JP2004135285A - 移動通信システムにおけるトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比検出装置及び方法 - Google Patents

Abstract

【課題】　移動通信システムにおけるトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比検出装置及び方法を提供する。
【解決手段】　移動通信システムにおいて第１チャネルと第２チャネルとの間の電力比を検出する装置は、前記第１チャネル信号を使用してチャネル推定を遂行することによって第１信号を発生するチャネル推定器と、前記第１信号を使用して前記第２チャネル信号をチャネル補償することによって第２信号を発生するチャネル補償器と、前記第２信号を構成するシンボルの絶対値を生成し、前記絶対値を大きさの順で配列した後、予め決定された区間の絶対値を選択し、前記選択された絶対値の平均値を計算し、前記第１信号の絶対値の自乗を計算し、前記平均値と前記第１信号の絶対値の自乗との比を利用して前記電力比を生成する電力比検出器とを含む。
【選択図】　図４

Description

　本発明は、移動通信システムに関し、特に、高速データ伝送移動通信システムにおいてトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比を検出する装置及び方法に関する。

　一般的に、移動通信システム(mobile communication system)は、従来の音声中心のサービスから、データサービス及びマルチメディアサービスなどのような大容量データ中心のサービスに発展している。従って、前記移動通信システムは、大容量データ伝送を可能にするために、高速高品質パケット通信システムに発展している。例えば、 現在第３世代非同期移動通信方式の標準である３ＧＰＰ(3rd Generation Partnership Project)において提案している高速順方向パケット接続(High Speed Downlink Packet Access: 以下、ＨＳＤＰＡと称する)方式または第３世代同期移動通信方式の標準である３ＧＰＰ２(3rd Generation Partnership Project 2)において提案している１ｘＥＶ−ＤＶ(Enhanced Variable-Data Voice)方式は、大容量高速データ伝送のために提案された方式である。ここで、前記ＨＳＤＰＡ方式は、光帯域符号分割多重接続(Wideband-Code Division Multiple Access: 以下、Ｗ−ＣＤＭＡと称する)通信システムにおいて、順方向高速パケットデータ伝送を支援するための順方向(downlink)データチャネルである高速順方向共通チャネル(High Speed Downlink Shared Channel: 以下、ＨＳ−ＤＳＣＨと称する)、これと関連した制御チャネル、及びこれらのための装置、システム、方法を総称する方式を意味する。

　一般的に、高速パケットデータ伝送システムは、限定された周波数帯域(frequency band)内高速データを伝送するために、無線チャネル状態によって変調方式及びコーディング方式を調節する方案が提案された。特に、前記ＨＳＤＰＡ方式において、最近は適応的変調及びコーディング(Adaptive Modulation and Coding: 以下、ＡＭＣと称する)方式が提案された。以下、前記ＡＭＣ方式に関して説明する。

　ＡＭＣ方式は、セル(cell)、つまり、基地局(Node B)と使用者端末機(User Equipment: 以下、ＵＥと称する)との間のチャネル状態によって適応的にデータチャネルの変調方式及びコーディング方式を決定するデータ伝送方式を称する。従って、セル全体の使用効率を向上させる。前記ＡＭＣ方式は、複数の変調方式及び複数のコーディング方式を有し、前記変調方式と前記コーディング方式を組み合せることによってデータチャネル信号を変調及びコーディングする。通常に、変調方式とコーディング方式のそれぞれの組み合せを“変調及びコーディング方式(Modulation and Coding Scheme: 以下、ＭＣＳと称する)と称し、前記ＭＣＳの数によってレベル１(level #1)乃至レベルＮ(level #n)の複数のＭＣＳを定義することができる。前記ＡＭＣ方式は、前記ＭＣＳレベルをＵＥと前記ＵＥに無線接続されている基地局との間のチャネル状態によって適応的に決定することによって、前記基地局の全体システム効率を向上させる方式である。前記ＡＭＣ方式において、前記変調方式としては、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)方式、８ＰＳＫ(Phase Shift Keying)方式及び１６ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)方式などが考慮され、コーディング方式としては、１／４〜１の多様なコーディング(coding rate)率が考慮されている。以下の説明において、説明の便宜のため、非同期方式のＨＳＤＰＡ方式を一例として説明するが、前記ＨＳＤＰＡ方式だけできなく高速データ伝送を遂行する他の移動通信システムにも以下の説明が適用できる。

　前記ＡＭＣ方式を適用する場合、基地局の近所に位置するＵＥのように良好なチャネル状態を有するＵＥ、つまり、良質のチャネルを使用するＵＥに対して、例えば、８ＰＳＫ方式及び１６ＱＡＭ方式のような高次変調方式、及び高いコーディング率が適用される。反対に、基地局から遠距離に位置するＵＥ、例えば、セル境界地点に存在するＵＥのように不良のチャネル状態を有するＵＥ、つまり、質の悪いチャネルを使用するＵＥに対しては、低次変調方式、例えば、ＱＰＳＫ方式及び低いコーディング率が適用される。ここで、前記低次変調方式、特に、一般的な３世代(3rd Generation)移動通信システムにおいて使用されるＱＰＳＫ方式の場合、コンステレーション(constellation)上で各四分面当りに１つのシンボル(symbol)が位置するので、位相(phase)予測のみでチャネル補償(channel compensation)を遂行することができる。しかしながら、８ＰＳＫ方式または１６ＱＡＭ方式のような高次変調方式の場合は、コンステレーション上で各四分面当りに多数のシンボルが位置し、同一の位相に異なる大きさ(amplitude)を有する多数のシンボルが位置するので、チャネル補償のためには位相だけでなく大きさに対する精密推定が必要である。

　前述したように、移動通信システムにおいて高速高品質データサービスを提供する時に適用される変調方式及びコーディング率は、無線チャネル環境によって適応的に使用される。さらに、高次変調方式及び低いコーディング率を適用してデータを送信する場合、前記送信されたデータの受信を阻害する要因は、一般的に、基地局とＵＥとの間のチャネル環境において発生する。前記データ受信を阻害するチャネル環境は、白色ガウス雑音(Additive White Gaussian Noise: 以下、ＡＷＧＮと称する)、フェーディング(fading)現象による受信信号の電力変化、シャドーイング(Shadowing)現象、ＵＥの移動及び移動の速度の変化によるドップラー(doppler)効果、及び他のＵＥ及び多重経路(multipath)信号による干渉(interference)のなどがある。無線チャネル環境によって元の送信信号が歪んで受信器に受信されるので、歪んだ信号を元の送信信号形態に補償するための装置が必要になる。この送信信号形態に補償するための装置を“チャネル推定器(channel estimator)”と称する。

　前記ＨＳＤＰＡ方式において、基地局(Node B)は、全てのＵＥが共通パイロットチャネル(ＣＰＩＣＨ: Common PIlot CHannel)信号を受信することができるように、チャネル推定のために前記ＣＰＩＣＨ信号を送信する。同期方式の１ｘＥＶ−ＤＶ方式においても、基地局(ＢＳ: base station)は、全ての移動局(ＭＳ: Mobile Station)がパイロットチャネル(ＰＩＣＨ: PIlot CHannel)信号を受信することができるように、チャネル推定のために前記ＰＩＣＨ信号を送信する。以下の説明において、前記共通パイロットチャネル信号及びパイロットチャネル信号は両方ともチャネル推定のために使用される信号であるので、説明の便宜のために、“パイロットチャネル”と称する。前記パイロットチャネルは、前記基地局とＵＥとの間に設定されてパイロット信号を伝送するチャネルであり、受信側、つまり、ＵＥは、前記パイロットチャネル信号を受信することによって、前記基地局とＵＥとの間のチャネル状態、特に、チャネルフェーディング現象を推定する。前記推定されたチャネルフェーディングは、フェーディング現象によって歪んだ受信信号を、送信側によって伝送された元の信号に復元する時に使用される。さらに、トラヒックチャネル(traffic channel)とパイロットチャネルとの間の電力比(traffic vs. pilot channel power ratio)の推定にも使用される。

　前記トラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比推定は、１６ＱＡＭ方式及び６４ＱＡＭ方式のような高次変調方式で変調された信号を復調するために必須の過程である。前記トラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比に関する情報を送信側、つまり、基地局から受信側、つまり、ＵＥに、シグナリング(signaling)などを通して提供する場合、前記トラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比を推定する必要がない。しかしながら、一般的に、１６ＱＡＭ方式以上の高次変調方式を使用する１ｘＥＶ−ＤＶ方式またはＨＳＤＰＡ方式などを使用する高速パケット伝送システムは、シグナリング負担を除去するために受信側において推定が遂行されるように設計される。送信側から受信側にシグナリングを通してトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比に関する情報を提供せずに、受信側において前記トラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比を推定する方法を“ブラインド電力比検出法(blind power ratio detection)”と称する。しかしながら、受信側において前記ブラインド電力比検出を阻害する要因が発生し、前記ブラインド電力比検出を阻害する要因は、大別して、チャネル雑音、フェーディング現象、不均衡平均電力(unequal average power)の３つに分類することができる。

　ここで、図１を参照して前記不均衡平均電力を説明する。

　図１は、一般的な１６ＱＡＭ方式を適用したコンステレーション(constellation)の例を示す図である。

　図１を参照すると、前記１６ＱＡＭ方式のような高次変調方式を適用する場合、それぞれのシンボルは異なる電力レベルを有する。例えば、前記コンステレーション上で座標(０,０)に近接した内部の４つのシンボル(以下、内シンボル(inner symbol)と称する)の電力は、P_in=２Ａ²になり、前記コンステレーション 上で中間の８つのシンボル(以下、中シンボル(middle symbol)と称する)の電力は、Ｐ_middle＝１０Ａ²になり、前記コンステレーション上で最外側の４つのシンボル(以下、外シンボル(outer symbol)と称する)の電力は、Ｐ_outer＝１８Ａ²になる。従って、前記４つの内シンボル、８つの中シンボル及び４つの外シンボルの全体平均電力は、Ｐ_total ＝(２Ａ^２＋１０Ａ^２＋１８Ａ^２)／３＝１０Ａ^２になり、Ａ＝０.３１６２である場合、前記全体平均電力Ｐ_totalは１になる。以下の説明において、Ａ＝０.３１６２であると仮定し、前記シンボルをＳ_iに表現し、対応するシンボルの電力を<Ｓ_i>に表現する。ここで、前記ｉは、データチャネル(data channel)及びパイロットチャネルを識別するための識別子である。前記ｉがｄである場合、ｉはデータチャネルを示し、前記ｉがｐである場合、ｉはパイロットチャネルを示す。例えば、<Ｓ_d>はデータチャネルの対応するシンボルの電力を示す。

　前記データシンボルは、トラヒックチャネルを通して伝送され、前記トラヒックチャネルはパイロットチャネルと共に伝送される。送信側、つまり、基地局によって伝送される送信信号を表現すると、数１のようである。

