JP2008512077A - 回転電気機械用の制御ならびに電源モジュール - Google Patents

Abstract

本発明は、回転電気機械３０の制御ならびに電源モジュール１０に関し、多数の分岐Ｂａ，Ｂｂ，Ｂｃを含む電源回路１５、および機械が定格モードで動作するときに電源回路１５を制御するように設計された制御回路１３を含んでいる。
また本発明のモジュールは、制御回路１３が電源回路１５からの出力電圧Ｕｂａｔをモニターし、前記出力電圧Ｕｂａｔが、少なくとも１つの第一の閾値ＵＳ１に到達したときに、機械が低下モードで動作するように、電源回路１５の少なくとも１つの分岐を、１つの導通状態にブロックするように設計されている。本発明は、オルタネータ／スタータでの使用のためである。
【選択図】図１

Description

本発明は、一般的には負荷遮断に対する電気システムの保護に関する。本発明は、特に自動車の分野において適用しうるものである。

自動車において、「車上系統」と呼ばれる電気系統は、車両に装備されている電装品に電力を供給する役目を果たす。このような車上系統は、ＤＣ供給バスにたとえることができる。

電力供給は、少なくとも１つのバッテリから提供される。バッテリは、車両の熱機関の回転によって供給されるエネルギーにより、回転電気機械によって再充電される。回転電気機械は、より一般的には、車上系統に供給するＤＣ電流出力を発生させるための、あらゆる単相または多相回転電気機械を意味する。それは、オルタネータまたはオルタネータ／スタータであってもよい。

車上系統中の電気負荷またはバッテリ、あるいはその両方が突然遮断されると、負荷遮断現象（英語ではロードダンプ）が引き起こされ、それは、車上系統上の過剰電圧を引き起こす。これは、機械の中における起誘導電流の調整が、負荷遮断に追従できるほど十分に早く動作できないため、機械は、同一の出力電流を供給し続ける一方、車上系統側の電流消費が低下しているためである。

従来、車両のバッテリは、１４Ｖバッテリである。原則として、バッテリの内部抵抗が低いため、負荷遮断の場合には、バッテリは、車両の車上系統に生じる電圧ピークを約１７Ｖに制限する。前記バッテリは、このようにして、小さな過剰電圧を吸収する。

しかし、バッテリの接続外れ（例えば、供給ケーブル破断による）の場合には、車上系統上で非常に高い過剰電圧が発生する可能性がある。これは、機械によって供給された電流が、車上系統に接続された静電容量（浮遊容量を含む）を充電し、その結果、車上系統上のＤＣ電圧が著しく増加するからである。

この過剰電圧は、車上系統によって電源供給されている電装品を損傷する危険がある。これが、車両上のすべての電装品が最大約３２Ｖの電圧に耐える大きさにされている理由であり、この値は、約２０Ｖの過剰電圧に相当する。

車上系統上の電圧を、許容できる最大の電圧、即ち、車両上の電装品が損傷の危険なしに耐えられる最大の値に制限するための種々の方法が知られている。

例えば、特許文献１は、電源回路のスイッチとして、最大許容電圧より低い所定の電圧に対してアバランシェ効果で動作するために、電圧に対して較正された電力ＭＯＳＦＥＴトランジスタを使用する例を記載している。このようにして、負荷遮断が発生したとき、車上系統の電圧の限度は、アバランシェ動作するブリッジ整流器のスイッチを構成する電力トランジスタによって保証される。

また特許文献１は、車上系統の電圧を制限するために、ツェナーダイオードを車上系統に追加することからなる解決方法を記載している。

他の解決方法は、負荷遮断の際に余分のエネルギーを吸収するために、車上系統中に追加の負荷を加えることである。

これらの公知の解決方法は、いくつかの利点を有しているが、高いエネルギー消費の電装品の増加傾向によって必要とされる将来の車両において、例えば４２Ｖの大容量のバッテリを使用する際には不完全である。これは、将来の欧州標準（目下原案作成段階である）の仕様書によれば、車両の車上系統の電装品は、おそらく電圧４８Ｖで動作するものでなければならず、かつ過剰電圧がわずか１０Ｖである最大５８Ｖに耐えなければならないからである。

しかし、ＭＯＳＦＥＴトランジスタの制限電圧、またはクリッピング電圧は、５８Ｖ以上と高すぎるので、ＭＯＳＦＥＴトランジスタを使えるように、制限電圧あるいはクリッピング電圧を十分に制御することはできない。これは、ＭＯＳＦＥＴのクリッピング値が、特に温度のようなパラメータに依存するからである。

さらに、ＭＯＳトランジスタと共にツェナーダイオードを使用する場合、それらは、数百アンペアの電流を吸収することができなければならず、そのため、それらをいくつか追加する必要があり、体積とコストは、相当に大となる。同様のことは、追加の負荷に対しても当てはまる。
国際公開第ＷＯ０３／０３２４６５号公報

従って本発明は、複数の相巻線を含む回転電気機械用の制御、ならびに電源モジュールの提供を目的としており、このモジュールは、
−前記複数の相巻線と関連付けられるようになっている複数の分岐を含む電源回路と、
−機械が定常モードで動作しているとき、前記電源回路を制御するように構成された制御回路であって、自動車の車上系統の電圧制限を達成するために、公知の解決方法に代わる制御回路とを備えている。

また本発明は、制御ならびに電源モジュールに実装された回転電気機械を制御する方法をも目的としている。

この目的を達成するために、本発明の第１の態様によれば、制御回路は、
−前記電源回路の出力電圧を監視し、
−前記出力電圧が少なくとも１つの第１の閾値に到達したとき、前記機械が低下モードで動作するよう、前記電源回路の少なくとも１つの分岐を１つの導通状態にロックするように構成されている。

このようにして、電源回路の少なくとも１つの分岐のロッキングは、オルタネータによって発生される電流を減少させる効果を発揮する。このロッキングは、車上系統の電圧を降下させるが、これは、機械の界磁巻線に注入される励磁電流を適合させるための調節を待つ間に、車上系統に接続されているままの状態の電装品により、電流が消費されるためである。

ある非制限的な実施形態においては、制御回路は、さらに、出力電圧が第２の閾値に到達したとき、定常モードにおける機械の動作へ回復させるように構成されている。そのため、過剰電圧が存在しなくなったときに、通常の動作モードに復帰することが可能となる。

ある非制限的な実施形態において、制御回路は、出力電圧が第１の閾値に到達したときに、電源回路のすべての分岐をロックするように構成されている。このようにして、機械は短絡され、機械はいかなる電流も出力しない。そのため、車上系統に供給される電圧は急速に降下し、過剰電圧は制限される。

ある非制限的な実施形態においては、電源回路は、エネルギー蓄積手段を備えている。この手段は、コンデンサである。このコンデンサは、小さなバッテリの役目をする。そのため、機械が全く電流を発生していないとき、または十分に発生していないとき、コンデンサが車上系統に電流を供給する。

