JP2003092879A

JP2003092879A - スイッチング電源回路

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Publication number: JP2003092879A
Application number: JP2001284820A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2001-09-19
Filing date: 2001-09-19
Publication date: 2003-03-28

Abstract

(57)【要約】【課題】スイッチング素子の低耐圧化。【解決手段】自励式でスイッチング周波数制御方式に
よって安定化を図る複合共振形コンバータとして、直交
型制御トランスを省略した構成を採ったうえで、例えば
負荷側が短絡するなどしてスイッチング素子にかかる負
担が増大した場合に対応して、電源回路内に発生する過
大なレベルの電流を検出することで動作を開始する過負
荷保護回路を設ける。これにより、例えばこれまでに用
いられていたとされる過電流検出回路等を設けなくと
も、回路保護を行うことが可能となる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図７の回路図は、先に本出願人が提案した
発明に基づいて構成することのできる、先行技術として
のスイッチング電源回路の一例を示している。この図に
示す電源回路の基本構成としては、一次側スイッチング
コンバータとして電圧共振形コンバータを備えている。

【０００４】この図に示す電源回路では、ブリッジ整流
回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉによって、商用交流電
源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）から交流入力電圧ＶACの１
倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。ま
た、商用交流電源ＡＣのラインには、電源のオン／オフ
を行うスイッチＳＷが挿入されている。また、商用交流
電源ＡＣのラインには、突入電流制限抵抗Ｒｉを挿入す
るようにもしており、例えば電源投入時に平滑コンデン
サに流入する突入電流を抑制するようにしている。

【０００５】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続する電圧共振形コンバータとしては、１石
によるシングルエンド方式が採用される。また駆動方式
としては自励式の構成を採っている。この場合、電圧共
振形コンバータを形成するスイッチング素子Ｑ1には、
高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トラ
ンジスタ）が選定される。このスイッチング素子Ｑ1の
コレクタ−エミッタ間に対しては、一次側並列共振コン
デンサＣｒが並列に接続される。また、ベース−エミッ
タ間に対しては、クランプダイオードＤD−抵抗ＲDの直
列接続回路が接続される。ここで、並列共振コンデンサ
Ｃｒは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
に得られるリーケージインダクタンスＬ1と共に、一次
側並列共振回路を形成しており、これによって電圧共振
形コンバータとしての動作が得られるようになってい
る。そして、スイッチング素子Ｑ1のベースに対して
は、駆動巻線ＮB−共振コンデンサＣB−ベース電流制限
抵抗ＲBから成る自励発振駆動回路が接続される。スイ
ッチング素子Ｑ1には、この自励発振駆動回路にて発生
される発振信号を基とするベース電流が供給されること
でスイッチング駆動される。なお、起動時においては整
流平滑電圧Ｅｉのラインから起動抵抗ＲSを介してベー
スに流れる起動電流によって起動される。

【０００６】直交型制御トランスＰＲＴは、上記駆動巻
線ＮBと電流検出巻線ＮAの巻回方向に対してその巻回方
向が直交するようにして制御巻線ＮCが巻装されて構成
され、後述するようにして一次側電圧共振形コンバータ
のスイッチング周波数を制御するために設けられる。

【０００７】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側
に得られるスイッチングコンバータのスイッチング出力
を二次側に伝送するために設けられる。この絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴは、ＥＥ型コアに対して一次巻線Ｎ
1と二次巻線Ｎ2を分割して巻装し、中央磁脚に対しては
ギャップＧを形成することで、所要の結合係数による疎
結合の状態が得られるようにして、飽和状態が得られに
くいようにしている。

【０００８】この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1は、直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）のライ
ンとスイッチング素子Ｑ1のコレクタとの間に接続され
ている。スイッチング素子Ｑ1は、直流入力電圧につい
てスイッチングを行うのであるが、これによって、一次
巻線Ｎ1には、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力
が供給されることとなり、スイッチング周波数に対応す
る周期の交番電圧が発生する。

【０００９】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００１０】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共
振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように
一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作す
る構成のスイッチングコンバータについては、「複合共
振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。

【００１１】この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側においては、先ず、二次巻線Ｎ2の巻終わり端
部に対して整流ダイオードＤO1のアノードを接続し、カ
ソードを平滑コンデンサＣO1の正極端子と接続すること
で、半波整流回路を形成している。この半波整流回路に
よっては、平滑コンデンサＣO1の両端には、二次側直流
出力電圧ＥO1が得られることになる。また、この場合に
は、二次巻線Ｎ2に対してタップを設け、このタップ出
力に対して、図示するようにして整流ダイオードＤO2及
び平滑コンデンサＣO2から成る半波整流回路を形成して
いる。そして、この半波整流回路によっては、上記二次
側直流出力電圧ＥO1よりも低圧な二次側直流出力電圧Ｅ
O2が得られる。なお、具体的には、二次側直流出力電圧
ＥO1＝１３５Ｖ、二次側直流出力電圧ＥO2＝１５Ｖとな
る。

【００１２】これら二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2は、
それぞれ所要の負荷回路に対して供給されることにな
る。また、二次側直流出力電圧ＥO1は制御回路１の検出
用電圧として、二次側直流出力電圧ＥO2は、制御回路１
の動作電源として分岐出力される。

【００１３】制御回路１は、二次側直流出力電圧ＥO1の
レベルに応じて可変の直流電流を、制御電流として、直
交型制御トランスＰＲＴの制御巻線ＮCに流すようにさ
れる。制御巻線ＮCに流れる制御電流レベルが可変され
ることで、直交型制御トランスＰＲＴにおいては、駆動
巻線ＮBのインダクタンスを可変するように制御するこ
とになる。これによって、自励発振駆動回路における駆
動巻線ＮB−共振コンデンサＣBから成る共振回路の共振
周波数が変化し、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング
周波数が可変制御されることになる。このようにしてス
イッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数が可変される
ことで、二次側直流出力電圧が一定となるように制御さ
れる。つまり、電源の安定化が図られる。なお、本明細
書では、このような動作による定電圧制御について、
「スイッチング周波数制御方式」ともいうことにする。

【００１４】ところで、上記図７に示した電源回路で
は、スイッチＳＷがオンとされて商用交流電源ＡＣが投
入されると、突入電流制限抵抗Ｒｉからブリッジ整流回
路Ｄｉのダイオードを介して平滑コンデンサＣｉに対し
て電流が流入し、平滑コンデンサＣｉの両端電圧である
整流平滑電圧Ｅｉを、交流入力電圧ＶACに対応するレベ
ルにまで引き上げる。すると、整流平滑電圧Ｅｉのライ
ンから起動抵抗ＲSを介して起動電流がスイッチング素
子Ｑ1のベースに流入して、スイッチング素子Ｑ1はオン
となり発振起動し、スイッチング動作が開始される。

【００１５】しかし、このような起動時の動作に伴って
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側の平滑コン
デンサＣO1，ＣO2に対して過大な充電電流が流れる。ま
た、平滑コンデンサＣｉから電流検出巻線ＮA−一次巻
線Ｎ1を介して、スイッチング素子Ｑ1のコレクタに過大
なコレクタ電流も流れることになる。さらに、このとき
の二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2のレベルとしては、所
要のレベルに立ち上がっていく過渡の状態であり、従っ
て、このときには、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルに
応じたスイッチング周波数制御は行われない。このとき
のスイッチング素子Ｑ1は、駆動巻線ＮBのインダクタン
スと、コンデンサＣBのキャパシタンスとによって決定
される最低のスイッチング周波数によって動作する。こ
の電源回路の場合、最低のスイッチング周波数によりス
イッチング動作を行うと、スイッチング素子Ｑ1のオン
期間とオフ期間のうち、オン期間のほうが長くなるので
あるが、これによって、スイッチング素子Ｑ1のオフ期
間において、スイッチング素子Ｑ1//並列共振コンデン
サＣｒの並列回路の両端に発生する並列共振電圧Ｖ1と
しての電圧共振パルスのピークレベルも過大なものとな
ってしまう。

【００１６】また、起動時以外にも、例えば負荷側が短
絡することによっても、このようなスイッチング素子Ｑ
１にかかる負担が増大することとなる。すなわち、負荷
短絡時には、二次側直流出力電圧ラインに流れる電流レ
ベルが通常時より増加し、このラインには過大な電流が
流れることになる。また、このときの制御回路１の動作
によっては、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波
数はほぼ下限にまで低下することとなる。このため、一
次側のスイッチング素子Ｑ１にも過大なレベルのコレク
タ電流が流れ、また、一次側並列共振電圧Ｖ1としても
過大なレベルの電圧が発生し、この結果スイッチング素
子Ｑ１にかかる負担が増大するのである。

【００１７】そこで図７に示した構成の回路の実際とし
ては、このような起動時、及び負荷短絡時などの異常時
において、スイッチング素子Ｑ1に過大なコレクタ電流
が発生するなどした場合に、これを制限するための過電
流制限回路を設けることがある。図８は、図７に示した
回路構成を基本として過電流制限回路を設けた電源回路
の構成例が示されている。なお、この図において図７と
同一部分には同一符号を付して説明を省略する。

【００１８】図８に示される過電流制限回路１０は、ス
イッチング素子Ｑ1のエミッタに流れる電流を、電流検
出抵抗ＲEと分圧抵抗Ｒ11，Ｒ12から成る回路によって
検出するようにしている。そして、過大とされるレベル
のエミッタ電流を検出してトランジスタＱ10を導通させ
ることで、スイッチング素子Ｑ1のベース電流を、ダイ
オードＤ2からトランジスタＱ10のコレクタ−エミッタ
を介して流すようにされる。これによって、スイッチン
グ素子Ｑ1の順方向のベース電流が抑制されることにな
り、スイッチング素子Ｑ1のコレクタに流れる過大なコ
レクタ電流を制限することが可能になる。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】ところで、これら図
７、図８に示した電源回路は直交型制御トランスＰＲＴ
を備えるものであるが、この直交型制御トランスＰＲＴ
においては、制御巻線に流す制御電流量を少なくするた
めに、上述したギャップＧを、例えば１０μｍ程度とい
う僅小なものとしなければならない。このため製造時に
おいてはそのギャップ厚の精度誤差が生じざるを得なく
なるが、これは、直交型制御トランスＰＲＴに巻装され
る駆動巻線ＮBのインダクタンス値についてばらつきを
生じさせる。またフェライトコアの透磁率、磁脚の接合
時のずれ等のばらつきも、駆動巻線ＮBのインダクタン
ス値についてばらつきを生じさせる。これらのことから
インダクタンスＬBの許容値は、インダクタンス値が、
例えば±１０％変動するものとしなければならない。こ
のためスイッチング素子Ｑ１の増幅率ｈFEや蓄積時間ｔ
stgのばらつきが生ずるが、このばらつきに対して複合
共振形コンバータの定電圧保証範囲を、例えば商用交流
電源が１００Ｖ系である場合に交流入力電圧ＶAC＝１０
０Ｖ±１０％とするためには、直交型制御トランスＰＲ
Ｔのインダクタンス可変範囲は十分なマージンをもって
設計しなければならない。つまり実用化の場合のマージ
ン設計が困難なものとなる。

