。この場合の第１のパルス幅期間の計測は例えば基準クロックＣＬＫを用いて行う。そしてパルス幅検出回路３３での計測結果のデータＰＷＱ１は、例えば図示されないラッチ回路にラッチされる。具体的にはパルス幅検出回路３３は、基準クロックＣＬＫによりカウント値のインクリメント（又はデクリメント）を行うカウンタを用いて、第１のパルス幅期間を計測し、その計測結果のデータＰＷＱ１がラッチ回路にラッチされる。

そして制御回路２２は、パルス幅検出回路３３で検出されたパルス幅情報に基づいて、受電側（２次側）の負荷状態（負荷変動、負荷の高低）を検出する。具体的には制御回路２２は、パルス幅検出回路３３で検出されたパルス幅情報に基づいて、異物検出（１次異物検出）を行う。或いは、受電装置４０が負荷変調により送信したデータの検出を行ってもよい。

図９（Ａ）〜図９（Ｃ）に駆動クロックＤＲＣＫ、コイル端信号ＣＳＧ、誘起電圧信号ＰＨＩＮ１、パルス信号ＰＬＳ１の信号波形の測定結果を示す。図９（Ａ）、図９（Ｂ）、図９（Ｃ）は、各々、低負荷（例えば２次側の負荷電流＝０ｍＡ）、中負荷（負荷電流＝７０ｍＡ）、高負荷（負荷電流＝１５０ｍＡ）の場合の信号波形（電圧波形）である。またパルス幅検出に使用されるパルス信号ＰＬＳ１は、誘起電圧信号ＰＨＩＮ１が第１のしきい値電圧ＶＴ１を上回る第１のタイミングＴＭ１でＨレベルになり、駆動クロックＤＲＣＫの立ち上がりエッジタイミングＴＲでＬレベルになる信号である。なお、パルス幅期間を計測するためのしきい値電圧ＶＴ１（例えばＮ型トランジスタのしきい値電圧）としては、負荷状態の検出精度が最適になる電圧を適宜選択設定すればよい。

図９（Ａ）〜図９（Ｃ）に示すように、パルス信号ＰＬＳ１のパルス幅期間ＸＴＰＷ１は、受電側の負荷が高くなるほど（負荷電流が大きくなるほど）、長くなる。従って、このパルス幅期間ＸＴＰＷ１を計測することで、受電側の負荷状態（負荷の高低）を検出できる。例えば、１次コイルＬ１上（Ｌ１とＬ２の間）に、金属等の異物が挿入されると、異物に対して１次側の電力が供給されてしまい、受電側の負荷状態が過負荷状態になる。このような場合にも、パルス幅期間ＸＴＰＷ１の長さを計測することで、この過負荷状態を検出することができ、いわゆる異物検出（１次異物検出）を実現できる。またパルス幅期間ＸＴＰＷ１を計測することで、受電装置４０の負荷変調部４６の負荷の高低を判断し、受電側からの送信データが「０」なのか「１」なのかを検出することも可能になる。

なお図９（Ａ）〜図９（Ｃ）では、タイミングＴＭ１から駆動クロックＤＲＣＫの立ち上がりエッジタイミングＴＲまでの期間をパルス幅期間ＸＴＰＷ１と規定している。即ちこの場合には第１の負荷状態検出回路３１は、パルス信号ＰＬＳ１のパルス幅期間ＸＴＰＷ１を第１のパルス幅情報として検出することになる。しかしながら、後述の図１２に示すように駆動クロックＤＲＣＫの立ち下がりエッジタイミングＴＦからタイミングＴＭ１までの期間をパルス幅期間ＴＰＷ１と規定して、第１の負荷状態検出回路３１がパルス幅期間ＴＰＷ１を第１のパルス幅情報として検出することが望ましい。このようにすれば、受電側の負荷が低いときに、ノイズ信号がパルス信号と見なされてパルス幅期間が計測されてしまう事態を防止できる。そしてこの場合には、受電側の負荷が高くなるほど、パルス幅期間ＴＰＷ１は短くなる。従って、パルス幅期間ＴＰＷ１（パルス幅カウント数）が所与の期間（所与のカウント数）よりも短くなった場合に、１次コイルＬ１上に異物が挿入されたと判断でき、異物検出を実現できる。

図１０（Ａ）に無負荷時における１次側の等価回路を示し、図１０（Ｂ）に有負荷時における等価回路を示す。図１０（Ａ）に示すように無負荷時においては、キャパシタンスＣと、１次側の漏れインダクタンスＬｌ１及び結合インダクタンスＭにより直列共振回路が形成される。従って、図１０（Ｃ）のＢ１に示すように、無負荷時のコイル共振特性はＱ値が高いシャープな特性になる。一方、有負荷の場合には２次側の漏れインダクタンスＬｌ２及び２次側の負荷のレジスタンスＲＬが加わる。従って図１０（Ｃ）に示すように、有負荷の場合の共振周波数ｆｒ２、ｆｒ３は、無負荷の場合の共振周波数ｆｒ１に比べて大きくなる。またレジスタンスＲＬの影響により、有負荷時の共振特性はＱ値が低い緩やかな特性になる。更に低負荷（ＲＬ大）から高負荷（ＲＬ小）になるにつれて、共振周波数が高くなり、共振周波数がコイルの駆動周波数（ＤＲＣＫの周波数）に近づく。

このように共振周波数が駆動周波数に近づくと、共振波形である正弦波の部分が徐々に見えてくる。即ち図９（Ａ）のような低負荷時の電圧波形では、駆動波形である方形波の方が、共振波形である正弦波よりも支配的になっている。これに対して図９（Ｃ）のような高負荷時の電圧波形では、共振波形である正弦波の方が、駆動波形である方形波よりも支配的になる。この結果、高負荷になるほどパルス幅期間ＸＴＰＷ１は長くなる（ＴＰＷ１は短くなる）。従って、パルス幅期間ＸＴＰＷ１（ＴＰＷ１）を計測することで、簡素な構成で受電側の負荷の変動（高低）を判断できる。

例えば、金属異物の挿入等による受電側の負荷変動を、コイル端信号のピーク電圧の変化だけを検知して判別する手法が考えられる。しかしながら、この手法によると、負荷変動のみならず、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２の距離や位置関係によってもピーク電圧が変化してしまう。従って、負荷変動検知のバラツキが大きくなってしまうという問題がある。

