JP2006197375A - 受信方法及び受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】 簡単な構成で複数のパターンの同期信号に対応できるようにする。
【解決手段】 受信する既知の同期信号として、１単位の同期信号が所定周期繰り返し送信されると共に、１単位ごとに設定される送信周波数のパターン及び１単位ごとに設定される信号極性のパターンが複数存在する場合において、受信信号を１単位周期で複数段遅延させ、その複数段遅延された受信信号から少なくとも２つの遅延位置の受信信号を、異なる組み合わせで複数取り出し、その複数の組み合わせの受信信号の中から、受信する同期信号パターンに応じて選択された組み合わせの少なくとも２つの遅延位置の受信信号をセレクタ１３３で選択し、選択されたそれぞれの受信信号から相関検出を行い、それぞれの相関検出信号を複素乗算した信号から移動平均を求めて、同期信号検出を行う。
【選択図】 図１

Description

本発明は、無線又は有線のデジタル通信システムで受信する際に同期を確立するための処理を行う受信方法及びその受信方法を適用した受信機に係り、特に、プリアンブル相関を用いた同期タイミングの検出を行なう技術に関する。

デジタル通信において、受信回路で復調を行うためには、まず受信信号の同期を確立することが必要である。図９に従来の同期回路の構成例を示す。ここでは、送信信号には同期タイミングの検出等に用いる同期信号を含むプリアンブル信号が組み込まれているものとする。

まず、アンテナ１で受信したRF周波数帯の受信信号は、搬送波信号発生器３で生成される搬送波信号を用いて、周波数変換器２で、ベースバンド帯の受信ベースバンド信号に周波数変換される。次に、この受信ベースバンド信号は、ＡＧＣ（自動ゲインコントロール）回路４で所定レベルの受信信号に調整された後、Ａ／Ｄ変換器５により、サンプリングされデジタル信号に変換される。

変換されたデジタル受信信号は、相関器６に送られて、受信ベースバンドデジタル信号と既知のプリアンブルコードとの相関をとって、相関値を出力する。この相関値は一般に複素数であるため、絶対値２乗演算器８により絶対値２乗を求め、極大値検出回路９に出力する。この極大値検出器８では、相関値の極大、あるいは、あらかじめ決められた閾値を越えるタイミングを同期タイミングとして出力する。

この図９に示した同期検出構成は一般的な受信構成であるが、近年、無線伝送される信号として、比較的複雑な同期信号パターンの信号のものが存在し、同期信号を検出する構成が非常に複雑なものになってしまう場合がある。

即ち、例えば近年、「ウルトラワイドバンド（ＵＷＢ）通信」と呼ばれる、きわめて微弱なインパルス列に情報を載せて無線通信を行なう方式が、近距離超高速伝送を実現する無線通信システムとして注目され、その実用化が期待されている。現在、ＩＥＥＥ８０２．１５．３規格などにおいて、このようなウルトラワイドバンド通信のアクセス制御方式として、プリアンブルを含んだパケット構造のデータ伝送方式が提案されている。

一般に、室内で無線ネットワークを構築した場合、受信装置では直接波と複数の反射波・遅延波の重ね合わせを受信するというマルチパス環境が形成され、遅延ひずみに起因するシンボル間干渉が生じる。このため、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式に代表されるマルチキャリア伝送方式が適用される。

例えば、ＩＥＥＥ８０２．１５．３規格でも、ＯＦＤＭ変調方式を採用したＵＷＢ通信方式についての標準化が進められている。ＯＦＤＭ＿ＵＷＢ通信方式の場合、３．１〜４．８ＧＨｚの周波数帯をそれぞれ５２８ＭＨｚ幅からなる３つのサブバンドを周波数ホッピング（ＦＨ）し、各周波数帯が１２８ポイントからなるＩＦＦＴ／ＦＦＴを用いたＯＦＤＭ変調が検討されている。

特許文献１には、この種の信号から同期検出を行う場合の例についての開示がある。
特開平１１−２１５０９７号公報

このＩＥＥＥ８０２．１５．３規格で規定された通信方式のように、周波数ホッピングを行うOFDM方式を通常 Multi-Band OFDM （MB-OFDM）方式というが、この方式では、同期獲得用信号であるプリアンブル送信においてもホッピングを行い、さらに、そのホッピングパターンとデータ送信パターン（これをTime Frequency Code ; 以下ＴＦＣという）も様々なタイプを有することが規定されている。

