JP2004297144A - 無線通信システム - Google Patents

Abstract

【課題】簡単な構成で、送信データ量の低下を抑制しながらパイロットシンボルを使用した多値無線通信を行う。
【解決手段】送信部と受信部との間で１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、１６ＡＰＳＫ等の多値変調方式で無線通信を行う無線通信方式において、周期的にＩＱ平面上で振幅が最大になる複数の点のうち位相が反転している２つの点を１キャリアに対する基準信号として設定したパイロットデータシンボルを形成し、このパイロットデータシンボルを送信データのみで構成されるデータシンボル列内に挿入する。
【選択図】 図２

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、送信部と受信部との間で位相変調方式、多値直交振幅変調方式等の多値変調方式で無線通信を行う無線通信システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の多値変調方式で無線通信を行う無線通信システムとしては、例えば送信機の直交ベースバンド変調部において、８値以上の多値変調を定期的に直交位相変調に切り替える変調方式によってデータを出力し、受信機では、受信信号を受信無線部を介して振幅歪み量推定部と周波数オフセット量推定部に入力し、パイロットシンボルとして送受信機間の周波数オフセット量及び振幅歪み量を推定して、準同期検波部により準同期検波を行うことにより、既知のデータをパイロットシンボルとする方式と比較して、データ転送量の低下を抑えるようにした変調方式とそれを用いた無線通信システムが提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
【特許文献１】
特開平１１−２２０５０５号公報（第１頁、図１，図４）
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記特許文献１に記載された従来例にあっては、８値以上の多値変調方式の第１の変調方式に対して、定期的に位相変調方式の第２の変調方式に切り替え、この位相変調方式で、データを転送すると同時に復調側で送受信機間の周波数オフセット量及び振幅歪み量を推定するためのパイロットシンボルとすることにより準同期検波を行うようにしているので、データ転送量の低下を抑制することができるが、第１の変調方式と第２の変調方式との２つの変調方式を採用する必要があり、送信機側の変調方式が複雑な構成となると共に、受信機側でパイロット信号を復調するための復調器が必要となり、全体の無線通信システム構成が複雑となるという未解決の課題がある。
【０００５】
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、複数の通信方式を用いることなく、データ転送量の低下を抑制することができる無線通信方式を提供することを目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
第１の技術手段は、送信部と受信部との間で多値変調方式を使用して無線通信を行う無線通信システムにおいて、ＩＱ平面上で振幅が最大になる複数の点のうち位相が反転している２つの点を１キャリアに対する基準信号として設定し、かつ、情報信号としても使用するようにしたことを特徴としている。
【０００７】
この第１の技術手段では、多値変調方式で無線通信を行う場合に、ＩＱ平面上で振幅が最大になる複数の点のうち位相が判定している２つの点を１キャリアに対する基準信号とするので、独立した基準信号を多値信号内に含ませることにより、１つの多値変調方式でデータの送受信とパイロットシンボルの送受信とを行うことができ、無線通信システム全体の構成を簡略化することができると共に、基準信号以外の点をデータシンボルとすることができ、送信データの低下を抑制することができる。