これに対して本実施形態のパルス幅検出手法では、ピーク電圧ではなく、受電側の負荷状態により変化するパルス幅期間をデジタル処理により計測することで、負荷変動を検知している。従って、バラツキの少ない負荷変動検知を実現できるという優位点がある。

また、受電側の負荷変動を、負荷による位相特性で判断する手法も考えられる。ここで負荷による位相特性とは、電圧・電流位相差のことを指すが、この手法では、回路構成が複雑になり、高コスト化を招くという問題がある。

これに対して本実施形態のパルス幅検出手法では、電圧波形を利用し、簡単な波形整形回路と計数回路（カウンタ）でデジタルデータとして処理できるため、回路構成を簡素化できるという利点がある。また、ピーク電圧を検知して負荷変動を検出する振幅検出手法との組み合わせの実現も容易であるという利点がある。

更に本実施形態のパルス幅検出手法では、図９（Ａ）〜図９（Ｃ）に示すように、誘起電圧信号ＰＨＩＮ１が０Ｖ（ＧＮＤ側）から変化してしきい値電圧ＶＴ１を上回るタイミングＴＭ１により規定されるパルス幅期間ＸＴＰＷ１を計測している。従って、しきい値電圧ＶＴ１を０Ｖの近くに設定することで、電源電圧変動やコイルの距離・位置関係の変動による悪影響を少なくでき、更にバラツキが少ない負荷変動検知を実現できる。

図１１に第１の変形例の送電制御装置２０及び波形モニタ回路１４の具体的な構成例を示す。波形モニタ回路１４は、リミッタ機能付きの第１の整流回路１７を含む。この整流回路１７は、１次コイルＬ１のコイル端信号ＣＳＧが生成されるコイル端ノードＮＡ２と、波形モニタ用の誘起電圧信号ＰＨＩＮ１が生成される第１のモニタノードＮＡ１１との間に設けられる電流制限抵抗ＲＡ１を有する。そして整流回路１７は、誘起電圧信号ＰＨＩＮ１をＶＤＤの電圧（高電位電源電圧）にクランプするリミッタ動作を行うと共に誘起電圧信号ＰＨＩＮ１に対する半波整流を行う。

このような電流制限抵抗ＲＡ１を設けることで、コイル端ノードＮＡ２からの過大な電流が送電制御装置２０のＩＣ端子に流れ込む事態が防止される。また整流回路１７が、誘起電圧信号ＰＨＩＮ１をＶＤＤの電圧にクランプすることで、最大定格電圧以上の電圧が送電制御装置２０のＩＣ端子に印加されてしまう事態が防止される。また整流回路１７が、半波整流を行うことで、負の電圧が送電制御装置２０のＩＣ端子に印加されてしまう事態が防止される。

具体的には整流回路１７は、モニタノードＮＡ１１とＶＤＤ（広義には高電位電源）ノードとの間に設けられ、モニタノードＮＡ１１からＶＤＤノードへと向かう方向を順方向とする第１のダイオードＤＡ１を含む。またモニタノードＮＡ１１とＧＮＤ（広義には低電位電源）ノードとの間に設けられ、ＧＮＤノードからモニタノードＮＡ１１へと向かう方向を順方向とする第２のダイオードＤＡ２を含む。ダイオードＤＡ１によりＶＤＤへのリミット動作が実現され、ダイオードＤＡ２により半波整流が実現される。

なお、ダイオードＤＡ１を設ける代わりに、ツェナーダイオードを設けてもよい。即ち、モニタノードＮＡ１１とＧＮＤ（低電位電源）ノードとの間に設けられ、ＧＮＤノードからモニタノードＮＡ１１へと向かう方向を順方向とするツェナーダイオードを設けてもよい。

波形整形回路３２（第１の波形整形回路）は、ＶＤＤ（高電位電源）とＧＮＤ（低電位電源）の間に直列に接続された抵抗ＲＣ１及びＮ型のトランジスタＴＣ１と、インバータ回路ＩＮＶＣ１を含む。トランジスタＴＣ１のゲートには、波形モニタ回路１４からの誘起電圧信号ＰＨＩＮ１が入力される。そして信号ＰＨＩＮ１がトランジスタＴＣ１のしきい値電圧よりも高くなると、ＴＣ１がオンになりノードＮＣ１の電圧がＬレベルになるため、波形整形信号ＷＦＱ１はＨレベルになる。一方、信号ＰＨＩＮ１がしきい値電圧よりも低くなると、波形整形信号ＷＦＱ１はＬレベルになる。

パルス幅検出回路３３は第１のカウンタ１２２を含む。このカウンタ１２２は、パルス幅期間においてカウント値のインクリメント（又はデクリメント）を行い、得られたカウント値に基づいてパルス幅期間（第１のパルス幅期間）の長さを計測する。この場合、カウンタ１２２は例えば基準クロックＣＬＫに基づいてカウント値のカウント処理を行う。

更に具体的には、パルス幅検出回路３３は第１のイネーブル信号生成回路１２０を含む。このイネーブル信号生成回路１２０は、第１の波形整形信号ＷＦＱ１と駆動クロックＤＲＣＫを受け、第１のパルス幅期間においてアクティブになる第１のイネーブル信号ＥＮＱ１を生成する。そしてカウンタ１２２は、イネーブル信号ＥＮＱ１がアクティブ（例えばＨレベル）である場合に、カウント値のインクリメント（又はデクリメント）を行う。

このイネーブル信号生成回路１２０は、そのクロック端子（反転クロック端子）に駆動クロックＤＲＣＫ（ＤＲＣＫと等価な信号を含む）が入力され、そのデータ端子にＶＤＤ（高電位電源）の電圧が入力され、そのリセット端子（非反転リセット端子）に波形整形信号ＷＦＱ１（ＷＦＱ１と等価な信号を含む）が入力されるフリップフロップ回路ＦＦＣ１により構成できる。このフリップフロップ回路ＦＦＣ１によれば、波形整形信号ＷＦＱ１がＬレベルになった後に、駆動クロックＤＲＣＫがＬレベルになると、その出力信号であるイネーブル信号ＥＮＱ１がＨレベル（アクティブ）になる。その後、波形整形信号ＷＦＱ１がＨレベルになると、フリップフロップ回路ＦＦＣ１はリセットされて、その出力信号であるイネーブル信号ＥＮＱ１がＬレベル（非アクティブ）になる。従って、カウンタ１２２は、イネーブル信号ＥＮＱ１がＨレベル（アクティブ）になる期間を基準クロックＣＬＫでカウントすることで、パルス幅期間を計測できる。