即ち、例えば図１０に示すように、ＴＦＣ１からＴＦＣ７まで７つのパターンが規定されて、その７つのパターンのいずれかで、同期信号であるプリアンブル信号を送信するようにしてある。具体的には、送信される周波数として、ｆ１，ｆ２，ｆ３の３つの周波数が用意され、この３つの周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３のいずれかを使用して、１単位のプリアンブル信号（同期信号）を２４回（２４スロット）繰り返し送るようにしてある。図１０では、１２周期だけを示してある。

各パターンについて説明すると、ＴＦＣ１のパターンでは、図１０（ａ）に示すように、１単位のプリアンブル信号（同期信号）ごとに、周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３の順に変化させる。ＴＦＣ２のパターンでは、図１０（ｂ）に示すように、１スロットのプリアンブル信号ごとに、周波数ｆ１，ｆ３，ｆ２の順に変化させる。ＴＦＣ３のパターンでは、図１０（ｃ）に示すように、２スロットのプリアンブル信号ごとに、周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３の順に変化させる。ＴＦＣ４のパターンでは、図１０（ｄ）に示すように、２スロットのプリアンブル信号ごとに、周波数ｆ１，ｆ３，ｆ２の順に変化させる。ＴＦＣ５のパターンでは、図１０（ｅ）に示すように、全てのスロットのプリアンブル信号を周波数ｆ１で送信させ、ＴＦＣ６のパターンでは、図１０（ｆ）に示すように、全てのスロットのプリアンブル信号を周波数ｆ２で送信させ、ＴＦＣ７のパターンでは、図１０（ｇ）に示すように、全てのスロットのプリアンブル信号を周波数ｆ３で送信させる。また、ここでは示さないが（後述する実施の形態で説明する表２参照）、プリアンブル信号の信号極性（＋又は−）についても、特定のパターンに設定してある。

このようなＴＦＣパターンを有する同期信号を受信して検出するためには、非常に複雑な同期検出回路が必要になるという問題があった。図１１は、図１０に示した７種類のプリアンブル信号ＴＦＣ１〜ＴＦＣ７に対応した従来の受信構成例を示した図である。図１１は、図１０に示したＡ／Ｄ変換器５より後の同期検出構成を示してあり、端子１０ａに得られるデジタル信号を、受信エネルギ及び移動平均検出部１０に送ると共に、複数の相関器３１，３２，３３，３４，３５，３６に送るようにしてある。各相関器３１〜３６は、受信信号と既知のプリアンブル信号パターンとの相関をとる回路である。

ここで、相関器３１には、端子１０ａに得られる信号を直接送り、相関器３２には、端子１０ａに得られる信号をシフトレジスタ２１で遅延させて供給する。シフトレジスタ２１は、信号をプリアンブル信号の３スロット期間遅延させる遅延回路（ここでのプリアンブル信号の１スロットは１６５クロック周期）である。

このように相関器３１，３２に信号が供給されることで、例えば受信周波数が周波数ｆ１〜ｆ３（図１０）のいずれかで固定されているとすると、２つの相関器３１，３２では３スロット差で相関が検出されることになり、それぞれでプリアンブル信号との相関が３スロットごとに同時に検出された場合に、ＴＦＣ１又はＴＦＣ２のパターンの同期信号を検出したことになる。両相関器３１，３２の検出出力は、複素乗算器４１で複素乗算されて、ＴＦＣ１又はＴＦＣ２のパターンを検出した相関検出信号となる。

また、相関器３３には、端子１０ａに得られる信号を直接送り、相関器３４には、端子１０ａに得られる信号をシフトレジスタ２２で遅延させて供給する。シフトレジスタ２２は、信号をプリアンブル信号の１スロット期間遅延させる遅延回路である。

このように相関器３３，３４に信号が供給されることで、例えば受信周波数が周波数ｆ１〜ｆ３（図１０）のいずれかで固定されているとすると、２つの相関器３３，３４では１スロット差で相関が検出されることになり、それぞれでプリアンブル信号との相関が６スロットごとに同時に検出された場合に、ＴＦＣ３又はＴＦＣ４のパターンの同期信号を検出したことになる。両相関器３３，３４の検出出力は、複素乗算器４２で複素乗算されて、ＴＦＣ３又はＴＦＣ４のパターンを検出した相関検出信号となる。

また、相関器３５には、端子１０ａに得られる信号とシフトレジスタ２３で２スロット期間遅延させた信号とを加算器２６で加算させた信号を供給する。相関器３６には、端子１０ａに得られる信号をシフトレジスタ２３で１スロット期間遅延させた信号とシフトレジスタ２３で３スロット期間遅延させた信号とを加算器２７で加算させた信号を供給する。