【００２０】また直交型制御トランスＰＲＴの巻線仕様
は上記のとおりであり、さらに制御巻線ＮCと、検出巻
線ＮA及び駆動巻線ＮBとを互いに直交する方向に巻回す
ることは、製造上、巻線工程が非常に複雑となる。即ち
直交型制御トランスＰＲＴは製造の難易度が高く、コス
トダウンも困難である。

【００２１】また直交型制御トランスＰＲＴの制御巻線
ＮCに流れる直流制御電流は、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの２次側の直流出力電圧ＥO2ライン（１５Ｖライ
ン）から供給され、その供給電力は、例えば０．９Ｗ〜
０．１５Ｗの範囲で変動するが、この供給電力は無効電
力であり、軽負荷時の電力損失が増加する。

【００２２】また、図９の波形図は、上記図８に示した
回路の動作として、負荷変動に応じた電圧共振パルスＶ
1と、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ電流ＩQ1を示して
いる。例えば、中間負荷時とされ、交流入力電圧ＶAC＝
１２０Ｖ程度とされる定常動作時においては、図９
（ａ）（ｂ）に示すようにして、電圧共振パルスＶ1は
７００Ｖｐ程度とされ、スイッチング素子Ｑ1のコレク
タ電流ＩQ1は４．５Ａ程度となっている。これに対し
て、最大負荷電力(Pomax＝１５０Ｗ)とされ、交流入力
電圧ＶAC＝１２０Ｖ程度にまで上昇したとされる条件で
は、図９（ｃ）（ｄ）に示すように、電圧共振パルスＶ
1は９００Ｖｐ程度にまで上昇し、スイッチング素子Ｑ1
のコレクタ電流ＩQ1は６．５Ａ程度にまで上昇してしま
う。つまり、最大負荷電力時の電圧共振パルスＶ1とコ
レクタ電流ＩQ1は、定常時よりも２０〜３０パーセント
程度も増加している。このような動作は、図８に示した
回路が過電流制限回路１０を備えているために、交流入
力電圧ＶACが上昇したときに対応したマージンと、過電
流制限回路１０を構成する部品のばらつきによる定常動
作時の誤動作マージンを考慮して回路設計を行った結果
によるものとされる。そして、スイッチング素子Ｑ1と
しては、最大負荷電力時に対応して、例えば１２００Ｖ
という高耐圧品を選定しなければならない。スイッチン
グ素子が高耐圧になるほど、大型で高価になってしま
う。また、スイッチング特性も劣ってくる。

【００２３】

【課題を解決するための手段】このため、本発明では以
上のような問題点に鑑み、スイッチング電源回路として
以下のように構成することとした。すなわち、直流入力
電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を
備えて成るスイッチング手段と、一次巻線と二次巻線と
を備え、上記一次巻線に得られる上記スイッチング手段
の出力を上記二次巻線に対して伝送する絶縁コンバータ
トランスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と
一次側並列共振コンデンサとにより形成され、上記スイ
ッチング手段の動作を電圧共振形とするように設けられ
る一次側並列共振回路と、上記絶縁コンバータトランス
の二次巻線に対して、二次側共振コンデンサを接続する
ことで形成される二次側共振回路と、上記二次側共振回
路に得られる交番電圧を入力して整流動作を行うことで
直流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成
手段とを備える。また、少なくとも検出巻線と、駆動巻
線とが巻装され、上記検出巻線が上記絶縁コンバータト
ランスの一次巻線に直列に接続されることにより上記ス
イッチング手段の出力を上記駆動巻線に伝達するドライ
ブトランスと、上記駆動巻線と共振用コンデンサにより
形成される直列共振回路を有して、この直列共振回路の
出力に基づいて上記スイッチング素子をスイッチング駆
動するスイッチング駆動手段とを備え、さらに導通制御
素子と、上記導通制御素子としてのトランジスタ素子の
制御入力端子電位の波形が略鋸歯状となるようにして設
けられる時定数回路と、上記直流出力電圧のレベルに応
じて上記制御入力端子電位の立ち上がり期間を可変して
上記導通制御素子における電流導通量を可変制御するこ
とによって、上記スイッチング素子の駆動信号のレベル
を可変し、この可変された上記駆動信号のレベルに応じ
てスイッチング素子のスイッチング周波数が可変制御さ
れるようにすることで、上記直流出力電圧についての定
電圧制御を行うようにされる定電圧制御手段とを備える
ようにする。そして、さらに、当該電源回路内に生じた
過大とされるレベルの電流を検出することで、上記スイ
ッチング素子のスイッチング周波数が所定範囲内に維持
されるように動作し、上記スイッチング素子に発生する
過大な電流、及び電圧が抑制されるように制御する保護
手段を備えるようにした。

【００２４】上記構成による電源回路は、ドライブトラ
ンスを備えることでスイッチング素子を自励式によって
駆動する複合共振形コンバータとしての基本構成を採
る。そして、定電圧制御のために、スイッチング素子に
接続された導通制御素子を備えるようにしている。そし
て、この導通制御素子を、その制御入力端子電位（ベー
ス−エミッタ間電圧）の波形が略鋸歯状波となるように
させれば、この鋸歯状波が立ち上がりを開始してピーク
となるまでの立ち上がり期間を可変することで、導通制
御素子における電流導通量を可変するようにされる。そ
して、これによってスイッチング素子のベース電流を導
通制御素子における電流導通量によって制御させ、スイ
ッチング素子のスイッチング周波数を可変制御するよう
にしている。このような定電圧制御の構成であれば、例
えば自励式の場合にスイッチング周波数可変制御のため
に用いられていた直交型制御トランスを省略することが
可能となる。

【００２５】また、保護手段を設けることによっては、
二次側の負荷が短絡する等の異常時において、スイッチ
ング素子にかかる過大な共振電圧、及びスイッチング素
子に流れる過大なスイッチング出力電流（コレクタ電
流）を抑制することが可能となる。この結果、負荷短絡
時などにおいてスイッチング素子にかかる負担を軽減す
ることが可能となり、負荷短絡時などの異常時に対する
回路の信頼性が確保できる。

【００２６】

【発明の実施の形態】＜第１の実施の形態＞図１は、本
発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成を示し
ている。この図１に示す電源回路は、一次側に電圧共振
形コンバータを備えると共に二次側には並列共振回路を
備えた複合共振形スイッチングコンバータとしての構成
を採る。この図に示す電源回路においては、先ず、商用
交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧
を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄ
ｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備え
られ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流
平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。また、商用交流
電源ＡＣのラインには、電源のオン／オフを行うスイッ
チＳＷが挿入されている。

【００２７】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１
石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングル
エンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コ
ンバータが備えられる。ここでの電圧共振形コンバータ
は自励式の構成を採っており、スイッチング素子Ｑ1と
しては、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接
合型トランジスタ）が使用される。

【００２８】スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1及びドライブ
トランスＣＤＴの検出巻線ＮAを介して平滑コンデンサ
Ｃｉの正極と接続される。また、エミッタは抵抗ＲEを
介して一次側アースに接続される。この抵抗ＲEは、例
えばスイッチング素子Ｑ1のベース−エミッタ間電圧ＶB
E1が１．４Ｖ以上となる抵抗値のものが選定され、これ
によりスイッチング素子Ｑ１のベース・エミッタ間電圧
ＶBE1は、例えば従来は０．７Ｖであったものが１．４
Ｖにまで引き上げられ、安定化のための制御範囲も拡大
されることになる。

【００２９】また、図示するように、この抵抗ＲEとス
イッチング素子Ｑ１のエミッタの接続点からのライン
は、後述する過負荷保護回路２に入力されており、抵抗
ＲEは、例えば負荷側が短絡する等の異常時において、
スイッチング素子Ｑ１に生じた過大な電流を検出するよ
うにされている。

【００３０】また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−
エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列
に接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャパシ
タンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ
1に得られるリーケージインダクタンスとによって一次
側並列共振回路を形成する。そして、スイッチング素子
Ｑ1のスイッチング動作に応じて、この並列共振回路に
よる共振動作が得られることで、スイッチング素子Ｑ1
のスイッチング動作としては電圧共振形となる。

【００３１】また、スイッチング素子Ｑ1 のベース−エ
ミッタ間にはクランプダイオードＤDが接続される。こ
こでは、クランプダイオードＤDのアノードがエミッタ
（一次側アース）と接続され、カソードがベースに対し
て接続される。この第１の実施の形態の場合、クランプ
ダイオードＤDは低速リカバリ型ダイオードが選定され
る。

【００３２】ドライブトランスＣＤＴは、スイッチング
素子Ｑ1を自励式により駆動するために設けられる。こ
の場合、ドライブトランスＣＤＴの一次側は検出巻線Ｎ
Aとされ、この検出巻線ＮAは絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの一次巻線Ｎ1に直列に接続されていることで、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に伝達され
たスイッチング素子Ｑ１のスイッチング出力を検出する
ようになっている。そして、この検出巻線ＮAに得られ
る交番電圧が誘起される二次側に対して、駆動巻線ＮB
が巻装される。この駆動巻線ＮBは、スイッチング素子
Ｑ1をスイッチング駆動する自励発振駆動回路を形成す
る。

【００３３】上記各巻線（ＮA，ＮB）が巻装されるドラ
イブトランスＣＤＴとしては、例えば図４に示すような
Ｈ字型フェライト磁心によるものか、或いは図５のＥＩ
型フェライト磁心によるものを採用できる。図４の場合
は、Ｈ字型のフェライト磁心１００に対して、検出巻線
ＮA、駆動巻線ＮBを巻装することで形成される。