なおイネーブル信号生成回路１２０を、そのクロック端子に駆動クロックＤＲＣＫが入力され、そのデータ端子にＧＮＤ（低電位電源）が接続され、そのセット端子に波形整形信号ＷＦＱ１が入力されるフリップフロップ回路により構成してもよい。この場合には、フリップフロップ回路の出力信号の反転信号を、イネーブル信号ＥＮＱ１としてカウンタ１２２に入力すればよい。

カウント値保持回路１２４は、カウンタ１２２からのカウント値ＣＮＴ１（パルス幅情報）を保持する。そして保持されたカウント値のデータＬＴＱ１は出力回路１２６に出力される。

出力回路１２６（フィルタ回路、ノイズ除去回路）はカウント値保持回路１２４に保持されたカウント値のデータＬＴＱ１を受けて、データＰＷＱ１（第１のパルス幅情報）を出力する。この出力回路１２６は、例えばカウント値保持回路１２４に今回保持されたカウント値と前回に保持されたカウント値を比較し、大きい方のカウント値を出力する比較回路１３０を含むことができる。これにより出力回路１２６からは、最大値のカウント値が保持されて出力されるようになる。このようにすれば、雑音等によるパルス幅期間の変動を抑えることが可能になり、安定したパルス幅検出を実現できる。また振幅検出手法との組み合わせも容易化できる。

図１２に、図１１の回路の動作を説明するための信号波形例を示す。図１２のＤ１のタイミングで波形整形信号ＷＦＱ１がＬレベルになると、フリップフロップ回路ＦＦＣ１のリセットが解除される。そして駆動クロックＤＲＣＫの立ち下がりエッジタイミングＴＦでＶＤＤの電圧がフリップフロップ回路ＦＦＣ１に取り込まれ、これによりイネーブル信号ＥＮＱ１がＬレベルからＨレベルに変化する。この結果、カウンタ１２２がカウント処理を開始し、基準クロックＣＬＫを用いてパルス幅期間ＴＰＷ１を計測する。

次に第１のタイミングＴＭ１で波形整形信号ＷＦＱ１がＨレベルになると、フリップフロップ回路ＦＦＣ１がリセットされて、イネーブル信号ＥＮＱ１がＨレベルからＬレベルに変化する。これによりカウンタ１２２のカウント処理が終了する。そして、このカウント処理により得られたカウント値が、パルス幅期間ＴＰＷ１を表す計測結果になる。

なお図１２に示すように、パルス幅期間ＴＰＷ１とＸＴＰＷ１を足したものが、駆動クロックＤＲＣＫの半周期期間になる。そして図９（Ａ）〜図９（Ｃ）のパルス幅期間ＸＴＰＷ１は、受電側の負荷が高くなるほど長くなる。従って、図１２のパルス幅期間ＴＰＷ１については、受電側の負荷が高くなるほど短くなる。図９（Ａ）〜図９（Ｃ）のパルス幅期間ＸＴＰＷ１では、受電側の負荷が低い場合に、ノイズ信号とパルス信号の区別が難しくなるという問題があるが、図１２のパルス幅期間ＴＰＷ１では、このような問題を防止できる。

本実施形態のパルス幅検出手法の第１方式では、図１２のＤ３に示すように、コイル端信号ＣＳＧが０Ｖから変化して低電位側のしきい値電圧ＶＴＬを超えるタイミングＴＭ１に基づいて、パルス幅期間ＴＰＷ１を規定している。即ちパルス幅期間ＴＰＷ１は、駆動クロックＣＬＫの立ち下がりエッジタイミングＴＦとタイミングＴＭ１の間の期間であり、受電側の負荷変動によりタイミングＴＭ１が変化することで、パルス幅期間ＴＰＷ１が変化する。そして、タイミングＴＭ１を決めるしきい値電圧ＶＴＬは低い電圧であるため、電源電圧等が変動した場合にも、タイミングＴＭ１のバラツキは少ない。またコイルＬ１とＬ２の距離や位置関係が変動した場合にも、タイミングＴＭ１のバラツキは少ない。従って、本実施形態の第１方式によれば、電源電圧等の変動の悪影響が小さいパルス幅検出方式を実現できる。

なお図１１の整流回路１７では、後述する本実施形態の第２方式用の整流回路とは異なり、コイル端信号ＣＳＧを電圧分割することなく、誘起電圧信号ＰＨＩＮ１として波形整形回路３２に入力している。従って、図１２のしきい値電圧ＶＴＬは、図１１の波形整形回路３２のＮ型トランジスタＴＣ１のしきい値電圧とほぼ等しくなり、図９（Ａ）〜図９（Ｃ）のしきい値電圧ＶＴ１とほぼ等しくなる。

なお波形整形回路３２の構成は図１１の構成に限定されず、例えばコンパレータ等により構成してもよい。またイネーブル信号生成回路１２０の構成も図１１の構成に限定されず、例えばＮＯＲ回路やＮＡＮＤ回路などの論理回路により構成してもよい。また出力回路１２６の構成も図１１の構成に限定されず、例えば数のカウント値（例えば今回のカウント値と前回のカウント値）の平均値（移動平均）を求める平均化回路により構成してもよい。

６．第２の変形例
図１３に本実施形態の第２の変形例を示す。この第２の変形例では、負荷状態検出回路３０が、図８、図１１で説明した第１の負荷状態検出回路３１の他に、１次コイルＬ１の第２の誘起電圧信号ＰＨＩＮ２の波形変化を検出する第２の負荷状態検出回路３４を含む。ここで、第１の負荷状態検出回路３１は、図９（Ａ）〜図９（Ｃ）等で説明した第１方式のパルス幅検出を行う。一方、第２の負荷状態検出回路３４は、後述の図１４（Ａ）〜図１４（Ｃ）で説明する第２方式のパルス幅検出を行う。