【０００８】
また、第２の技術手段は、送信部と受信部との間で多値変調方式を使用して無線通信を行う無線通信システムにおいて、周期的にＩＱ平面上で振幅が最大になる複数の点のうち位相が反転している２つの点を１キャリアに対する基準信号として設定するようにしたことを特徴としている。
この第２の技術手段では、周期的に多値変調信号に基準信号を挿入するようにしたので、１つの多値変調方式でデータの送受信とパイロットシンボルの送受信とを行うことができ、無線通信システム全体の構成を簡略化することができると共に、所定間隔で基準信号を挿入するので、データ量の低下をより抑制することができる。
【０００９】
さらに、第３の技術手段は、送信部と受信部との間で、伝送帯域内に複数の直交する搬送波信号を発生させ、伝送帯域を分割し、それぞれの搬送波信号を多値変調する直交周波数分割多重方式で無線通信を行う無線通信システムにおいて、情報シンボルデータ列に、周期的に、ＩＱ平面上で振幅が最大になる複数の点のうち位相が反転している２つの点を基準信号として設定した基準シンボルデータを挿入したデータ配列を形成するデータ配列手段と、該データ配列手段から出力されるデータによって複数の搬送波信号を直交周波数分割多重変調する変調手段とを備えたことを特徴としている。
【００１０】
この第３の技術手段では、送信部及び受信部との間で、直交周波数多重方式（ＯＦＤＭ）を使用して無線通信する場合に、情報シンボルデータ列に、周期的にＩＱ平面上で振幅が最大になる複数の点のうち位相が反転している２つの点を基準信号として設定し、残りをデータシンボルとする基準シンボルデータを挿入するので、この基準シンボルデータを復調することにより、振幅の変動や位相差を補正することができ、複雑なシステム構成とすることなくデータ量の低下を抑制しながら正確な復調を行うことができる。
【００１１】
さらにまた、第４の技術手段は、第１〜第３の技術手段の何れかにおいて、前記基準信号をＩＱ平面上でマッピングする前にシンボルとして挿入するようにしたことを特徴としている。
この第４の技術手段では、多値信号に対して、ＩＱ平面上でマッピングする前に基準信号をシンボルとして挿入するので、基準信号の挿入を容易確実に行うことができる。
【００１２】
なおさらに、第５の技術手段は、第１〜第４の技術手段の何れかにおいて、多値変調は８値以上に設定されていることを特徴としている。
この第５の技術手段では、多値変調が８値以上に設定されているので、基準信号の挿入によるデータ量の低下分が少なくなり、通信データ量の低下抑制効果を向上させることができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を多値直交振幅変調（ＱＡＭ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ） 方式に適用した場合の第１の実施形態を示す概略構成図である。
図中、１は送信機であって、入力される送信データのビット列に、後述する複数Ｎデータシンボルで構成されるフレームの先頭位置となる所定ビット数毎に２つのパイロットデータを挿入するパイロットデータ挿入回路２と、このパイロットデータ挿入回路２から出力されるデータビット列が入力され、これらを同相Ｉ−直交Ｑの２成分を有する信号値列に変換するシンボルマッピング回路３と、このシンボルマッピング回路３から出力される同相Ｉ信号成分及び直交Ｑ信号成分がそれぞれローパスフィルタ４及び５を介して入力される直交変調部６とを備えている。
【００１４】
ここで、シンボルマッピング回路３では、入力データに対して１６ＱＡＭ変調方式に対応した複素平面で構成される同相Ｉ成分−直交Ｑ平面（以下、ＩＱ平面と称す）上でのマッピングを行って情報シンボルとしてのデータシンボルを形成する。このデータシンボルは、図２（ａ）に示すように、ＩＱ平面における第１象限〜第４象限にそれぞれ４つの信号点３１が配置されている。これら信号点３１の配置位置（Ｉ_{１６ＱＡＭ}，Ｑ_{１６ＱＡＭ}）は、下記（１）式及び（２）式で表される。