このように相関器３５，３６に信号が供給されることで、例えば受信周波数がプリアンブル信号の送信周波数と一致するとして、相関器３５では１スロット目と３スロット目の加算信号から相関が検出され、相関器３６では２スロット目と４スロット目の加算信号から相関が検出されることになり、それぞれでプリアンブル信号との相関が検出された場合に、ＴＦＣ５，ＴＦＣ６，ＴＦＣ７のいずれかのパターンの同期信号を検出したことになる。両相関器３５，３６の検出出力は、複素乗算器４３で複素乗算されて、ＴＦＣ５，ＴＦＣ６，ＴＦＣ７のいずれかのパターンを検出した相関検出信号となる。

なお、対になった相関器３１と３２、３３と３４、３５と３６は、所定の時間シフトを行なった信号の相関値を出力することになる。
ここではプリアンブル信号の信号極性のパターンについて特に説明していないが（後述する実施の形態で詳細に説明）、プリアンブル信号は、送信される２４スロットの内の特定のスロット位置でのみ、極性が反転しているため、対になった相関器出力の複素乗算された結果が、その位置においてのみ極大値（あるいは極小値）になって、同期検出できるようにしてある。

各複素乗算器４１，４２，４３の出力は、セレクタ４４に供給されて、そのときに受信されるプリアンブル信号パターンに応じた系が選択される。セレクタ４４で選択された信号は、移動平均検出部５０に送られて、移動平均が検出される。具体的には、入力した信号をシフトレジスタ５１で遅延させた信号と遅延させてない信号との差分を減算器５２で検出し、その減算器５２の出力を加算器５３に供給して、加算器５３の出力を遅延回路４で１クロック期間させた信号と加算し、その加算出力を移動平均信号とする。

移動平均検出部５０で検出された移動平均信号は、除算器６１に供給されて、受信エネルギ及び移動平均検出部１０が出力する受信エネルギの平均値で除算されて、信号レベルを一定範囲とする規格化が行われ、除算器６１の出力を同期検出器６２に供給して、同期検出タイミングを確定させる同期検出処理を行う。

なお、受信エネルギ及び移動平均検出部１０では、入力信号をシフトレジスタ１１で６スロット周期遅延させた信号を絶対値２乗演算器１２で絶対値２乗演算するとともに、入力信号を直接絶対値２乗演算器１３に供給して絶対値２乗演算し、両信号の差分を減算器１４で得て、受信エネルギを得る。その得られた受信エネルギの値は、加算器１５に供給し、加算器１５の出力を遅延回路１６で１クロック期間させた信号と加算し、その加算出力を移動平均信号と、その受信エネルギの移動平均を除算器６１に供給する。

このようにして同期検出が行われるが、受信するプリアンブル信号パターン毎に、個別の相関検出器及び複素乗算器と、各相関検出器に接続されたシフトレジスタが必要であり、回路構成が非常に複雑になってしまう。即ち、１つの受信機で、様々なホッピングパターン、データ送信パターンで送信されたプリアンブル信号を受信する場合、当然、ひとつの同期獲得アルゴリズムでは同期獲得が困難であり、複数のアルゴリズムを持たざるを得ないため、図１１に示したように非常に構成が複雑化してしまう。つまるところ、受信機の同期検出部は複雑なものになり、デジタル回路は大きくなり、携帯性やコストの面で不利になることは必至である。

本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、簡単な構成で複数のパターンの同期信号に対応できるようにすることを目的とする。

本発明は、受信する既知の同期信号として、１単位の同期信号が所定周期繰り返し送信されると共に、１単位ごとに設定される送信周波数のパターン及び１単位ごとに設定される信号極性のパターンが複数存在する場合において、受信信号を１単位周期で複数段遅延させ、その複数段遅延された受信信号から少なくとも２つの遅延位置の受信信号を、異なる組み合わせで複数取り出し、その複数の組み合わせの受信信号の中から、受信する同期信号パターンに応じて選択された組み合わせの少なくとも２つの遅延位置の受信信号を選択し、選択されたそれぞれの受信信号から相関検出を行い、それぞれの相関検出信号を複素乗算した信号から移動平均を求めて、同期信号検出を行うようにしたものである。

このようにしたことで、相関検出手段の入力段で、同期信号パターンに応じた選択処理を行うので、１組の相関検出手段でいずれのパターンの同期信号であっても相関検出できるようになる。