第２の負荷状態検出回路３４は、第２の波形整形回路３５と第２のパルス幅検出回路３６を含む。波形整形回路３５は、１次コイルＬ１の誘起電圧信号ＰＨＩＮ２を波形整形し、波形整形信号ＷＦＱ２を出力する。具体的には例えば信号ＰＨＩＮ２が所与のしきい値電圧を超えた場合にアクティブ（例えばＨレベル）になる方形波（矩形波）の波形整形信号ＷＦＱ２を出力する。

パルス幅検出回路３６は、１次コイルＬ１の誘起電圧信号ＰＨＩＮ２のパルス幅情報を検出する。具体的には、波形整形回路３５からの波形整形信号ＷＦＱ２と、駆動クロック生成回路２５からの駆動クロックＤＲＣＫを受け、波形整形信号ＷＦＱ２のパルス幅情報を検出することで、誘起電圧信号ＰＨＩＮ２のパルス幅情報を検出する。

例えば誘起電圧信号ＰＨＩＮ２が高電位電源（ＶＤＤ）側から変化して第２のしきい値電圧ＶＴ２を下回るタイミングを第２のタイミングとしたとする。この場合にパルス幅検出回路３６は、駆動クロックＤＲＣＫの第２のエッジタイミング（例えば立ち上がりエッジタイミング）と第２のタイミングとの間の期間である第２のパルス幅期間を計測して、第２のパルス幅情報を検出する。例えば駆動クロックＤＲＣＫの電圧変化により誘起された電圧信号ＰＨＩＮ２が、所与のしきい値電圧ＶＴ２以上になる第２のパルス幅期間を計測する。そして駆動クロックＤＲＣＫのパルス幅に対する波形整形信号ＷＦＱ２（誘起電圧信号）のパルス幅の大きさを計測する。この場合のパルス幅期間の計測は例えば基準クロックＣＬＫを用いて行う。そしてパルス幅検出回路３６での計測結果のデータＰＷＱ２は、例えば図示されないラッチ回路にラッチされる。具体的にはパルス幅検出回路３６は、基準クロックＣＬＫによりカウント値のインクリメント（又はデクリメント）を行うカウンタを用いて、パルス幅期間を計測し、その計測結果のデータＰＷＱ２がラッチ回路にラッチされる。

そして制御回路２２は、パルス幅検出回路３６で検出されたパルス幅情報に基づいて、異物検出（２次異物検出）を行う。或いは、受電装置４０が負荷変調により送信したデータの検出を行う。

図１４（Ａ）〜図１４（Ｃ）に駆動クロックＤＲＣＫ、コイル端信号ＣＳＧ、誘起電圧信号ＰＨＩＮ２、パルス信号ＰＬＳ２の信号波形の測定結果を示す。図１４（Ａ）、図１４（Ｂ）、図１４（Ｃ）は、各々、低負荷、中負荷、高負荷の場合の信号波形である。またパルス幅検出に使用されるパルス信号ＰＬＳ２は、誘起電圧信号ＰＨＩＮ２が第２のしきい値電圧ＶＴ２を下回る第２のタイミングＴＭ２でＨレベルになり、駆動クロックＤＲＣＫの立ち下がりエッジタイミングＴＦでＬレベルになる信号である。なお、パルス幅期間を計測するためのしきい値電圧ＶＴ２（例えばＮ型トランジスタのしきい値電圧）としては、負荷状態の検出精度が最適になる電圧を適宜選択設定すればよい。

図１４（Ａ）〜図１４（Ｃ）に示すように、パルス信号ＰＬＳ２のパルス幅期間ＸＴＰＷ２は、受電側の負荷が高くなるほど、長くなる。従って、このパルス幅期間ＸＴＰＷ２を計測することで、受電側の負荷状態を検出できる。具体的には、異物を検出したり（２次異物検出）、受電側からの送信データ（セーブフレーム）が「０」なのか「１」なのかを検出できる。

なお図１４（Ａ）〜図１４（Ｃ）では、タイミングＴＭ２から駆動クロックＤＲＣＫの立ち下がりエッジタイミングＴＦまでの期間をパルス幅期間ＸＴＰＷ２と規定している。即ちこの場合には第２の負荷状態検出回路３４はパルス信号ＰＬＳ２のパルス幅期間ＸＴＰＷ２を第２のパルス幅情報として検出する。しかしながら、図１５に示すようにＤＲＣＫの立ち上がりエッジタイミングＴＲからタイミングＴＭ２までの期間をパルス幅期間ＴＰＷ２と規定して、第２の負荷状態検出回路３４がパルス幅期間ＴＰＷ２を第２のパルス幅情報として検出することが望ましい。このようにすれば、受電側の負荷が低いときに、ノイズ信号がパルス信号と見なされてパルス幅期間が計測されてしまう事態を防止できる。そしてこの場合には、受電側の負荷が高くなるほど、パルス幅期間ＴＰＷ２は短くなる。

図１４（Ａ）〜図１４（Ｃ）の第２方式（立ち下がり検出方式）は、図９（Ａ）〜図９（Ｃ）の第１方式（立ち上がり検出方式）に比べて、少ない負荷変動でもパルス幅（カウント値）が大きく変化し、感度が高いという優位点がある。一方、図９（Ａ）〜図９（Ｃ）の第１方式は、図１４（Ａ）〜図１４（Ｃ）の第２方式に比べて、電源電圧変動や、コイルＬ１とＬ２の距離や位置関係の変動に対して、パルス幅の検出バラツキが少ないという優位点がある。

そこで図１３の第２の変形例では、通常送電開始前の異物検出である１次異物検出では、第１の負荷状態検出回路３１が第１方式で波形検出を行い、それにより得られた第１のパルス幅情報（ＰＷＱ１）を用いる。一方、通常送電開始後の異物検出である２次異物検出では、第２の負荷状態検出回路３４が第２方式で波形検出を行い、それにより得られた第２のパルス幅情報（ＰＷＱ２）を用いる。また受電側から送信されてくるデータ（満充電検出等を知らせるデータ）も、例えば第２のパルス幅情報を用いて検出する。

即ち、通常送電開始前の例えば無負荷状態のときに、１次異物検出を行う。そしてこの１次異物検出は、電源電圧変動等に対してバラツキが少ない第１方式で行う。従って、電源電圧変動等があった場合にも、安定した異物検出が可能になると共に、この１次異物検出において取得されたパルス幅のカウント数をリファレンス値として設定できるようになる。そして、この無負荷状態でのリファレンス値に基づいて、通常送電後の２次異物検出を行ったり、受電側から送信されたデータの「０」、「１」を検出できるようになり、効率的な負荷変動検出が可能になる。