【００１５】
Ｉ_{１６ＱＡＭ}＝ｒ（２^１ ａ_１＋２^０ ａ_２） …………（１）
Ｑ_{１６ＱＡＭ}＝ｒ（２^１ ｂ_１＋２^０ ｂ_２） …………（２）
ここで、（ａ_１，ｂ_１），（ａ_２，ｂ_２）は１，−１のバイナリ符号を表し、ｒは定数を表している。
このとき、１６ＱＡＭ変調方式の最大信号点振幅Ａ_ＭＡＸはＩＱ平面の原点Ｏとこの原点Ｏから一番遠い信号点Ｓａ〜Ｓｄまでの距離となり、下記（３）式で表すことができる。
【００１６】
Ａ_ＭＡＸ＝（２^１ ＋２^０ ）２^１／２ ・ｒ …………（３）
また、シンボルマッピング回路３では、パイロットデータ挿入回路２で周期的にパイロットデータが挿入されたデータ列が入力されることにより、この挿入されたパイロットデータを検出したときに、図３に示す複数Ｎデータシンボルで構成されるフレームの先頭位置に図２（ｂ）に示すパイロットデータが挿入された基準シンボルとしてのパイロットデータシンボルを形成する。
【００１７】
このパイロットデータシンボルは、前述した図２（ａ）のデータシンボルにおける最大信号点振幅Ａ_ＭＡＸを表す４つの信号点Ｓａ〜Ｓｄのうち位相が反転している２つの信号点例えばＳａ及びＳｃにパイロットシンボルＰ１及びＰ２をマッピングするように設定されている。
また、直交変調部６では、所定周波数の搬送波が同相Ｉ信号成分及び直交Ｑ信号成分からなるベースバンド信号で直交変調され、変調された搬送波は電力増幅部７で増幅された後送信アンテナ８から放射される。
【００１８】
一方、１６ＱＡＭ受信機１０は、受信アンテナ１１で受信した受信信号を増幅部１２で増幅してから直交復調部１３に供給して、この直交復調部１３で、被変調波を直交ベースバンド信号を構成する同相Ｉ信号成分と直交Ｑ信号成分とに分離し、これら同相Ｉ信号成分及び直交Ｑ信号成分をそれぞれローパスフィルタ１４及び１５を介して同期検出部１６、伝送歪み推定部１７及び準同期検波部１８に供給する。
【００１９】
伝送歪み推定部１６では、直交ベースバンド信号に含まれるパイロットデータシンボルの同相Ｉ信号成分と直交Ｑ信号成分に基づいてフェージングによる伝送歪み量を算出する。
また、準同期検波部１７は、入力される直交ベースバンド信号を構成する同相Ｉ信号成分及び直交Ｑ信号成分と伝送歪み推定部１６から入力される伝送歪み量とに基づいて、準同期検波を行い受信ディジタル信号を出力する。
【００２０】
このように、上記第１の実施形態によると、送信機１側で、シンボルマッピング回路３で、周期的にＩＱ平面上で、振幅が最大となり、且つ位相が反転する２つの信号点Ｓａ及びＳｂにパイロットシンボルＰ１及びＰ２を挿入したパイロットデータシンボルＰＤＳを形成し、図３に示すように、Ｎ個のデータシンボルの先頭に送信データとパイロットデータとが混在するパイロットデータシンボルを配置し、残りのＮ−１個に送信データのみで形成されるデータシンボルＤＳとを配置したフレームを形成して、このシンボルマッピング回路３から出力される同相Ｉ信号成分及び直交Ｑ信号成分がそれぞれローパスフィルタ４及び５を介して直交変調部６に供給されて、この直交変調部６で、所定周波数の搬送波が同相Ｉ信号成分及び直交Ｑ信号成分からなるベースバンド信号で直交変調され、変調された搬送波は電力増幅部７で増幅された後送信アンテナ８から放射される。
【００２１】
この送信機１から送信された送信信号を受信機１０の受信アンテナ１１で受信すると、受信した受信信号を増幅部１２で増幅してから直交復調部１３に供給して、この直交復調部１３で、被変調波を、直交ベースバンド信号を構成する同相Ｉ信号成分と直交Ｑ信号成分とに分離し、これら同相Ｉ信号成分及び直交Ｑ信号成分をそれぞれローパスフィルタ１４及び１５を介して同期検出部１６、伝送歪み推定部１７及び準同期検波部１８に供給する。