【００３４】図５の場合は、Ｉ型コア１０２とＥ型コア
１０３を図のように組み合わせてＥＩ型コアを形成す
る。そしてＥ型コア１０３の中央磁脚に分割ボビン１０
３を配し、この分割ボビン１０３に例えば図示するよう
にして、検出巻線ＮA、駆動巻線ＮBをそれぞれ巻装する
ことで形成される。

【００３５】この図４、図５に示されるような構造のド
ライブトランスＣＤＴは、例えば図８で説明した直交型
制御トランスＰＲＴに比較した場合には、相当に小型軽
量なものとなる。また、このような構成とされること
で、ドライブトランスＣＤＴは過飽和リアクトルとして
の特性を有することになるので、ドライブトランスＣＤ
Ｔに巻装される検出巻線ＮAと駆動巻線ＮBのインダクタ
ンス特性としては、各巻線に流れる電流が「０」レベル
の時に素子としてのインダクタンス値を有し、この電流
の絶対値レベルが大きくなっていくのにしたがってその
インダクタンスが比例的に減少していくものとなる。

【００３６】ドライブトランスＣＤＴの検出巻線ＮAは
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と直列接
続されているため、自励発振駆動回路におけるドライブ
トランスＣＤＴの駆動巻線ＮBは、一次巻線Ｎ1に伝達さ
れたスイッチング出力電圧により交番電圧が励起され
る。そして、上記した自励発振駆動回路としては、コン
デンサＣBと駆動巻線ＮBのインダクタンスとによって、
直列共振回路を形成する。

【００３７】上記自励発振駆動回路の駆動巻線ＮBに
は、上記もしたように、検出巻線ＮAにより励起される
ことで、ドライブ電圧としての交番電圧が発生する。こ
のドライブ電圧によって直列共振回路（ＮB−ＣB）が自
励的に発振動作を行うことで共振出力が得られることに
なる。そして、この共振出力により、スイッチング素子
Ｑ1のベースにはスイッチング駆動信号としてのベース
電流ＩBが流れるようにされる。これにより、スイッチ
ング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波数により決定
されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うこ
とになる。そして、そのコレクタに得られるスイッチン
グ出力を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
に伝達する。

【００３８】また起動抵抗ＲSは、整流平滑電圧Ｅｉの
ラインとスイッチング素子のベースとの間に対して挿入
されている。例えば電源起動時においては、整流平滑電
圧Ｅｉから起動抵抗ＲSを介してベース電流がスイッチ
ング素子Ｑ1のベースに流れることで、スイッチング動
作を開始させるようになっている。

【００３９】また、この図に示す回路には、小信号用の
ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタによる導通制御素子
Ｑ2が配される。この導通制御素子Ｑ2のコレクタは、ス
イッチング素子Ｑ１のベースに接続される。また導通制
御素子Ｑ２のエミッタは一次側アースに接地されてい
る。従って導通制御素子Ｑ２のコレクタ−エミッタ間
は、例えばショットキーダイオードとされるクランプダ
イオードＤDに対して並列に接続されているものとな
る。

【００４０】ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次側には三次巻線Ｎ3が巻装されており、この三次巻
線Ｎ3に対して、図示するようにして、ダイオードＤ1と
コンデンサＣO3から成る半波整流回路を接続すること
で、低圧の直流電圧を得るようにしている。そして、こ
の低圧直流電圧は、フォトカプラＰＣのフォトトランジ
スタ、抵抗Ｒ1を介して、導通制御素子Ｑ2のベース（制
御入力端子）に接続されるようになっている。また、導
通制御素子Ｑ2のベース−エミッタ間には抵抗Ｒ2が挿入
される。この抵抗Ｒ2の両端には、ベース−エミッタ間
電圧ＶBE2（制御入力端子電位）が得られる。導通制御
素子Ｑ2のベース側の回路が上記のようにして形成され
ていることで、この導通制御素子Ｑ2は、フォトカプラ
ＰＣのフォトトランジスタにおいて変化する電流導通量
に応じて、コレクタ電流ＩQ2としての導通量を可変する
ようにして制御することとなる。なお、フォトカプラＰ
Ｃのフォトトランジスタの電流導通量を制御するのは、
二次側に設けられる制御回路１の動作となるのであるが
これについては後述する。

【００４１】さらに本実施の形態においては、導通制御
素子Ｑ2のベース−エミッタ間に対して小容量のフィル
ムコンデンサＣ3を挿入している。つまり、コンデンサ
Ｃ3は、ベース−エミッタ間電圧ＶBE2が生じる抵抗Ｒ2
に対して並列に接続されることで、時定数回路を形成し
ているものとみることができる。このコンデンサＣ3に
対しては、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタ及び
抵抗Ｒ1を介して導通制御素子Ｑ2のベースに流れようと
する電流が充放電されるのであるが、これによっては、
後述するようにして、スイッチング素子Ｑ1がオンとな
る期間内にほぼ対応して、ベース−エミッタ間電圧ＶBE
2のレベルを比例的に上昇させていく動作が得られる。
つまり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間におけ
るベース−エミッタ間電圧ＶBE2が略鋸歯状波となるよ
うにしている。

【００４２】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送す
る。この絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えばフェ
ライト材による２組のＥ型コアを互いの磁脚が対向する
ように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型
コアの中央磁脚に対して、分割ボビンを利用して一次巻
線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装し
ている。そして、中央磁脚に対してはギャップを形成す
るようにしている。これによって、所要の結合係数によ
る疎結合の状態が得られるようにしている。ギャップ
は、２組のＥ型コアの各中央磁脚を、２本の外磁脚より
も短くすることで形成することが出来る。また、結合係
数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態
を得るようにしており、その分、飽和状態が得られにく
いようにしている。

【００４３】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。そして、この図１に示す回路において
は、二次巻線Ｎ2に対して二次側並列共振コンデンサＣ2
が並列に接続される。従って、この場合には、二次巻線
Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コ
ンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路
が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2
に誘起される交番電圧、及び検出巻線ＮAに得られる交
番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共
振動作が得られる。

【００４４】つまり、この電源回路は、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路を
備え、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回
路を備えた「複合共振形スイッチングコンバータ」とさ
れるものである。

【００４５】上記のようにして形成される電源回路の二
次側に対しては、二次巻線Ｎ2に接続される二次側整流
ダイオードＤO1と平滑コンデンサＣO1とからなる半波整
流回路が備えられ、これにより、二次巻線Ｎ2に誘起さ
れる交番電圧のほぼ等倍レベルに対応する二次側直流出
力電圧ＥO1を得るようにしている。また、ここでは、二
次巻線Ｎ2に対してタップ出力を設けて、このタップ出
力と二次側アース間に対して、図示するように、二次側
整流ダイオードＤO2と平滑コンデンサＣO2から成る半波
整流回路を接続することで、低圧の二次側直流出力電圧
ＥO2を得るようにしている。

【００４６】制御回路１は、直流出力電圧ＥO1を検出入
力とする誤差増幅器として機能する。即ち定電圧制御の
ために、直流出力電圧ＥO1に応じたレベルの電流をフォ
トカプラＰＣのフォトダイオードに流すように機能す
る。一次側に配されているフォトトランジスタには、二
次側に配されるフォトダイオードに流れる電流量に応じ
た電流が流れることになるが、これは導通制御素子Ｑ２
のベース−エミッタ間電圧ＶBE2の変化として現れる。
このベース−エミッタ間電圧ＶBE2に応じたベース電流
が導通制御素子Ｑ2のベースに流されることになるが、
これによっては、導通制御素子Ｑ2のコレクタに流れる
コレクタ電流ＩQ2のレベルも二次側直流電圧ＥO2のレベ
ルに応じて可変されることになる。この動作によって
は、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変
し、これによって二次側直流出力電圧が一定となるよう
に安定化を図るようにされる。なお、本電源回路におけ
るこのような二次側直流出力電圧に対する定電圧制御動
作については後述する。

【００４７】また、前述もしたように、導通制御素子Ｑ
2のベース−エミッタ間に対してコンデンサＣ4が挿入さ
れることで、ベース−エミッタ間電圧ＶBE2は、スイッ
チング素子Ｑ1がオンとなる期間にほぼ対応して鋸歯状
波となり、この結果、スイッチング素子Ｑ1におけるス
イッチング損失を低減させる作用が得られる。

【００４８】本実施の形態の電源回路では、これまで説
明した構成に加え、さらに図示するように過負荷保護回
路２が備えられている。この過負荷保護回路２は、図１
の破線内に示すように、抵抗Ｒ3、Ｒ4、Ｒ5、トランジ
スタＱ3，小信号用サイリスタＱ4、コンデンサＣ4、ツ
ェナーダイオードＤ2を有して構成される。まず、この
過負荷保護回路２においては、抵抗Ｒ3が図示するよう
に平滑コンデンサＣｉの正極端子と直列に接続される。
そして、この抵抗Ｒ3にはツェナーダイオードＤ2のカソ
ードが接続され、ツェナーダイオードＤ2のアノードは
一次側アースに接地される。さらに、これら抵抗Ｒ3と
ツェナーダイオードＤ2との接続点には、ＰＮＰ型のト
ランジスタＱ3のエミッタが接続される。このような構
成により、整流平滑電圧Ｅｉが抵抗Ｒ3を介して入力さ
れて、このようにして得られる電圧をツェナーダイオー
ドＤ2によって、例えば５Ｖ程度の直流電圧が安定して
得るようにされる。そして、この約５Ｖの直流電圧に応
じた電流がトランジスタＱ3のエミッタに供給され、こ
れが過負荷保護回路２の動作用電源とされる。

【００４９】また、トランジスタＱ3のコレクタは、抵
抗を介して上述した導通制御素子Ｑ2のベースに接続さ
れる。また、トランジスタＱ3のベースは、抵抗を介し
て小信号用サイリスタＱ4のアノードに接続される。こ
の小信号用サイリスタＱ4のカソードは、一次側アース
に接地されている。そして、ゲートには抵抗Ｒ5が接続
され、この抵抗Ｒ5は、上述もしたようにスイッチング
素子Ｑ１のエミッタと抵抗ＲEとの接続点に接続され
る。なお、この図に示すように、小信号用サイリスタＱ
4のゲート−一次側アース間に対してコンデンサＣ4と抵
抗Ｒ4から成る並列回路を介入させるようにすれば、抵
抗ＲEによって検出された過大とされるレベルの電流が
まずこの並列回路に流入するようになり、その後この電
流レベルに応じた電圧が小信号用サイリスタＱ4のゲー
トに印加されることとなるため、回路誤動作を防止する
ことが可能となる。