なお図１３の波形整形回路３５、パルス幅検出回路３６の具体的な構成、動作は、図１１で説明した波形整形回路３２、パルス幅検出回路３３の具体的な構成、動作と同様であるため、その説明を省略する。

７．定期認証
本実施形態では図５のステップＳ２５に示すように定期負荷変動検出をイネーブルにして、通常送電期間において定期認証を行っている。この定期認証は、通常送電期間の各定期認証期間において、受電側の負荷を間欠的に変動させ、その間欠的な負荷変動を送電側において検出することで、いわゆる異物による乗っ取り状態を検出するものである。

即ちＩＤ認証が完了して通常送電（本格送電）が開始した後、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２の間に、例えば大面積の金属異物が挿入される場合がある。小中程度の面積の金属異物は、１次コイルＬ１の誘起電圧信号をモニタすることで検出できる。しかしながら、大面積の金属異物が挿入されると、その金属異物は、送電側にとって本負荷と同じ負荷のように見えてしまう。従って、ＩＤ認証が完了していることからも、送電側は、その金属異物を負荷と見なして、送電を続行し、送電側からの送電エネルギーがその金属異物において消費され続けてしまう。これにより、金属異物が高温度になってしまうなどの問題が生じる。このように、大面積の金属の異物等が本来の受電側の機器に取って代わってしまい、その異物に電力が送電され続ける現象を、本実施形態では「乗っ取り状態」と呼ぶこととする。

このような乗っ取り状態を検出するために、本実施形態では図１６に示すように、定期認証期間ＴＡにおいて受電側の負荷を間欠的に変動させる。具体的には図２の負荷変調信号Ｐ３Ｑを間欠的に変化させて、負荷変調部４６のトランジスタＴＢ３を間欠的にオン・オフさせる。そしてトランジスタＴＢ３がオンになると受電側が相対的に高負荷（インピーダンス小）になり、トランジスタＴＢ３がオフになると受電側が相対的に低負荷（高インピーダンス大）になる。送電側の負荷状態検出回路３０は、この受電側の間欠的な負荷変動を検出する。例えば図７（Ａ）、図７（Ｂ）等で説明したように、コイル端信号のパルス幅期間の変化を検出することで、受電側の負荷変動を検出する。具体的には図１４（Ａ）〜図１５で説明した第２方式のパルス幅検出手法により、コイル端信号の立ち下がりの際のパルス幅期間（ＴＰＷ２、ＸＴＰＷ２）を検出することで負荷変動を検出する。即ち、定期認証期間ＴＡは通常送電期間であり、負荷９０において電力が消費される。従って、少ない負荷変動でもパルス幅が大きく変化するため、感度が高い第２の方式のパルス幅検出が好適となる。

なお、定期認証期間ＴＡにおける間欠的な負荷変動の回数は任意であり、１回であってもよいし、複数回であってもよい。また定期認証は、周期的（例えば１０秒に１回）に行ってもよいし、非周期的に行ってもよい。また定期認証期間ＴＡにおいては、負荷９０での電力消費を制限して低負荷状態にすることが望ましい。このようにすれば、送電側は、受電側の負荷変調部４６による定期的な負荷変動を容易に検出できるようになる。

８．詳細なシーケンス
図１７に本実施形態の無接点電力伝送の詳細なシーケンス図を示す。送電側が位置検出用の仮送電を行うと、受電側は、図１７のＥ１に示すようにＩＤ認証フレームを送信する。するとＥ２に示すように送電側はＩＤ認証を行う。この時、Ｅ３に示すように駆動周波数は通常送電用周波数ｆ１に設定されている。また送電側は、Ｅ４に示すようにしきい値ＳＩＧＨを用いて、ＩＤ認証フレームのデータの「０」、「１」を判断する。具体的には、第１の方式のパルス幅検出を行う第１の負荷状態検出回路３１からのパルス幅情報である出力データＰＷＱ１（カウント値）と、しきい値ＳＩＧＨとを比較することで、データの「０」、「１」を判断する。

次に送電側は、Ｅ５に示すように１次異物検出を行う。この時、Ｅ６に示すように駆動周波数は異物検出用周波数ｆ３に設定されている。また送電側は、Ｅ７に示すように第１のしきい値ＭＥＴＡを用いて１次異物検出を行う。具体的には、第１の負荷状態検出回路３１の出力データＰＷＱ１と、しきい値ＭＥＴＡとを比較することで、異物が検出されたか否かを判断する。

次に送電側は、Ｅ８に示すように駆動周波数を通常送電用周波数ｆ１に設定する。そしてＥ９に示すようにリファレンス値を取得する。またＥ１０、Ｅ１１に示すように、受電側の機器の取り去り検出を開始する。具体的には、Ｅ１０に示すように、コイル端信号の振幅情報（ピーク電圧、振幅電圧）の検出による取り去り検出と、Ｅ１１に示すように、第１の負荷状態検出回路３１のパルス幅検出による取り去り検出を行う。

次に送電側は、Ｅ１２に示すようにＩＤ認証の許諾フレームを送信する。この時、送電側は、Ｅ１３に示すように駆動周波数ｆ１、ｆ２を用いた周波数変調（図３（Ａ）参照）により許諾フレームを送信する。

次に受電側は、Ｅ１４に示すようにスタートフレームを送信する。すると、送電側は、Ｅ１５に示すようにしきい値ＳＩＧＨを用いて、スタートフレームのデータの「０」、「１」を判断する。そしてＥ１６に示すように通常送電が開始して、Ｅ１７に示すように負荷９０の充電が行われる。

通常送電期間においては、Ｅ１８に示すように定期認証が行われる（図１６参照）。この時、送電側は、Ｅ１９に示すようにしきい値ＬＥＶＬ、ＬＥＶＨを用いて定期認証における負荷変動を検出する。具体的には、第２の負荷状態検出回路３４の出力データＰＷＱ２と、しきい値ＬＥＶＬ、ＬＥＶＨとの比較処理により負荷変動を検出して、異物による乗っ取り状態を検出する。なおＥ２０に示すＭＥＴＢは過負荷検出用のしきい値である。