本発明によると、１組の相関検出手段でいずれのパターンの同期信号であっても、優れた特性で相関検出でき、多数の同期信号パターンに対応した同期検出のための構成を簡単にすることができる。例えば、MB-OFDM仕様にある様々なＴＦＣパターンを持つ通信方式に適用することが可能である。

以下、本発明の一実施の形態を、図１〜図８を参照して説明する。

本例においては、ＩＥＥＥ８０２．１５．３規格で規定されたMB-OFDM方式の無線伝送信号を受信する受信機に適用した例としてある。まず、本例の場合に受信する信号の同期信号であるプリアンブル信号パターンについて説明すると、プリアンブル信号パターンは、既に図１０で説明したように、ＴＦＣ１〜ＴＦＣ７の７つのパターンを有する。図１０に示したＴＦＣ１〜ＴＦＣ７の７つのパターンの周波数変化は、表１に示す通りである。

また本例の場合には、１単位（１スロット）のプリアンブル信号は、２４スロット（２４周期）連続して送信されるように構成してあり、各スロットのプリアンブル信号の極性としては、表２に示す３つのパターン（シーケンス番号１〜３）に分類される。表２で−１と示されるスロットで、マイナスの極性となる。ここでの極性がマイナスの状態とは、プラスの極性の符号系列に対して、全て符号が反転した符号系列である状態である。

表２から判るように、いずれのパターンの場合であっても、２４スロット期間の最後のスロット期間の近傍で、プリアンブル信号の極性が反転するパターンとしてあり、その極性の反転を検出して、同期検出を行うようにしてある。なお、本例の場合には、受信処理を行う場合に、受信する信号がどのパターンのプリアンブル信号であるかが、予め判っているものとする。

図１は、本例の受信機の同期検出までの構成を示してある。以下、図１に従って構成を説明すると、アンテナ１０１で受信したRF周波数帯の受信信号は、搬送波信号発生器１０３で生成される搬送波信号を用いて、周波数変換器１０２で、ベースバンド帯の受信ベースバンド信号に周波数変換される。次に、この受信ベースバンド信号は、ＡＧＣ（自動ゲインコントロール）回路１０４で所定レベルの受信信号に調整された後、Ａ／Ｄ変換器１０５により、サンプリングされデジタル信号に変換される。

変換されたデジタル受信信号は、複数段直列に接続されたシフトレジスタ１０６，１０７，１０８で遅延させる。各シフトレジスタ１０６，１０７，１０８は、それぞれ受信するプリアンブル信号の１スロット期間（即ち１６５クロック期間）遅延させる遅延回路として機能する。

シフトレジスタ１０８の出力は、受信エネルギ及び移動平均検出部１２０に供給される。受信エネルギ及び移動平均検出部１２０内では、供給された遅延信号を更にシフトレジスタ１２１で遅延させた後、絶対値２乗演算器１２２で絶対値２乗演算するとともに、Ａ／Ｄ変換器１０５の出力を直接絶対値２乗演算器１２４に供給して絶対値２乗演算し、両信号から移動平均検出部１２３で移動平均を検出し、その検出さえた受信エネルギ（受信電力）の移動平均の値を、後述する除算器１３７に供給する。

そして本例においては、Ａ／Ｄ変換器１０５の出力とシフトレジスタ１０８の出力とを第１の組としてセレクタ１３３に供給し、またＡ／Ｄ変換器１０５の出力とシフトレジスタ１０６の出力とを第２の組としてセレクタ１３３に供給する。さらにＡ／Ｄ変換器１０５の出力とシフトレジスタ１０７の出力とを、加算器１３１で加算するとともに、シフトレジスタ１０６の出力とシフトレジスタ１０８の出力とを、加算器１３２で加算し、両加算器１３１，１３２の加算出力を第３の組としてセレクタ１３３に供給する。

セレクタ１３３では、この受信機が受信するプリアンブルパターンに応じて、第１の組から第３の組のいずれかが選択される。そして、選択された組の２つの信号の一方は、相関器１３４に供給されて、既知のプリアンブル信号パターンとの相関が検出される。また、選択された組の２つの信号の他方は、相関器１３５に供給されて、既知のプリアンブル信号パターンとの相関が検出される。

