JP2005039524A

JP2005039524A - Ｏｆｄｍ受信装置

Info

Publication number: JP2005039524A
Application number: JP2003274529A
Authority: JP
Inventors: Nobuaki Otaka; 伸章大鷹; Ryosuke Watanabe; 亮介渡辺; Toru Abe; 徹阿部; Kazuhisa Ikuiwa; 量久生岩; Takako Kanamori; 香子金森; Toshihiro Negishi; 俊裕根岸; Kenichi Tsuchida; 健一土田
Original assignee: Fujitsu Ltd; Nippon Hoso Kyokai NHK; Japan Broadcasting Corp
Current assignee: Fujitsu Ltd; Japan Broadcasting Corp
Priority date: 2003-07-15
Filing date: 2003-07-15
Publication date: 2005-02-10

Abstract

【課題】受信品質を示すＣＮ値を高精度に検出することができるようにしたＯＦＤＭ受信装置を提供する。
【解決手段】ＡＣ・ＴＭＣＣキャリア選択回路１０でＦＦＴ回路５の出力からＡＣ、ＴＭＣＣキャリアを選択する。遅延メモリ１１でＡＣ・ＴＭＣＣキャリア選択回路１０から出力されるキャリアを１シンボル分遅延させる。位相差検出回路１２でＡＣ・ＴＭＣＣキャリア選択回路１０から出力されるキャリアと遅延メモリ１１から出力される１シンボル前のキャリアとの位相差を検出する。分散算出回路１５で位相差算出回路１２から出力される位相差と基準位相との差から位相誤差を算出し、１シンボル分のＡＣ及びＴＭＣＣキャリアの位相誤差の分散を算出する。平均回路１６で分散算出回路１５の出力のシンボル方向の平均値を算出してＣＮ値を出力する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）伝送方式のデジタル放送システム等で使用される受信装置、いわゆるＯＦＤＭ受信装置に関する。

デジタル信号伝送方式の一種としてＯＦＤＭ伝送方式が知られている。ＯＦＤＭ伝送方式は、周波数軸上で直交する複数のキャリアにデータを割り当てて伝送する方式であり、送信側ではＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）による変調が行われ、受信側ではＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）による復調が行われる。

ＯＦＤＭ伝送方式は、周波数利用効率が高いことから、地上波デジタル放送への適用が広く検討されており、例えば、ＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting-Terrestrial）やＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）では、ＯＦＤＭ伝送方式が採用されている。

ＯＦＤＭ伝送方式で伝送される各キャリアは異なる変調方式を用いることができ、同期検波を用いるＱＡＭ方式や、周波数同期を必要としない差動変調方式などが選択可能であり、ビットレート、伝送路の状態、伝送情報の重要性などから決定される。

ＩＳＤＢ−Ｔでは、データキャリアは６４ＱＡＭ、１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫ、ＤＱＰＳＫによる変調が行われ、ＳＰ（Scattered Pilot：分散パイロット）キャリアとＣＰ（Continual Pilot：連続パイロット）キャリアはＢＰＳＫによる変調が行われ、ＡＣ（Auxiliary Channel：補助チャネル）キャリアやＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control：伝送多重制御）キャリアはＤＢＰＳＫによる変調が行われる。

図８はＩＳＤＢ−ＴにおけるＳＰキャリア、ＡＣキャリア及びＴＭＣＣキャリアの挿入位置を示す図である。すなわち、ＩＳＤＢ−Ｔでは、ＳＰキャリアは、周波数方向に１２キャリア毎に、かつ、１シンボル毎に３キャリア分位置がシフトするように挿入され、ＡＣキャリアとＴＭＣＣキャリアは、周波数選択性の妨害への耐性が考慮され、周波数軸上にランダムに特定の位置に挿入される。

地上波デジタル放送においては、受信装置のアンテナ調整などの際には、受信品質を示す信号（ＣＮ［Carrier to Noise Ratio］値）が用いられる。ＣＮ値の検出方法として、例えば、受信電力レベルを用いる方法や、ＳＰキャリアの送信時の基準点からのずれを算出する方法が提案されている（例えば、特許文献１〜３参照）。
特開平１１−２５２０４０号公報特開２００２−２６８６０号公報特開２００２−１５８６３１号公報