受電側は、負荷９０の充電が完了すると、Ｅ２１に示すように満充電を知らせるセーブフレームを送信する。すると送電側は、Ｅ２２に示すようにしきい値ＳＩＧＨを用いて、セーブフレームのデータの「０」、「１」を判断し、通常送電を停止する。

図１８（Ａ）、図１８（Ｂ）に、本実施形態で使用されるパルス幅のしきい値の設定例を示す。図１８（Ａ）は第１の負荷状態検出回路３１用のしきい値であり、図１８（Ｂ）は第２の負荷状態検出回路３４用のしきい値である。

図１８（Ａ）に示すように、データ検出用のしきい値ＳＩＧＨは、１次異物検出用の第１のしきい値ＭＥＴＡよりも有負荷側（パルス幅が小さくなる方向）に設定される。例えば第１の負荷状態検出回路３１からのパルス幅情報であるＰＷＱ１とＳＩＧＨを比較することで、図２の負荷変調部４６の抵抗ＲＢ３（負荷）が接続されたか否かを判断して、データを検出できる。またＰＷＱ１とＭＥＴＡを比較することで、通常送電開始前の異物の挿入を検出できる。

図１８（Ｂ）に示すように、２次異物検出用の第２のしきい値ＬＥＶＬは、図１８（Ａ）の１次異物検出用の第１のしきい値ＭＥＴＡよりも有負荷側に設定され、ＬＥＶＬ≦ＭＥＴＡとなっている。例えば第１のしきい値ＭＥＴＡは、通常送電開始前の無負荷時に使用される。一方、第２のしきい値ＬＥＶＬは、通常送電開始後の有負荷時に使用される。即ち受電側の負荷９０において電力が消費されている状態で使用される。従って、ＬＥＶＬ≦ＭＥＴＡに設定することで、通常送電開始期間において異物の適正な検出が可能になる。

９．しきい値の設定
次にリファレンス値に基づく判定用のしきい値の設定手法について説明する。図１９（Ａ）は、リファレンス値ＲＥＦに基づきしきい値ＬＥＶＬ、ＬＥＶＨを設定するために使用するテーブルの例である。

パルス幅検出手法を採用する場合には、図１７のＥ９において取得されるしきい値ＲＥＦは、パルス幅期間のカウント値である。具体的には、受電側が無負荷状態になるリファレンス値取得期間において、図１３の第２の負荷状態検出回路３４（パルス幅検出回路３６）が誘起電圧信号のパルス幅期間（パルス幅情報）を検出し、パルス幅期間のカウント値をデータＰＷＱ２として出力する。すると制御回路２２が、このデータＰＷＱ２をリファレンス値ＲＥＦとして取得し、レジスタ等に記憶する。そしてこのリファレンス値ＲＥＦと図１９（Ａ）のテーブルに基づいて、定期認証（異物検出）で使用されるしきい値ＬＥＶＬ、ＬＥＶＨを求める。

具体的にはリファレンス値ＲＥＦから所定のカウント値Ｎ１、Ｎ２（Ｎ２＞Ｎ１）を減算することで、しきい値ＬＥＶＬ、ＬＥＶＨを求める。このようにすることで図１８（Ｂ）に示すような関係のしきい値ＬＥＶＬ、ＬＥＶＨを求めることができる。即ち図１８（Ｂ）において、リファレンス値ＲＥＦは、無負荷状態でのパルス幅期間のカウント値に相当し、しきい値ＬＥＶＬはリファレンス値ＲＥＦよりも有負荷側のカウント値になる。またしきい値ＬＥＶＨはＬＥＶＬよりも更に有負荷側のカウント値になる。

なお、図１８（Ｂ）の過負荷検出用のしきい値ＭＥＴＢについても、リファレンス値ＲＥＦに基づき設定してもよい。この場合には、リファレンス値ＲＥＦとしきいＭＥＴＢとを関連づけた図１９（Ａ）のようなテーブルを用意すればよい。

また図１８（Ａ）のデータ検出用のしきい値ＳＩＧＨを、リファレンス値ＲＥＦＢに基づき設定してもよい。この場合には図１９（Ｂ）のようなテーブルを用いればよい。具体的には、受電側が無負荷状態になるリファレンス値取得期間において、図１３の第１の負荷状態検出回路３１（パルス幅検出回路３３）が誘起電圧信号のパルス幅期間（パルス幅情報）を検出し、パルス幅期間のカウント値をデータＰＷＱ１として出力する。すると制御回路２２が、このデータＰＷＱ１をリファレンス値ＲＥＦＢ（例えばＲＥＦとは異なる値）として取得し、レジスタ等に記憶する。そしてこのリファレンス値ＲＥＦＢと図１９（Ｂ）のテーブルに基づいて、データ検出に用いられるしきい値ＳＩＧＨを求める。具体的にはリファレンス値ＲＥＦＢから所定のカウント値Ｎ３を減算することで、しきい値ＳＩＧＨを求める。このようにすることで図１８（Ａ）に示すような関係のしきい値ＳＩＧＨを求めることができる。即ち図１８（Ａ）において、リファレンス値ＲＥＦＢは、無負荷状態でのパルス幅期間のカウント値に相当し、しきい値ＳＩＧＨはリファレンス値ＲＥＦＢよりも有負荷側のカウント値になる。

なお、データ検出用のＳＩＧＨを求める場合には図２０（Ａ）、図２０（Ｂ）に示すような手法を採用してもよい。

例えば図２０（Ａ）、図２０（Ｂ）において、受電側の負荷変調部４６は受電側の負荷を可変に変化させる。具体的には、通常送電開始前のリファレンス値取得期間では、信号Ｐ１ＱによりトランジスタＴＢ２はオフになっており、負荷９０が電気的に遮断される。この状態で、信号Ｐ３ＱによりトランジスタＴＢ３をオン・オフすることで、受電側の負荷を変化させる。

送電側の制御回路２２は図２０（Ａ）に示すように、リファレンス値取得期間において、負荷変調部４６により受電側の負荷が低負荷状態（広義には第１の負荷状態）に設定された時に、第１のリファレンス値ＲＥＢ１を取得する。一方、図２０（Ｂ）に示すように、受電側の負荷が高負荷状態（広義には第２の負荷状態）に設定された時に、第２のリファレンス値ＲＥＦＢ２を取得する。即ちリファレンス値取得期間において、本負荷９０が接続されていない状態で負荷変調部４６のトランジスタＴＢ３をオン・オフすることで、負荷状態を変化させ、その時の負荷状態情報をリファレンス値ＲＥＦＢ１、ＲＥＦＢ２として取得する。