２つの相関器１３４，１３５の出力は、複素乗算器１３６に供給されて複素乗算され、その複素乗算された信号を移動平均検出部１４０に供給して、相関検出信号の移動平均が検出されて、その検出された移動平均信号は、除算器１３７に供給されて、受信エネルギ及び移動平均検出部１２０が出力する受信エネルギの平均値で除算されて、信号レベルを一定範囲とする規格化が行われ、除算器１３７の出力を同期検出器１３８に供給して、同期検出タイミングを確定させる同期検出処理を行う。

次に、相関器１３４，１３５の周辺のより詳細な同期検出構成を、図２に示す。図２を参照して、まず受信エネルギ及び移動平均検出部１２０の構成について説明すると、シフトレジス１２１では、プリアンブル信号の３スロット期間遅延させる（即ち４９５クロック期間遅延させる）処理が行われ、結果的に、２つの絶対値２乗演算器１２２，１２４で６スロット期間タイミングが異なる信号の演算が行われることになる。両絶対値２乗演算器１２２，１２４の演算出力は、減算器１２５で差分が検出され、その出力を加算器１２６に供給して、加算器１２６の出力を遅延回路１２７で１クロック期間させた信号と加算し、その加算出力を移動平均信号とし、除算器１３７に供給する。

セレクタ１３３に供給される信号については、図２に示すように、既に図１で説明した第１の組ａと、第２の組ｂと、第３の組ｃの３つの組み合わせがあり、受信するプリアンブル信号パターンに応じて、セレクタ１３３で何れかの組が選択される。ここでは、図３に詳細を示すように、受信するプリアンブル信号パターンがＴＦＣ１又はＴＦＣ２である場合に第１の組ａを選択し、受信するプリアンブル信号パターンがＴＦＣ３又はＴＦＣ４である場合に第２の組ｂを選択し、受信するプリアンブル信号パターンがＴＦＣ５〜ＴＦＣ７のいずれかである場合に第３の組ｃを選択して、２つの相関器１３４，１３５に受信信号を供給する。

２つの相関器１３４，１３５の相関検出信号としては、例えば図７に示すように、プリアンブル信号を検出しているとき極大値を持つようになる。図２の説明に戻ると、２つの相関器１３４，１３５の相関検出値は、一方を複素共役をとった後で、複素乗算器１３６で複素乗算する。このように複素乗算することで、極性の反転を検知することができる。そして、その複素乗算出力を移動平均検出部１４０に供給して、相関検出信号の移動平均を検出する。移動平均を検出する構成としては、入力した信号をシフトレジスタ１４１で遅延させた信号と遅延させてない信号との差分を減算器１４２で検出し、その減算器１４２の出力を加算器１４３に供給して、加算器１４３の出力を遅延回路１４４で１クロック期間させた信号と加算し、その加算出力を移動平均信号とする。ここではシフトレジスタ１４１は、３２クロック期間遅延させる。

移動平均検出部１３７で検出された移動平均信号は、除算器１３７に供給されて、受信エネルギ及び移動平均検出部１２０が出力する受信エネルギの平均値で除算される。

このように移動平均処理を行なうことで、マルチパスによる遅延波の重畳の影響を下げることができる。即ち、データに遅延波が重畳されていると、相関器出力の極大値は単峰とならず複数の山が発生し、またその山の高さもばらついてしまうため、同期判断が非常に難しくなる。移動平均処理を行うことで、複数の極大値をひとつの山に括り、またその高さのばらつきも小さく抑えることができるため、安定した同期獲得を行うことが可能となる。ここで、移動平均の次数はマルチパスの次数や使用環境、装置コストから最適化されるべきものであり、一意に決定することはできないが、図２の例は好適な一例を示してある。

また、受信エネルギ及び移動平均検出部１２０については、観測されたデータ系列の平均電力を算出するものであるが、入力としてデータ系列の絶対値２乗を使用し、ある適切な区間で移動平均をとることで平均電力を測定している。例えば、図２の例では、６スロット分（９９０クロック区間）の移動平均を行っている。これは、受信するプリアンブル信号パターンの様々なデータ観測パターンから決定してある。もちろんこの区間も使用環境や装置のコスト等から最適化されるべきものであり、図２の構成に限定されるものではない。

このようにして、複素乗算器１３６から移動平均されたデータを平均電力で規格化（割り算）することにより、規格化されたデータを持って、同期判断を行い、同期を獲得することが可能となる。