受信電力レベルを用いてＣＮ値を検出する方法は、受信信号にノイズが加算された場合でも、受信レベルが増加するため、正確なＣＮ値を検出することができないという問題点を有している。

また、ＳＰキャリアの送信時の基準点からのずれを算出してＣＮ値を検出する方法は、マルチパス等、受信側で等化処理による補正が可能な妨害に対しても、受信品質に影響を与えるため、正確な受信品質を検出することができないという問題点を有している。

本発明は、かかる点に鑑み、受信品質を示すＣＮ値を高精度に検出することができるようにしたＯＦＤＭ受信装置を提供することを目的とする。

本発明のＯＦＤＭ受信装置は、受信信号内の同一キャリア番号の所定キャリアの所定シンボル期間間隔での位相差を検出する位相差検出回路と、該位相差検出回路の出力からＣＮ値を算出するＣＮ値算出回路を有するというものである。

本発明によれば、受信信号内の同一キャリア番号の所定キャリアの所定シンボル期間間隔での位相差からＣＮ値を算出することができるので、マルチパス等の影響を取り除いた妨害成分のみの検出が可能であり、高精度のＣＮ値を得ることができる。

（第１実施形態・・図１〜図５）
図１は本発明の第１実施形態の要部を示す回路図である。図１中、１はアンテナ、２はアンテナ１で受信された高周波信号を入力して、選択されたチャネルの高周波信号を中間周波数信号に変換して出力するチューナ、３はチューナ２の出力をアナログ信号からデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路である。

４はＡ／Ｄ変換回路３の出力を複素ベースバンド信号に変換する直交復調回路、５は直交復調回路４から出力される複素ベースバンド信号を時間領域信号から周波数領域信号に変換してキャリアデータを出力するＦＦＴ回路である。

６はＦＦＴ回路５から出力されるキャリアの中のデータキャリアの等化処理をＳＰキャリアにより得られる伝送路の周波数応答に基づいて行い、復調データを出力する等化処理回路、７は等化処理回路６から出力される復調データについて誤り訂正処理を行い、受信データを出力する誤り訂正回路である。

８はＡＣデータ及びＴＭＣＣデータを復調するＡＣ・ＴＭＣＣデータ復調回路、９はＣＮ値を検出するＣＮ値検出回路であり、１０はＦＦＴ回路５の出力からＡＣキャリアとＴＭＣＣキャリアを選択し、周波数の低いキャリアの順に出力するＡＣ・ＴＭＣＣキャリア選択回路、１１はＡＣ・ＴＭＣＣキャリア選択回路１０から出力されるキャリアを１シンボル期間遅延する遅延メモリである。

１２はＡＣ・ＴＭＣＣキャリア選択回路１０から出力されるキャリアと遅延メモリ１１から出力される１シンボル前のキャリアとの位相差を検出する位相差検出回路、１３は位相差検出回路１２から出力されるＡＣキャリアの位相差データとＴＭＣＣキャリアの位相差データからＡＣデータとＴＭＣＣデータを復調するＡＣ・ＴＭＣＣ復調回路である。

１４はＣＮ値算出回路であり、１５は位相差検出回路１２から出力される位相差と基準位相との差から位相誤差を算出し、１シンボル分のＡＣキャリア及びＴＭＣＣキャリアの位相誤差の分散を算出する分散算出回路である。

分散は、位相誤差の２乗を１シンボル内のキャリア数で平均したものであるが、ハードウェア化の容易性を考慮し、位相差の絶対値の１シンボル内での平均を取る方法もある。なお、分散は、１シンボル内のＡＣキャリア、ＴＭＣＣキャリアを全て読み込んだ時点で計算されて出力される。

１６は分散算出回路１５から出力される分散のシンボル方向の平均値を算出して最終的なＣＮ値を出力する平均回路である。

図２は位相差検出回路１２の第１構成例を示す回路図である。図２中、１７はＡＣ・ＴＭＣＣキャリア選択回路１０から出力されるキャリアの位相を計算する位相計算回路、１８は遅延メモリ１１から出力されるキャリアの位相を計算する位相計算回路、１９は位相計算回路１７、１８の出力の差分を演算して位相差を出力する差分回路である。