このようにして、電源回路のすべての分岐をロックできる。機械によって供給される電流はゼロであるが、車上系統に接続された電装品への電力は、このコンデンサによって供給される。

ある非制限的な実施形態においては、前記の少なくとも第１の閾値は、第２の閾値よりも高い。そのため、電源回路の出力電圧が、機械の定常モードで動作する値よりも大きな値を超えると、低下モードが起動される。

ある非制限的な実施形態においては、第２の閾値は、定常モードの電源回路によって供給される電圧の定格値とほぼ等しい。そのため、低下モードは、車上系統上の電圧値がその定格値に戻ったときにのみ中止される。

ある非制限的な実施形態においては、前記少なくとも第１の閾値は、電源回路の出力電圧で電源供給されるようになっている電装品を破壊する電圧よりも低い。そのため、この電装品は、過剰電圧による破壊から保護される。

ある非制限的な実施形態においては、１つの分岐がロックされたとき、制御回路は、ロッキング時間の一部の期間において、前記分岐を第１の導通状態に維持し、ロッキング時間の残りの期間において、第２の導通状態に維持するようになっている。この実施形態は、熱消散を１つの分岐の部品間に分布させ、そしてこれを、交互に行わせる。このようにして、加熱は制限される。

ある非制限的な実施形態においては、前記の少なくとも１つの分岐は、２つのスイッチを備え、前記分岐の所定の導通状態で、スイッチの１つは導通しており、他は遮断されている。

ある非制限的な実施形態においては、制御回路は、ロックされた電源回路のすべての分岐を、同一の導通状態に維持するようになっている。これは、１つ、またはそれ以上の相巻線を短絡することを可能にし、そのため、機械によって発生される電流は減少させられる。

ある非制限的な実施形態においては、スイッチは、少なくとも１つの電力トランジスタを備えている。

ある非制限的な実施形態においては、前記少なくとも１つの分岐のロッキングは、電源回路の定常モードにおける動作周波数よりも低いロッキング周波数で実行される。そのため、過電圧を制限する目的で、車上系統の電圧が十分に減少するために必要な時間、機械は、低い電流を発生し、それ以上の電流を発生しない。

好都合なことに、本発明は、いかなる追加の電子部品も必要としない。さらに、本発明は、負荷遮断の時に、車上系統上の電装品への電源供給を維持しうるようにする。

本発明の第２の態様は、上記の第１の態様に従った制御ならびに電源モジュールを備える多相可逆回転電気機械に関する。

本発明の第３の態様は、定常モードにおける動作に適合した回転電気機械を制御する方法、複数の相巻線を含む前記機械、ならびに前記複数の相巻線と関連付けられるようになっている複数の分岐を含む電源回路に関する。

前記の方法は、
−前記電源回路の出力電圧の監視、
−前記出力電圧が、少なくとも第１の閾値に到達したとき、前記機械が低下モードで動作するように、前記電源回路の少なくとも１つの分岐を、導通状態にロック
する段階を有している。

ある非制限的な実施形態においては、前記方法は、前記出力電圧が第２の閾値へ到達したとき、機械の動作を定常モードに回復させる補助の段階を有している

ある非制限的な実施形態においては、ロッキングの段階で、前記出力電圧が第１の閾値に到達したとき、電源回路のすべての分岐はロックされる。

ある非制限的な実施形態においては、１つの分岐をロッキングする段階で、前記分岐はロッキング時間の一部の期間において第１の導通状態に維持され、ロッキング時間の残りの期間において、第２の導通状態に維持される。

ある非制限的な実施形態においては、電源回路のロックされた分岐は、すべて同一の導通状態に維持される。

ある非制限的な実施形態においては、前記少なくとも１つの分岐のロッキング段階は、電源回路の定常モードの動作周波数よりも低いロッキング周波数で実行される。

本発明を、前に述べた回転機械の１つとしての多相回転電気機械の制御へ適用した例について述べる。ここでは、機械のオルタネータとしての動作モードについてだけ述べる。このモードは、オルタネータのための唯一の動作モードであり、他の種類の機械にとって可能な動作モードの１つである。

以下の説明は、オルタネータ／スタータ３０、可逆性機械の非制限的な実施例についてのものである。また電装品を、電力消費機器または負荷と呼ぶこともある。

オルタネータ／スタータ３０は、３つの動作モードを有している。すなわちアイドルモード、発電機モードとも呼ばれるオルタネータモード、および当業者に知られているスターティングモードを有するモータモードである。

図１は、本発明によるオルタネータ／スタータ３０を示す。オルタネータ／スタータ３０は、車両（図示しない）に設置され、車上系統とも呼ばれる電気システム５０を備えている。

オルタネータ／スタータ３０は、
−電気機械部分２０、
−制御ならびに電源モジュール１０を形成する電子部分、
−高電位の電圧供給端子３１、および
−低電位の電圧供給端子３２を備えている。

２つの端子３１と３２は、電気システム５０を通じて、それぞれ、バッテリ４０の正端子４１と負端子４２に接続されている。ある非制限的な実施例においては、バッテリ４０は４２Ｖである。端子４１と４２の電位は、それぞれ、Ｂ＋およびＢ−の記号が付けられている。従来、電位Ｂ−がアース電位となるように、端子４２は、車両のシャーシに接続されている。

バッテリ電圧は、Ｕｂａｔとして示され、これは、バッテリ４０の端子４１と４２の間の電位差である。この電圧は、バッテリの接続を外したときを除いて、車上系統５０、そしてオルタネータ／スタータの端子３１と３２の間で利用可能な電圧である。

しかし、おおまかに言えば、車上系統５０上の電圧、およびオルタネータ／スタータの端子３１および３２の間の電圧は、バッテリの接続を外したときでも、常にＵｂａｔである。

この例では、バッテリ４０は、例えば電気ヒータの電子部品、空調機、あるいはＤＣ−ＤＣ変換器などの大きな電力消費機器に電源を供給することができる４２Ｖのバッテリである。

すべての電力消費機器が、必ずしも４２Ｖに耐えるように作られている必要はなく、例えばカーラジオ、ウインドウワイパー、または車両コントローラなどいくつかは、１２Ｖのままでもよい。この場合、第２の１２Ｖバッテリ（図示していない）が存在し、第１の４２Ｖバッテリと第２の１２Ｖバッテリの間に、ＤＣ−ＤＣ変換器が存在し、この変換器は、オルタネータ／スタータ３０で供給された電力を、１２Ｖに変換する。

オルタネータ／スタータの電気機械部分２０は、
−誘導素子２１、および
−起誘導素子２２を備えている。

ある例では、誘導素子２１は固定子であり、誘導子２０は回転子である。固定子２１はＮ個の相巻線を有している。実施例では、Ｎは３に等しい。言い換えると、この実施例では、オルタネータ／スタータ３０は、回転子タイプの界磁巻線と３相の固定子タイプの電機子を備える機械である。