ここで、受信するプリアンブル信号パターンがＴＦＣ１又はＴＦＣ２である場合を例に、図８に各部の処理により算出されるデータの詳細な説明を示す。この場合には、図８（ａ），（ｂ）に示すように、相関器１３４，１３５にそれぞれ、時間遅れの無い信号データと、３スロット分遅延した信号データを入力する。その結果、それぞれの相関器出力は図８（ｃ），（ｄ）に示すように、鋭いピークをもつものが出力される。この図８に示すピークは、マルチパスを考慮して遅延波も表現してある。それらの出力同士で片方を複素共役をとって複素乗算行った結果が、図８（ｅ）に示す波形である。この出力は図８（ｅ）に示すようにマルチパスにより山が多く存在している。この山群は、移動平均処理により平均化され、図８（ｆ）に示すように単峰になる。その後、このデータを平均電力で規格化（割り算）し、規格化されたデータを持って、同期判断を行い、同期を獲得することが可能になる。

次に、本例での同期判断の処理について、図４のフローチャートを参照して説明する。この同期判断アルゴリズムは極大値検出部と閾値比較部の２段階構成となっている。
まず、バッファのデータとカウンタの初期値を０にセットしておく。新しいデータを取得する（ステップＳ１１）。取得したデータは、バッファのデータと比較され（ステップＳ１２）、もしバッファに格納されているデータよりも大きければ、バッファのデータと入れ替える（ステップＳ１３）。バッファのデータは、新規データに対してあらかじめ決めた回数（MaxCount回）以上入れ替わりが発生しなければ、極大値と認定し、次の閾値比較に入っていく（ステップＳ１４、Ｓ１５）。つまり極大値は、そのデータ後３２区間でさらに大きいものが観測されなければ、それを極大値と認定するのである。極大値と認定されればそれは同期の候補となる。

次に極大値と認定されたデータが同期であるかどうかの判断を行なう（ステップＳ１６）。この判断は、ある決められた閾値よりも大きいかどうかで行なう。もし、閾値よりも大きければ、同期と判断し、そうでなければ、同期と判断せず、継続となる。最上位のフローに戻り、新しいデータの取得から再開する。

この場合、極大値と認定されたにもかかわらず同期でなかったため、今後のデータでこの極大値よりも小さい値で極大値を認定しても同期でないのは明らかであるため、今後のデータはこの極大値を越えるかどうかが必要になる。したがって、カウンタはリセットするが、バッファのデータはリセットしない。

また、この図４のフローチャートに示したアルゴリズムでは、同期を複数回検出する可能性があるが、それをどう使用するかは設計依存であるため、ここでは深く言及しないが、例えば、最初の同期のみを同期とするようにすればよい。

次に、このようにして同期検出される処理を、図５、図６を参照して、各プリアンブルパターン毎に詳細に説明する。

まず、TFC1とTFC2のパターンの同期を獲得する処理を、図５（ａ）を参照して説明する。この２つのパターンの場合、受信機は、特定の１つの周波数で連続して受信すると、３スロットに１回の割合でデータを受信することになる。表２から判るように、最後の受信データのみ極性が負であり、それ以外のデータはすべて極性が正であるため、この正が負に変わることを利用して同期を取るものである。即ち、図５（ａ）の最後の斜線を付与して示す２つのスロットのデータを相関検出した結果を複素乗算して、その複素乗算された値から同期検出を行う。

このようにして受信されるデータはプリアンブルデータであるため、相関器に通すと相関により極大値が現れる。図７に実際の相関器出力の一例を示す。したがって、このタイプの場合、３スロットに１回の割合で極大値が現れることになる。最後のデータのみ極性が負であるため、この部分のスロットのみ負の極大値となる。

正が負に変化する部分を検出するためには、例えば、乗算を行えばよい。乗算はその性質から正と正を乗算すると正となるが、正と負を乗算すると負となるので、自分自身と１スロット前の相関器出力の乗算を行えば、最後の結果のみが負の値となり、正が負に変化する部分を検出することが可能になる。実際の受信データは複素数であるが、数学的には乗算を複素乗算に置き換えることで全く同様に検出できる。このように、出力が負になるところを検出し同期判断を行なえば、TFC1とTFC2のパターンの同期の獲得を行なうことが可能となる。

次に、TFC3とTFC4のパターンの同期を獲得する処理を、図５（ｂ）を参照して説明する。この２つのパターンの場合にも、上述したTFC1とTFC2のパターンと同様な処理で同期を獲得することができる。即ち、図５（ｂ）に示すように、２スロット連続でデータが得られた後、４スロットデータの無い状態が続くというパターンの繰り返しでデータが観測される。そして、最後の２つの観測データの後ろ側のデータの極性が反転することでデータが終了する。