　数１において、Ｗ_iは、拡散コード(spreading code)であるウォルシュコード(Walsh code)であり、従って、Ｗ_dは、トラヒックチャネルに使用されるウォルシュコードを示し、Ｗ_pは、パイロットチャネルに使用されるウォルシュコードを示す。さらに、数１において、Ａ_iは、チャネル利得(channel gain)であり、Ａ_dは、トラヒックチャネルのチャネル利得を示し、Ａ_pは、パイロットチャネルのチャネル利得を示す。また、数１において、Ｓ_iは、前述したようにパケット(packet)を構成するそれぞれのシンボルを示し、Ｓ_dは、トラヒックチャネルのシンボルを示し、Ｓ_pは、パイロットチャネルのシンボルを示す。しかしながら、前記Ｓ_pは、送信側、つまり、基地局と受信側、つまり、ＵＥとの間に予め規約しているパターン(pattern)を使用する。

　前記ＨＳＤＰＡ方式を使用する通信システム(以下、ＨＳＤＰＡ通信システムと称する)は、パケット単位で信号を伝送し、１つのパケットは複数のタイムスロット(time slot)から構成される。ここで、パケット単位の伝送単位は伝送時区間(Transmit Time Interval: 以下、ＴＴＩと称する)であり、１ＴＴＩは、３つのタイムスロットから構成される。さらに、１つのタイムスロットに対して伝送されるシンボルの数は、対応するタイムスロットに適用される拡散係数(Spreading Factor: 以下、ＳＦと称する)によって可変的である。前記ＨＳＤＰＡ通信システムの場合、一般的に、ＳＦ＝１６を使用するので、１つのパケット当りに４８０個のシンボルが伝送され、従って、１つのタイムスロット当りに１６０個のシンボルが伝送される。

　１６ＱＡＭ方式の場合、１つのシンボルは、４ビットから構成されるので、１つのパケット当りに１９２０ビットがランダムに発生し、ＱＰＳＫ方式の場合、１つのシンボルが２つのビットから構成されるので、１つのパケット当りに９６０個のビットがランダムに発生する。前記１６ＱＡＭ方式の場合、１つのパケットを伝送する場合、４８０個のシンボルが伝送され、前記４８０個のシンボルが、それぞれ１２０個の内シンボル、２４０個の中シンボル、１２０個の外シンボルが均一に発生すると、前記１つのパケット内の４８０シンボルの平均電力は、１(<Ｓ_i>＝１)になる。しかしながら、一般的に、データの特性から前記１つのパケット内の４８０個のシンボルが前述したように１２０個の内シンボル、２４０個の中シンボル、１２０個の外シンボルが均一に発生しない。例えば、前記４８０個のシンボルを構成する１９２０ビットが全て０で発生する場合、前記４８０個のシンボルは、図１のコンステレーション上で全てＡ＋ｊＡである内シンボルとして発生される。従って、前記４８０個のシンボルの平均電力<Ｓ_i>は、０．２(<Ｓ_i>＝０．２)になる。４８０個のシンボルの平均電力<Ｓ_i>が０．２である場合、受信側は、雑音または歪みのない場合であっても、前記平均電力<Ｓ_i >を０．２として推定しなければならない。しかしながら、反対に、前記４８０個のシンボルを構成する１９２０ビットが全て１で発生する場合、前記４８０個のシンボルは、図１のコンステレーション上で全て３Ａ＋３ｊＡである外シンボルとして発生するので、前記４８０個のシンボルの平均電力<Ｓ_i>は、１．８(<Ｓ_i>＝１．８)になる。同様に、前記４８０個のシンボルの平均電力<Ｓ_i>が１．８である場合、受信側は、雑音または歪みのない場合であっても、前記平均電力<Ｓ_i>を１．８として推定しなければならない。送信信号の平均電力が１でない不均衡な平均電力を、“不均衡平均電力(unequal average power)”と称する。

　前記不均衡平均電力の特性を図２を参照して説明する。

　図２は、一般的な１６ＱＡＭ方式を適用する場合の不均衡平均電力特性を示すグラフである。

　図２は、全体伝送電力を１に仮定する時、トラヒックチャネルに９０％の伝送電力を割り当てる場合(Ａ_ｄ ^２＝０．９)、伝送パケットの平均電力に対する確率密度関数(probability density function: 以下、ＰＤＦと称する)特性を示す。１つのパケットを伝送する時、前記４８０個のシンボルが１２０個の内シンボル、２４０個の中シンボル、１２０個の外シンボルとして均一に発生する場合、トラヒックチャネルの平均電力ｐは０．９になる(Ｐ＝Ａ_ｄ ^２〈Ｓ_ｄ〉＝Ａ_ｄ ^２＝０．９)。しかしながら、前述したように、１つのパケットを伝送する時、４８０個のシンボルが理想的に１２０個の内シンボル、２４０個の中シンボル、１２０個の外シンボルとして均一に発生する場合はほとんど存在しない。一般的に、ＰＤＦは、平均ｍ＝０．９、標準偏差σ＝０．０２３２を有する分布特性を示す。

　トラヒックチャネルに割り当てられる伝送電力が全体伝送電力の９０％(Ａ_ｄ ^２＝０．９)であり、トラヒックチャネルシンボルの平均電力<Ｓ_d>は１でない０．９で伝送され、受信側において前記トラヒックチャネルシンボル及び０．２の電力を有するＡＷＧＮ(<Ｎ>＝０．２)が混在した状態で信号が受信される場合、一般的なブラインド電力比検出方式であるトラヒックチャネルの累積平均方式を利用することによって、下記のようにトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比が検出される。ここで、前記<Ｎ>は、雑音の平均電力を示す。以下、前記累積平均方式でトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比を検出する過程を説明する。

　前記ＡＷＧＮが混在したチャネルを仮定する場合、受信側は、数２のような信号を受信する。

　数２の受信信号Ｒｘからトラヒックチャネル信号のみを分離すると、前記分離されたトラヒックチャネルは、数３のように表現される。前記受信信号Ｒｘからトラヒックチャネル信号のみを分離するために、送信側は、前記トラヒックチャネルに適用されたウォルシュコードと同一のウォルシュコードを前記受信信号Ｒｘと乗算して逆拡散(despreading)する。

　数３において、Ｒｘ_dは、トラヒックチャネル信号のみを考慮した受信信号である。前記トラヒックチャネルに適用されたチャネル利得Ａ_dを計算するために、累積平均電力は数４のように計算される。

　数４において、Ｐは、累積平均電力、つまり、トラヒックチャネルの累積平均電力を示す。数４において、<Ｓ_d>＝１であり、<Ｎ>＝０であると仮定する場合、つまり、トラヒックチャネルを通して伝送されるパケット内のシンボルの平均電力が１であり、雑音電力が０である場合、前記累積平均電力は、Ｐ＝Ａ_ｄ ^２＝０．９として検出することができる。しかしながら、上記仮定のように、<Ｓ_d>＝０．９であり、<Ｎ>＝０．２である場合、Ｐ＝Ａ_ｄ ^２〈Ｓ_ｄ〉＋〈Ｎ〉＝１．０１である。この場合、Ｐ≠Ａ_ｄ ^２であるので、正確なＡ_ｄ ^２を検出することができない。

　以下、一般的な移動通信システムの受信器構造を図３を参照して説明する。

　図３は、一般的な移動通信システムの受信器内部構成を示すブロック図である。

　図３を参照すると、フェーディングチャネルを通った後、つまり、フェーディング現象を経た後、前記受信器へ受信される受信信号Ｒｘは、数５のように表現することができる。

　数５において、αe^-ｊθは、フェーディングチャネルによる大きさ及び位相の歪みを示す。特に、αは、大きさの歪みを示し、e^-ｊθは、位相の歪みを示す。数５における他の成分は、数１における説明と同一である。

　数５のように表現される受信信号Ｒｘは、逆拡散器(despreader)３１０に入力され、前記逆拡散器３１０は、前記受信信号Ｒｘを予め設定された拡散コードで逆拡散して、トラヒックチャネル信号とパイロットチャネル信号に分離し、前記トラヒックチャネル信号をチャネル補償器(channel compensator)３２０に提供し、前記パイロットチャネル信号をチャネル推定器(channel estimator)３３０に提供する。つまり、前記逆拡散器３１０は、送信器においてトラヒックチャネルに適用された拡散コードと同一の拡散コードを使用して前記受信信号Ｒｘを逆拡散して前記受信信号Ｒｘからトラヒックチャネル信号を分離し、前記トラヒックチャネル信号を前記チャネル補償器３２０に提供する。さらに、送信器においてパイロットチャネルに適用された拡散コードと同一の拡散コードを使用して前記受信信号Ｒｘを逆拡散して前記受信信号Ｒｘからパイロットチャネル信号を分離し、前記パイロットチャネル信号を前記チャネル推定器３３０に提供する。前記逆拡散器３１０から出力されるトラヒックチャネル信号は、αA_dS_de^-ｊθ+Nによって表現され、前記逆拡散器３１０から出力されるパイロットチャネル信号は、αA_pS_pe^-ｊθ+Nによって表現される。

　一方、前記チャネル推定器３３０が理想的に(ideally)動作する場合、前記チャネル推定器３３０は、前記送信器と受信器との間に予め規定されているパイロットシンボルSp=1+jの複素共役数Sp^*=1-jを乗算し、前記乗算結果を定期化した後、フェーディングチャネルの複素共役値(complex conjugate)を出力し、前記複素共役値は、数６のように表現される。

　結果的に、前記チャネル推定器３３０から出力される信号(A_pαe^-ｊθ)^*は、フェーディング現象を考慮したパイロットチャネルの推定値になる。前記チャネル推定器３３０は、前記(A_pαe^-ｊθ)^*をチャネル補償器３２０及び電力比検出器(power ratio detector)３４０に提供する。前記電力比検出器３４０は、トラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比を検出するトラヒックチャネルとパイロットチャネル間電力比検出器として動作する。

　前記チャネル補償器３２０は、前記チャネル推定器３３０から出力された(A_pαe^-ｊθ)^*を利用して前記トラヒックチャネルに対するチャネル補償を遂行し、前記チャネル補償されたトラヒックチャネル信号は、数７のように表現される。

　前記チャネル補償器３２０は、前記逆拡散されたトラヒックチャネル信号αA_dS_de^-ｊθ+Nに前記チャネル推定器３３０から出力されたチャネル推定信号(A_pαe^-ｊθ)^*を掛けることによってチャネル補償信号|α|^2A _dA_pS_d+N'を発生し、前記発生したチャネル補償信号|α|^2A _dA_pS_d+N'を電力比検出器３４０に提供する。つまり、前記チャネル補償器３２０から出力されるチャネル補償信号|α|^2A _dA_pS_d+N'は、前記逆拡散器３１０から出力されたトラヒックチャネル信号αA_dS_de^-ｊθ+Nに前記チャネル推定器３３０から出力されたチャネル推定信号(A_pαe^-ｊθ)^*を掛けることによって位相補償が遂行された信号になる。前記電力比検出器３４０は、前記チャネル補償器３２０から出力されたチャネル補償された信号|α|^2A _dA_pS_d+N'と前記チャネル推定器３３０から出力されたチャネル推定信号(A_pαe^-ｊθ)^*を利用してトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比を検出する。