図１に示す例では、誘導素子２１の相巻線２１ａ、２１ｂ、２１ｃは、星状に配置され、３相巻線の共通端の電圧は、フローティングである。しかし、このことは制限的ではなく、リング構成、例えばデルタ構成とすることもある。

制御および電源モジュール１０は、
−制御回路１３、
−起誘導素子２２に注入される励磁電流Ｉｅｘを発生させる励磁回路１４、および
−電子電源回路１５を備えている。

ある非制限的な実施形態においては、制御回路１３は、マイクロコントローラを有している。このマイクロコントローラは、オルタネータ／スタータの供給端子３１と３２の間で利用可能な電圧、すなわち車上の電気システム５０上の電圧Ｕｂａｔ、例えば、内部のアナログデジタル変換器へ接続されたアナログ入力の電圧を受け取る。電圧Ｕｂａｔは、このようにして制御回路１３により監視される。このようにして、前記電圧Ｕｂａｔへ容易にアクセスできる。

励磁回路１４は、電子部品の組み立て品を含んでいる。その設計は、よく知られているので、ここでさらに詳細を説明する必要はないと思う。

電源回路１５は、
−ＶＣＣで示される高電位の供給入力／出力と、
−ＧＮＤで示される低電位の供給入力／出力と、
−ＰＨａ、ＰＨｂ、ＰＨｃで示される３相の入力／出力と、
−機械がオルタネータモードで動作しているときブリッジ整流器と呼ばれ、機械がモータモードで動作しているときインバータと呼ばれる、スイッチブリッジおよびその制御電子部を備えている。

第１の供給入力／出力ＶＣＣは、電位Ｂ＋を受け取るために、オルタネータ／スタータの高電位側の供給端子３１に結合されている。第２の供給入力／出力ＧＮＤは、電位Ｂ−を受け取るために、オルタネータ／スタータの低電位側の供給端子３２に結合されている。このようにして、電圧Ｕｂａｔは、電源回路１５の入力／出力ＶＣＣとＧＮＤの間で利用可能となっている。

作動時、ここで想定されている固定子のスター構成においては、３相の入力／出力ＰＨａ、ＰＨｂ、ＰＨｃは、それぞれ相巻線２１ａ、２１ｂ、２１ｃの１つの自由端に結合される。

固定子がリング構成の場合には、入力／出力ＰＨａ、ＰＨｂ、ＰＨｃは、各々２つの相巻線に共通のノードの１つに結合されている。すべての場合、入力／出力ＰＨａ、ＰＨｂ、ＰＨｃは、界磁巻線２２の回転によって相巻線２１ａ、２１ｂ、２１ｃに誘導された電流を受け取るか、またはバッテリ４０から引き出した電流を、これらの巻線に供給する。以後、図において、これらの電流を、Ｉａ，Ｉｂ、Ｉｃで示す。

ある非制限的な実施形態において、スイッチブリッジは、図２の中に、線図で示されている。制御エレクトロニクス（図示していない）は、特に駆動回路を有している（英語では「ドライバ」と呼ばれる）。それらは、公知であるため、更に詳細に説明する必要はないと思う。

スイッチブリッジは、それぞれ電機子２１の３つの相巻線２１ａ，２１ｂ，２１ｃと関連付けられている３つの分岐Ｂａ，Ｂｂ，Ｂｃを有する。

ある好ましい非制限的な実施形態においては、各分岐は、２つのスイッチを備えている。１つのスイッチは、少なくとも１つの電力トランジスタを有している。１つのスイッチは、並列に配置された複数のトランジスタを有しているのが好ましい。これにより、ジュール効果による損失は低減する。

電力トランジスタは、例えばＭＯＳＦＥＴトランジスタである。変形として、それらを、ＩＧＢＴ（英語の「絶縁ゲートバイポーラトランジスタ」より）、またはバイポーラ電力トランジスタとしてもよい。

このようにして、ある非制限的な実施形態では、スイッチブリッジの分岐Ｂａは、入力／出力ＶＣＣとＧＮＤの間に、１つの低位トランジスタＭＬＳａ（または「低電位側」のトランジスタ）と直列に、１つの高位トランジスタＭＨＳａ（または「高電位側」のトランジスタ）を備えている。これらは、例えばＮＭＯＳトランジスタである。

トランジスタＭＨＳａのドレインとソースは、それぞれ、電源回路１５の入力／出力ＶＣＣおよび入力／出力ＰＨａに接続されている。同様に、トランジスタＭＬＳａのドレインとソースは、それぞれ電源回路１５の入力／出力ＰＨａおよび入力／出力ＧＮＤに接続されている。

言い換えると、トランジスタＭＬＳａのドレインとトランジスタＭＨＳａのソースは、互いに接続されており、電源回路１５の入力／出力ＰＨａに接続された分岐Ｂａの出力ノードを形成している。

同様に、トランジスタブリッジの分岐Ｂｂは、入力／出力ＶＣＣとＧＮＤの間で、低電位側のトランジスタＭＬＳｂと直列に接続された高電位側のトランジスタＭＨＳｂを有している。これらはＮＭＯＳトランジスタである。

トランジスタＭＨＳｂのドレインとソースは、それぞれ、電源回路１５の入力／出力ＶＣＣ、および入力／出力ＰＨｂと接続されている。同様に、トランジスタＭＬＳｂのドレインとソースは、それぞれ、電源回路１５の入力／出力ＰＨｂおよび入力／出力ＧＮＤに接続されている。

言い換えると、トランジスタＭＬＳｂのドレインと、トランジスタＭＨＳｂのソースは、互いに接続されており、電源回路１５の入力／出力ＰＨｂに接続された分岐Ｂｂの出力ノードを形成している。

最後に、トランジスタブリッジの分岐Ｂｃは、入力／出力ＶＣＣとＧＮＤの間で、低電位側のトランジスタＭＬＳｂと直列に接続された高電位側のトランジスタＭＨＳｃを有している。これらもまた、ＮＭＯＳトランジスタである。

トランジスタＭＨＳｃのドレインとソースは、それぞれ、電源回路１５の入力／出力ＶＣＣと入力／出力ＰＨｃに接続されている。同様に、トランジスタＭＬＳｃのドレインとソースは、それぞれ、電源回路１５の入力／出力ＰＨｃと入力／出力ＧＮＤに接続されている。言い換えると、トランジスタＭＬＳｃのドレインと、トランジスタＭＨＳｃのソースは、互いに接続されており、電源回路１５の入力／出力ＰＨｃに接続された分岐Ｂｃの出力ノードを形成している。