図３は位相差検出回路１２の第２構成例を示す回路図である。図３中、２０は遅延メモリ１１から出力されるキャリアの複素共役を求める複素共役回路、２１はＡＣ・ＴＭＣＣキャリア選択回路１０の出力と複素共役回路２０の出力とを乗算する乗算回路、２２は乗算回路２１の出力から、ＡＣ・ＴＭＣＣキャリア選択回路１０から出力されるキャリアと遅延メモリ１１から出力されるキャリアの位相差を計算する位相差計算回路である。

例えば、ＡＣ・ＴＭＣＣキャリア選択回路１０の出力をｒ₁exp(jθ₁)、遅延メモリ１１の出力をｒ₂exp(jθ₂)とすると、複素共役回路２０の出力はｒ₂exp(-jθ₂)となる。この結果、乗算回路２１の出力はｒ₁ｒ₂exp(j(θ₁-θ₂))となり、位相差計算回路２２の出力は、θ₁−θ₂となる。

ここで、ＡＣキャリア及びＴＭＣＣキャリアはＤＢＰＳＫ変調されており、“０”を伝送する場合には、前シンボルと同位相のデータが送信され、“１”を伝送する場合には前シンボルに対して１８０度の位相差をつけたデータが送信される。

したがって、位相差検出回路１２の出力は、伝送路特性による位相回転の影響が相殺され、図４に示すように理想的な位相差の値である０度又は１８０度（基準位相）から、妨害の影響により位相誤差が加算されたものとなる。

図５は平均回路１６の構成を示す回路図である。２３は加算回路、２４は分散算出回路１５から出力される分散をＮシンボル分遅延するＮシンボル分遅延回路（但し、Ｎは任意の整数）、２５は加算回路２３の出力からＮシンボル分遅延回路２４の出力を減算する減算回路、２６は減算回路２５の出力を順次更新しながら格納するレジスタ、２７はレジスタ２６の出力をＮで除算する除算回路である。

平均回路１６では、加算回路２３で分散算出回路１５の出力とレジスタ２６の出力が加算され、減算回路２５で加算回路２３の出力からＮシンボル分遅延回路２４の出力が減算され、減算回路２５の出力がレジスタ２６に格納される。

即ち、レジスタ２６には常に過去Ｎシンボル分の分散算出回路１５の出力の総和が保存される。そして、除算回路２７でレジスタ２６の出力値がＮを除数として除算されることにより、Ｎシンボル分についての分散算出回路１５の出力の移動平均値がＣＮ値として算出される。

以上のように、本発明の第１実施形態によれば、ＡＣ・ＴＭＣＣキャリア選択回路１０と遅延メモリ１１と位相差検出回路１２を設け、同一キャリア番号のＡＣキャリア、ＴＭＣＣキャリアの１シンボル期間間隔での位相差を算出し、この位相差からＣＮ値を算出するとしているので、マルチパス等の影響を取り除いた妨害成分のみの検出が可能となり、高精度のＣＮ値を得ることができる。

なお、本発明の第１実施形態では、ＣＮ値検出回路９はＡＣキャリア及びＴＭＣＣキャリアを用いているが、ＡＣキャリア及びＴＭＣＣキャリアのいずれか一方のみを用いるようにしても良い。

（第２実施形態・・図６、図７）
図６は本発明の第２実施形態の要部を示す回路図である。本発明の第２実施形態は、本発明の第１実施形態が備えるＣＮ値検出回路９と回路構成の異なるＣＮ値検出回路２８を設け、その他については、本発明の第１実施形態と同様に構成したものである。

ＣＮ値検出回路２８において、２９はＦＦＴ回路５の出力からＳＰキャリアを選択して出力するＳＰキャリア選択回路、３０はＳＰキャリア選択回路２９から出力されるＳＰキャリアを４シンボル分遅延する遅延メモリ、３１はＳＰキャリア選択回路２９から出力されるＳＰキャリアと遅延メモリ３０から出力される４シンボル前のＳＰキャリアの位相差を検出する位相差検出回路である。