【００５０】このように構成される過負荷保護回路２に
よっては、負荷側が短絡するなどの異常時において、ス
イッチング素子Ｑ１に過大な電流及び電圧が生じるのに
伴って、抵抗ＲEに流れることとなる過大なレベルの電
流を検出するようにされることで、導通制御素子Ｑ2の
ベース電流の電流量を増加させて、スイッチング素子Ｑ
１のスイッチング周波数を高くするようにして制御する
動作が得られるのであるが、この動作については後述す
る。

【００５１】以上が本実施の形態における電源回路の構
成についての説明であるが、このような構成によって
は、電源回路の要部において、図２に示すような動作が
得られることとなる。図２は、本例の電源回路における
要部の動作を示す波形図である。なお、この図に示す各
部の動作波形は、本回路の定常動作範囲内とされる定格
最大負荷時において得られるものである。

【００５２】まず、ドライブトランスＣＤＴに巻装され
る駆動巻線ＮBには、前述したようにして励起作用によ
る交番電圧が発生する。そして、自励発振駆動回路（Ｎ
B−ＣB）は、この駆動巻線ＮBに発生した交番電圧を基
として自励発振動作を行う。つまり、時定数コンデンサ
ＣBと駆動巻線ＮBとにより形成される直列共振回路が共
振動作を行って、この共振出力をベース電流としてスイ
ッチング素子Ｑ1のベースに流すようにされる。

【００５３】この直列共振回路（ＣB−ＮB）の共振動作
によっては、時定数コンデンサＣBにスイッチング周期
に対応する正弦波状の共振電圧が発生し、これにより、
スイッチング素子Ｑ1のベースに流れるベース電流ＩB
は、図２（ｃ）に示すようになる。また、この共振電圧
により、図２（ｆ）のようなクランプダイオードＤD1に
流れるダンパー電流ＩDと、図２（ｇ）のような導通制
御素子Ｑ２のコレクタ電流ＩQ2とが分岐して流れるよう
にされる。

【００５４】スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間Ｔ
ONにおいては、まずクランプダイオードＤDが導通し
て、図２（ｆ）に示すようにしてダンパー電流ＩDが流
れる。この期間のダンパー電流ＩDは、スイッチング素
子Ｑ1のベース→コレクタのＰＮ接合を介して一次巻線
Ｎ1に流れていく。これに応じて、この期間におけるス
イッチング素子Ｑ1のコレクタ電流ＩQ1としては、図２
（ｂ）に示すように、負極性の方向に流れる波形が得ら
れる。また、ベース電流ＩBは、図２（ｃ）に示すよう
にして、期間ＴONの開始時点で正極性に立ち上がり、そ
の直後に０レベルに下降していく。

【００５５】そしてこの後、クランプダイオードＤDは
オフとなる。このとき、ベース電流ＩB（図２（ｃ））
としては、正極性による順方向電流ＩB1が流れる。この
順方向電流ＩB1は、駆動巻線ＮB→時定数コンデンサＣB
の経路で正極性の共振電流が流れることで得られる。そ
して、その後、この共振電流が負極性に反転すると、こ
れと共に、ベース電流ＩBもベース蓄積キャリア消滅時
間ｔstgにより負極性に反転する。これにより、この期
間においては、図２（ｃ）に示すように逆方向電流ＩB2
が流れることになる。このようにして、ベース電流ＩB
が流れるのに応じて、スイッチング素子Ｑ1は導通する
ことになり、図２（ｂ）に示すようにして、スイッチン
グ素子Ｑ1のコレクタには、正極性のコレクタ電流ＩQ1
が流れる。

【００５６】そして、ベース電流ＩB（図２（ｃ））
は、逆方向電流ＩB2が流れるベース蓄積キャリア消滅時
間ｔstgが完了するとゼロレベルになり、これによっ
て、スイッチング素子Ｑ１はオフとなる期間ＴOFFに移
行する。

【００５７】上記のようにしてスイッチング素子Ｑ1が
スイッチング動作を行うことで、一次側並列共振コンデ
ンサＣｒの両端に得られる共振電圧Ｖ1は、図２（ａ）
に示すようにして、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる
期間ＴONでは０レベルで、オフとなる期間ＴOFFでは正
弦波状のパルスとなる波形が得られる。これは、一次側
スイッチングコンバータが電圧共振形の動作であること
を示している。

【００５８】また、導通制御素子Ｑ2のコレクタはスイ
ッチング素子Ｑ１のベースに接続されているため、導通
制御素子Ｑ2のコレクタには図２（ｇ）のようにコレク
タ電流ＩQ2が流れる。ここで、導通制御素子Ｑ2のベー
ス−エミッタ間電圧ＶBE2は、図２（ｈ）に示すように
して、期間ＴON開始時のクランプダイオードＤDが導通
する期間において負極性となり、その後正極性となる。
そして、この場合には、ベース−エミッタ間電圧ＶBE2
は、負極性による或るレベルから正極性に反転するよう
にして徐々に増加していく鋸歯状波としての波形が得ら
れている。このようにして期間ＴONにおけるベース−エ
ミッタ間電圧ＶBE2が一定レベルを維持せず、図示する
ような鋸歯状波となるようにしていることで、図２
（ｇ）のコレクタ電流ＩQ2として示すように、ＴON期間
の終端近辺でオン状態として正極性のコレクタ電流ＩQ2
を流すように動作させることが可能となる。

【００５９】なお、ベース−エミッタ間電圧ＶBE2が鋸
歯状波となるのは、前述もしたように、導通制御素子Ｑ
2のベース−エミッタ間に対してコンデンサＣ3を並列に
挿入していることによるものであり、ＴON期間内におい
て導通制御素子Ｑ2がオフ状態からオン状態に遷移する
タイミングは、例えばコンデンサＣ3のキャパシタンス
（時定数）と、このコンデンサＣ3に並列接続される抵
抗Ｒ2の抵抗値（時定数）によって決定することができ
る。

【００６０】続いて、同じく図２を参照して、図１に示
した電源回路の定電圧制御動作について説明する。ま
ず、例えば交流入力電圧ＶACが上昇する、或いは、負荷
電力が小さくなるなどして二次側直流出力電圧ＥO1のレ
ベルが上昇したとすると、先に説明したように制御回路
１が、この上昇のレベルに応じてフォトカプラＰＣのフ
ォトダイオード（一次側のフォトトランジスタ）の電流
を増加させるように動作することになる。

【００６１】フォトトランジスタの電流が増加すると、
それだけコンデンサＣ3への充電電流量が増加すること
になるので、図２（ｈ）に示すベース−エミッタ間電圧
ＶBE2としての鋸歯状波形の傾きは大きくなっていくこ
とになる。これによっては、スイッチング素子Ｑ１がＯ
ＮとなるＴON期間内における導通制御素子Ｑ２の導通タ
イミングを早めるように動作することになる。これによ
り、導通制御素子Ｑ2を流れるコレクタ電流ＩQ2（図２
（ｇ））としては、例えば重負荷の条件の場合よりも、
大きな振幅が得られることとなる。

【００６２】導通制御素子Ｑ2のコレクタ電流ＩQ2の振
幅が大きくなって、期間ＴON内におけるコレクタ電流Ｉ
Q2の電流量が増加した場合には、それだけベース電流Ｉ
Bの電流量が少なくなるように変化する動作が得られ
る。これによっては、図２（ｃ）に示すスイッチング素
子Ｑ１のベース蓄積キャリア消滅時間（ｔstg）は短く
なる。これに伴い、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる
期間ＴONの長さが短くなっていくようにして可変される
ことになる。

【００６３】期間ＴON内の期間長が短くなれば、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング周波数は高くなることに
なる。そして、スイッチング周波数が可変制御されるこ
とによっては、例えば一次側並列共振回路の共振インピ
ーダンスが可変されることとなって、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの一次側から二次側に対して伝送される電
力も可変されることになる。そして、最終的には二次側
直流出力電圧ＥO1のレベルも可変制御されることとな
り、この結果、制御回路１が二次側直流出力電圧ＥO1の
レベルに応じた電流をフォトカプラＰＣのフォトダイオ
ードに供給することで、二次側直流出力電圧のレベルを
一定に維持するという定電圧制御動作が実現されること
となるのである。

【００６４】また、本実施の形態においてスイッチング
周波数を可変制御するのにあたっては、スイッチング素
子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは一定で、オンとなる期間
ＴONについて可変するようにされている。つまり、この
場合にも複合制御方式による定電圧制御動作が得られて
いるものである。

【００６５】続いて、負荷側が定格最大負荷を越えて短
絡するなどした場合における、本実施の形態の電源回路
が備える過負荷保護回路２の動作について説明する。

【００６６】まず、負荷側が短絡した場合、二次側直流
出力電圧ラインに流れる電流レベルが通常時より増加
し、このラインには過大な電流が流されることになる。
また、このときのスイッチング素子Ｑ１のスイッチング
周波数はほぼ下限にまで低下することとなる。このた
め、スイッチング素子Ｑ１にも過大なレベルのコレクタ
電流が流れる。このようにスイッチング素子Ｑ１に過大
な電流は、スイッチング素子Ｑ１のエミッタに接続され
る抵抗ＲEにより検出されることになる。つまり、抵抗
ＲEには、過大とされるエミッタ電流に応じた所定以上
の両端電圧ＶEが得られることになる。

【００６７】上記のようにして、過大電流に応じて抵抗
ＲEに両端電圧ＶEが発生することによっては、抵抗Ｒ5
にも所要のレベルの両端電圧が得られることになる。そ
して、このようにして得られた電圧は、抵抗Ｒ5に接続
される小信号用サイリスタＱ4のゲートに印加され、小
信号用サイリスタＱ4が導通することとなる。