高電位側のトランジスタ、または低電位側のトランジスタに対して、前記のように、１セットのトランジスタが並列して配置される場合があることに注目するべきである。

各分岐Ｂａ、Ｂｂ、Ｂｃは、２つの可能な導通状態を有する。これら２つの状態は、各々電源回路１５に接続されている入力／出力ＰＨａ，ＰＨｂ，ＰＨｃにおける電流Ｉａ、Ｉｂ，Ｉｃの流れの方向に、それぞれ対応している。

「高電位」導通状態と呼ばれる第１の状態は、分岐の高電位側の電力トランジスタが導通状態であり、低電位側の電力トランジスタが遮断状態に対応している。従って、例えば第１分岐Ｂａに対して関連する電流Ｉａは、相巻線２１ａから高電位側の入力／出力ＶＣＣへ流れる。逆に、「低電位」導通状態と呼ばれる第２の状態は、分岐の低電位側のトランジスタが導通状態で高電位側のトランジスタが遮断状態に対応する。

従って、関連する電流Ｉａは、低い入力／出力ＧＮＤから相巻線２１ａへ流れる。誘導される電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは、交流であることは前述した。

次に、オルタネータ／スタータ３０の動作について説明する。

オルタネータ動作モードでは、オルタネータ／スタータが、通常の条件下、すなわち定常モードで動作しているとき、すなわち、オルタネータ／スタータが熱機関によって駆動されると、電流Ｉｔは（図１に図示）オルタネータ／スタータの回転によって発生させられる。

次いでオルタネータ／スタータ３０は、誘導電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを整流し、起誘導電流Ｉｅｘ、および引続いて発生される電流Ｉｔを調節するように制御される。誘導電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃの振幅は、起誘導電流Ｉｅｘの関数であり、発生される電流Ｉｔは、３つの整流された誘導電流の関数であることを記述しておく。

機械によって上記の調節（図１に示す）を実行するために、起誘導電流Ｉｅｘのチョッピング、あるいはカッティング（スイッチによる交流化）が、励磁回路１４によって、周波数約１００Ｈｚで実行される。熱機関上の機械から取り去られるトルク、従って前記機械によって発生される電力は、このようにして調整される。

さらに、整流を実行するために、電源回路１５のスイッチブリッジが使用される。それは、誘導される電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃの整流を実行することを可能にする。この目的のために、制御回路１３が、ブリッジのスイッチのスイッチングを約１ｋＨｚの機械の電気周波数（同期整流）で制御するか、またはすべてのスイッチを、このときはオフ位置にして、前記スイッチを従来のダイオードブリッジとして動作させる。同期整流およびダイオードブリッジ動作は、当業者には知られており、それらの詳細については説明しない。

機械の電気周波数は、熱機関の速度、回転子の極対の数、ならびにベルトの比の関数であり、前記ベルトは既知のように機械と熱機関の間を協働させる回転子の軸上に配置されていることを記述しておかなければならない。

このように、電源回路の動作周波数に相当する機械の電気周波数は、オルタネータモードで効率よく動作するよう適合されている。すなわち、電流Ｉｔの発生を最適化している。

アイドルモード、すなわち車両が停止しているときには、分岐のすべてのスイッチはオフであることに注目すべきである。

さらにモータモードでは、バッテリ電圧Ｕｂａｔのチョッピングが存在することにも注目すべきである。これは、一般に２０ｋＨｚである。これは、機械の誘導電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ、ならびに起誘導電流Ｉｅｘの調節を可能とし、結果として、バッテリから電流を取り出す機械により供給されるトルクの調節を可能とする。

このようなチョッピングは、車上系統全体、ならびにバッテリに干渉する可能性がある。従って、バッテリ電圧Ｕｂａｔを安定化させるために、電源回路１５は、供給入力／出力ＶＣＣとＧＮＤの間に配置された、通常高い値のフィルタリング用の静電容量を有している。それは、例えば５０ｍＦの容量である。

この値が比較的大きいため、前記静電容量として、この機能のために、少なくとも１個の個別のコンデンサ１５ａを含むような対策がなされている。これは、例えばケミカルコンデンサである。

定常モードに加えて、本発明は、低下モードをも提案するものであるが、そのモードでは、機械は負荷遮断に対応して動作するよう作られている。

オルタネータモードに戻ると、機械が、車両の所定数の電装品に供給するための電流Ｉｔを発生して、電装品の１つが遮断されたとき、発生された電流Ｉｔを調節するための機械の反応時間Ｔｔが存在する。

電装品の小さな品目、すなわち、小さな電流を消費しているもの、例えば窓ガラスワイパーが遮断された場合、車上の系統に、小さな過剰電圧が過度的に現れるが、これは、バッテリ４０によって容易に吸収され、バッテリは、調節するために機械が反応する時間Ｔｔの間、バッファとして動作する。

しかし、電装品の大きな品目、すなわち多くの電流を消費するもの、例えば加熱されたウインドウスクリーンを遮断する場合、または放電したバッテリ４０を取り外す場合（端子３１の接続を遮断）、負荷遮断（英語で「ロードダンプ」）が過度的に発生し、これは、大きな値に達する可能性があり（この過剰電圧は時には当業者の間の業界用語でオーバーシュートと呼ばれる）、従って、車上系統に接続された全ての電装品を破壊する可能性がある過剰電圧を引き起こす。

上記の「過度的に」の表現は、過剰電圧が界磁巻線２２に注入される励磁電流Ｉｅｘが減少されるために必要な時間だけ、すなわち、上述の機械の反応時間Ｔｔの間、存在する事実を指しているものである。

この減少は、励起回路１４による調整に起因しており、オルタネータ／スタータ３０の出力電流Ｉｔは、オルタネータ／スタータ３０が接続された状態にある車上系統５０の一部で消費され続けている電流Ｉｒ（図１に示される）と確定に一致するようにすることを目的としている。

消費される電流Ｉｒは、電装品の中で消費されるすべての電流と、バッテリの中で消費される電流との和である。

またバッテリ４０は、放電されたときには、充電するために大きな電流を消費するため、大きな電流の消費機器とみなすことができ、そして完全に充電された場合には、少ない電流を消費する機器とみなすことができることに注目するべきである。

図３は、１つの負荷遮断、およびそれに引続く励磁電流Ｉｅｘの調整を示している。

図３は、負荷遮断に引続く出力電圧Ｕｂａｔ、ならびに励磁電流Ｉｅｘの変化、電流の調節、およびオルタネータ／スタータの低下モードでの動作を示している。
−図３で示されている領域Ａでは、電圧Ｕｂａｔは、定格動作電圧Ｕ０と等しい。すなわち、この例では４２Ｖであり、励磁電流Ｉｅｘは、発生された電流Ｉｔが消費される電流Ｉｒと等しくなる値である。これは定常モードである。
−時刻ｔ₀で、例えば放電されたバッテリ４０の接続外れ、またはバッテリおよび他の負荷の接続外れによって、負荷遮断が発生する。次いで、発生される電流Ｉｔは、消費される電流Ｉｒよりも大きくなる。このとき、コンデンサ１５ａの静電容量（車上系統に接続された浮遊容量、および他の全ての電気部品上の容量も含む）は、発生される電流Ｉｔと消費される電流Ｉｒの差、すなわち、Ｉｔ−Ｉｒで充電される。その結果、電圧Ｕｂａｔは増加し、次いで、定格電圧Ｕ０よりも大きくなる。
−時刻ｔ₀後の非常に短い時間、時刻ｔ₁で、励磁電流Ｉｅｘは減少するが、これは、励起回路１４を経由した制御回路１３による調整のためであり、前記制御回路１３は、電圧Ｕｂａｔが定格電圧Ｕ０より大きくなっていることを認識している。