ここで、ＳＰキャリアは常に固定データを伝送するので、基準位相は０度のみである。即ち、位相差検出回路３１の出力は、伝送路特性による位相回転の影響が相殺され、図７に示すように理想的な位相差の値である０度（基準位相）から、妨害の影響により位相誤差が加算されたものとなる。

また、図６中、３２はＣＮ値算出回路であり、３３は位相差検出回路３１から出力される位相差と基準位相との差から位相誤差を算出し、１シンボル分のＳＰキャリアの位相誤差の分散を算出する分散算出回路である。

本実施形態でも、分散は、位相誤差の２乗を１シンボル内のキャリア数で平均したものであるが、ハードウェア化の容易性を考慮し、位相差の絶対値の１シンボル内での平均を取る方法もある。なお、分散は、１シンボル内のＳＰキャリアを全て読み込んだ時点で計算されて出力される。

３４は分散算出回路３３から出力される分散のシンボル方向の平均値を算出して最終的なＣＮ値を出力する平均回路であり、本発明の第１実施形態が備える平均回路１６と同様の構成を有するものである。

以上のように、本発明の第２実施形態によれば、ＳＰキャリア選択回路２９と遅延メモリ３０と位相差検出回路３１を設け、同一キャリア番号のＳＰキャリアの４シンボル期間間隔での位相差を算出し、この位相差からＣＮ値を算出するとしているので、マルチパス等の影響を取り除いた妨害成分のみの検出が可能となり、高精度のＣＮ値を得ることができる。

本発明の第１実施形態の要部を示す回路図である。本発明の第１実施形態が備える位相差検出回路の第１構成例を示す回路図である。本発明の第１実施形態が備える位相差検出回路の第２構成例を示す回路図である。本発明の第１実施形態が備える位相差検出回路の出力を説明するための図である。本発明の第１実施形態が備える平均回路の構成を示す回路図である。本発明の第２実施形態の要部を示す回路図である。本発明の第２実施形態が備える位相差検出回路の出力を説明するための図である。ＩＳＤＢ−ＴにおけるＳＰキャリア、ＡＣキャリア及びＴＭＣＣキャリアの挿入位置を示す図である。

符号の説明

１…アンテナ
２…チューナ
３…Ａ／Ｄ変換器
４…直交復調回路
５…ＦＦＴ回路
６…等化処理回路
７…誤り訂正回路
８…ＡＣ・ＴＭＣＣデータ復調回路
９…ＣＮ値検出回路
１０…ＡＣ・ＴＭＣＣキャリア選択回路
１１…遅延メモリ
１２…位相差検出回路
１３…ＡＣ・ＴＭＣＣ復調回路
１４…ＣＮ値算出回路
１５…分散算出回路
１６…平均回路
１７、１８…位相計算回路
１９…差分回路
２０…複素共役回路
２１…乗算回路
２２…位相差計算回路
２３…加算回路
２４…Ｎシンボル分遅延回路
２５…減算回路
２６…レジスタ
２７…除算回路
２８…ＣＮ値検出回路
２９…ＳＰキャリア選択回路
３０…遅延メモリ
３１…位相差検出回路
３２…ＣＮ値算出回路
３３…分散算出回路
３４…平均回路

Claims

受信信号内の同一キャリア番号の所定キャリアの所定シンボル期間間隔での位相差を検出する位相差検出回路と、該位相差検出回路の出力からＣＮ値を算出するＣＮ値算出回路を有することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
前記所定キャリアは、補助チャネルキャリア及び伝送多重制御キャリアのいずれか一方又は両方又は分散パイロットキャリアであることを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。
高速フーリエ変換回路の出力から前記所定キャリアを選択する選択回路と、該選択回路の出力を所定シンボル期間遅延する遅延回路を有し、
前記位相差検出回路は、前記選択回路の出力と前記遅延回路の出力から前記所定キャリアの所定シンボル期間間隔での位相差を検出することを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。
前記ＣＮ値算出回路は、前記位相差検出回路から出力される位相差の分散を算出する分散算出回路と、該分散算出回路から出力される分散のシンボル方向の平均を算出する平均回路を有することを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。