【００２２】
このため、同期検出部１６でパイロットデータシンボルを検出したときに、フレームの先頭データことを検出し、このときのパイロットデータシンボルが含まれる直交ベースバンド信号の同相Ｉ信号成分と直交Ｑ信号成分に基づいてフェージングによる伝送歪み量を算出する。
この伝送歪み量の算出方法としては、例えば伝搬路の周波数特性が遅延した波がない一様なレイリーフェージング下では、フェージングによって振幅及び位相に変動を受けるため、パイロットデータシンボルが図４（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）に示すように全体の形（相対位置関係）を保存しながら時事刻々と変化する。このとき、パイロットシンボルＰ１及びＰ２がどこにあるかを常に推定できなれば、各点の相対位置関係から送信されたデータシンボルが推定できる。受信機１０側でパイロットデータシンボルの受信タイミングで例えばパイロットシンボルＰ１の位置を検出することができる。例えば前述した図４（ａ）〜（ｃ）に示すように変化する場合には、パイロットシンボルＰ１の位置は図４（ｄ）に示すａ〜ｃとなる。
【００２３】
一方、フェージング変動は、図４（ｄ）から明らかなように、パイロットシンボルＰ１の挿入周期をフェージング変動周期に対して適当に短く設定し、直交座標系で観測すると比較的滑らかになる。このため、適当な曲線でパイロットシンボルＰ１の軌跡を内挿すると、パイロットシンボル以外のデータシンボルにおけるフェージング変動を推定することができる。
【００２４】
ここで、ガウスの補間公式（２次の式）を用いた場合、受信機１０で受信したパイロットシンボルＰ１での変動の測定値の同相Ｉ信号成分をＦ１_Ｉ，−１，Ｆ１_Ｉ，０，Ｆ１_Ｉ，１とすると、Ｎシンボル間隔に１回パイロットデータシンボルを挿入した場合の第ｍ番目のフェージング変動の推定値Ｆ１′_Ｉ（ｍ／Ｎ） は下記（４）式で表すことができる。
【００２５】
【数１】

【００２６】
同様にして、直交Ｑ信号成分の推定値Ｆ１′_Ｑ（ｍ／Ｎ） を算出し、両推定値Ｆ１′_Ｉ（ｍ／Ｎ） 及びＦ１′_Ｑ（ｍ／Ｎ） に基づいてフェージング変動の推定値Ｆ１（ｍ／Ｎ）を算出する。
また、パイロットシンボルＰ２についても同様の演算を行うことにより、フェージング変動の推定値Ｆ２（ｍ／Ｎ）を算出し、両パイロットシンボルＰ１及びＰ２による推定値Ｆ１（ｍ／Ｎ）及びＦ２（ｍ／Ｎ）の平均値をフェージング変動推定値Ｆ（ｍ／Ｎ）として算出する。
【００２７】
そして、算出したフェージング変動の推定値Ｆ（ｍ／Ｎ）と受信信号Ｒ（ｍ／Ｎ）に基づいて、準同期検波部１８で下記（５）式の演算を行うことにより、フェージングを補償した受信ディジタル信号Ｚ（ｍ／Ｎ）を得ることができる。
Ｚ（ｍ／Ｎ）＝Ｒ（ｍ／Ｎ）／Ｆ（ｍ／Ｎ） …………（５）
【００２８】
このように、上記第１の実施形態によると、送信機１側で、ＩＱ平面上における振幅が最大になる複数の信号点のうち位相が判定している２つの信号点Ｓａ及びＳｃに基準信号としてのパイロットシンボルを挿入したパイロットデータシンボルを周期的に形成し、このパイロットデータシンボルと送信データのみで構成される複数のデータシンボルとでＮ個のデータシンボルで構成されるフレームを形成し、これを直交変調処理して送信信号を形成し、この送信信号を送信アンテナ８から放射し、これを受信機１０で受信し、パイロットデータシンボルを検出したときに、既知のパイロットシンボルＰ１及びＰ２に従ってフェージング変動の推定値Ｆ（ｍ／Ｎ）を算出し、このフェージング変動推定値Ｆ（ｍ／Ｎ）に従ってフェージングを補償した受信ディジタル信号Ｚ（ｍ／Ｎ）を得るようにしたので、パイロットデータシンボルのうちパイロットデータを挿入した信号点Ｓａ及びＳｃ以外の信号点はデータシンボルとして使用されるので、パイロットデータシンボル全体をパイロットシンボルとして使用する場合に比較して送信データ量の低下を抑制することができる。