この例では、励磁電流Ｉｅｘが依然として高すぎるため、電圧Ｕｂａｔは、それにもかかわらず上昇し続ける。発生される電流Ｉｔは、依然として消費される電流Ｉｒよりも大きい。

時刻ｔ₀からの電圧Ｕｂａｔの傾斜２０１は、オルタネータ／スタータによって発生された電流Ｉｔと、車上系統の中で消費される電流Ｉｒの（正の）差、およびコンデンサ１５ａの静電容量（車上系統に接続された浮遊容量を含む、他の全ての電気部品上の他の容量も同様に含む）に依存することに注目すべきである。

このようにして、描かれている領域Ｂでは、Ｉｔ＞Ｉｒであり、まだ定常モードで、コンデンサ１５ａは充電される。
−時刻ｔ₂で、Ｕｂａｔが（低い値から）第１の閾値ＵＳ１に到達したとき、制御回路１３は、電源回路１５が低下モードで動作するように制御する。すなわち、機械の性能は、下に述べるように、ある場合には、機能しなくなるまで低下させられる。

この低下させられた動作モードでは、電源回路の分岐Ｂａ，Ｂｂ，Ｂｃの少なくとも１つはロックされ、２つの導通状態のうちの１つに維持される。

「維持される」という語は、定常モードの電源回路の制御周波数Ｆｑ２に関連して理解されるべきである。言い換えると、定常モードにおけるいくつかの制御周期に相当する時間において、分岐が２つの導通状態の１つに維持されるように制御されるとき、分岐はロックされたとみなされる。

言い換えると、ロッキング周波数Ｆｑ１は、定常モードの電源回路の動作周波数Ｆｑ２（または機械の電気的周波数）よりも低く、前記動作周波数Ｆｑ２は、数ｋＨｚに設定されている。

ある非制限的な実施形態においては、ロッキング周波数Ｆｑ２は、１０Ｈｚから１００Ｈｚの間に位置しており、１０ｍｓから１００ｍｓの周期に対応している。

その結果、一定の電流Ｉｅｘに関し、オルタネータ／スタータによって発生される電流Ｉｔは減少している。このようにして、励磁電流Ｉｅｘは、従来の調整によるだけでなく、分岐、あるいはスイッチブリッジの複数の分岐のロッキングによって減少させられる。

ある非制限的な実施形態において、分岐の高電位側の電力トランジスタＭＨＳ、および低電位側の電力トランジスタＭＬＳの間に熱損失を配分させるために、ロッキングの段階の間に、分岐は、１つの導通状態から他の導通状態へ移行するように制御されるようになっている。

このようにして、ロッキング時間のある部分は、高電位側のトランジスタＭＨＳが導通状態に維持され、低電位側のトランジスタＭＬＳは遮断状態に維持され、ロッキング時間の他の部分は、逆（高電位側のトランジスタが遮断状態、低電位側のトランジスタが導通状態）に維持される。時間は、例えば５０％−５０％、または１０％−９０％に配分される。もちろん、あらゆる他の配分も想定することができる。

さらに、ある非制限的な実施形態において、負荷遮断以前におけるスイッチブリッジの分岐の導通状態に従って、低下モードでなされるスイッチの切り替えを最小にするように選択できる。例えば、負荷遮断の前に、２つの分岐ＢａおよびＢｂが「高電位の」導通状態であり、第３の分岐Ｂｃが「低電位の」導通状態であれば、低下モードへ移行させるため、第３の分岐を、「高電位の」導通状態にするだけで十分であり、もし全ての分岐をロックしたい場合には、アセンブリをロックするだけで十分である。

電源回路１５のいくつかの分岐がロックされるとき、制御回路１３は、前記分岐を同一のロッキング状態、すなわち、同一の導通状態に維持することに注目すべきである。このようにして、例えば、ロックされた分岐のすべての高電位側のトランジスタＭＨＳは導通し、前記分岐のすべての低電位側のトランジスタＭＬＳは遮断される。

このようにして、オルタネータ／スタータによって発生される電流Ｉｔの減少は、電源回路の１つ、またはそれ以上の分岐のロッキングによって引き起こされ、調整（回路１４経由で、回路１３によって制御される電流Ｉｅｘの降下）によって引き起こされる減少と組み合わされ、車上系統５０に接続されたままの電装品による電流Ｉｒの消費が、オルタネータ／スタータで発生される電流Ｉｔよりも大きい場合、電圧Ｕｂａｔを降下させるという効果がある。

このようにして、車上系統によって消費される電流Ｉｒが、オルタネータ／スタータで発生される電流Ｉｔよりも大きい場合には、動作し続けなければならない車上系統５０に接続された電装品への電源供給を保証するために、車上系統５０と並列にコンデンサを設けることができる。

このコンデンサは、蓄積手段の役割を果たし、負荷遮断に引続く電圧Ｕｂａｔの上昇期間に蓄積されたエネルギーを、低下モード中に、車両の電力消費部品（４２Ｖ用の大きさに作られた、特にＤＣ−ＤＣ変換器）へ戻す。このようにして、このコンデンサは、機械が短絡している期間を通じて、電力消費機器に電源を供給できるように選択される。この外部コンデンサが接続を外された場合でも、過剰電圧検出機能は、車上系統だけでなく、ブリッジ整流器も保護することに注目されたい。

ここで制御ならびに電源モジュール１０のコンデンサ１５ａは、オルタネータ／スタータが定格モードのときに、電圧Ｕｂａｔのチョッピング周波数のフィルタリングする機能に加え、有利なことには、この補助的機能を果たすことができる。従って、この蓄積機能のために専用の補助部品は不要である。このようにして、消費される電流Ｉｒは、発生される電流Ｉｔとコンデンサを通過する電流Ｉｃの和に等しい（図１に示されている）。

慣例により、コンデンサ１５ａは、電流発生装置とみなされる。それが放電するとき、電流Ｉｃは正である。それが充電するとき、電流Ｉｃは負である。図１で、電流Ｉｃは正として示されている。

オルタネータ／スタータによって発生される電流Ｉｔが、電装品によって消費される電流Ｉｒよりも大きいという逆の場合には、発生される電流Ｉｔは減少するにもかかわらず、出力電圧Ｕｂａｔは増加し続ける。このときは、電圧Ｕｂａｔが減少するまで、他の分岐をロックする必要がある。