　前記電力比検出器３４０の動作を説明すると、以下のようである。

　前記電力比検出器３４０は、まず、前記チャネル補償器３２０から出力されたチャネル補償信号|α|^2A _dA_pS_d+N'の累積平均電力を検出する。前記チャネル補償信号|α|^2A _dA_pS_d+N'に対する累積平均電力は、数８のように表現される。

　数８において、理想的な場合、前記<Ｓ_d>＝１であり、<Ｎ'>＝０であるので、正確な(|α|^４(Ａ_ｄＡ_ｐ)^２)￣(ただし、“(|α|^４(Ａ_ｄＡ_ｐ)^２)￣”は、“|α|^４(Ａ_ｄＡ_ｐ)^２”の上に“￣”を付した記号を表すものとする)を検出することができる。しかしながら、実際無線チャネル環境においては、<Ｓ_d>≠１であり、<Ｎ'>≠０,であるので、数８を書き改めると、数９のように表現される。

　数９において、前記累積平均電力が(|α|^４(Ａ_ｄＡ_ｐ)^２)￣として表現されるのは、<Ｓ_d>≠１であり、<Ｎ'>≠０であるため、理想的な場合の累積平均電力|α|⁴(A_dA_p)²と異なる値になるからである。数９のように表現された累積平均電力の自乗根(square root)は、数１０のように表現される。

　前記電力比検出器３４０は、数１０に表現したように累積平均電力の自乗根を前記チャネル推定器３３０から出力されたチャネル推定信号(A_pαe^-ｊθ)^*の自乗としてトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比を検出し、これを表現すると、数１１のようである。

　数１１において、<Ｓ_d>≠１及び<Ｎ'>≠０である場合、前記電力比検出器３４０の出力は、前記トラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比Ａ_ｄ／Ａ_ｐだけでなく、エラー(error)成分も含む。さらに、前記<Ｓ_d>≠１であるので、<Ｓ_d>＝１＋Δ<Ｓ_d>であると仮定する。そうすると、前記電力比検出器３４０の出力は、数１２のように表現される。

　数１２において、エラー成分は、Δ〈Ｓ_ｄ〉・(Ａ_ｄ／Ａ_ｐ)^２＋〈Ｎ'〉／(|α|^４Ａ_ｐ ^４)である。

　一方、前記復調器３５０は、前記チャネル補償器３２０から出力されたチャネル補償信号|α|^2A _dA_pS_d+N'を受信し、前記チャネル補償信号|α|^2A _dA_pS_d+N'を数１３のように整理する。

　前記復調器３５０は、実際トラヒックチャネル信号を復調する前、前記チャネル補償器３２０から出力されたチャネル補償信号を前記電力比検出器３４０から出力された信号によって割ることによってトラヒックチャネル信号と雑音成分に分離し、これを表現すると、数１４のようになる。

　数１４において、Ｎ''は、雑音成分である。

　前記復調器３５０は、数１４の信号を図１において説明したコンステレーションを利用してビット単位で復調し、前記復調した結果をターボデコーダ(turbo decoder)３６０に出力する。前記ターボデコーダ３６０は、前記復調器３５０の出力信号を前記送信器に適用されたターボエンコーディング(turbo encoding)方式に対応するターボデコーディング(turbo decoding)方式でデコーディングし、元の情報ビット(information bits)を出力する。

　前述したように、一般的なブラインド電力比検出方式、特に、累積平均方式によるブラインド電力比検出方式は、受信信号に存在する雑音の電力の除去が失敗した場合、雑音電力によって正確なブラインド電力比検出を遂行することが困難である。つまり、数１２において説明したように、電力比検出器３４０から出力される信号に雑音成分が電力成分として含まれているので、雑音成分を除去することが困難である。さらに、前記累積平均方式は、不均衡平均電力の問題によって直接的な影響を受けることができ、フェーディング現象に敏感に反応するので、ブラインド電力比検出を遂行することが困難である。一般的なブラインド電力比検出方式、特に、累積平均方式は、ＨＳＤＰＡ通信システムにおいて高次変調方式を使用して信号を送信する場合、前記送信された信号を復調するのが困難である。

　従って、本発明の目的は、高速データ伝送移動通信システムにおいて、トラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比を検出する装置及び方法を提供することにある。

　本発明の他の目的は、高速データ伝送移動通信システムにおいて、不均衡平均電力問題を最小化するトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比検出装置及び方法を提供することにある。

　本発明のまた他の目的は、高速データ伝送移動通信システムにおいて、雑音成分によるエラーを最小化するトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比検出装置及び方法を提供することにある。

　本発明のまた他の目的は、高速データ伝送移動通信システムにおいて、フェーディングチャネルによるエラーを最小化するトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比検出装置及び方法を提供することにある。

　従って、このような目的を達成するために、本発明は、移動通信システムにおいて第１チャネルと第２チャネルとの間の電力比を検出する装置を提供する。前記装置は、前記第１チャネル信号を使用してチャネル推定を遂行することによって第１信号を発生するチャネル推定器と、前記第１信号を使用して前記第２チャネル信号をチャネル補償することによって第２信号を発生するチャネル補償器と、前記第２信号を構成するシンボルの絶対値を生成し、前記絶対値を大きさの順で配列した後、予め決定された区間の絶対値を選択し、前記選択された絶対値の平均値を計算し、前記第１信号の絶対値の自乗を計算し、前記平均値と前記第１信号の絶対値の自乗との比を利用して前記電力比を生成する電力比検出器と、を含む。

　従って、このような目的を達成するために、本発明は、移動通信システムにおいて第１チャネルと第２チャネルとの間の電力比を検出する方法を提供する。前記方法は、前記第１チャネル信号を利用してチャネル推定することによって第１信号を生成する過程と、前記第１信号を利用して前記第２チャネル信号をチャネル補償することによって第２信号を生成する過程と、前記第２信号を構成するシンボルお絶対値を生成し、前記絶対値を大きさの順で配列した後、予め決定された区間の絶対値を選択し、前記選択された絶対値の平均値を計算し、前記第１信号の絶対値の自乗を計算し、前記平均値と前記第１信号の絶対値の自乗との比を利用して前記電力比を生成する過程と、を含む。

　本発明は、チャネル補償信号を構成するシンボルのそれぞれの絶対値によって効果的区間を設定した後、前記効果的区間のみに対して平均電力を検出することによって、トラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比を検出する。従って、本発明のブラインド電力比検出方式は、従来のブラインド電力比検出方式、特に、累積平均方式によるブラインド電力比検出方式のように、受信信号に混在する雑音電力によるブラインド電力比検出のエラーを除去する。さらに、本発明のブラインド電力比検出方式は、前記効果的区間のみを考慮して平均電力を計算して均衡平均電力問題によるブラインド電力比検出のエラーを除去し、また、フェーディング現象の影響を除去して均衡平均電力問題によるブラインド電力比検出のエラーを除去することによって、性能が改善する。結果的に、本発明のブラインド電力比検出方式は、フレームエラー率を最小化することによって、システム全般の伝送処理量(throughput)を最大化する。

　以下、本発明に従う好適な一実施例について添付図を参照しつつ詳細に説明する。下記の説明において、本発明の要旨のみを明確にする目的で、関連した公知機能又は構成に関する具体的な説明は省略する

　図４は、本発明の一実施例によるトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比検出装置の内部構造を示すブロック図である。

　図４の説明において、本発明は、図３において説明した一般的な受信器構造と同一の受信器構造を適用し、ただ、電力比検出器(power ratio detector)３４０の構造は新しく提案して、効率的な電力比検出、つまり、トラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比検出を可能にすることに注意する。従って、逆拡散器(despreader)３１０、チャネル補償器(channel compensator)３２０及びチャネル推定器(channel estimator)３３０へ入出力される信号は、前記従来技術欄において説明した入出力信号と同一であることに注意する。以下の説明において、説明の便宜のために、本発明のブラインド電力比検出器を前記従来技術欄において説明した電力比検出器３４０と同一の参照符号を使用して説明するが、実際は異なる動作を遂行することに注意する。

　前記電力比検出器３４０−１は、図３において説明したように、チャネル補償器３２０から出力されるチャネル補償信号|α|^2A _dA_pS_d+N'及びチャネル推定器３３０から出力されるチャネル推定信号(A_pαe^-ｊθ)^*を受信する。前記電力比検出器３４０−１は、前記チャネル補償器３２０から出力されたチャネル補償信号|α|^2A _dA_pS_d+N'を実数部(real part, Ｉ成分)と虚数部(imaginary part, Ｑ成分)に分離し、これを表現すると、数１５のようである。

　数１５において、実数部及び虚数部を改めて表現すると数１６のようである。

　一方、１６ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)方式を適用する場合、前記従来技術欄の図１において説明したコンステレーション(constellation)上で全てのシンボル(symbol)がＡ及び３Ａの大きさを有する。つまり、各シンボルの実数部及び虚数部は、Ｓ_ｄＩ，Ｓ_ｄＱ∈{±Ａ，±３Ａ}を満足するので、|Ｓ_ｄＩ|，|Ｓ_ｄＱ|∈{Ａ，３Ａ}を満足する。前記１６ＱＡＭ方式だけでなく高次変調方式を使用する他の方式、例えば、６４ＱＡＭ方式にも本発明と同一の概念を適用することができるが、説明の便宜のために、１６ＱＡＭ方式を参照して説明する。

　１６ＱＡＭ方式の場合、チャネル補償信号の実数部及び虚数部は、両方ともＡ及び３Ａのいずれか１つの値のみを有し、前記Ａ及び３Ａは数１７のように定義される。

　数１６において説明したチャネル補償信号の実数部及び虚数部の絶対値を計算し、数１７において定義したＡと３Ａに分類すると、数１８のように整理される。

　数１８において、前記チャネル補償信号の実数部及び虚数部の絶対値を計算する理由は、コンステレーション上で絶対値を計算すると、全てのシンボルをＡと３Ａに分類することができるからである。数１８において、ｎは、１つのパケットを構成するシンボルのうち対応するシンボルの順序を示し、前記ｎは、１乃至前記パケットを構成するシンボルの数、例えば、１乃至４８０の値を有する。ここで、前記１つのパケットを構成するシンボルの数を４８０に仮定する理由は、高速データ伝送を遂行する通信システムである高速順方向パケット接続(High Speed Downlink Packet Access: 以下、ＨＳＤＰＡと称する)方式を使用する通信システム(以下、ＨＳＤＰＡ通信システムと称する)の場合、一般的に、拡散係数(Spreading Factor: 以下、ＳＦと称する)＝１６を使用して１つのパケット当りに４８０個のシンボルを伝送するからである。さらに、前記１つのパケットを構成するシンボルの数が４８０であるので、タイムスロット当たりに１６０個のシンボルが伝送される。前記タイムスロット当たりに１６０個のシンボルが伝送される理由は、前記ＨＳＤＰＡ通信システムにおいて、１つの伝送時区間(Transmit Time Interval: 以下、ＴＴＩと称する)が３つのタイムスロットから構成されるからである。数１８に示す実数部及び虚数部のそれぞれに対して、その最小値から最大値へ連続的に整列(sorting)した後、前記整列された値を２等分すると、前記整列された値を相対的に小さい値と相対的に大きい値に分離することができる。前記整列された値を２等分する基準点は、前記１つのパケット内のシンボルの個数の１／２地点になる。つまり、本発明はＨＳＤＰＡ通信システムに適用されるので、４８０個のシンボルのうち２４０番目のシンボルと２４１番目のシンボルの境界地点が前記基準点になる。さらに、前記整列された値を２等分した値のうち、相対的に小さい値が存在する部分を“low_part”と定義し、前記整列された値を２等分した値のうち、相対的に大きい値が存在する部分を“high_part”と定義する。