そして送電側の制御回路２２は、リファレンス値ＲＥＦＢ１、ＲＥＦＢ２に基づき設定されたしきい値を用いて、通常送電開始後における受電側の負荷状態の判定処理（検出処理）を行う。具体的には、例えば通常送電開始後に、負荷変調部４６が低負荷状態と高負荷状態（第１、第２の負荷状態）を切り替えて送信データを送信した場合に、リファレンス値ＲＥＦＢ１、ＲＥＦＢ２に基づき設定されたしきい値ＳＩＧＨを用いて、受電側から送信されるデータの判定処理を行う。このようにすれば、受電側の負荷状態の変動に伴う負荷状態検出情報（例えばパルス幅期間のカウント値）の変動の度合いも考慮した判定処理が可能になり、判定処理の検出精度を更に向上できるようになる。

１０．負荷状態検出回路
以上では、負荷状態検出回路３０による負荷変動検出をパルス幅検出により実現する場合について説明したが、本実施形態はこれに限定されず、電流検出や振幅検出などによって実現してもよい。

例えば図２１（Ａ）に、電流検出により負荷状態を検出する負荷状態検出回路３０の構成例を示す。図２１（Ａ）では負荷状態検出回路３０が電流／電圧変換回路６１０と増幅回路６２０を含む。抵抗ＲＩＶにより構成される電流／電圧変換回路６１０は、コイル端に流れる電流を検出して電圧に変換する。そして変換された電圧が増幅回路６２０により増幅され、増幅後の信号に基づいて受電側の負荷状態が検出される。具体的にはコイル端電流とコイル端電圧の位相差を比較することで、受電側の負荷状態を検出できる。

図２１（Ｂ）では、負荷状態検出回路３０が、ピークホールド回路６３０（振幅検出回路）とＡ／Ｄ変換回路６４０を含む。ピークホールド回路６３０は、波形モニタ回路１４からの誘起電圧信号ＰＨＩＮのピークホールドを行い、ピーク電圧（広義には振幅情報）を検出する。そしてＡ／Ｄ変換回路６４０は、検出されたピーク電圧をデジタルデータに変換する。制御回路２２は、このデジタルデータに基づいて、受電側の負荷状態を判断する。例えば図３（Ｂ）に示すように、ピーク電圧（振幅）が小さい場合には受電側は低負荷であると判断し、ピーク電圧が大きい場合には受電側は高負荷であると判断する。

なお、上記のように本実施形態について詳細に説明したが、本発明の新規事項および効果から実体的に逸脱しない多くの変形が可能であることは当業者には容易に理解できるであろう。従って、このような変形例はすべて本発明の範囲に含まれるものとする。例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義または同義な異なる用語と共に記載された用語は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。また本実施形態及び変形例の全ての組み合わせも、本発明の範囲に含まれる。また送電制御装置、送電装置、受電制御装置、受電装置の構成・動作や、異物検出手法、パルス幅検出手法も、本実施形態で説明したものに限定されず、種々の変形実施が可能である。

図１（Ａ）、図１（Ｂ）は無接点電力伝送の説明図。 本実施形態の送電装置、送電制御装置、受電装置、受電制御装置の構成例。 図３（Ａ）、図３（Ｂ）は周波数変調、負荷変調によるデータ転送の説明図。 本実施形態の動作を説明するためのフローチャート。 本実施形態の動作を説明するためのフローチャート。 本実施形態の送電制御装置の構成例。 図７（Ａ）〜図７（Ｃ）は本実施形態の周波数設定手法の説明図。 本実施形態の第１の変形例の構成例。 図９（Ａ）〜図９（Ｃ）は第１方式のパルス幅検出手法を説明するための信号波形の測定結果。 図１０（Ａ）〜図１０（Ｃ）は無負荷時、有負荷時の等価回路及び共振特性図。 第１の変形例の具体的な構成例。 第１の変形例の動作を説明するための信号波形例。 本実施形態の第２の変形例の構成例。 図１４（Ａ）〜図１４（Ｃ）は第２方式のパルス幅検出手法を説明するための信号波形の測定結果。 第２の変形例の動作を説明するための信号波形例。 定期認証を説明するための図。 本実施形態の無接点電力伝送の詳細なシーケンス図。 図１８（Ａ）、図１８（Ｂ）はしきい値の設定例。 図１９（Ａ）、図１９（Ｂ）はしきい値のテーブルの例。 図２０（Ａ）、図２０（Ｂ）は第１、第２のリファレンス値の取得手法の説明図。 図２１（Ａ）、図２１（Ｂ）は負荷状態検出回路の変形例。

符号の説明

Ｌ１ １次コイル、Ｌ２ ２次コイル、
１０ 送電装置、１２ 送電部、１４ 波形モニタ回路、１６ 表示部、
１７ 整流回路、２０ 送電制御装置、２２ 制御回路（送電側）、
２４ 発振回路、２５ 駆動クロック生成回路、２６ ドライバ制御回路、
３０ 負荷状態検出回路、
３１ 第１の負荷状態検出回路、３２ 波形整形回路、３３ パルス幅検出回路、
３４ 第２の負荷状態検出回路、３５ 波形整形回路、３６ パルス幅検出回路、
４０ 受電装置、４２ 受電部、４３ 整流回路、４６ 負荷変調部、
４８ 給電制御部、５０ 受電制御装置、５２ 制御回路（受電側）、
５６ 位置検出回路、５８ 発振回路、６０ 周波数検出回路、６２ 満充電検出回路、９０ 負荷、９２ 充電制御装置、９４ バッテリ、
１２０ イネーブル信号生成回路、１２２ カウンタ、１２４ カウント値保持回路、
１２６ 出力回路、１３０ 比較回路

Claims (16)