【００２９】
また、パイロットデータを含むパイロットデータシンボルと送信データのみのデータシンボルとが同一変調方式で送信されるので、前述した従来例のように、パイロットデータと送信データとを個別の変調方式を使用する場合に比較して、送信機１及び受信機１０の構成を簡略化することができる。
さらに、パイロットデータシンボルで、ＩＱ平面上で振幅が最大となる複数の信号点のうち位相が反転している２つの点にパイロットシンボルを挿入するようにしたので、送信電力のバランスが良いと共に、積分値が零となることにより、送信品質を向上させることができる。
【００３０】
なお、上記第１の実施形態においては、多値変調方式として１６ＱＡＭ変調方式を採用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、６４ＱＡＭ変調方式を採用した場合には、図５に示すように、ＩＱ平面上で振幅が最大となり、位相が反転する２つの点Ｐ１及びＰ２にパイロットシンボルを挿入し、他の信号点をデータシンボルとして使用するパイロットデータシンボルをフェージング状態に対応した周期で周期的に形成するようにすればよい。また、１６ＡＰＳＫ変調方式を採用する場合には、図６に示すように、振幅が最大となる、位相が反転する２つの点Ｐ１及びＰ２にパイロットシンボルを挿入し、他の信号点をデータシンボルとして使用するパイロットデータシンボルをフェージング状態に対応した周期で周期的に形成するようにすればよい。
【００３１】
この他、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ変調方式にも本発明は適用することができるが、パイロットデータシンボルに挿入するパイロットシンボルが２つであることから送信データ量の低下を抑制することを考えると８値以上の多値変調方式に本発明を適用することが好ましい。
次に、本発明の第２の実施形態を図７について説明する。
【００３２】
この第２の実施形態を本発明を直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈａｇａｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）に適用したものである。
この第２の実施形態では、図７に示すように、送信機３０が、入力される送信データに周期的にパイロットデータを挿入するパイロットデータ挿入回路３１と、このパイロットデータ挿入回路３１から出力されるデータ列に基づいて、前述した第１の実施形態におけるパイロットデータと送信データとを混在させたパイロットデータシンボルと、送信データのみで構成されるデータシンボルとを形成するデータ／シンボル変換回路３２と、この変換回路３２で変換されたパイロットデータシンボル及びデータシンボルで構成されるシンボル列を、各搬送周波数信号を変調する同相Ｉ−直交Ｑの２成分を有するＰＣＭ信号に変換し、このＰＣＭ信号を該当する周波数スロットに配置すると共に、伝送路で生じるバースト誤りを分散させるためのインターリーブを行うシンボルマッピング回路３３と、このシンボルマッピング回路３３から逆ＦＦＴ回路３４で処理される順序に従って出力される所定周波数スロット，時間スロットに配置されたＰＣＭ信号が入力される逆ＦＦＴ回路３４と、この逆ＦＦＴ回路３４から出力される直交周波数分割多重信号を時間領域に変換した形式の同相Ｉ信号成分及び直交１信号成分をそれぞれアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器３５及び３６と、これらＤ／Ａ変換器３５及び３６から出力されるアナログ信号が入力される直交変調器３７と、この直交変調器３７から出力されるＯＦＤＭ変調信号が入力される送信回路３８と、この送信回路３８から出力される送信信号を放射する送信アンテナ３９とで構成されている。