　以下、図５を参照して前記low_part及びhigh_partを説明する。

　図５は、本発明の他の実施例による１６ＱＡＭ方式を適用する場合の効果的区間のブロック図である。

　図５を参照すると、無線チャネル上に雑音(noise)またはフェーディング(fading)現象が存在しない場合、１つのパケット内の全てのシンボルをその大きさによって最小値から最大値へ整列した後、前記整列された値をlow_partとhigh_partに２等分する。この場合、前記low_partには、大きさＡを有するシンボルが存在し、前記high_partには、３Ａの大きさを有するシンボルが存在する。しかしながら、実際無線チャネル環境において、雑音またはフェーディング現象が存在しないケースはほとんど発生せず、さらに、不均衡平均電力(unequal average power)問題も発生する。前記不均衡平均電力とは、前記従来技術欄おいて説明したように、送信器によって送信された送信信号の平均電力が１でない値になる場合の平均電力を意味する。従って、１つのパケット内の全てのシンボルをその大きさによって最小値から最大値まで整列した後、前記整列された値をlow_partとhigh_partに２等分すると、前記low_partは、大きさＡを有するシンボルだけでなく大きさ３Ａを有するシンボルも含む。前記low_partに存在する大きさ３Ａを有するシンボルは、不均衡平均電力問題によって発生されたシンボルである。勿論、図５において、前記low_partに存在するシンボルのうちＡによって表示されたシンボルは、実際無線チャネル環境上でＡと同一の値であることも、前記Ａに近接した値であることもでき、前記high_partに存在するシンボルのうち３Ａによって表示されたシンボルは、実際無線チャネル環境上で３Ａと同一の値であることも、前記３Ａに近接した値であることもできる。

　以下、図５に示す効果的区間(effective length)を詳細に説明する。

　まず、前記１つのパケット内のシンボルをＩ(In-phase)チャネル成分とＱ(Quadratue-phase)チャネル成分に分類する。前記分類されたＩチャネル成分はまたその大きさによってlow_partとhigh_partに分類され、前記分類されたＱチャネル成分は、また大きさによってlow_partとhigh_partに分類され、数１９のように表現される。

　数１９において、理想的に１つのパケット内の全てのシンボルに適用されるフェーディングチャネル大きさ(magnitude)α(ｎ)が同一であり、<Ｓ_d>＝１である場合、つまり、不均衡平均電力問題が発生せず、雑音成分が存在しない場合、前記low_part、つまり、(low_part)_I及び(low_part)_Qは、両方ともＡ項によって表現されることができる。しかしながら、実際無線チャネル環境においては、前記１つのパケット内の全てのシンボルに適用されるフェーディングチャネル大きさα(ｎ)が同一でなく、<Ｓ_d>≠１であるので、つまり、不均衡平均電力問題が発生し、雑音成分が存在するので、前記low_partは、多数のＡ項及び少数の３Ａ項から構成される。high_partも、前記low_partと同様に、１つのパケット内の全てのシンボルに適用されるフェーディングチャネル大きさα(ｎ)が同一でなく、<Ｓ_d>≠１であり、雑音成分が存在するので、多数の３Ａ項及び少数のＡ項から構成される。

　前記low_partに３Ａ項が一部含まれるのには、３つの理由がある。

　第１の理由は、フェーディング現象である。この場合、雑音成分及び不均衡平均電力問題が発生しないものと仮定する。

　|α(ｎ)|^２Ａ_ｄＡ_ｐ＜２／３である場合、対応するシンボルは、コンステレーション上でＡと３Ａを分類する２Ａ境界を乗り越えてlow_partに含まれる。つまり、理想的な場合、|α(ｎ)|^２Ａ_ｄＡ_ｐ＝１の条件を満足すべきであるが、フェーディングチャネル大きさα(ｎ)の影響によってlow_partに３Ａ項が含まれる。

　第２の理由は、雑音成分である。この場合、フェーディング現象及び不均衡平均電力問題は発生しないものと仮定する。

　前記雑音成分のみを考慮した場合、フェーディング現象が存在しないので、|α(ｎ)|^２Ａ_ｄＡ_ｐ＝１である。３Ａ項の雑音成分がＮ_I'(ｎ)<-Ａである場合、対応するシンボルは、コンステレーション上で２Ａ境界を乗り越えてlow_partに含まれる。つまり、理想的な場合、Ｎ_I'(n)＝０の条件を満足すべきであるが、前記雑音成分の影響によってlow_partにＡ項が含まれる。

　第３の理由は、不均衡平均電力問題である。この場合、フェーディング現象及び雑音成分は発生しないものと仮定する。

　前記不均衡平均電力問題は、図１において説明したコンステレーション上で内シンボル(±A±jA)及び外シンボル(±3A±j3A)を利用して説明する。

　(１)１つのパケット内の内シンボルの個数が外シンボルの個数より多い不均衡平均電力問題の場合(Ａ項の個数が３Ａ項の個数より多い場合): 前記内シンボルの個数が外シンボルの個数より多い場合、前記３Ａ項が前記low_partに含まれないので、本発明の実施例にはあまり影響を与えない。

　(２)１つのパケット内の内シンボルの個数が外シンボルの個数より少ない不均衡平均電力問題の場合(Ａ項の個数が３Ａ項の個数より少ない場合): 前記内シンボルの個数が外シンボルの個数より少ない場合、前記３Ａ項が前記low_partに含まれるので、前記low_partに含まれた３Ａ項は、雑音成分として作用する。従って、本発明においては、前記low_partに含まれた３Ａ項が雑音成分として作用する影響を最小化するために、効果的区間のみに対して前記low_partの統計を取る。

　以下、前記効果的区間を説明する。

　前記効果的区間は、不均衡平均電力問題によって発生した外シンボルの超過分が前記low_partに含まれないように、１つのパケット内のシンボルの個数の１／２より少ない個数に対して統計を取る区間(または、セクション)である。つまり、前記効果的区間は、１つのパケット内のシンボルの長さの１／２より短い長さに対して統計を取る区間である。つまり、図５に示すように、１つのパケット内のシンボルの個数の１／２より少ない個数を効果的区間として選択する。しかしながら、前記効果的区間の長さを長くする場合、統計処理のランダム性が増加し、反対に、前記効果的区間の長さを短くする場合、パケット当りに変化する外シンボルの超過分を全て除去することによって、不均衡平均電力問題を除去することができる。従って、前記効果的区間は、外シンボルの超過分を除去しながらも、統計処理のランダム性が低下しない長さに設定されるべきである。

　一方、数１９において説明したlow_partの効果的区間を“low_part_eff”に定義する。つまり、(low_part)_I及び(low_part)_Q中の効果的区間をそれぞれ(low_part_eff)_I及び(low_part_eff)_Qに定義する。そうすると、前記電力比検出器３４０−１は、前記(low_part_eff)_I及び(low_part_eff)_Qおみに対して平均を取り、その結果を２Ａで割り、これを表現すると、数２０のようである。

　数２０において、前記平均を２Ａによって割る理由は、Ｉ成分及びＱ成分を考慮するからである。さらに、前記平均からＡ項の除いた残りの項を計算するためである。また、数２０において、Ｅ｛(low_part_eff)_I｝は、前記(low_part)_Iの中央(center)値とほぼ類似した値を有し、同様に、Ｅ｛(low_part_eff)｝Qは、(low_part)_Qの中央値とほぼ類似した値を有する。

　前記電力比検出器３４０−１は、数２０に示すように前記(low_part_eff)_I及び(low_part_eff)_Qのみに対して平均を取って２Ａによって割ることによって決定された値(|α|^２(Ａ_ｄＡ_ｐ))￣(ただし、“(|α|^２(Ａ_ｄＡ_ｐ))￣”は、“|α|^２(Ａ_ｄＡ_ｐ)”の上に“￣”を付した記号を表すものとする)を前記チャネル推定器３３０から出力されたチャネル推定信号(A_pαe^-ｊθ)^*の自乗によって割ることによって、最終的なトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比を、数２１のように検出することができる。

　数２０において考慮された雑音成分は、数２２のように定義される。

　数２２において、エラー成分は、（Ｅ{Ｎ_{A_term}＋Ｎ_{3A_term}}_Ｉ＋Ｅ{Ｎ_{A_term}＋Ｎ_{3A_term}}_Ｑ)／２Ａである。

　数２２において、Ｎ_{A_term}は、数１８に示すようにＡ項に含まれた雑音成分であり、Ｎ_{3A_term}は、数１８に示すように３Ａ項に含まれた雑音成分であると仮定することができる。本発明において、雑音成分が電力成分でない期待値(expectation)成分として現れるので、ほぼ０に近似した値に最小化(minimize)することができるという利点がある。

　以下、前記電力比検出器３４０−１の内部構造を図４を参照して説明する。

　図４を参照すると、前記電力比検出器３４０−１は、絶対値生成器５０１及び５０３、整列器５０５及び５０７、積分及びダンプ器(integration & dump section)５０９及び５１１、割算器５１３及び５１５、加算器５１７、割算器５１９、電力比生成器５２１、及び自乗器５２３を含む。前述したように、チャネル補償器３２０から出力されるチャネル補償信号|α|²A_dA_pS_d+N'は、前記電力比検出器３４０−１に入力され、前記電力比検出器３４０−１は、前記チャネル補償信号|α|²A_dA_pS_d+N'を実数部、つまり、Ｉチャネル成分と虚数部、つまり、Ｑチャネル成分とに分離した後、Ｉチャネル成分(|α|^２Ａ_ｄＡ_ｐＳ_ｄＩ＋Ｎ_Ｉ')を絶対値生成器５０１に提供し、Ｑチャネル成分ｊ(|α|^２Ａ_ｄＡ_ｐＳ_ｄＱ＋Ｎ_Ｑ')を絶対値生成器５０３に提供する。そうすると、前記絶対値生成器５０１は、前記Ｉチャネル成分(|α|^２Ａ_ｄＡ_ｐＳ_ｄＩ＋Ｎ_Ｉ')の絶対値を生成して整列器５０５に出力する。同様に、前記絶対値生成器５０３は、前記Ｑチャネル成分ｊ(|α|^２Ａ_ｄＡ_ｐＳ_ｄＱ＋Ｎ_Ｑ')の絶対値を生成して整列器５０７に出力する。