【００６８】小信号用サイリスタＱ4が導通することに
よっては、この小信号サイリスタＱ4のアノードに抵抗
を介して接続されるトランジスタＱ3のベースにベース
電流が流れるようになり、これによりトランジスタＱ3
が導通する。このように小信号サイリスタＱ4、トラン
ジスタＱ3が導通することによって、この過負荷保護回
路２では過負荷保護のための制御電流が生成されること
となる。そして、この保護制御電流はトランジスタＱ3
のコレクタに抵抗を介して接続される導通制御素子Ｑ2
のベースに流入することとなり、この結果、導通制御素
子Ｑ2のベース電流が増加するようになり、スイッチン
グ素子Ｑ１のスイッチング周波数が高くなるように制御
されることとなる。なお、この過負荷保護回路２の動作
は、一度スイッチＳＷをオフすることで停止させること
が可能である。そして、これによりサイリスタＱ4はリ
セットされることになるため、再びスイッチＳＷをオン
とすれば、電源回路は定常動作を開始することが可能と
なる。

【００６９】図３に過負荷保護回路２動作時における電
源回路各部における動作波形を示す。まず、過負荷保護
回路２が動作を開始し、導通制御素子Ｑ2のベースに保
護制御電流が流されることによって、導通制御素子Ｑ2
のベース−エミッタ間電圧ＶBE2の波形は、図２（ｇ）
に示す電源回路の定常動作時における波形から図３
（ｇ）へと遷移し、その振幅が大きくなっていることが
示されている。また、これに伴ってコレクタ電流ＩQ2の
波形も図２（ｈ）から図３（ｈ）に示すようになり、ス
イッチング素子Ｑ１がＯＮとなる期間ＴON内における振
幅が大きくなっていることがわかる。

【００７０】このように導通制御素子Ｑ2のコレクタ電
流ＩQ2の振幅が大きくなって、期間ＴON内におけるコレ
クタ電流ＩQ2の電流量が増加した場合には、それだけ共
振電流の電流量が少なくなるように変化する動作が得ら
れる。この共振電流を基として得られるベース電流ＩB
の波形は、例えば図２（ｃ）から図３（ｃ）への遷移と
して示すようにして変化することになるが、これによっ
ては、スイッチング素子Ｑ１のベース蓄積キャリア消滅
時間（ｔstg）は短くなる。これに伴い、スイッチング
素子Ｑ1がオンとなる期間ＴON内の期間の長さが短くな
っていくようにして可変されることになる。

【００７１】期間ＴONが短くなれば、先に定電圧動作の
ところで説明したように、スイッチング素子Ｑ1のスイ
ッチング周波数は高くなるようにして制御されることに
なる。すなわち、図２（ａ）に示す定常動作時における
共振電圧Ｖ1の波形と図３（ａ）に示す場合における共
振電圧Ｖ1の波形と比較して、図３（ａ）に示す波形の
方がＴON期間が短くなって、スイッチング素子Ｑ１のス
イッチング周波数が高くなるようにされるのである。

【００７２】そして、このようにスイッチング周波数が
高くなるのに伴い、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ電
流ＩQ1としては図３（ｂ）に示すようになり、また、ス
イッチング素子Ｑ１のエミッタに接続される抵抗ＲEの
両端電圧ＶE、及びスイッチング素子Ｑ１のベース・エ
ミッタ間電圧ＶBE1はとしては、それぞれ図３（ｅ）、
図３（ｄ）に示すような波形が得られ、これらスイッチ
ング素子Ｑ１のベース、エミッタ、コレクタのそれぞれ
に発生する電流及び電圧は、図２の場合と比べて減少し
ていることがわかる。また、さらにクランプダイオード
ＤDのダンパー電流ＩDとしても、図３（ｆ）に示すよう
に、その電流量が減少することとなる。

【００７３】このようにスイッチング素子Ｑ１のベー
ス、エミッタ、コレクタのそれぞれに発生する電流及び
電圧が減少することによって、スイッチング素子Ｑ１に
かかる負担が軽減されることとなる。

【００７４】このように過負荷保護回路２によって、負
荷短絡時などの異常時において、スイッチング素子Ｑ１
にかかる負担を軽減することが可能となることで、本実
施の形態ではスイッチング素子Ｑ1についてはより耐圧
品で、より小電流容量のものを選定することが可能にな
って、低コストで小型のものを使用することができるこ
とになる。

【００７５】以上、第１の実施の形態について説明した
が、上記した本実施の形態による定電圧制御回路系の構
成とすれば、先行技術としての図７の電源回路に備えら
れていた直交型制御トランスＰＲＴは省略されることと
なる。これにより、本実施の形態では、直交型制御トラ
ンスＰＲＴ製造時におけるギャップのばらつき等に起因
する駆動巻線ＮBについてのインダクタンス値のばらつ
きの問題は解消されることになる。従って、交流入力電
圧ＶACの範囲に対するマージンを少なく設定することが
可能となるので、回路設計も容易なものとすることが可
能になる。また、直交型制御トランスＰＲＴの製造工程
の困難性にかかる問題も解消される。さらにＡＣ／ＤＣ
電力変換効率の向上も図られる。

【００７６】また、図７の例のように直交型制御トラン
スＰＲＴの制御巻線ＮCに制御電力を供給してスイッチ
ング周波数を制御する構成ではないので、軽負荷時の無
効電力を低減し、電力損失を低減できる。

【００７７】また、ドライブトランスＣＤＴは、Ｈ字型
コア、或いは超小型のＥＩ−１２型フェライトコアによ
って構成が可能であり、図７の先行技術に示したように
直交型制御トランスＰＲＴを設ける場合に比べて大幅に
小型軽量化を図ることができる。

【００７８】さらに、本実施の形態の構成であれば、導
通制御素子Ｑ2に流れる電流は非常に少なく、また、導
通制御素子Ｑ2にかかる電圧も低いものとなっている。
このため、導通制御素子Ｑ2としてのバイポーラトラン
ジスタについては、耐圧３０Ｖ、定格電流０．１Ａ以下
の、低耐圧小容量品を選定すればよいことになる。例え
ば、先に本出願人は、複合共振形スイッチングコンバー
タに対して、一次側並列共振電圧又は二次側共振電圧を
クランプするアクティブクランプ回路を設け、このアク
ティブクランプ回路の導通角制御によって電源の安定化
を図る構成を各種提案しているのであるが、この場合に
は、アクティブクランプ回路を形成するスイッチング素
子（トランジスタ）については、一次側並列共振電圧レ
ベル又は二次側共振電圧レベルに応じた高耐圧品を選定
する必要があり、それだけコスト及びサイズの点などで
不利であった。これに対して本実施の形態では、導通制
御素子Ｑ2としてのバイポーラトランジスタについて低
耐圧小容量品が選定されるのであるから、それだけ低コ
スト化及び小型軽量化を実現することが可能となるもの
である。

【００７９】また、先に図２の波形図により説明したよ
うに、本実施の形態においては、導通制御素子Ｑ2のベ
ース−エミッタ間に対してコンデンサＣ3を設けること
によって、そのベース−エミッタ間電圧ＶBE2が期間ＴO
N内において鋸歯状波となるようにしている。これによ
って、導通制御素子Ｑ2を期間ＴONの全期間にわたって
導通させるのではなく、期間ＴON内の終端期間において
のみ導通させるようにしている。この導通期間は、スイ
ッチング素子Ｑ1のベース蓄積キャリア消滅時間（ｔst
g）に対応し、この期間においてスイッチング素子Ｑ1の
ベースには逆方向電流ＩB2が流れるようにされる。そし
て、導通制御素子Ｑ2がこの期間に導通してコレクタ電
流ＩQ2が流れると、ベース電流ＩBの逆方向電流ＩB2も
増加することとなる。

【００８０】また、ドライブトランスＣＤＴは図４、図
５に示したようなＨ字型コア、あるいはＥＩ型コアを採
用するものであるが、これらのコアによるドライブトラ
ンスＣＤＴは、飽和状態が得られやすいため、ベース電
流ＩBが正極性となるＩB1期間には、駆動巻線ＮBのイン
ダクタンス変化はほとんどなく、負極性となるＩB2期間
に駆動巻線ＮBのインダクタンスは磁心の飽和によって
急激に低下するようになる。

【００８１】これらの結果、スイッチング素子Ｑ1のベ
ースに流すベース電流ＩBのピークレベルは、図２
（ｃ）に示すようにして、逆方向電流ＩB2は、順方向電
流ＩB1よりもはるかに大きくなる。これによって、スイ
ッチング素子Ｑ１の下降時間は短くなってスイッチング
素子Ｑ１のターンオフ時のスイッチング損失が低減され
る。また、同時に蓄積時間ｔstgも短縮されることで、
スイッチング素子における電力損失はより少ないものと
なる。またこれによって定電圧の制御範囲の拡大もはか
られる。

【００８２】さらに、本実施の形態では、スイッチング
素子Ｑ１のエミッタ−一次側アース間に抵抗ＲEが挿入
される。この抵抗ＲEの両端電圧ＶEは図２（ｅ）に示す
ようになり、これによってスイッチング素子Ｑ１のベー
ス・エミッタ間電圧ＶBE1は図２（ｄ）に示すように引
き上げられる。例えばベース・エミッタ間電圧ＶBE1
は、０．７Ｖから本例の場合１．４Ｖに引き上げられ
る。従って、本実施の形態のように抵抗ＲEを設けるこ
とによっても定電圧制御範囲が拡大されることになる。

【００８３】また、上述もしたように本実施の形態では
過負荷保護回路２が設けられるのであるが、この過負荷
保護回路２を設けることにより、負荷短絡時などの異常
時におけるスイッチング素子Ｑ1に対する過電流保護及
び過電圧保護が行われることになるので、例えば先に図
８に示したような過電流制限回路１０を備える必要はな
くなる。このため、本実施の形態の電源回路では、交流
入力電圧ＶACが上昇したときに対応したマージンと、過
電流制限回路１０を構成する部品のばらつきによる定常
動作時の誤動作マージンを考慮して回路設計を行う必要
はないこととなる。

【００８４】また、このため、本実施の形態において
は、スイッチング素子Ｑ１をはじめとする所用各部の構
成部品として、より低耐圧品のものを選定することが可
能になる。また、電流容量についても小容量のものを選
定することができる。低耐圧で小容量のスイッチング素
子を選定できれば、その形状をより小型なものとするこ
とができる。例えば図８に示す回路では、スイッチング
素子Ｑ1について、１２００Ｖ耐圧でＴＯ−３Ｐの大型
なパッケージとなるが、図１に示す本実施の形態の回路
では、７００Ｖ耐圧でＴＯ−２２０の中型パッケージと
することができるものである。また、低耐圧品とされる
ことで、スイッチング特性も向上されるので、スイッチ
ング素子Ｑ1における電力損失も低減されることにな
る。