この場合も、まず相関器を通し、極大値を出し、その後、複素乗算を行う。しかしながら、先ほどのTFC1，TFC2の場合と異なるところは、データが来る場合には連続するため、複素乗算はある時刻のデータと１スロット前のデータとで行う必要がある。このようにすることで、TFC1,2のパターンの場合と全く同等の同期獲得を行なうことが可能となる。

次に、TFC5,TFC6,TFC7のパターンの同期を獲得する処理を、図５（ｃ）を参照して説明する。この場合にも、基本的な考え方は他の２つの場合と同じであるが、受信データの極性反転が、途中でも起こっているため、工夫が必要となる。本例では、４スロット分のデータから１つおきに２つずつ取り出し、和（足し算）を行い、その和の結果同士を複素乗算する構成（図２、図３の信号の組ｃ）としてある。これにより、途中で起こる極性反転の影響を無くすことができ、正しく負の極大値を得ることができる。

図６に、このTFC5,TFC6,TFC7のパターンの同期を獲得する場合の詳細を示してある。TFC5,TFC6,TFC7のパターンの場合、観測されるすべてのパターンは、図６のタイミングａ〜タイミングｄの４つに分類される。例えば、タイミングａの場合、奇数番目のスロット同士と偶数番目同士の和を取って複素乗算を行うが、奇数番目同士は極性が異なるため、和を取ると０になってしまう。一方で偶数番目同士の和は負の値となるが、０との乗算を行うと結果０となってしまい、このタイミングａのタイプでは、０の出力しか出てこない。

次にタイミングｂのタイプの場合、今度は、偶数番目同士の和が０になってしまうため、乗算結果は０になってしまい、このタイミングｂのタイプでは、０の出力しか出てこない。また、タイミングｃのタイプの場合、奇数番目同士、偶数番目同士とも和が０になってしまうため、乗算結果は当然０になってしまい、このタイミングｃのタイプでは、０の出力しか出てこない。したがって、タイミングａ〜タイミングｃの３つでは、極性反転が起こっているにもかかわらず出力は０となるため、この部分での同期検出は行なわれないことになり、所望の結果が得られたことになる。

これに対して、同期が検出されるパターンであるタイミングｄのタイプの場合、奇数番目同士の和が負の極大値となり、偶数番目同士の和が正の値となるため、乗算を行うと負の値を得ることができる。したがって、タイミングｄのタイプのパターンが来たとき、つまり、最後の同期を取るべき時に正しく負の値が算出されることになり、正しい位置で同期獲得ができることがわかる。

以上が本例における各TFC1〜TFC7に対応した同期獲得処理であり、それらの相違点は、複素乗算を行う相手の時刻が異なるということだけである。したがって、ハードウエア的には複数個のシフトレジスタを用意し、あらかじめ決定されたTFCに対してどのデータとどのデータを取り出し複素乗算を行うかということを図２に示したセレクタ１３３で選択することで、それぞれのTFCに対応することが可能となるものである。

なお、ここまで説明した実施の形態では、図１、図２に示した回路構成が組まれた受信機に適用した例として説明したが、例えば同様の同期検出処理方法の一部又は全てをプログラム化して、そのプログラムの実行で行うようにしてもよい。

また、上述した実施の形態では、ＩＥＥＥ８０２．１５．３規格で規定されたMB-OFDM方式の無線信号を受信する場合に適用したが、有線信号の受信に適用してもよく、また同様に複数の同期信号パターンから同期信号を検出する他の通信方式の受信処理にも適用可能である。

本発明の一実施の形態による受信構成例を示すブロック図である。 本発明の一実施の形態による同期検出構成例を示すブロック図である。 本発明の一実施の形態によるセレクタの例を示した構成図である。 本発明の一実施の形態による同期検出処理例を示したフローチャートである。 本発明の一実施の形態による各パターンの信号の検出例を示す説明図である。 本発明の一実施の形態によるＴＦＣ５，ＴＦＣ６，ＴＦＣ７の同期信号受信時の各タイミングでの受信状態を示した説明図である。 本発明の一実施の形態による検出波形の例を示す波形図である。 本発明の一実施の形態による検出例を示すタイミング図である。 従来の受信構成例を示すブロック図である。 プリアンブル信号の伝送パターンの例を示す説明図である。 従来の同期検出構成例を示すブロック図である。