　前記整列器５０５は、前記絶対値生成器５０１から出力されたＩチャネル成分の絶対値、つまり、下記の数２３を受信し、その大きさによって最小値から最大値へ連続的に整列した後、前記整列された絶対値を積分及びダンプ器５０９に出力する。また、前記整列器５０７は、前記絶対値生成器５０３から出力されたＱチャネル成分の絶対値、つまり、下記の数２４を受信し、前記絶対値を最小値から最大値へ連続的に整列した後、前記整列された値を積分及びダンプ器５１１に出力する。

　前記積分及びダンプ器５０９は、前記整列器５０５から出力された絶対値、つまり、前記Ｉチャネル成分の絶対値をその大きさによって最小値から最大値へ整列した値を、(low_part)_Iと(high_part)_Iに分類した後、(low_part)_Iのみを考慮し、前記(low_part)_I中の予め設定された長さの効果的区間を取り、前記効果的区間(low_part_eff)_Iに対して積分及びダンプを遂行した後、前記積分及びダンプの結果を前記割算器５１３に提供する。さらに、前記積分及びダンプ器５１１は、前記整列器５０７から出力された絶対値、つまり、前記Ｑチャネル成分の絶対値を大きさによって最小値から最大値へ整列した値を(low_part)_Qと(high_part)_Qに分類し、(low_part)_Qのみを考慮し、前記(low_part)_Q中の予め設定された長さの効果的区間を取り、前記効果的区間(low_part_eff)_Qに対して積分及びダンプを遂行した後、前記積分及びダンプの結果を割算器５１５に提供する。前記割算器５１３は、前記積分及びダンプ器５０９から出力された値を前記効果的区間の長さＮによって割り、その結果値を加算器５１７に提供する。前記割算器５１５は、前記積分及びダンプ器５１１から出力された値を前記効果的区間の長さＮによって割り、その結果値を前記加算器５１７に提供する。前記加算器５１７は、前記割算器５１３から出力された値を前記割算器５１５から出力された値に加算し、前記Ｉチャネル成分及びＱチャネル成分を共に考慮した効果的区間の平均電力、つまり、E{(low_part_eff)_I}+ E{(low_part_eff)_Q}を生成し、前記生成された平均電力を割算器５１９に提供する。

　前記割算器５１９は、前記加算器５１７から出力された効果的区間の平均電力E{(low_part_eff)_I}+ E{(low_part_eff)_Q}を２Ａによって割った後、その結果を電力比生成器５２１に提供する。前記割算器５１９が前記加算器５１７から出力された効果的区間の平均電力E{(low_part_eff)_I}+ E{(low_part_eff)_Q}を２Ａによって割る理由は、前述したようにＩ成分及びＱ成分を考慮するからである。さらに、前記効果的区間の平均電力からＡ項を除いた残りの項を計算するためである。一方、自乗器５２３は、前記チャネル推定器３３０から出力されたチャネル推定信号(A_pαe^-ｊθ)^*の絶対値を取って自乗し、前記自乗した絶対値を前記電力比生成器５２１に出力する。

　前記電力比生成器５２１は、前記割算器５１９から出力された信号、つまり、(|α|^２(Ａ_ｄＡ_ｐ))￣及び前記自乗器５２３から出力された信号、つまり、|α|^２Ａ_ｐ ^２を受信し、前記(|α|^２(Ａ_ｄＡ_ｐ))￣を前記|α|^２Ａ_ｐ ^２によって割ることによって最終的にトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比Ａ_ｄ￣／Ａ_ｐ(ただし、“Ａ_ｄ￣”は、“Ａ_ｄ”の上に“￣”を付した記号を表すものとする)を検出する。

　結果的に、前記電力比検出器３４０−１によって検出されたトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比Ａ_ｄ￣／Ａ_ｐは、従来技術において説明したような一般的なブラインド電力比検出方式であるトラヒックチャネルの累積平均方式によって検出された電力比と同一である。しかしながら、本発明は、トラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比を検出するのにおいて効果的区間のみを考慮するので、正確度の面で優れている。これを詳細に説明すると、以下のようである。

　(１)フェーディング現象の影響の最小化
　前述したように、トラヒックチャネルの累積平均方式による電力比検出器３４０−１の出力は、下記の数２５であり(数１２を参照)、本発明による電力比検出器３４０−１の出力は、下記の数２６である(数２２を参照)。数１２の場合、電力比検出器３４０−１の出力信号は雑音電力成分<Ｎ'>を含み、前記雑音電力成分は、常に正(positive)の値を有するので、(√〈Ｎ'〉)／(|α|^２Ａ_ｐ ^２）の項はフェーディング現象の影響を直接的に伝達する。しかしながら、本発明による数２２の場合、電力比検出器３４０−１の出力信号は、フェーディング現象の影響が全然ない。従って、本発明は、高速フェーディングチャネルにおいてブラインド電力比検出の性能を向上させる。

　(２)雑音成分の最小化
　前述したように、トラヒックチャネルの累積平均方式によるブラインド電力比検出方式は、数８において説明したように、累積平均電力に雑音電力成分が含まれているので、常にブラインド電力比検出のための統計に正の雑音成分が含まれる。従って、前記雑音電力成分を除去する過程を別途に遂行しないと、雑音成分が増加するにつれて、前記ブラインド電力比検出のための統計の誤差も増加する。しかしながら、本発明のブラインド電力比検出方式は、数１８において説明したように、雑音成分の平均値が統計に含まれるので、前記雑音成分の平均値が０にほぼ類似であると仮定すると、前記雑音成分が前記ブラインド電力比検出のための統計の誤差として作用する確率が非常に低くなる。さらに、本発明において、前記ブラインド電力比検出は、low_partのみを利用して遂行され、全てのピーク雑音(peak noise)成分はhigh_partに含まれるので、統計の雑音成分が誤差として作用する確率が非常に低くなる。

　(３)不均衡平均電力問題の解決
　本発明のブラインド電力比検出方式は、Ｉチャネル成分の絶対値及びＱチャネル成分の絶対値をその大きさによって最小値から最大値へ連続的に整列し、前記整列された絶対値をlow_partとhigh_partに分類した後、low_partのみを選択し、前記low_partにおいて不均衡平均電力による影響を最小化するために効果的区間のみを選択することで、統計を計算することによって不均衡平均電力問題を解決する。

　以下、図６を参照して本発明の実施例によるトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比検出の過程を説明する。

　図６は、本発明のまた他の実施例によるトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比検出の過程を示すフローチャートである。

　図６を参照すると、６１１段階で、電力比検出器３４０−１は、チャネル補償器３２０から出力されたチャネル補償信号|α|²A_dA_pS_d+N'、及び前記チャネル推定器３３０から出力されたチャネル推定信号(A_pαe^-ｊθ)^*を受信した後、６１３段階に進行する。６１３段階で、前記電力比検出器３４０−１は、前記チャネル補償信号|α|²A_dA_pS_d+N'を実数部、つまり、Ｉチャネル成分と、虚数部、つまり、Ｑチャネル成分とに分離した後、６１５段階に進行する。６１５段階で、前記電力比検出器３４０−１は、前記分離されたＩチャネル成分(|α|^２Ａ_ｄＡ_ｐＳ_ｄＩ＋Ｎ_Ｉ')及び前記分離されたＱチャネル成分ｊ(|α|^２Ａ_ｄＡ_ｐＳ_ｄＱ＋Ｎ_Ｑ')の絶対値を取った後、６１７段階に進行する。６１７段階で、前記電力比検出器３４０−１は、下記数２７に示される前記Ｉチャネル成分の絶対値及び下記数２８に示されるＱチャネル成分の絶対値を受信し、前記絶対値をその大きさによって最小値から最大値へ連続的に整列した後、６１９段階に進行する。

　６１９段階で、前記電力比検出器３４０−１は、前記整列されたＩチャネル成分の絶対値と前記整列されたＱチャネル成分の絶対値をそれぞれlow_partとhigh_partに分類し、効果的区間のみを考慮し、前記効果的区間の平均電力を検出した後、６２１段階に進行する。６２１段階で、前記電力比検出器３４０−１は、前記Ｉチャネル成分の効果的区間の平均電力とＱチャネル成分の効果的区間の平均電力を加算することで、再びＩチャネル成分及びＱチャネル成分を共に考慮した効果的区間の平均電力を検出した後、６２３段階に進行する。６２３段階で、前記電力比検出器３４０−１は、前記Ｉチャネル成分及びＱチャネル成分を共に考慮した効果的区間の平均電力を、前記チャネル推定器３３０から出力されたチャネル推定信号(A_pαe^-ｊθ)^*の絶対値を自乗することによって決定された値によって割ることによって、最終的にトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比Ａ_ｄ￣／Ａ_ｐを検出した後、この過程を終了する。

　次に、図７を参照して、本発明のまた他の実施例によるトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比検出装置の構造を説明する。

　図７は、本発明のまた他の実施例によるトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比検出装置の内部構造を示すブロック図である。

　本発明は、図３において説明した一般的な受信器構造と同一の受信器構造を適用し、ただ、本発明の実施例による電力比検出器３４０の構造は効率的なブラインド電力比検出を可能にすることに注意すべきである。従って、逆拡散器３１０、チャネル補償器３２０及びチャネル推定器３３０に入出力される信号は、従来技術欄において説明した入出力信号と同一であることに注意すべきである。以下の説明において、説明の便宜のため、本発明のブライド電力比検出器を前記従来技術欄において説明した電力比検出器３４０と同一の参照符号を使用して説明するが、前記従来技術欄において説明した電力比検出器３４０とは異なる動作を遂行する。図７の電力比検出器３４０−２は、絶対値生成器７０１及び７０３、整列器７０５及び７０７、選択器７０９及び７１１、加算器７１３、割算器７１５、電力比生成器７１７、及び自乗器７１９を含む。

　前記絶対値生成器７０１及び７０３、整列器７０５及び７０７の動作は、図４において説明した絶対値生成器５０１及び５０３、整列器５０５及び５０７の動作と同一であるので、詳細な説明は省略する。前記選択器７０９は、前記整列器７０５から出力された、Ｉチャネル成分の絶対値をその大きさによって最小値から最大値に整列することによって得られた値を、(low_part)_Iと(high_part)_Iに分類し、(low_part)_Iのみを考慮し、前記(low_part)_Iの中央値を前記効果的区間の平均電力として選択し、前記選択された平均電力を前記加算器７１３に出力する。前記効果的区間(low_part_eff)_Iの平均電力を前記(low_part)_Iの中央値として選択する理由は、数２０において説明したようにＥ{(low_part_eff)_I}が前記(low_part)_Iの中央値とほぼ類似した値を有するからである。つまり、一定区間(low_part_eff)_Iの平均電力が対応する一定区間の中央値に近似化されることができるので、前記平均電力は数２９のように簡略化することができる。