【００８５】またさらに、例えば図８に示した電源回路
に備えられる過電流制限回路１０においては、スイッチ
ング素子Ｑ１に生じた過大な電流を直接入力し、直接ス
イッチング素子Ｑ１のベース電流を制限する動作が行わ
れるため、この過電流制限回路１０を構成する半導体と
しては、その低耐圧、及び小電流容量化には限界があ
る。これに対して本実施の形態では、負荷側が短絡する
等の異常時においてスイッチング素子Ｑ1にかかる負担
を軽減するためにスイッチング素子Ｑ１のスイッチング
周波数を制御するのにあたり、過負荷保護回路２では導
通制御素子Ｑ2に流すべき電流量の制御を行うことで足
るため、これらに備えられる半導体としてはより低耐圧
で小電流容量のものを選定することが可能となる。この
点でも、本実施の形態の場合、回路の小型化及び低コス
ト化が図られることとなる。＜第２の実施の形態＞

【００８６】図６は、本発明の第２の実施の形態として
の電源回路の構成を示している。なお、この図において
は、図１と同一部分は同一符号を付して説明を省略し、
図１の例と異なる部分についてのみ述べることとする。

【００８７】この場合、スイッチング素子Ｑ１のエミッ
タと一次側アース間には抵抗ＲEは挿入されておらず、
また、スイッチング素子Ｑ１のベースと一次側アース間
にはクランプダイオードＤDが接続されるが、この例の
場合は、クランプダイオードＤDは高速リカバリ型ダイ
オードとされる。

【００８８】また、スイッチング素子Ｑ1のベースに対
しては、図示するように、［ベース電流制限抵抗ＲB−
時定数（共振用）コンデンサＣB−駆動巻線ＮB］の直列
接続回路が接続される。この直列接続回路は、スイッチ
ング素子Ｑ1を自励式によりスイッチング駆動するため
の自励発振駆動回路となる。この場合、例えば電源起動
時においては、整流平滑電圧Ｅｉから起動抵抗ＲSを介
し、さらに駆動巻線ＮB−ベース電流制限抵抗ＲBを介し
たベース電流がスイッチング素子Ｑ1のベースに流れる
ことで、スイッチング動作を開始させるようになってい
る。

【００８９】また、この図６に示す電源回路におけるド
ライブトランスＣＤＴには、検出巻線ＮAと駆動巻線ＮB
に加え、制御巻線ＮCが巻装される。これらの各巻線の
巻き方向は、図示するようにして、駆動巻線ＮBと制御
巻線ＮCが逆相で、この巻線ＮBに対して検出巻線ＮAが
同相となるようにして巻装されている。

【００９０】上記各巻線（ＮA，ＮB，ＮC）が巻装され
るドライブトランスＣＤＴとしては、例えばＨ字形フェ
ライトコアによる開磁路型ものか、或いはＥＩ型フェラ
イトコアによる閉磁路型ものを採用できる。Ｈ字型フェ
ライトコアの場合は、図４で説明したものと同様にこの
Ｈ字型のフェライトコアに対して、検出巻線ＮA、駆動
巻線ＮB、及び制御巻線ＮCを巻装することで形成され
る。

【００９１】ＥＩ型フェライトコアの場合も、図５と同
様にＩ型コアとＥ型コアを組み合わせてＥＩ型コアを形
成する。そしてＥ型コアの中央磁脚に分割ボビンを配
し、この分割ボビンに、例えば検出巻線ＮA、駆動巻線
ＮB、及び制御巻線ＮCをそれぞれ巻装することで形成さ
れる。この場合も、これらＨ字型フェライトコア、或い
はＥＩ型フェライトコアによる閉磁路構造のドライブト
ランスＣＤＴは、例えば図７で説明した直交型制御トラ
ンスＰＲＴと比較して相当に小型軽量なものとなってい
る。

【００９２】ところで、ドライブトランスＣＤＴにおい
て、検出巻線ＮA及び駆動巻線ＮBは絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの一次側に在るようにされる。一方、制御巻
線ＮCは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に在
るようにされる。このため、例えば、一次側と二次側の
直流的絶縁性を確保するのにあたっては、フォトカプラ
等を設けることが一般には行われる。これに対して、本
実施の形態では、制御巻線ＮCについて三重絶縁線を選
定することで、検出巻線ＮA及び駆動巻線ＮBに対する絶
縁性を確保するようにしており、これによってフォトカ
プラを介在させなくとも充分な絶縁状態を得るようにし
ている。

【００９３】また、本実施の形態のドライブトランスＣ
ＤＴに巻装される制御巻線ＮCは、その巻始め端部側が
二次側アースに接地され、巻終わり端部が導通制御素子
Ｑ2のコレクタと接続される。また、導通制御素子Ｑ2の
エミッタは二次側アースに接地されている。つまり、制
御巻線ＮCと導通制御素子Ｑ2（コレクタ−エミッタ）
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において直
列に接続された直列接続回路を形成しているとみること
ができる。この場合、導通制御素子Ｑ2としては、ＮＰ
Ｎ型のバイポーラトランジスタが選定されている。

【００９４】導通制御素子Ｑ2のベース（制御入力端
子）は、抵抗Ｒ1を介して、後述する制御回路５内に設
けられるＰＮＰ型のトランジスタＱ3のコレクタと接続
される。また、導通制御素子Ｑ2のベース−エミッタ間
には抵抗Ｒ2が挿入される。この抵抗Ｒ2の両端には、ベ
ース−エミッタ間電圧ＶBE2（制御入力端子電位）が得
られる。

【００９５】そして、第１の実施の形態と同様に、導通
制御素子Ｑ2のベース−エミッタ間に対してコンデンサ
Ｃ3を挿入している。つまり、この場合もコンデンサＣ3
は、ベース−エミッタ間電圧ＶBE2が生じる抵抗Ｒ2に対
して並列に接続されることで、時定数回路を形成してい
るものである。このコンデンサＣ3に対しては、制御回
路５側のトランジスタＱ3のコレクタから導通制御素子
Ｑ2のベースに流れようとする電流が充放電されるので
あるが、これによっては、後述するようにしてスイッチ
ング素子Ｑ1がオンとなる期間内にほぼ対応して、ベー
ス−エミッタ間電圧ＶBE2のレベルを比例的に上昇させ
ていく動作が得られる。つまり、スイッチング素子Ｑ1
がオンとなる期間におけるベース−エミッタ間電圧ＶBE
2が鋸歯状波となるようにしている。

【００９６】また、図示するように絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ2 に対してタップ
を設けた上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2，ＤO3，ＤO4
及び平滑コンデンサＣO1，ＣO2を図示するように接続す
ることで、［整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデン
サＣO1］の組と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4、平滑コ
ンデンサＣO2］の組とによる、２組の全波整流回路が設
けられる。［整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデン
サＣO1］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO1を生
成し、［整流ダイオードＤO3，ＤO4、平滑コンデンサＣ
O2］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO2を生成す
る。つまり、この図に示す回路では、二次側において直
流出力電圧を得るのにあたり全波整流回路が設けられ
る。この場合、二次側直流出力電圧ＥO1は、制御回路５
に対して定電圧制御のための検出電圧として入力され
る。また、二次側直流電圧ＥO2は、制御回路５の動作電
源として利用される。

【００９７】また、本実施の形態の場合、二次巻線Ｎ２
にさらにセンタータップが設けられ、このラインの一方
には後述する過負荷保護回路３の小信号用サイリスタＱ
5のカソードが接続される。また、図示するように、こ
のラインのもう一方は過電流保護抵抗ＲOが挿入され、
二次側アースに接地されている。このように過電流保護
抵抗ＲOが二次巻線Ｎ２と二次側アース間に挿入される
ことによって、例えば二次側の負荷が短絡するなどの異
常時に、負荷側から二次側アースを介してこの過電流保
護抵抗ＲOに流入する過大なレベルの電流に応じた電圧
が発生するようにされ、これにより小信号用サイリスタ
Ｑ5のカソードに電圧が印加されるようにされて、後述
するようにして過負荷保護回路３の動作を開始させるた
めの検出抵抗となるようにされている。なお、この場
合、過電流保護抵抗ＲOとしては低抵抗のものが選定さ
れ、定格負荷時においては両端電圧がほとんど生じない
ようにされているものとする。

【００９８】制御回路５は、直流出力電圧ＥO1と二次側
アース間に抵抗Ｒ3−Ｒ4が直列に接続され、この接続点
（分圧点）に対してシャントレギュレータＱ9のコント
ロール端子が接続される。また、抵抗Ｒ4に対しては、
コンデンサＣ5が並列に接続される。シャントレギュレ
ータＱ9のアノードは二次側アースに接地され、カソー
ドは抵抗Ｒ7を介してＰＮＰ型のトランジスタＱ3のベー
スに接続される。トランジスタＱ3は、シャントレギュ
レータＱ9のアノードに流れる電流を増幅するために設
けられている。トランジスタＱ3のエミッタは二次側直
流電圧ＥO2のラインと接続され、コレクタは、抵抗Ｒ1
を介して先に述べた導通制御素子Ｑ2のベースに対して
接続される。このコレクタの出力が、制御回路５の検出
出力となる。また、ベース−エミッタ間には、抵抗Ｒ6
を挿入している。

【００９９】上記のような接続形態により形成される制
御回路５は、直流出力電圧ＥO1を検出入力とする誤差増
幅器として機能する。即ち、直流出力電圧ＥO1を抵抗Ｒ
3、Ｒ4により分圧した電圧が、コントロール電圧として
シャントレギュレータＱ9のコントロール端子に対して
入力されることで、シャントレギュレータＱ9には、直
流出力電圧ＥO1に応じたレベルの電流が流れることにな
る。そして、この電流がトランジスタＱ3によって増幅
されてコレクタから出力される。

【０１００】トランジスタＱ3のコレクタ電流のレベル
変化に応じては、導通制御素子Ｑ2のベース−エミッタ
間電圧ＶBE2が変化することになって、このベース−エ
ミッタ間電圧ＶBE2に応じたベース電流が導通制御素子
Ｑ2のベースに流されることになるが、これによって
は、導通制御素子Ｑ2のコレクタに流れるコレクタ電流
ＩQ2のレベルも二次側直流電圧ＥO1のレベルに応じて可
変されることになる。これは即ち、導通制御素子Ｑ2の
コレクタと二次側アース間に接続された制御巻線ＮCに
流れる電流レベル（振幅）を可変制御することを意味す
る。この動作によっては、スイッチング素子Ｑ1のスイ
ッチング周波数を可変し、これによって二次側直流出力
電圧が一定となるように安定化を図るようにされること
となる。このような本実施の形態における制御回路５、
及び導通制御回路系による定電圧制御動作については後
述する。