このようにして、ある有利な実施形態では、出力電圧Ｕｂａｔが、より小さな値で最大閾値Ｕｍａｘに等しい第１の閾値ＵＳ１に到達すると、電源回路１５のすべての分岐はロックされる。例えば、最大値として５８Ｖが採用される。この場合、電機子２１のすべての相巻線は短絡され、その結果、オルタネータ／スタータによって発生される全電流Ｉｔはゼロである。図３の時刻ｔ₂とｔ₃の間の範囲Ｃに示されているように、車上系統５０上の電圧Ｕｂａｔの減少は、より一層急速である。

好ましい他の非制限的な実施形態において、最大閾値電圧Ｕｍａｘは、機械が接続されている車上系統５０へ接続されている電装品に、より小さな値で許容できる最大電圧に実質的に等しく、これにより、電装品の破壊に対する保護は有効になされる。

最大閾値電圧Ｕｍａｘは、また、ブリッジ整流器の電子部品を破壊する電圧よりも低いことが好ましい。

別の非制限的な実施形態においては、最大閾値は、必ずしも車上系統に接続されている電装品の破壊電圧、この例では、５８Ｖを考慮して選択する必要はなく、それより低い電圧、例えば５２Ｖに制限可能であり、また、車上系統上の過剰電圧を、定格電圧４２Ｖに対して、１６Ｖではなく、１０Ｖに制限することが可能である。電装品は、一般にバッテリ４０に並列に接続されていることに注目するべきである。

上記のように、いくつかの第１の閾値ＵＳ１が存在し、それに伴い、スイッチブリッジの１つ、２つ、または３つの分岐がロックされる。このようにして、ある非制限的な実施形態においては、第１の閾値ＵＳ１は、スイッチブリッジの各特定のロッキングに関連付けられる。例えば、第１の関連付けられた閾値ＵＳ１は、１つのロックされる分岐に対しては、４５Ｖに等しく、２つのロックされる分岐に対しては、５５Ｖ、そして３つのロックされる分岐に対しては、５８Ｖに等しい。

図４ａと図４ｂは、すべてのその分岐がロックされたときの電源回路１５の等価電気回路図である。図４ａでは、すべての高電位側の電力トランジスタは導通状態（閉じた回路）であり、低電位側の電力トランジスタは、遮断状態（開放回路）に保たれている。図４ｂの状況では、逆に、すべての低電位側の電力トランジスタは導通状態に保たれ、高電位側の電力トランジスタは、遮断状態に保たれている。

前記のように、一方では、高電位側の電力トランジスタと、他方では、低電位側の電力トランジスタの間で損失を配分するために、図４ａと図４ｂの状況は、互い違いとされている。言い換えると、分岐をロッキングしている時間であるｔ₂とｔ₃の間の一部に関して、図４ａの場合になるように（通常そうであるように、もしトランジスタが同一の特性であれば、理想的には半分の時間）、残りの時間に関して、図４ａの場合になるように、電源回路１５は低下モードに制御される。

まとめとして、単一位相機械（１つの相巻線、２つの分岐）、または多相機械（Ｎ個の相巻線、Ｎ個の分岐、Ｎ＞１）の一般的な場合において、（Ｎ−ｐ）個のいずれかの数の分岐をロックすることが可能である。ここで、ｐは０とＮ−１の間の整数であり、これによって、オルタネータ／スタータ３０によって発生される電流Ｉｔを減少させることができる。

このようにして、相巻線は短絡され、その結果、オルタネータ／スタータによって発生される全電流Ｉｔへの相巻線の寄与はゼロとなる。ロックされなかった１つまたは複数の分岐は、常に制御回路１３によって動作周波数Ｆｑ２で制御されていることに注目すべきである。

このようにして、例えば、デルタ構成の場合、２つの分岐がロックされたとき、すなわち、数ｋＨｚの動作周波数Ｆｑ２で動作する第３の他の分岐が、２つのロックされた分岐と同一の導通状態であるとき、１つの巻線は、ロッキング時間、すなわち１００ｍｓの間短絡され、第２および第３の巻線は、電流をチョッピングする、より短い時間の間、短絡される。

別の例では、唯１つの分岐がロックされた場合、すなわち、数ｋＨｚの動作周波数Ｆｑ２で動作する別の分岐がロックされた分岐と同一の導通状態にあるとき、１つの巻線が電流をチョッピングする、より短い期間短絡される。

図３に示す例では、第１の閾値ＵＳ１は、５８Ｖに固定されている。これにより、時刻ｔ₂で機械３０は、すべての分岐をロッキングすることにより短絡される。オルタネータ／スタータ３０で発生される全電流Ｉｔは、そのときゼロである。車上系統に接続されている電装品による電流の消費のため、およびコンデンサ１５ａの静電容量が放電するため、結果的に電圧Ｕｂａｔは減少する。

時刻ｔ₂以降の電圧Ｕｂａｔの傾斜２０２は、車上系統中で消費される電流Ｉｒと、コンデンサ１５ａの静電容量（ならびに車上系統に結合されている浮遊容量を含む他の容量もまた含む）に依存する。

このようにして、領域Ｃでは、発生電流Ｉｔがゼロの低下モード、すなわちＩｔ＜Ｉｒであり、コンデンサ１５ａの静電容量は放電する。
時刻ｔ₃において、電圧Ｕｂａｔが（高い値から）第２の閾値ＵＳ２に到達したとき、制御回路１３は電源回路１５の動作を定常モードに回復させる。すべてのロックされている分岐は、ロックが外される。このようにして、電流Ｉｔは再度発生される。

当然のことながら、第２の閾値の値ＵＳ２は、第１の閾値ＵＳ１よりも低い。ある非制限的な実施形態においては、第２の閾値は、定格モードでの電源回路１５の供給端子ＶＣＣと、ＧＮＤの間から供給される定格電圧Ｕ０、すなわち、ここでは４２Ｖに等しい。

しかし、時刻ｔ₁から減少する界磁巻線２２の励磁電流Ｉｅｘが、オルタネータ／スタータ３０で発生される電流Ｉｔと、車上系統５０で消費される電流Ｉｒのバランスが、依然として正（Ｉｔ＞Ｉｒ）であれば、静電容量１５ａは、電流の差Ｉｔ−Ｉｒで充電され、その結果、図３に示すように、電圧Ｕｂａｔは再度上昇する。

時刻ｔ₃からの電圧Ｕｂａｔの傾斜２０３は、オルタネータ／スタータによって発生される電流Ｉｔと、車上系統の中で消費される電流Ｉｒの（正の）差に依存し、かつコンデンサ１５ａの静電容量（同様に車上系統に接続された浮遊容量を含む他の電気部品に関連する他の容量を含む）に依存することに注目するべきである。