　数２９において、前記low_partは、予め最小値から最大値へ順次に整列した値のうち最小値から分類した値を含むので、Ａ項に０平均(zero mean)雑音成分が加算されたことと考慮すると、前記low_partの中央値は、前記low_part_effの平均値と同一の値を有する。さらに、前記選択器７１１は、前記整列器７０７から出力された、前記Ｑチャネル成分の絶対値をその大きさによって最小値から最大値へ整列することによって得られた値を(low_part)_Qと(high_part)_Qに分類し、(low_part)_Qのみを考慮し、前記(low_part)_Qの中央値を前記効果的区間の平均電力として選択し、前記選択された平均電力を前記加算器７１３に提供する。前記効果的区間(low_part_eff)_Qの平均電力を前記(low_part)_Qの中央値として選択する理由も、数２０において説明したようにＥ{(low_part_eff)_Q}が前記(low_part)_Qの中央値とほぼ類似した値を有するからである。それから、前記加算器７１３は、前記選択器７０９から出力された値、つまり、center_of_low_part_Iと前記選択器７１１から出力された値、つまり、center_of_low_part_Qとを加算して割算器７１５に出力する。さらに、前記割算器７１５、電力比生成器７１７、及び自乗器７１９の動作は、図４において説明した動作と同一であるので、詳細な説明は省略する。

　一方、以上の説明は、送信器が前記トラヒックチャネルを通してパケットを伝送する時に１つのチャネル化コード(single channelization code)を使用する場合を仮定して説明した。送信器が前記トラヒックチャネルを通してパケットを伝送する時に多重チャネル化コード(multi-channelization code)を使用する場合、それぞれのチャネル化コードが１つのパケットを伝送するのに使用されることができるので、同時に多数の異なるパケットを伝送することができる。従って、受信器によって受信されるデータチャネル信号は、データチャネル間の電力比が同一であり、同一の経路を通過した信号になる。しかしながら、データチャネル間の不均衡平均電力問題が発生する可能性があるので、各データチャネル別に検出されたトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比を平均することによってその正確度をもっと向上させることができる。反対に、ハードウェア的な複雑度(complexity)を考慮する場合、各データチャネル別に検出されたトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比を平均せずに、任意の１つのデータチャネルにおいて検出されたトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比を残りの全てのデータチャネル対して使用することもできる。

　次に、図８を参照して、本発明のまた他の実施例によるトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比検出装置を説明する。

　図８は、本発明のまた他の実施例によるトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比検出装置の内部構造を示すブロック図である。図８を参照すると、前記電力比検出器３４０−３は、絶対値生成器８０１及び８０３、積分及びダンプ器８０５及び８０７、割算器８０８及び８１１、加算器８１３、割算器８１５、電力比生成器８１７、及び自乗器８１９を含む。前述したように、チャネル補償器３２０から出力されるチャネル補償信号|α|²A_dA_pS_d+N'は、前記電力比検出器３４０−３に入力され、前記電力比検出器３４０−３は、前記チャネル補償信号|α|²A_dA_pS_d+N'を実数部、つまり、Ｉチャネル成分と虚数部、つまり、Ｑチャネル成分とに分離し、Ｉチャネル成分(|α|^２Ａ_ｄＡ_ｐＳ_ｄＩ＋Ｎ_Ｉ')は絶対値生成器８０１に提供し、Ｑチャネル成分ｊ(|α|^２Ａ_ｄＡ_ｐＳ_ｄＱ＋Ｎ_Ｑ')は絶対値生成器８０３に提供する。そうすると、前記絶対値生成器８０１は、前記Ｉチャネル成分(|α|^２Ａ_ｄＡ_ｐＳ_ｄＩ＋Ｎ_Ｉ')の絶対値を生成し、前記生成された絶対値を積分及びダンプ器８０５に出力する。同様に、前記絶対値生成器８０３は、前記Ｑチャネル成分ｊ(|α|^２Ａ_ｄＡ_ｐＳ_ｄＱ＋Ｎ_Ｑ')の絶対値を生成し、前記生成された絶対値を積分及びダンプ器８０７に出力する。ここで、前記絶対値生成器８０３及び８０５は、１つのフレーム、つまり、Ｎ個のシンボル単位で絶対値を生成する。

　前記積分及びダンプ器８０５は、前記絶対値生成器８０１から出力されたＩチャネル成分の絶対値、つまり、下記の数３０に対して積分及びダンプを遂行し、その出力を割算器８０９に提供する。同様に、前記積分及びダンプ器８０７は、前記絶対値生成器８０３から出力されたＱチャネル成分の絶対値、つまり、下記の数３１に対して積分及びダンプを遂行し、その出力を割算器８１１に提供する。前記割算器８０９は、前記積分及びダンプ器８０５から出力された信号を前記フレームを構成するシンボル個数Ｎによって割り、その結果を加算器８１３に提供する。前記割算器８１１は、前記積分及びダンプ器８０７から出力された信号を前記フレームを構成するシンボル個数Ｎによって割り、その結果を前記加算器８１３に提供する。ここで、前記割算器８０９及び割算器８１１が前記積分及びダンプ器８０５及び積分及びダンプ器８０７から出力された信号を前記Ｎによって割る理由は、前記フレーム区間において平均電力を計算するためである。

　一方、前述したように、|Ｓ_ｄＩ|，|Ｓ_ｄＱ|∈{Ａ，３Ａ}であるので、雑音が存在しない場合、|Ｉ|及び|Ｑ|は、常に正の数であり、前記|Ｉ|及び|Ｑ|は、数３２のように表現される。

　数３２のように雑音が存在しない場合、前記実数部及び虚数部のそれぞれの絶対値の平均値は、２Ａ項によって表示される。従って、前記平均値の１／２値、つまり、ｍｅａｎ／２は、前述したような整列の効果を有する。前記ｍｅａｎ／２は、数３３のように表現される。

　一方、前記加算器８１３は、前記割算器８０９から出力された信号と前記割算器８１１から出力された信号を加算し、その結果を割算器８１５に提供する。前記割算器８１５は、前記ｍｅａｎ／２を計算するために、前記加算器８１３から出力された信号を１／４Ａによって割り、その結果を電力比生成器８１７に提供する。自乗器８１９は、前記チャネル推定器３３０から出力されたチャネル推定信号(A_pαe^-ｊθ)^*の絶対値を取って自乗した後、前記自乗した値を前記電力比生成器８１７に提供する。

　前記電力比生成器８１７は、前記割算器８１５から出力された信号、つまり、|α|^２Ａ_ｄＡ_ｐと前記自乗器８１９から出力された信号、つまり、|α|^２Ａ_ｐ ^２を受信し、前記|α|^２Ａ_ｄＡ_ｐを前記|α|^２Ａ_ｐ ^２によって割ることによって最終的にトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比Ａ_ｄ￣／Ａ_ｐを検出する。このようなチャネル補償された信号のｍｅａｎ／２を利用したトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比検出は、ハードウェア的にその複雑度(complexity)が最小化したトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比検出を可能にする。

　次に、図９を参照して、図８において説明したトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比検出の過程を説明する。

　図９は、本発明のまた他の実施例によるトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比検出の過程を示すフローチャートである。

　図９を参照すると、９１１段階で、電力比検出器３４０−２は、チャネル補償器３２０から出力されたチャネル補償信号|α|²A_dA_pS_d+N'及び前記チャネル推定器３３０から出力されたチャネル推定信号(A_pαe^-ｊθ)^*を受信した後、９１３段階に進行する。９１３段階で、前記電力比検出器３４０−２は、前記チャネル補償信号|α|²A_dA_pS_d+N'を実数部、つまり、Ｉチャネル成分と虚数部、つまり、Ｑチャネル成分とに分離した後、９１５段階に進行する。９１５段階で、前記電力比検出器３４０−２は、前記分離されたＩチャネル成分(|α|^２Ａ_ｄＡ_ｐＳ_ｄＩ＋Ｎ_Ｉ')及びＱチャネル成分ｊ(|α|^２Ａ_ｄＡ_ｐＳ_ｄＱ＋Ｎ_Ｑ')の絶対値を取った後、９１７段階に進行する。９１７段階で、前記電力比検出器３４０−２は、前記Ｉチャネル成分の絶対値、つまり、数３４及びＱチャネル成分の絶対値、つまり、数３５を受信し、前記Ｉチャネル成分の平均電力及びＱチャネル成分の平均電力を検出した後、９１９段階に進行する。

　９１９段階で、前記電力比検出器３４０−２は、前記実数部、つまり、前記Ｉチャネル成分の平均電力及び前記虚数部、つまり、前記Ｑチャネル成分の平均電力を考慮した平均電力の１／２値を検出した後、９２１段階に進行する。ここで、前記平均電力の１／２値を検出する理由は、前述したように、前記平均電力の１／２値がＡ項によって表示されるからである。９２１段階で、前記電力比検出器３４０は、前記平均電力の１／２値を前記チャネル推定器３３０から出力されたチャネル推定信号(A_pαe^-ｊθ)^*の絶対値を自乗した値によって割ることによって最終的にトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比Ａ_ｄ￣／Ａ_ｐを検出した後、この過程を終了する。

　次に、図１０を参照して、図７において説明したトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比検出の過程を説明する。

　図１０は、本発明のまた他の実施例によるトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比検出の過程を示すフローチャートである。

　図１０を参照すると、１０１１段階で、電力比検出器３４０−３は、チャネル補償器３２０から出力されたチャネル補償信号|α|²A_dA_pS_d+N'及び前記チャネル推定器３３０から出力されたチャネル推定信号(A_pαe^-ｊθ)^*を受信した後、１０１３段階に進行する。１０１３段階で、前記電力比検出器３４０−３は、前記チャネル補償信号|α|²A_dA_pS_d+N'を実数部、つまり、Ｉチャネル成分と虚数部、つまり、Ｑチャネル成分とに分離した後、１０１５段階に進行する。１０１５段階で、前記電力比検出器３４０−３は、前記分離されたＩチャネル成分(|α|^２Ａ_ｄＡ_ｐＳ_ｄＩ＋Ｎ_Ｉ')及びＱチャネル成分ｊ(|α|^２Ａ_ｄＡ_ｐＳ_ｄＱ＋Ｎ_Ｑ')のそれぞれの絶対値を取った後、１０１７段階に進行する。１０１７段階で、前記電力比検出器３４０−３は、前記Ｉチャネル成分の絶対値、つまり、数３６及びＱチャネル成分の絶対値、つまり、数３７を受信し、前記絶対値をその大きさによって最小値から最大値に連続的に整列した後、１０１９段階に進行する。