【０１０１】また、前述もしたように、本実施の形態で
は、第１の実施の形態と同様に導通制御素子Ｑ2のベー
ス−エミッタ間に対してコンデンサＣ3が挿入されるて
おり、これによりベース−エミッタ間電圧ＶBE2は、ス
イッチング素子Ｑ1がオンとなる期間にほぼ対応して鋸
歯状波となり、この結果、本例の場合も第１の実施の形
態と同様にスイッチング素子Ｑ1におけるスイッチング
損失を低減させる作用が得られるようにされている。

【０１０２】また、さらにこの第２の実施の形態におい
ても、これまで説明した電源回路の構成に加え、図示す
るように過負荷保護回路３が備えられている。この過負
荷保護回路３は、図示するように、小信号サイリスタＱ
5、トランジスタＱ6、Ｑ7、コンデンサＣ4、抵抗Ｒ8を
有して構成される。まず、この過負荷保護回路３におい
ては、上述もしたように小信号サイリスタＱ5のカソー
ドが二次巻線Ｎ２のセンタータップに接続される。そし
て、この小信号サイリスタＱ5のゲートは抵抗Ｒ8//コン
デンサＣ4の並列回路を介して二次側アースに接地され
ており、これにより二次側の負荷が短絡した際に、負荷
側より、二次側アースから抵抗Ｒ8を介して流入する過
大なレベルの電流に応じた電圧が小信号用サイリスタＱ
5のゲートに印加されるようにされている。このよう
に、二次側の負荷が短絡した際に、小信号用サイリスタ
Ｑ5のゲートに電圧が印加され、かつ、上述したように
して過電流保護抵抗ＲOによって小信号用サイリスタＱ5
のカソードに電圧が印加されることによって、小信号用
サイリスタＱ5が導通するようにされ、過負荷保護回路
３の動作が開始されるようにされている。なお、上述し
たように小信号サイリスタＱ5のゲート−二次側アース
間にコンデンサＣ4と抵抗Ｒ8とから成る並列回路を接続
することによっては、回路誤動作を防止することが可能
となる。

【０１０３】小信号用サイリスタＱ5のアノードは抵抗
を介してＰＮＰ型のトランジスタＱ6のベースに接続さ
れる。そして、このトランジスタＱ6のエミッタには、
当該電源回路に備えられるとする図示しないスタンバイ
電源回路からの、例えば約５Ｖの直流電圧が入力され、
これが過負荷保護回３の動作用電源とされる。トランジ
スタＱ6のコレクタは抵抗を介してＮＰＮ型のトランジ
スタＱ7のベースに接続される。また、図示するように
このトランジスタＱ7のベース−二次側アース間には抵
抗が挿入される。また、トランジスタＱ7のエミッタは
二次側アースに接地され、コレクタが制御巻線ＮCの巻
はじめ端部と接続される。このようにトランジスタＱ7
のコレクタが制御巻線ＮCと接続されることで、過負荷
保護回路３は、制御巻線ＮCに流れる電流量を制御する
ことが可能とされているのであるが、この過負荷保護回
路３による動作については後述する。

【０１０４】以上が第２の実施の形態としての電源回路
の構成についての説明であるが、このような構成による
電源回路の要部における定常時の動作としては、第１の
実施の形態としての電源回路による定常時における動作
と同様の動作が得られることとなる。つまり、本実施の
形態の電源回路においても、図２（ａ）〜（ｈ）に示す
ような各部の動作波形が得られることとなる。従って、
この電源回路の要部における動作の説明については省略
するものとする。

【０１０５】ここで、例えば交流入力電圧ＶACが上昇す
る、或いは、負荷電力が小さくなるなどして二次側直流
出力電圧ＥO1のレベルが上昇した場合における、制御回
路５、及び導通制御回路系による定電圧制御動作につい
て説明する。

【０１０６】まず、二次側直流電圧ＥO1のレベルが上昇
すると、先に説明したようにして、制御回路５では、検
出出力であるトランジスタＱ3のコレクタ電流を増加さ
せるようにして動作することになる。トランジスタＱ3
のコレクタ電流が増加すると、それだけコンデンサＣ3
への充電電流量が増加することになるので、導通制御素
子Ｑ2のベース−エミッタ間電圧ＶBE2としての鋸歯状波
形の傾きは大きくなっていくことになる。これによって
は、スイッチング素子Ｑ１がＯＮとなるＴON期間内にお
ける導通制御素子Ｑ２の導通タイミングを早めるように
動作することになる。これによって導通制御素子Ｑ2を
流れるコレクタ電流ＩQ2としては、例えば重負荷時の場
合や定常動作時の場合よりも大きな振幅が得られること
となる。

【０１０７】ここで、先にも述べたようにして、駆動巻
線ＮBと制御巻線ＮCは、ドライブトランスＣＤＴにおい
て密結合の状態にあることから、等化的には、駆動巻線
ＮBと制御巻線ＮCとが並列的に接続されているものと見
ることができる。従って、等化回路的には、例えば自励
発振回路（ＣB−ＮB−ＲB）における駆動巻線ＮBの巻終
わり端部と共振コンデンサＣBとの接続点に対して、制
御巻線ＮCの巻終わり端部を接続した回路を形成するこ
ととなる。そして、この等化回路によれば、制御巻線Ｎ
Cに流れる導通制御素子Ｑ2のコレクタ電流ＩQ2は、自励
発振回路（ＣB−ＮB−ＲB）の出力となる共振電流とし
て駆動巻線ＮBを流れる電流が、上記した駆動巻線ＮBと
制御巻線ＮCとの接続点を分岐点として分岐することで
得られる電流となると見ることもできる。

【０１０８】このため、導通制御素子Ｑ2のコレクタ電
流ＩQ2の振幅が大きくなって、期間ＴON内におけるコレ
クタ電流ＩQ2の電流量が増加した場合には、それだけ、
共振電流の電流量が少なくなるように変化する動作が得
られる。そして、これによりこの共振電流を基として得
られるベース電流ＩBの波形としては、図２（ｃ）に示
すスイッチング素子Ｑ１のベース蓄積キャリア消滅時間
（ｔstg）が短くなり、これに伴い、スイッチング素子
Ｑ1がオンとなる期間ＴONの長さが短くなっていくよう
にして可変されることになる。

【０１０９】このように期間ＴONが短くなれば、第１の
実施の形態のところでも説明したようにスイッチング素
子Ｑ1のスイッチング周波数は高くなるようにして制御
されることになる。そして、スイッチング周波数が可変
制御されることによっては、例えば一次側並列共振回路
の共振インピーダンスが可変されることとなって、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの一次側から二次側に対して
伝送される電力も可変されることになるわけである。こ
れにより、最終的には二次側直流出力電圧のレベルも可
変制御されることとなり、電源の安定化が図られること
となる。

【０１１０】このように本実施の形態の電源回路におい
ても、第１の実施の形態における定電圧制御動作による
効果と同様の効果が得られるようにされている。

【０１１１】なお、本実施の形態においても、スイッチ
ング周波数を可変制御するのにあたっては、スイッチン
グ素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは一定で、オンとなる
期間ＴONについて可変するようにされている。つまり、
この場合にも複合制御方式による定電圧制御動作が得ら
れているものである。

【０１１２】続いて、二次側の負荷が定格最大負荷を越
えて短絡するなどした場合における、本実施の形態の電
源回路が備える過負荷保護回路２の動作について説明す
る。

【０１１３】まず、二次側の負荷が短絡した場合、上述
したように負荷側から二次側アースを介して過電流保護
抵抗ＲOに過大な電流が流入し、図示する過電流保護抵
抗ＲOの両端電圧ＶOの電位が上昇するようになる。この
ようにして負荷短絡により発生した過大な電流が、過電
流保護抵抗ＲOによって検出されることとなる。そし
て、このようにして検出された電圧ＶOにより、小信号
用サイリスタＱ5のカソードにはマイナスの電圧が印加
される。また、これと同様に、負荷側からの過大な電流
は、二次側アースを介してコンデンサＣ4//抵抗Ｒ8の並
列回路に流入し、この電流のレベルに応じたプラスの電
圧が小信号用サイリスタＱ5のゲートに印加される。こ
れらの結果、小信号用サイリスタＱ5は導通することと
なる。

【０１１４】このようにして小信号用サイリスタＱ5が
導通すると、この小信号用サイリスタＱ5のアノードに
抵抗を介して接続されているトランジスタＱ6のベース
にベース電流が発生し、トランジスタＱ6が導通する。
そして、トランジスタＱ6が導通することによって、ト
ランジスタＱ6のコレクタと抵抗を介して接続されるト
ランジスタＱ7のベースにベース電流が発生し、これに
よりトランジスタＱ7も導通することになる。

【０１１５】このようにトランジスタＱ7が導通すれ
ば、トランジスタＱ7のコレクタ電流が流れることにな
るが、トランジスタＱ7のコレクタは制御巻線ＮCと接続
されているため、この結果制御巻線ＮCを流れる電流量
はこのトランジスタＱ7によって引き上げられるように
して増加することとなる。

【０１１６】このように制御巻線ＮCに流れる電流量を
増加させるように制御されることで、先に説明した定電
圧制御動作の場合と同様にして、スイッチング素子Ｑ1
のスイッチング周波数が高くなるようにして制御される
ことになる。そして、このようにスイッチング素子Ｑ１
のスイッチング周波数が高くなるように制御されること
によっては、第１の実施の形態の過負荷保護回路２のと
ころで説明したと同様にしてスイッチング素子Ｑ１に生
じる過大な電流及び電圧を抑制することが可能となり、
この結果、例えば負荷短絡時などの異常時において、ス
イッチング素子Ｑ１を過負荷状態から保護することが可
能となるのである。