1. １次コイルと２次コイルを電磁的に結合させて送電装置から受電装置に対して電力を伝送し、前記受電装置の負荷に対して電力を供給する無接点電力伝送システムの前記送電装置に設けられる送電制御装置であって、
   前記１次コイルを駆動する送電ドライバを制御するドライバ制御回路と、
   受電側の負荷状態を検出する負荷状態検出回路と、
   前記送電制御装置を制御する制御回路とを含み、
   前記制御回路は、
   前記受電装置からＩＤ認証情報を受信した後の期間であって、通常送電開始前の期間であるリファレンス値取得期間において、通常送電開始後の受電側の負荷状態を判断するためのリファレンス値を取得することを特徴とする送電制御装置。
2. 請求項１において、
   前記制御回路は、
   前記受電装置が前記負荷に対して給電を行っていない期間において前記リファレンス値を取得することを特徴とする送電制御装置。
3. 請求項１又は２において、
   前記制御回路は、
   前記リファレンス値取得期間の後、前記通常送電の開始前に、前記受電装置からの前記ＩＤ認証情報に対応する許諾情報を前記受電装置に送信することを特徴とする送電制御装置。
4. 請求項１乃至３のいずれかにおいて、
   前記制御回路は、
   前記リファレンス値取得期間において、前記送電ドライバの駆動周波数を通常送電用周波数に設定することを特徴とする送電制御装置。
5. 請求項１乃至４のいずれかにおいて、
   前記制御回路は、
   前記リファレンス値に基づいて異物検出用のしきい値を求め、前記異物検出用のしきい値に基づいて、前記通常送電開始後の異物検出を行うことを特徴とする送電制御装置。
6. 請求項１乃至５のいずれかにおいて、
   前記制御回路は、
   前記リファレンス値に基づいてデータ検出用のしきい値を求め、前記データ検出用のしきい値に基づいて、前記通常送電開始後に前記受電装置から送信される送信データの検出を行うことを特徴とする送電制御装置。
7. 請求項１乃至６のいずれかにおいて、
   前記受電装置は、
   受電側の負荷を可変に変化させる負荷変調部を含み、
   前記制御回路は、
   前記リファレンス値取得期間において、前記負荷変調部により受電側の負荷が第１の負荷状態に設定された時に第１のリファレンス値を取得し、前記負荷変調部により受電側の負荷が第２の負荷状態に設定された時に第２のリファレンス値を取得し、
   前記制御回路は、
   前記第１、第２のリファレンス値に基づき設定されたしきい値を用いて、通常送電開始後における受電側の負荷状態の判定処理を行うことを特徴とする送電制御装置。
8. 請求項１乃至７のいずれかにおいて、
   前記負荷状態検出回路は、
   前記１次コイルの誘起電圧信号のパルス幅情報を検出するパルス幅検出回路を含み、
   前記制御回路は、
   前記リファレンス値取得期間において、前記パルス幅情報についてのリファレンス値を取得することを特徴とする送電制御装置。
9. 請求項８において、
   前記１次コイルの駆動周波数を規定する駆動クロックを生成して出力する駆動クロック生成回路を含み、
   前記負荷状態検出回路は、
   前記１次コイルの第１の誘起電圧信号が低電位電源側から変化して第１のしきい値電圧を上回るタイミングを第１のタイミングとした場合に、前記駆動クロックの第１のエッジタイミングと前記第１のタイミングとの間の期間である第１のパルス幅期間を計測して、第１のパルス幅情報を検出する第１のパルス幅検出回路を含むことを特徴とする送電制御装置。
10. 請求項９において、
    前記負荷状態検出回路は、
    前記第１の誘起電圧信号を波形整形して、第１の波形整形信号を出力する第１の波形整形回路を含み、
    前記第１のパルス幅検出回路は、
    前記第１の波形整形信号と前記駆動クロックに基づいて、前記第１のパルス幅期間を計測することを特徴とする送電制御装置。
11. 請求項１０において、
    前記第１のパルス幅検出回路は、
    前記第１のパルス幅期間においてカウント値のインクリメント又はデクリメントを行い、得られたカウント値に基づいて前記第１のパルス幅期間の長さを計測する第１のカウンタを含むことを特徴とする送電制御装置。
12. 請求項１１において、
    前記第１のパルス幅検出回路は、
    前記第１の波形整形信号と前記駆動クロックを受け、前記第１のパルス幅期間においてアクティブになる第１のイネーブル信号を生成する第１のイネーブル信号生成回路を含み、
    前記第１のカウンタは、
    前記第１のイネーブル信号がアクティブである場合に、カウント値のインクリメント又はデクリメントを行うことを特徴とする送電制御装置。
13. 請求項９乃至１２のいずれかにおいて、
    前記負荷状態検出回路は、
    前記１次コイルの第２の誘起電圧信号が高電位電源側から変化して第２のしきい値電圧を下回るタイミングを第２のタイミングとした場合に、前記駆動クロックの第２のエッジタイミングと前記第２のタイミングとの間の期間である第２のパルス幅期間を計測して、第２のパルス幅情報を検出する第２のパルス幅検出回路を含み、
    前記制御回路は、
    前記リファレンス値取得期間において、前記第１、第２のパルス幅情報の少なくとも一方についてのリファレンス値を取得することを特徴とする送電制御装置。
14. 請求項１乃至１３のいずれかに記載の送電制御装置と、
    交流電圧を生成して前記１次コイルに供給する送電部とを含むことを特徴とする送電装置。
15. 請求項１４に記載の送電装置を含むことを特徴とする電子機器。
16. 送電装置と受電装置を含み、１次コイルと２次コイルを電磁的に結合させて前記送電装置から前記受電装置に対して電力を伝送し、前記受電装置の負荷に対して電力を供給する無接点電力伝送システムであって、
    前記受電装置は、
    前記２次コイルの誘起電圧を直流電圧に変換する受電部と、
    前記受電装置から前記送電装置にデータを送信する場合に、送信データに応じて負荷を可変に変化させる負荷変調部とを含み、
    前記送電装置は、
    前記１次コイルを駆動する送電ドライバを制御するドライバ制御回路と、
    受電側の負荷状態を検出する負荷状態検出回路と、
    前記送電制御装置を制御する制御回路とを含み、
    前記制御回路は、
    前記受電装置からＩＤ認証情報を受信した後の期間であって、通常送電開始前の期間であるリファレンス値取得期間において、通常送電開始後の受電側の負荷状態を判断するためのリファレンス値を取得することを特徴とする無接点電力伝送システム。

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