　１０１９段階で、前記電力比検出器３４０−３は、前記整列されたＩチャネル成分の絶対値及び前記整列されたＱチャネル成分の絶対値をそれぞれlow_partとhigh_partに分類し、low_partの中央値を検出した後、１０２１段階に進行する。１０２１段階で、前記電力比検出器３４０−３は、前記Ｉチャネル成分のlow_partの中央値とＱチャネル成分のlow_partの中央値を加算し、再びＩチャネル成分及びＱチャネル成分を共に考慮した平均電力を検出した後、１０２３段階に進行する。１０２３段階で、前記電力比検出器３４０−３は、前記Ｉチャネル成分及びＱチャネル成分を共に考慮した平均電力を前記チャネル推定器３３０から出力されたチャネル推定信号(A_pαe^-ｊθ)^*の絶対値を自乗した値によって割ることによって最終的にトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比Ａ_ｄ￣／Ａ_ｐを検出した後、その過程を終了する。

　次に、図１１を参照して本発明の実施例によるフレームエラー率を説明する。

　図１１は、本発明のトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比検出方式を適用した場合のフレームエラー率を示すグラフである。

　図１１を参照すると、グラフ上において、縦軸はフレームエラー率(Frame Error Rate: 以下、ＦＥＲと称する)を示し、横軸は、Ｉｏｒ／Ｉｏｃを示す。Ｉｏｒ／Ｉｏｃにおいて、Ｉｏｒは総送信電力を示し、Ｉｏｃは電力干渉(interference)及び雑音電力(noise power)を含む総受信電力を示す。その結果、前記Ｉｏｒ／Ｉｏｃは、信号対雑音比(ＳＮＲ: Signal to Noise Ratio)とほぼ同一の概念を有する。図１１は、１つのデータチャネル、つまり、１つのトラヒックチャネル、１２０kmフェーディングチャネル、及び４つの多重経路(multi path)の無線チャネル環境を有し、変調方式として１６ＱＡＭ方式を使用し、ターボコーダ(turbo coder)のコーディング率(coding rate)を３／４である場合のＦＥＲを示す。

　図１１に示すように、本発明のブラインド電力比検出方式をタイムスロット単位で遂行した場合のＦＥＲ特性は、理想的な環境におけるＦＥＲ特性曲線とほぼ類似している。さらに、一般的なブラインド電力比検出方式であるトラヒックチャネルの累積平均方式によってブラインド電力比検出を遂行した場合のＦＥＲ特性曲線は、最悪のＦＥＲ特性曲線を示す。本発明のブラインド電力比検出方式をフレーム、つまり、パケット単位で遂行した場合のＦＥＲ特性曲線は、本発明のブラインド電力比検出方式をタイムスロット単位で遂行した場合のＦＥＲ特性曲線より劣っているが、前記トラヒックチャネルの累積平均方式によってブラインド電力比検出を遂行した場合のＦＥＲ特性曲線より改善したＦＥＲ特性曲線を示す。前記本発明のブラインド電力比検出単位の変化によってＦＥＲ特性曲線が変化する理由は、高速フェーディング環境の場合にチャネル推定器３３０の出力の変化幅が大きいから、長い区間の平均値を電力比生成器５２１及び７1７に出力することより、短い区間の平均値を出力することがもっと正確であるからである。つまり、ＨＳＤＰＡ通信システムにおいて、３タイムスロットが１つのフレームを構成するので、フレーム単位のブラインド電力比検出よりタイムスロット単位のブラインド電力比検出がその検出頻度の面から３倍であり、より正確なチャネル推定器３３０の出力値をブラインド電力比検出に使用することができるので、その結果が正確になり、従って、ＦＥＲ特性が良好になる。

　一方、本発明のブラインド電力比検出方式の説明において、ＨＳＤＰＡ方式に１６ＱＡＭ変調方式を適用した場合を一例にして説明した。しかしながら、１６ＱＡＭ以上の高次変調方式、例えば、６４ＱＡＭの場合、その大きさが|Ｓ_ｄＩ|，|Ｓ_ｄＱ|∈{Ａ，３Ａ，５Ａ，７Ａ}のように４つの値を有するので、１６ＱＡＭ方式と類似した方式によって整列した後、４等分し、その値が最も小さい部分(lowest part)であるＡ項から電力比を決定する。残りの過程も前記１６ＱＡＭ方式と同一に適用される。

　前述の如く、本発明を具体的な一実施例を参照して詳細に説明してきたが、本発明の範囲は前述の一実施例によって限られるべきではなく、本発明の範囲内で様々な変形が可能であるということは、当該技術分野における通常の知識を持つ者には明らかである。

一般的な１６ＱＡＭ方式を適用したコンステレーション(constellation)を示す図である。 一般的な１６ＱＡＭ方式を適用する場合の不均衡平均電力特性を示すグラフである。 一般的な移動通信システムの受信器内部構成を示すブロック図である。 本発明の一実施形態によるトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比検出装置の内部構造を示すブロック図である。 本発明の他の実施形態による１６ＱＡＭ方式を適用した場合の効果的区間の例を示すブロック図である。 本発明の他の実施形態によるトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比検出の過程を示すフローチャートである。 本発明のまた他の実施形態によるトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比検出装置の内部構造を示すブロック図である。 本発明のまた他の実施形態によるトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比検出装置の内部構造を示すブロック図である。 本発明のまた他の実施形態によるトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比検出の過程を示すフローチャートである。 本発明のまた他の実施形態によるトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比検出の過程を示すフローチャートである。 本発明のトラヒックチャネルとパイロットチャネルとの間の電力比検出方式を適用した場合のフレームエラー率を示すグラフである。

符号の説明

　３１０　逆拡散器
　３２０　チャネル補償器
　３３０　チャネル推定器
　３４０−１　電力比検出器
　５０１，５０３　絶対値生成器
　５０５，５０７　整列器
　５０９，５１１　積分及びダンプ器
　５１３，５１５　割算器
　５１７　加算器
　５１９　割算器
　５２１　電力比生成器
　５２３　自乗器

Claims (39)