このように、図示の例において、電圧Ｕｂａｔは、再度時刻ｔ₄まで増加するが、最大の閾値電圧Ｕｍａｘまでは到達しない。そのため、これはまだ定常モードである。

このようにして、領域Ｄ内においては、定格モードであり、Ｉｔ＞Ｉｒで静電容量１５ａは充電される。
時刻ｔ₄で、電流Ｉｅｘは十分に減少し、オルタネータ／スタータ３０によって供給される電流Ｉｔは、車上系統５０内で消費される電流Ｉｒと等しい。しかし、電圧Ｕｂａｔは、まだ第二閾値４２Ｖよりも大きい。その結果、制御回路１３はまだ電圧Ｕｂａｔを減少するように、励磁電流Ｉｅｘを調整する。

従って、電圧Ｕｂａｔは再び降下し始める。電流Ｉｅｘは減少し続け、発生される電流Ｉｔを減少させる原因となる。オルタネータ／スタータ３０によって発生される電流Ｉｔと車上系統５０内で消費される電流Ｉｒのバランスが負となる（Ｉｔ＜Ｉｒ）。発生される電流Ｉｔが、すべての電装品に電源供給するために十分大きくはないため、コンデンサ１５ａの静電容量は、車上系統中の電装品へ電源を供給するために放電される。

従って、範囲Ｅ内は定常モードであり、Ｉｒ＞Ｉｔで静電容量１５ａは放電される。
−電流Ｉｅｘは、時刻ｔ₅で電圧Ｕｂａｔが定格電圧であるＵ０＝４２Ｖに、より小さい値で到達するまで減少する。
−４２Ｖに近い電圧Ｕｂａｔを得るために、時刻ｔ₅から、電流Ｉｅｘは再度増加する。この時点で、発生される電流Ｉｔは、消費電流Ｉｒに等しい。
−時刻ｔ₆から、電圧Ｕｂａｔは、比較的一定にとどまり、実質的に４２Ｖに等しくなる。前記電圧Ｕｂａｔならびに電流Ｉｅｘは、このようにして安定化される。そのため、励磁電流Ｉｅｘの調整は、終了される。

このようにして、領域Ｇ内において、これは定常モードであり、Ｉｔ＝Ｉｒで、制御は終了される。

次の表は、図３で示されている例について説明してきたことのまとめである。

図５は、本発明に従って、制御ならびに電源モジュール１０の動作をテストするために実際に作られた回路を示す。

テストは、本発明に従って標準の電気機械部品を含むオルタネータ／スタータと制御ならびに電源回路を使用して実行された。バッテリは、１５０Ｆのコンデンサ（「スーパーキャプ」）と置き換えられた。車上系統は、オルタネータ／スタータからの出力で、４０Ａの電力消費機器に対応する抵抗性の負荷Ｒ、さらに８０Ａの電力消費機器に相応する電子的負荷Ｒ‘を含んでいる。

バッテリと電力消費機器の接続外れ、あるいは放電したバッテリ単独の接続外れをシミュレートするために、スイッチＳＷが、負荷ＲとＲ‘の間に接続されている。第１の閾値ＵＳ１は、５２Ｖに固定されている。第２の閾値ＵＳ２は、４０Ｖに固定されている。車上系統への接続に相当する全体の長さＬは約４ｍである。負荷遮断は、スイッチＳＷを開放することにより発生させられる。

第１のテスト（図６）は、電子的負荷Ｒ’への電流を約８０Ａに等しくして実行された。曲線６１と曲線６２は、それぞれ、時間の関数としての電圧Ｕｂａｔおよび電流Ｉｅｘを示している。ここで電圧Ｕｍａｘは、一度到達されている。そのため、電源回路１５は、およそｔ＝５ｍｓとｔ＝１５ｍｓの間で、一度すべてのその分岐がロックされ、低下モードに制御されている。

第２のテスト（図７）は、電子負荷Ｒ’への電流を、約１２０Ａにして実行された。曲線７１および曲線７２は、それぞれ、時間の関数としての電圧Ｕｂａｔ、および電流Ｉｅｘを示している。ここで電圧Ｕｍａｘは、二度到達されている。

１回目は、およそｔ＝１ｍｓとｔ＝６ｍｓの間、２回目は、およそｔ＝１２ｍｓとｔ＝１７ｍｓの間において、電源回路１５は、全ての分岐がロックされた低下モードで制御されている。

従って本発明による制御ならびに電源モジュールは、次に述べる多くの利点を有している。
第１に、従来技術のように、励磁電流Ｉｅｘに関して励磁停止期間中に、クリッピングを維持するために、多数のＭＯＳＦＥＴを並列に使用する必要はない。さらに、励磁電流Ｉｅｘに関して、励磁停止期間に相当する所定の期間中クリップする特定のＭＯＳＦＥＴを使用する必要はない。
第２に、正確なクリッピング値を持つＭＯＳＦＥＴに限る必要はない。そのため、非常に正確なクリッピング値を得るという困難が避けられる。このクリッピング値は、温度のような変動するパラメータの関数である。
第３に、追加の部品の必要がない。
第４に、電源回路の電子部品は、負荷遮断に対して保護されており、その結果、電力トランジスタが破壊されない。本発明との関連で、電圧クリッピング機能は、もはや前記トランジスタで実行されないので、電力トランジスタは、ストレスをほとんど受けない。

本発明の他の特徴および利点はまた以下の説明を読めば見出されるであろう。この説明は純粋に例であり、添付の図面とともに読まれなければならない。
本発明の第１の局面における制御ならびに電源モジュール、および本発明の第２の局面における電装品の実施形態を示す図である。 図１の制御ならびに電源モジュールに属する電源回路の実施形態の例に含まれている電力トランジスタブリッジの図である。 本発明を実施したとき、負荷遮断の際における車両の車上系統上の電圧グラフ、および車両の電気機械の励磁電流を示すグラフである。 本発明のある実施形態に従った、図２のトランジスタブリッジの状態であって、すべての分岐のロッキングを２つの構成で示す図である。 本発明のある実施形態に従った、図２のトランジスタブリッジの状態であって、すべての分岐のロッキングを２つの構成で示す図である。 図１の制御ならびに電源モジュールの動作を、実際にテストするために作られた回路を示す図である。 図５に示す回路のそれぞれのテスト条件に関する車上系統上の電圧および電気機械の励磁電流のグラフである。 図５に示す回路のそれぞれのテスト条件に関する車上系統上の電圧および電気機械の励磁電流のグラフである。

符号の説明

１０ 制御ならびに電源モジュール
１３ 制御回路
１４ 励磁回路
１５ 電源回路
１５ａ エネルギー蓄積手段
２０ 電気機械部分
２１ 誘導素子
２１ａ 相巻線
２１ｂ 相巻線
２１ｃ 相巻線
２２ 起誘導素子
３０ 回転電気機械
３１ 高電位の電圧供給端子
３２ 低電位の電圧供給端子
４０ バッテリ
４１ 正端子
４２ 負端子
５０ 電気システム
６１ 曲線
６２ 曲線
７１ 曲線
７２ 曲線