【００３３】
ここで、直交変調器３７は、キャリア発生器３７ａで発生される中心周波数ｆ０のキャリア信号を分配器３７ｂで０°と９０°の信号に分配し、それぞれ乗算器３７ｃ及び３７ｄでＤ／Ａ変換器３５及び３６から出力されるアナログ信号に乗算した後加算器３７ｅで加算して、中心周波数ｆ０のＯＦＤＭ信号を生成する。
【００３４】
この送信機３０において、パイロットデータ挿入回路３１、データ／シンボル変換回路３２、シンボルマッピング回路３３、逆ＦＦＴ回路３４でデータ配列手段が構成され、直交変調器３７で変調手段が構成されている。
また、送信機３０から送信された送信信号は受信機４０で受信される。この受信機４０は、受信アンテナ４１で送信機３０からのＯＦＤＭ変調信号を受信すると、このＯＦＤＭ変調信号が直交復調器４２に供給される。この直交復調器４２ではＯＦＤＭ変調信号を分配器４２ａで２系統に分配すると共に、後述する同期再生信号を分配器４２ｂで２系統に分配し、各分配出力同士を乗算器４２ｃ及び４２ｄで乗算することで、同相Ｉ信号成分及び直交Ｑ信号成分の２種類の時間領域複素ベースバンド信号に変換する。これら同相Ｉ信号成分及び直交Ｑ信号成分は、ディジタル信号処理を行うため、Ａ／Ｄ変換器４３及び４４でＰＣＭ信号に変換された後ＦＦＴ処理回路４５に供給され、このＦＦＴ処理回路４５で時間領域の複素ベースバンド信号を周波数領域の信号に変換する。
【００３５】
そして、ＦＦＴ処理回路４５から出力される同相Ｉ信号成分及び直交Ｑ信号成分は補正回路４６に供給されて、同相Ｉ信号成分Ｉ_ｉ及び直交Ｑ信号成分Ｑ_ｉから各搬送波に対するパイロットデータＩ_ｒ，Ｉ_ｑを例えば各搬送波に対応するノイズフィルタを通過させることにより分離して個々の搬送波に対応するメモリに格納し、このメモリに格納されたパイロットデータＩ_ｒ，Ｉ_ｑと補正目標値とから各搬送波信号に対する補正量Ｉ_Ｃ，Ｑ_Ｃを下記（６）及び（７）式に従って算出し、算出した補正量Ｉ_Ｃ及びＱ_Ｃに基づいて下記（８）及び（９）式に従って同相Ｉ信号成分Ｉ_ｉ及び直交Ｑ信号成分Ｑ_ｉを補正して出力信号Ｉ_０及びＱ_Ｏを算出する。
【００３６】
Ｉ_Ｃ＝（Ｉ_ｒ・Ｉ_ｄ＋Ｑ_ｒ・Ｑ_ｄ）／（Ｉ_ｒ ^２ ＋Ｑ_ｒ ^２ ） ……（６）
Ｑ_Ｃ＝（Ｉ_ｒ・Ｑ_ｄ−Ｑ_ｒ・Ｉ_ｄ）／（Ｉ_ｒ ^２ ＋Ｑ_ｒ ^２ ） ……（７）
Ｉ_Ｏ＝（Ｉ_ｉ・Ｉ_ｃ−Ｑ_ｉ・Ｑ_Ｃ） …………（８）
Ｑ_Ｏ＝（Ｑ_ｉ・Ｉ_ｃ＋Ｉ_ｉ・Ｑ_Ｃ） …………（９）
そして、補正回路４６から出力される出力信号Ｉ_０ 及びＱ_Ｏ をシンボルマッピング回路３３と逆の動作を行うシンボルデマッピング回路４７に供給し、この回路４７でマッピングされた周波数領域の信号より、送信側のシンボル列に対応するパイロットデータシンボル及びデータシンボルで構成されるシンボル列を復号し、復号したシンボル列をシンボル／データ変換器４８に供給し、この変換器４８でデータ列に変換して受信データ信号として出力する。
【００３７】
なお、４９は同期再生回路であって、ＦＦＴ処理回路４５の入出力及びシンボルデマッピング回路４７で抽出される同期用の基準シンボルを用いて、受信信号の中心周波数に位相同期した搬送波を再生し、再生した搬送波を直交復調器４２の分配器４２ｂに供給する。
この第２の実施形態によると、送信機３０側で複数の送信データのみで構成されるデータシンボルで構成される１シンボル期間のうちの１つにパイロットデータと送信データとが混在するパイロットデータシンボルを挿入して、このときのパイロットデータの値及びその挿入位置を送信側及び受信側で予め取り決めておけば、このパイロットデータシンボルを利用して補正回路４６による受信信号の補正が可能となる。
【００３８】