1. 　移動通信システムで第１チャネルと第２チャネルとの間の電力比を検出する装置において、
   　前記第１チャネル信号を使用してチャネル推定を遂行することによって第１信号を発生するチャネル推定器と、
   　前記第１信号を使用して前記第２チャネル信号をチャネル補償することによって第２信号を発生するチャネル補償器と、
   　前記第２信号を構成するシンボルの絶対値を生成し、前記絶対値を大きさの順で配列した後、予め決定された区間の絶対値を選択し、前記選択された絶対値の平均値を計算し、前記第１信号の絶対値の自乗を計算し、前記平均値と前記第１信号の絶対値の自乗との比を利用して前記電力比を生成する電力比検出器と
   を含むことを特徴とする装置。
2. 　前記電力比検出器は、
   　前記第２信号を構成するシンボルを受信し、前記シンボルのそれぞれの絶対値を生成する絶対値生成器と、
   　前記絶対値生成器によって生成された絶対値を大きさの順で配列する整列器と、
   　前記配列された絶対値のうち予め決定された区間の絶対値を選択し、前記選択された絶対値の平均値を計算する平均値計算器と、
   　前記第１信号の絶対値の自乗を計算する自乗器と、
   　前記平均値と前記第１信号の絶対値の自乗との比によって前記電力比を生成する電力比生成器と
   を含むことを特徴とする請求項１記載の装置。
3. 　前記予め決定された区間は、前記配列された絶対値を予め設定された基準点を基準にして所定個数の区間に分離し、前記所定個数の区間のうち前記絶対値の最小値を含む区間を選択し、前記選択された区間から予め設定された設定区間を選択することによって決定される区間であることを特徴とする請求項１記載の装置。
4. 　前記基準点は、前記第２チャネルの変調方式によって決定されることを特徴とする請求項３記載の装置。
5. 　前記設定区間は、前記選択された区間に存在する絶対値のうち最大値から降順に予め設定された個数の絶対値と、前記選択された区間に存在する絶対値のうち最小値から昇順に予め設定された個数の絶対値とを除去することによって決定された絶対値を含むことを特徴とする請求項３記載の装置。
6. 　移動通信システムで第１チャネルと第２チャネルとの間の電力比を検出する装置において、
   　前記第１チャネル信号をチャネル補償することによって生成された第１信号を構成するシンボルを受信し、前記シンボルのそれぞれの絶対値を生成する絶対値生成器と、
   　前記絶対値生成器によって生成された絶対値を大きさの順で配列する整列器と、
   　前記配列された絶対値のうち予め決定された区間の絶対値を選択し、前記選択された絶対値の平均値を計算する平均値計算器と、
   　前記第２チャネル信号を利用してチャネル推定を遂行することによって生成された第２信号の絶対値の自乗を計算する自乗器と、
   　前記平均値と前記第２信号の絶対値の自乗との比によって前記電力比を生成する電力比生成器と
   を含むことを特徴とする装置。
7. 　前記予め決定された区間は、前記配列された絶対値を予め設定された基準点を基準にして所定個数の区間に分離し、前記所定個数の区間のうち前記絶対値の最小値を含む区間を選択し、前記選択された区間から予め設定された設定区間を選択することによって決定された区間であることを特徴とする請求項６記載の装置。
8. 　前記基準点は、前記第１チャネルの変調方式によって決定されることを特徴とする請求項７記載の装置。
9. 　前記設定区間は、前記選択された区間に存在する絶対値のうち最大値から降順に予め設定された個数の絶対値と、前記選択された区間に存在する絶対値のうち最小値から昇順に予め設定された個数の絶対値とを除去した絶対値を含むことを特徴とする請求項７記載の装置。
10. 　移動通信システムで第１チャネルと第２チャネルとの間の電力比を検出する装置において、
    　前記第１チャネル信号を使用してチャネル推定を遂行することによって第１信号を発生するチャネル推定器と、
    　前記第１信号を使用して前記第２チャネル信号をチャネル補償することによって第２信号を発生するチャネル補償器と、
    　前記第２信号を構成するシンボルの絶対値を生成し、前記絶対値を大きさの順で配列した後、予め決定された区間の絶対値を選択し、前記予め決定された区間の中央値を検出し、前記第１信号の絶対値の自乗を計算し、前記中央値と前記第１信号の絶対値の自乗との比を利用して前記電力比を生成する電力比検出器と
    を含むことを特徴とする装置。
11. 　前記電力比検出器は、
    　前記第２信号を構成するシンボルを受信し、前記シンボルのそれぞれの絶対値を生成する絶対値生成器と、
    　前記絶対値生成器によって生成された絶対値を大きさの順で配列する整列器と、
    　前記配列された絶対値のうち予め決定された区間の絶対値を選択し、前記予め決定された区間の中央値を選択する選択器と、
    　前記第１信号の絶対値の自乗を計算する自乗器と、
    　前記中央値と前記第１信号の絶対値の自乗との比によって前記電力比を生成する電力比生成器と
    を含むことを特徴とする請求項１０記載の装置。
12. 　前記予め決定された区間は、前記配列された絶対値を予め設定された基準点を基準にして所定個数の区間に分離し、前記所定個数の区間のうち前記絶対値の最小値を含む区間を選択し、前記選択された区間から予め設定された設定区間を選択することによって決定される区間であることを特徴とする請求項１０記載の装置。
13. 　前記基準点は、前記第２チャネルの変調方式によって決定されることを特徴とする請求項１２記載の装置。
14. 　前記設定区間は、前記選択された区間に存在する絶対値のうち最大値から降順に予め設定された個数の絶対値と、前記選択された区間に存在する絶対値のうち最小値から昇順に予め設定された個数の絶対値とを除去した絶対値を含むことを特徴とする請求項１２記載の装置。
15. 　移動通信システムで第１チャネルと第２チャネルとの間の電力比を検出する装置において、
    　前記第１チャネル信号をチャネル補償することによって生成された第１信号を構成するシンボルを受信し、前記シンボルのそれぞれの絶対値を生成する絶対値生成器と、
    　前記絶対値生成器によって生成された絶対値を大きさの順で配列する整列器と、
    　前記配列された絶対値のうち予め決定された区間の絶対値を選択し、前記予め決定された区間の中央値を選択する選択器と、
    　前記第２チャネル信号を利用してチャネル推定を遂行することによって生成された第２信号の絶対値の自乗を計算する自乗器と、
    　前記中央値と前記第２信号の絶対値の自乗との比によって前記電力比を生成する電力比生成器と
    を含むことを特徴とする装置。
16. 　前記予め決定された区間は、前記配列された絶対値を予め設定された基準点を基準にして所定個数の区間に分離し、前記所定個数の区間のうち前記絶対値の最小値を含む区間を選択し、前記選択された区間から予め設定された設定区間を選択することによって決定された区間であることを特徴とする請求項１５記載の装置。
17. 　前記基準点は、前記第１チャネルの変調方式によって決定されることを特徴とする請求項１６記載の装置。
18. 　前記設定区間は、前記選択された区間に存在する絶対値のうち最大値から降順に予め設定された個数の絶対値と、前記選択された区間に存在する絶対値のうち最小値から昇順に予め設定された個数の絶対値とを除去することによって決定された絶対値を含むことを特徴とする請求項１６記載の装置。
19. 　移動通信システムで第１チャネルと第２チャネルとの間の電力比を検出する装置において、
    　前記第１チャネル信号を使用してチャネル推定することによって第１信号を発生するチャネル推定器と、
    　前記第１信号を使用して前記第２チャネル信号をチャネル補償することによって第２信号を発生するチャネル補償器と、
    　前記第２信号を構成するシンボルの絶対値を生成し、前記絶対値の平均値を計算し、前記平均値の１／２値を計算した後、前記１／２平均値と前記第２信号の絶対値の自乗との比によって前記電力比を生成する電力比検出器と
    を含むことを特徴とする装置。
20. 　前記電力比検出器は、
    　前記第２信号を構成するシンボルを受信し、前記シンボルのそれぞれの絶対値を生成する絶対値生成器と、
    　前記絶対値の平均値を計算し、前記平均値の１／２値を計算する１／２平均値計算器と、
    　前記第１信号の絶対値の自乗を計算する自乗器と、
    　前記１／２平均値と前記第１信号の絶対値の自乗との比によって前記電力比を生成する電力比生成器と
    を含むことを特徴とする請求項１９記載の装置。
21. 　移動通信システムで第１チャネルと第２チャネルとの間の電力比を検出する装置において、
    　前記第１チャネル信号をチャネル補償することによって生成された第１信号を構成するシンボルを受信し、前記シンボルのそれぞれの絶対値を生成する絶対値生成器と、
    　前記絶対値の平均値を計算し、前記平均値の１／２値を計算する１／２平均値計算器と、
    　前記第２チャネル信号を利用してチャネル推定することによって決定された第２信号の絶対値の自乗を計算する自乗器と、
    　前記１／２平均値と前記第２信号の絶対値の自乗との比によって前記電力比を生成する電力比生成器と
    を含むことを特徴とする装置。
22. 　移動通信システムで第１チャネルと第２チャネルとの間の電力比を検出する方法において、
    　前記第１チャネル信号を利用してチャネル推定することによって第１信号を生成する過程と、
    　前記第１信号を利用して前記第２チャネル信号をチャネル補償することによって第２信号を生成する過程と、
    　前記第２信号を構成するシンボルお絶対値を生成し、前記絶対値を大きさの順で配列した後、予め決定された区間の絶対値を選択し、前記選択された絶対値の平均値を計算し、前記第１信号の絶対値の自乗を計算し、前記平均値と前記第１信号の絶対値の自乗との比を利用して前記電力比を生成する過程と
    を含むことを特徴とする方法。
23. 　前記予め決定された区間は、前記配列された絶対値を予め設定された基準点を基準にして所定個数の区間を分離し、前記所定個数の区間のうち前記絶対値の最小値を含む区間を選択し、前記選択された区間から予め設定された設定区間を選択することによって決定される区間であることを特徴とする請求項２２記載の方法。
24. 　前記基準点は、前記第２チャネルの変調方式によって決定されることを特徴とする請求項２３記載の方法。
25. 　前記設定区間は、前記選択された区間に存在する絶対値のうち最大値から降順に予め設定された個数の絶対値と、前記選択された区間に存在する絶対値のうち最小値から昇順に予め設定された個数の絶対値とを除去することによって決定される絶対値を含むことを特徴とする請求項２３記載の方法。
26. 　移動通信システムで第１チャネルと第２チャネルとの間の電力比を検出する方法において、
    　前記第１チャネル信号をチャネル補償することによって生成された第１信号を構成するシンボルのそれぞれの絶対値を生成する過程と、
    　前記絶対値を大きさの順で配列する過程と、
    　前記配列された絶対値のうち予め決定された区間の絶対値を選択し、前記選択された絶対値の平均値を計算する過程と、
    　前記第２チャネル信号を利用してチャネル推定をすることによって第２信号の絶対値の自乗を計算する過程と、
    　前記平均値と前記第２信号の絶対値の自乗との比によって前記電力比を生成する過程と
    を含むことを特徴とする方法。
27. 　前記予め決定された区間は、前記配列された絶対値を予め設定された基準点を基準にして所定個数の区間に分離し、前記所定個数の区間のうち前記絶対値の最小値を含む区間を選択し、前記選択された区間から予め設定された設定区間を選択することによって決定された区間であることを特徴とする請求項２６記載の方法。
28. 　前記基準点は、前記第１チャネルの変調方式によって決定されることを特徴とする請求項２７記載の方法。
29. 　前記設定区間は、前記選択された区間に存在する絶対値のうち最大値から降順に予め設定された個数の絶対値と、前記選択された区間に存在する絶対値のうち最小値から昇順に予め設定された個数の絶対値とを除去することによって決定された絶対値を含むことを特徴とする請求項２７記載の方法。
30. 　移動通信システムで第１チャネルと第２チャネルとの間の電力比を検出する方法において、
    　前記第１チャネル信号を利用してチャネル推定することによって第１信号を生成する過程と、
    　前記第１信号を利用して前記第２チャネル信号をチャネル補償することによって第２信号を生成する過程と、
    　前記第２信号を構成するシンボルの絶対値を生成し、前記絶対値を大きさの順で配列した後、予め決定された区間の絶対値を選択し、前記予め決定された区間の中央値を計算し、前記第１信号の絶対値の自乗を計算し、前記中央値と前記第１信号の絶対値の自乗との比を利用して前記電力比を生成する過程と
    を含むことを特徴とする方法。
31. 　前記予め決定された区間は、前記配列された絶対値を予め設定された基準点を基準にして所定個数の区間に分離し、前記所定個数の区間のうち前記絶対値の最小値を含む区間を選択し、前記選択された区間から予め設定された設定区間を選択することによって決定される区間であることを特徴とする請求項３０記載の方法。
32. 　前記基準点は、前記第２チャネルの変調方式によって決定されることを特徴とする請求項３１記載の方法。
33. 　前記設定区間は、前記選択された区間に存在する絶対値のうち最大値から降順に予め設定された個数の絶対値と、前記選択された区間に存在する絶対値のうち最小値から昇順に予め設定された個数の絶対値とを除去することによって決定される絶対値を含むことを特徴とする請求項３１記載の方法。
34. 　移動通信システムで第１チャネルと第２チャネルとの間の電力比を検出する方法において、
    　前記第１チャネル信号をチャネル補償することによって生成された第１信号を構成するシンボルのそれぞれの絶対値を生成する過程と、
    　前記生成された絶対値を大きさの順で配列する過程と、
    　前記配列された絶対値のうち予め決定された区間の絶対値を選択し、前記予め決定された区間の中央値を選択する過程と、
    　前記第２チャネル信号を利用してチャネル推定を遂行することによって第２信号の絶対値の自乗を計算する過程と、
    　前記中央値と前記第２信号の絶対値の自乗との比によって前記電力比を生成する過程と
    を含むことを特徴とする方法。
35. 　前記予め決定された区間は、前記配列された絶対値を予め設定された基準点を基準にして所定個数の区間に分離し、前記所定個数の区間のうち前記絶対値の最小値を含む区間を選択し、前記選択された区間から予め設定された設定区間を選択することによって決定される区間であることを特徴とする請求項３４記載の方法。
36. 　前記基準点は、前記第１チャネルの変調方式によって決定されることを特徴とする請求項３５記載の方法。
37. 　前記設定区間は、前記選択された区間に存在する絶対値のうち最大値から降順に予め設定された個数の絶対値と、前記選択された区間に存在する絶対値のうち最小値から昇順に予め設定された個数の絶対値とを除去することによって決定される絶対値を含むことを特徴とする請求項３５記載の方法。
38. 　移動通信システムで第１チャネルと第２チャネルとの間の電力比を検出する方法において、
    　前記第１チャネル信号を利用してチャネル推定を遂行することによって第１信号を生成する過程と、
    　前記第１信号を利用して前記第２チャネル信号をチャネル補償することによって第２信号を生成する過程と、
    　前記第２信号を構成するシンボルの絶対値を生成し、前記絶対値の平均値を計算し、前記平均値の１／２値を計算した後、前記１／２平均値と前記第１信号の絶対値の自乗との比によって前記電力比を生成する過程と
    を含むことを特徴とする方法。
39. 　移動通信システムで第１チャネルと第２チャネルとの間の電力比を検出する方法において、
    　前記第１チャネル信号をチャネル補償することによって生成された第１信号を構成するシンボルのそれぞれの絶対値を生成する過程と、
    　前記絶対値の平均値を計算し、前記平均値の１／２値を計算する過程と、
    　前記第２チャネル信号を利用してチャネル推定することによって生成された第２信号の絶対値の自乗を計算する過程と、
    　前記１／２平均値と前記第２信号の絶対値の自乗との比によって前記電力比を生成する過程と
    を含むことを特徴とする方法。
    
    

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