Claims (23)

1. 複数の相巻線（２１ａ、２１ｂ、２１ｃ）と関連付けられるようになっている複数の分岐（Ｂａ、Ｂｂ、Ｂｃ）を備える電源回路（１５）と、機械が定常モードで動作しているとき、前記電源回路（１５）を制御するように構成された制御回路（１３）とを備える、複数の相巻線（２１ａ、２１ｂ、２１ｃ）を備える回転電気機械（３０）のための制御ならびに電源モジュール（１０）において、
   前記制御回路（１３）は、前記電源回路（１５）の出力電圧（Ｕｂａｔ）を監視し、かつ前記出力電圧（Ｕｂａｔ）が少なくとも第１の閾値（ＵＳ１）に到達したとき、前記機械は低下モードで動作するように、前記電源回路（１５）の少なくとも１つの分岐を導通状態にロックするように構成されていることを特徴とする、制御ならびに電源モジュール（１０）。
2. 制御回路（１３）は、前記出力電圧（Ｕｂａｔ）が第2の閾値（ＵＳ２）に到達したとき、機械（３０）の動作を定常モードに回復させるように構成されている、請求項１に記載の制御ならびに電源モジュール。
3. 前記出力電圧（Ｕｂａｔ）が第1の閾値（ＵＳ１）に到達したとき、制御回路（１３）が電源回路（１５）の全ての分岐をロックするように構成されている、請求項１または２に記載の制御ならびに電源モジュール。
4. 電源回路（１５）は、エネルギー蓄積手段（１５ａ）を備えている、請求項１〜３のいずれかに記載の制御ならびに電源モジュール。
5. 前記少なくとも第１の閾値（ＵＳ１）は、第２の閾値（ＵＳ２）より高い、請求項２に記載の制御ならびに電源モジュール。
6. 第2の閾値（ＵＳ２）は、定常モードにおける電源回路（１５）によって与えられる電圧の定格値（Ｕ０）と実質的に等しい、請求項２に記載の制御ならびに電源モジュール。
7. 前記少なくとも第１の閾値（ＵＳ１）が、電源回路（１５）の出力電圧（Ｕｂａｔ）によって供給されるようになっている電装品を破壊する電圧より低い、請求項１〜６のいずれかに記載の制御ならびに電源モジュール。
8. 分岐がロックされたとき、制御回路（１３）は、ロック時間の一部に関して分岐を第１の導通状態に維持し、ロッキング時間の残りの間に、前記分岐を第２の導通状態に維持するようになっている、前記請求項１〜７のいずれかに記載の制御ならびに電源モジュール。
9. 電源回路（１５）の少なくとも１つの分岐は、２つのスイッチ（ＭＨＳ、ＭＬＳ）を備え、この分岐の導通状態において、一つのスイッチ（ＭＨＳ）が導通状態であり、他のスイッチ（ＭＨＬ）が遮断状態である、請求項１〜８のいずれかに記載の制御ならびに電源モジュール。
10. 制御回路（１３）は、同じ導通状態でロックされている電源回路（１５）の全ての分岐を維持するようになっている、前記請求項１〜９のいずれかに記載の制御ならびに電源モジュール。
11. スイッチは、少なくとも１個の電力トランジスタ（ＭＯＳ）を備えている、請求項１〜１０のいずれかに記載の制御ならびに電源モジュール。
12. 前記少なくとも１つの分岐のロッキングは、定常モードにおける電源回路（１５）の動作周波数（Ｆｑ２）未満のロッキング周波数（Ｆｑ１）で起こるようになっている、請求項１〜１１のいずれかに記載の制御ならびに電源モジュール。
13. 請求項１〜１２のいずれか一項に記載の制御ならびに電源モジュール（１０）を備える多相可逆回転電気機械（３０）。
14. 複数の相巻線（２１ａ、２１ｂ、２１ｃ）を備え、電源回路（１５）が前記複数の相巻線（２１ａ、２１ｂ、２１ｃ）と関連付けられるようになっている複数の分岐（Ｂａ、Ｂｂ、Ｂｃ）を備える、定常モードで動作するようになっている回転電気機械（３０）を制御する方法であって、前記電源回路（１５）の出力電圧（Ｕｂａｔ）を監視する段階と、前記出力電圧（Ｕｂａｔ）が少なくとも第１の閾値（ＵＳ１）へ到達したとき、前記機械（３０）が低下モードで動作するように、前記電源回路（１５）の少なくとも１つの分岐を導通状態にロッキングする段階とを有することを特徴とする、回転電気機械（３０）を制御する方法。
15. 請求項１４に記載の方法により、出力電圧（Ｕｂａｔ）が第２の閾値（ＵＳ２）に到達したとき、機械（３０）の動作を定常状態へ回復させる追加的な段階を含む、請求項１４に記載の制御方法。
16. ロッキング段階において、前記出力電圧（Ｕｂａｔ）が第１の閾値（ＵＳ１）へ到達したとき、電源回路（１５）の全ての分岐はロックされている、請求項１４または１５に記載の制御方法。
17. 電源回路（１５）は、また、エネルギー蓄積手段（１５ａ）を備える、請求項１４〜１６のいずれかに記載の制御方法。
18. 第２の閾値（ＵＳ２）は、定常モードにおける電源回路（１５）によって与えられる電圧の定格値（Ｕ０）に実質的に等しい、請求項１５に記載の制御方法。
19. 前記少なくとも第1の閾値（ＵＳ１）は、電源回路（１５）の出力電圧（Ｕｂａｔ）によって供給されるようになっている電装品を破壊する電圧未満である、請求項１４〜１８のいずれかに記載の制御方法。
20. 分岐のロッキング段階の間、この分岐は、ロッキング時間の一部に関して、第１の導通状態に維持されており、かつロッキング時間の残りに関して、第２の導通状態に維持されるようになっている、請求項１４〜１９のいずれかに記載の制御方法。
21. 電源回路（１５）の１つの分岐は、２つのスイッチ（ＭＨＳ、ＭＬＳ）を備え、かつ該分岐の特定の導通状態において、分岐の１つのスイッチ（ＭＨＳ）は導通状態であり、他のスイッチ（ＭＬＳ）は遮断状態である、請求項１４〜２０のいずれかに記載の制御方法。
22. 電源回路（１５）のロックされた分岐は、全て同一の導通状態に維持される、請求項１４〜２１のいずれかに記載の制御方法。
23. 前記少なくとも１つの分岐のロッキング段階は、定常モードにおける電源回路（１５）の動作周波数（Ｆｑ２）より低いロッキング周波数（Ｆｑ１）で実行される、請求項１４〜２２のいずれかに記載の制御方法。

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