【０１１７】以上が第２の実施の形態としての電源回路
の説明であるが、上述もしたように、この回路によって
は第１の実施の形態で説明した回路とほぼ同様の動作、
及び効果が得られることとなる。ただし、この第２の実
施の形態の回路の場合には、特に以下にあげるような効
果が得られる。すなわち、本回路においては、制御巻線
ＮCと導通制御素子Ｑ2からなる直列接続回路が、等化的
には一次側の自励発振駆動回路と接続されているもの
の、実際には二次側アース間に対して設けられ、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの二次側に設けられている回路
となっている。そして、前述のようにして制御巻線ＮC
については、例えば三重絶縁線を選定して、一次側との
直流的絶縁性を確保したうえで、一次側の駆動巻線ＮB
と磁気結合された状態を得るようにしている。これによ
り、本実施の形態では、二次側の制御回路系と一次側ス
イッチングコンバータとの直流的絶縁状態を確保するた
めに、フォトカプラ等の部品素子を追加することが不要
となるという効果が得られるものである。例えば仮に、
制御巻線ＮCと導通制御素子Ｑ2からなる直列接続回路を
一次側に備えるとすれば、例えばフォトカプラを介在さ
せるなどして、二次側の制御回路系と直流的に絶縁しな
ければならないことになる。

【０１１８】また、さらに本実施の形態の過負荷保護回
路３は、第１の実施の形態の過負荷保護回路２とは異な
り、二次側直流出力電圧の負荷が短絡する等の異常時に
おいてスイッチング素子Ｑ1にかかる負担を軽減するた
めに、二次側において負荷短絡時の電流を検出し、同じ
く二次側に配される制御巻線ＮCに流すべき電流量の制
御を行うことで、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング
周波数を制御する動作が得られる。つまり、本実施の形
態の場合は、この過負荷保護回路３による制御動作は二
次側において完結することになる。このため、本実施の
形態においては、この過負荷保護回路３による制御動作
を得るにあたって一次側と二次側を絶縁するフォトカプ
ラは不要となる。この結果部品点数の削減が可能とな
り、回路生産コストの削減が計られることとなる。

【０１１９】なお、上記各実施の形態は、スイッチング
素子を１組備えるシングルエンド方式を採用するもので
あるが、スイッチング素子を２組備える、いわゆるプッ
シュプル方式による自励式の電圧共振形コンバータとさ
れても構わないものである。また、二次側についても、
図示した以外の回路構成による整流回路が備えられて構
わないものである。

【０１２０】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、複合共振
形コンバータとして、ドライブトランスを備えた自励式
の構成を採る。これと共に、定電圧化のためのスイッチ
ング周波数制御は、導通制御素子の導通を制御すること
によって、スイッチング素子を駆動する自励発振駆動回
路（スイッチング駆動手段）における電流導通量を可変
制御することによって行うようにしている。そして、こ
のような構成であれば、これまでスイッチング周波数制
御に必要とされていた直交型制御トランスを省略するこ
とが可能になる。

【０１２１】これにより、直交型制御トランスのギャッ
プのばらつき等に起因するインダクタンス値のばらつき
の問題は解消されることになる。特に本発明におけるド
ライブトランスのインダクタンスのばらつきは±５％程
度となる。このため、交流入力電圧の範囲に対するマー
ジンを少なく設定することが可能となるので、回路設計
も容易なものとすることが可能になる。また、直交型制
御トランスの製造工程の困難性にかかる問題も解消され
ることになる。直交型制御トランスの制御巻線に制御電
力を供給してスイッチング周波数を制御する構成ではな
いとされることで、軽負荷時の無効電力を低減し、電力
損失を低減できることになる。つまり、ＡＣ／ＤＣ電力
変換効率の向上も図られることになる。また、本発明に
おけるドライブトランスは、直交型制御トランスよりも
はるかに小型であるために、それだけ電源回路の小型軽
量化を促進することも可能となる。

【０１２２】また、導通制御素子（バイポーラトランジ
スタ）には、低電圧及び小レベルの電流が印加されるの
で、定電圧制御に要する電力も低減されることになる。
つまり、電源回路における無効電力が低減され、これに
よっても電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率の低減を促
進させることができる。また、導通制御素子としては、
低耐圧、小容量品が選定されることにもなるので、この
点でも、小型軽量化、及び低コスト化が促進される。

【０１２３】また、本発明においては、導通制御素子の
ベース−エミッタ間電圧（制御入力端子電位）が、スイ
ッチング素子のオン期間内において鋸歯状波となるよう
にされている。これによっては、上記オン期間内におい
てスイッチング素子のベースに流れる逆方向電流のピー
クをより大きなものとする動作が得られるので、スイッ
チング素子の下降時間及び蓄積時間が短縮されて、それ
だけスイッチング損失が低減される。つまり、これによ
っても電力変換効率の向上を促進するようにしているも
のである。

【０１２４】また、スイッチング素子のエミッタと一次
側アースとの間に抵抗を挿入することによっては、導通
制御素子の制御範囲が拡大し、これに伴い交流入力電圧
の変動に対して定電圧制御の範囲も拡大することとな
る。

【０１２５】さらに、本発明では過負荷保護回路を設け
て、例えば二次側の負荷が短絡する等の異常時におい
て、スイッチング素子のスイッチング周波数を高くする
ようにしてスイッチング素子に生じる過大な電流及び電
圧を抑制するようにしている。この結果、負荷短絡時な
どの異常時において、スイッチング素子にかかる負担を
軽減することが可能となり、負荷短絡時などの異常時に
対する回路の信頼性が確保できる。また、スイッチング
素子としては、より耐圧が低く、また小電流容量のもの
を選定することが可能となり、回路の低コスト化及び小
型を図ることが可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明、第１の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成例を示す回路図である。

【図２】上記電源回路における定常動作時（定格最大負
荷時）の要部の動作を示す波形図である。

【図３】上記電源回路が備える過負荷保護回路動作時に
おける要部の動作を示す波形図である。

【図４】Ｈ字型コアによるドライブトランスの構造例を
示す斜視図である。

【図５】ＥＩ型コアによるドライブトランスの構造例を
示す断面図である。

【図６】本発明、第２の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成例を示す回路図である。

【図７】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図
である。

【図８】過電流制限回路を備えた先行技術としての電源
回路の構成を示す回路図である。

【図９】図８に示す回路の動作を示す波形図である。

【符号の説明】

１、５制御回路、２、３過負荷保護回路、Ｄｉブ
リッジ整流回路、Ｃｉ平滑コンデンサ、Ｃr 一次側並
列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、
ＤO1，ＤO2，ＤO3，ＤO4 整流ダイオード、ＰＩＴ絶
縁コンバータトランス、Ｎ1 一次巻線、Ｎ2 二次巻
線、Ｎ3 三次巻線、ＣＤＴドライブトランス、ＮA
検出巻線、ＮB 駆動巻線、ＮC 制御巻線、ＳＷＡＣ
スイッチ、ＣO1、ＣO2、ＣO3、ＣO4 平滑コンデンサ、
Ｑ1 スイッチング素子、Ｑ2 導通制御素子、Ｑ3、Ｑ
6、Ｑ7 トランジスタ、Ｑ4、Ｑ5 小信号用サイリス
タ、Ｑ9 シャントレギュレータ、Ｃ3 時定数コンデン
サ、Ｃ4 コンデンサ、Ｄ2ツェナーダイオード、ＲB
ベース電流制限抵抗、ＲS 起動抵抗、ＲO 過電流保護
抵抗

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流入力電圧を入力してスイッチングを
行うスイッチング素子を備えて成るスイッチング手段
と、一次巻線と二次巻線とを備え、上記一次巻線に得られる
上記スイッチング手段の出力を上記二次巻線に対して伝
送する絶縁コンバータトランスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と一次側並列共
振コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手段
の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並列
共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して、二次
側共振コンデンサを接続することで形成される二次側共
振回路と、上記二次側共振回路に得られる交番電圧を入力して整流
動作を行うことで直流出力電圧を得るように構成される
直流出力電圧生成手段と、少なくとも検出巻線と、駆動巻線とが巻装され、上記検
出巻線が上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に直列
に接続されることにより上記スイッチング手段の出力を
上記駆動巻線に伝達するドライブトランスと、上記駆動巻線と共振用コンデンサにより形成される直列
共振回路を有して、この直列共振回路の出力に基づいて
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチ
ング駆動手段と、導通制御素子と、上記導通制御素子としてのトランジスタ素子の制御入力
端子電位の波形が略鋸歯状となるようにして設けられる
時定数回路と、上記直流出力電圧のレベルに応じて上記制御入力端子電
位の立ち上がり期間を可変して上記導通制御素子におけ
る電流導通量を可変制御することによって、上記スイッ
チング素子の駆動信号のレベルを可変し、この可変され
た上記駆動信号のレベルに応じてスイッチング素子のス
イッチング周波数が可変制御されるようにすることで、
上記直流出力電圧についての定電圧制御を行うようにさ
れる定電圧制御手段と、当該電源回路内に生じた過大とされるレベルの電流を検
出することで、上記スイッチング素子のスイッチング周
波数が所定範囲内に維持されるように動作し、上記スイ
ッチング素子に発生する過大な電流、及び電圧が抑制さ
れるように制御する保護手段と、を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】上記定電圧手段は、上記導通制御素子の出力端子（コレクタ）と上記スイッ
チング素子の入力端子を接続して、上記導通制御素子の
出力端子に上記スイッチング素子の駆動信号が分岐して
流れるようにすることによって、上記導通制御素子にお
ける電流導通量の変化に応じて、上記スイッチング素子
の駆動信号のレベルが可変されるように構成され、上記保護手段は、一次側直流入力電圧を動作電源として入力すると共に、
上記過大とされるレベルの電流を検出したのに応じて、
上記導通制御素子の制御入力端子に対して制御電流を供
給することで、上記スイッチング素子のスイッチング周
波数が所定範囲内に維持されるように構成される、ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回
路。
【請求項３】上記定電圧制御手段は、上記ドライブトランスに対して、絶縁コンバータトラン
スの二次側に在るとされる制御巻線を、上記駆動巻線と
密結合となるように巻装するとともに、少なくとも、上記制御巻線と、上記導通制御素子として
のトランジスタ素子とを直列に接続して形成される導通
制御回路を備えることで、上記直流出力電圧のレベルに
応じて上記導通制御素子における電流導通量を可変制御
して、上記制御巻線に流れる制御電流を可変すること
で、上記スイッチング素子の駆動信号のレベルを可変制
御するように構成され、上記保護手段は、上記制御巻線に流すべき制御電流が分岐して流れるよう
にされることで、上記スイッチング素子のスイッチング
周波数が所定範囲内に維持されるように構成される、ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回
路。