このとき、パイロットデータシンボルは前述した第１の実施形態と同様に、ＩＱ平面上の最大振幅となる複数の信号点のうち位相が反転する２つの信号点にパイロットデータを挿入することにより形成されるので、送信データ量の低下を抑制することができると共に、受信機側で、直交復調器４２で復調した同相Ｉ信号成分及び直交Ｑ信号成分で表される時間領域複素ベースバンド信号をＦＦＴ回路４５で周波数領域の同相Ｉ信号成分及び直交Ｑ信号成分に変換し、このＦＦＴ回路４５から出力される同相Ｉ信号成分Ｉ_ｉ及び直交Ｑ信号成分Ｑ_ｉを補正回路４６で各搬送波に対応するパイロットデータに対応する同相Ｉ信号成分Ｉ_ｒ及び直交Ｑ信号成分Ｑ_ｒを抽出して、補正信号Ｉ_Ｃ及びＱ_Ｃを算出し、算出した補正信号Ｉ_Ｃ及びＱ_Ｃで同相Ｉ信号成分Ｉ_ｉ及び直交Ｑ信号成分Ｑ_ｉを補正することにより、耐雑音性の良好な直交周波数分割多重信号の補正を行うことができ、正確な受信信号を復調することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を示すブロック図である。
【図２】データ及びパイロットデータシンボルを示す説明図である。
【図３】Ｎシンボル内のパイロットデータ及びデータシンボルの構成を示す説明図である。
【図４】フェージングによるＩＱ平面図及びパイロットシンボルの移動軌跡を示す説明である。
【図５】６４ＱＡＭ変調方式のシンボル構成を示す説明図である。
【図６】１６ＡＰＳＫ変調方式のシンボル構成を示す説明図である。
【図７】本発明の第２の実施形態を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ 送信機、２ パイロットデータ挿入回路、３ シンボルマッピング回路、６ 直交変調部、１０ 受信機、１３ 直交復調部、１６ 伝送歪み推定部、１７ 準同期検波部、Ｐ１，Ｐ２ パイロットシンボル、３０ 送信機、３１ パイロットデータ挿入回路、３２ データ／シンボル変換回路、３３ シンボルマッピング回路、３４ 逆ＦＦＴ回路、３７ 直交変調器、４０ 受信機、４２直交復調器、４５ ＦＦＴ処理回路、４６ 補正回路、４７ シンボルデマッピング回路、４８ シンボル／データ変換回路

Claims (5)

1. 送信部と受信部との間で多値変調方式を使用して無線通信を行う無線通信システムにおいて、
   ＩＱ平面上で振幅が最大になる複数の点のうち位相が反転している２つの点を１キャリアに対する基準信号として設定し、かつ、情報信号としても使用するようにしたことを特徴とする無線通信システム。
2. 送信部と受信部との間で多値変調方式を使用して無線通信を行う無線通信システムにおいて、
   周期的にＩＱ平面上で振幅が最大になる複数の点のうち位相が反転している２つの点を１キャリアに対する基準信号として設定するようにしたことを特徴とする無線通信システム。
3. 送信部と受信部との間で、伝送帯域内に複数の直交する搬送波信号を発生させ、伝送帯域を分割し、それぞれの搬送波信号を多値変調する直交周波数分割多重方式で無線通信を行う無線通信システムにおいて、
   情報シンボルデータ列に、周期的に、ＩＱ平面上で振幅が最大になる複数の点のうち位相が反転している２つの点を基準信号として設定した基準シンボルデータを挿入したデータ配列を形成するデータ配列手段と、該データ配列手段から出力されるデータによって複数の搬送波信号を直交周波数分割多重変調する変調手段とを備えたことを特徴とする無線通信システム。
4. 前記基準信号をＩＱ平面上でマッピングする前にシンボルとして挿入するようにしたことを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載の無線通信システム。
5. 多値変調は８値以上に設定されていることを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載の無線通信システム。

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