符号の説明

１０１…アンテナ、１０２…周波数変換器、１０３…搬送波信号発生器、１０４…ＡＧＣ回路、１０５…Ａ／Ｄ変換器、１０６，１０７，１０８…シフトレジスタ、１２０…受信エネルギ及び移動平均検出部、１３１，１３２…加算器、１３３…セレクタ、１３４，１３５…相関器、１３６…複素乗算器、１３７…除算器、１３８…同期検出器、１４０…移動平均検出部

Claims (6)

1. 送信信号に含まれる既知の同期信号に基づいて受信信号の同期検出処理を行って前記送信信号を受信する受信方法であって、
   前記既知の同期信号として、１単位の同期信号が所定周期繰り返し送信されると共に、前記１単位ごとに設定される送信周波数のパターン及び前記１単位ごとに設定される信号極性のパターンが複数存在する場合の受信方法において、
   受信信号を前記１単位周期で複数段遅延させ、その複数段遅延された受信信号から少なくとも２つの遅延位置の受信信号を、異なる組み合わせで複数取り出し、その複数の組み合わせの受信信号の中から、受信する同期信号パターンに応じて選択された組み合わせの少なくとも２つの遅延位置の受信信号を選択し、
   前記選択されたそれぞれの受信信号から相関検出を行い、
   それぞれの相関検出信号を複素乗算した信号から移動平均を求めて、前記同期信号検出を行うことを特徴とする
   受信方法。
2. 請求項１記載の受信方法において、
   受信信号から受信エネルギ及び移動平均を求め、その求められた値で、前記複素乗算信号から求められた移動平均の値を除算し、その除算された信号から同期信号検出を行うようにしたことを特徴とする
   受信方法。
3. 請求項１記載の受信方法において、
   前記少なくとも２つの遅延位置の受信信号は、
   第１の受信信号と、その第１の受信信号から１単位周期離れた第２の受信信号による組み合わせと、
   第１の受信信号と、その第１の受信信号から３単位周期離れた第２の受信信号による組み合わせと、
   ２単位周期離れた第１及び第２の受信信号を加算した信号と、第１及び第２の受信信号からそれぞれ１単位周期遅れた第３及び第４の受信信号を加算した信号とによる組み合わせであり、
   前記３つの組み合わせから選択された組み合わせの受信信号から前記相関検出を行うようにしたことを特徴とする
   受信方法。
4. 送信信号に含まれる既知の同期信号に基づいて受信信号の同期検出処理を行って前記送信信号を受信する受信機であって、
   前記既知の同期信号として、１単位の同期信号が所定周期繰り返し送信されると共に、前記１単位ごとに設定される送信周波数のパターン及び前記１単位ごとに設定される信号極性のパターンが複数存在する場合における受信機において、
   受信信号を前記１単位周期で複数段遅延させる遅延手段と、
   前記遅延手段で複数段遅延された受信信号から少なくとも２つの遅延位置の受信信号を、異なる組み合わせで複数取り出し、その複数の組み合わせの受信信号の中から、受信する同期信号パターンに応じて選択された組み合わせの少なくとも２つの遅延位置の受信信号を選択する選択手段と、
   前記選択手段で選択されたそれぞれの受信信号から相関検出を行う複数の相関検出手段と、
   前記複数の相関検出手段で検出された相関検出信号を複素乗算する複素乗算手段と、
   前記複素乗算手段で複素乗算された信号から移動平均を求める移動平均検出手段と、
   前記移動平均検出手段で検出された移動平均から同期信号検出を行う同期検出手段とを備えたことを特徴とする
   受信機。
5. 請求項１記載の受信機において、
   受信信号から受信エネルギ及び移動平均を算出する受信エネルギ及び移動平均算出手段と、
   前記受信エネルギ及び移動平均算出手段で算出された値で、前記移動平均検出手段の検出値を除算して、その除算された信号を前記同期検出手段に送る除算手段を備えたことを特徴とする
   受信機。
6. 請求項４記載の受信機において、
   前記選択手段で選択される少なくとも２つの遅延位置の受信信号は、
   第１の受信信号と、その第１の受信信号から１単位周期離れた第２の受信信号による組み合わせと、
   第１の受信信号と、その第１の受信信号から３単位周期離れた第２の受信信号による組み合わせと、
   ２単位周期離れた第１及び第２の受信信号を加算した信号と、第１及び第２の受信信号からそれぞれ１単位周期遅れた第３及び第４の受信信号を加算した信号とによる組み合わせであり、
   前記３つの組み合わせから選択を行うようにしたことを特徴とする
   受信機。

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