JP2002345236A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 スイッチング素子の低耐圧化 【解決手段】 自励式でスイッチング周波数制御方式に
よって安定化を図る複合共振形コンバータとして、直交
型制御トランスを省略した構成を採ったうえで、電源起
動時においては、絶縁コンバータトランスに巻装される
三次巻線の交番電圧を基に生成される一次側直流電圧の
レベル検出に基づいて動作するソフトスタート回路を設
ける。これにより、例えばこれまでに用いられていたと
される過電流検出回路等を設けなくとも、回路保護を行
うことが可能となる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図５の回路図は、先に本出願人が提案した
発明に基づいて構成することのできる、先行技術として
のスイッチング電源回路の一例を示している。この図に
示す電源回路の基本構成としては、一次側スイッチング
コンバータとして電圧共振形コンバータを備えている。

【０００４】この図に示す電源回路では、ブリッジ整流
回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉによって、商用交流電
源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）から交流入力電圧ＶACの１
倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。ま
た、商用交流電源ＡＣのラインには、電源のオン／オフ
を行うスイッチＳＷが挿入されている。また、商用交流
電源ＡＣのラインには、突入電流制限抵抗Ｒｉを挿入す
るようにもしており、例えば電源投入時に平滑コンデン
サに流入する突入電流を抑制するようにしている。

【０００５】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続する電圧共振形コンバータとしては、１石
によるシングルエンド方式が採用される。また駆動方式
としては自励式の構成を採っている。この場合、電圧共
振形コンバータを形成するスイッチング素子Ｑ1には、
高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トラ
ンジスタ）が選定される。このスイッチング素子Ｑ1の
コレクタ−エミッタ間に対しては、一次側並列共振コン
デンサＣｒが並列に接続される。また、ベース−エミッ
タ間に対しては、クランプダイオードＤD−抵抗ＲDの直
列接続回路が接続される。ここで、並列共振コンデンサ
Ｃｒは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
に得られるリーケージインダクタンスＬ1と共に、一次
側並列共振回路を形成しており、これによって電圧共振
形コンバータとしての動作が得られるようになってい
る。そして、スイッチング素子Ｑ1のベースに対して
は、駆動巻線ＮB−共振コンデンサＣB−ベース電流制限
抵抗ＲBから成る自励発振駆動回路が接続される。スイ
ッチング素子Ｑ1には、この自励発振駆動回路にて発生
される発振信号を基とするベース電流が供給されること
でスイッチング駆動される。なお、起動時においては整
流平滑電圧Ｅｉのラインから起動抵抗Ｒｓを介してベー
スに流れる起動電流によって起動される。

【０００６】直交型制御トランスＰＲＴは、上記駆動巻
線ＮBと電流検出巻線ＮDの巻装方向に対してその巻装方
向が直交するようにして制御巻線Ｎｃが巻装されて構成
され、後述するようにして一次側電圧共振形コンバータ
のスイッチング周波数を制御するために設けられる。

【０００７】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側
に得られるスイッチングコンバータのスイッチング出力
を二次側に伝送するために設けられる。この絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴは、ＥＥ型コアに対して一次巻線Ｎ
1と二次巻線Ｎ2を分割して巻装し、中央磁脚に対しては
ギャップＧを形成することで、所要の結合係数による疎
結合の状態が得られるようにして、飽和状態が得られに
くいようにしている。

【０００８】この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1は、直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）のライ
ンとスイッチング素子Ｑ1のコレクタとの間に接続され
ている。スイッチング素子Ｑ1は、直流入力電圧につい
てスイッチングを行うのであるが、これによって、一次
巻線Ｎ1には、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力
が供給されることとなり、スイッチング周波数に対応す
る周期の交番電圧が発生する。

【０００９】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００１０】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共
振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように
一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作す
る構成のスイッチングコンバータについては、「複合共
振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。

【００１１】この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側においては、先ず、二次巻線Ｎ2の巻終わり端
部に対して整流ダイオードＤO1のアノードを接続し、カ
ソードを平滑コンデンサＣO1の正極端子と接続すること
で、半波整流回路を形成している。この半波整流回路に
よっては、平滑コンデンサＣO1の両端には、二次側直流
出力電圧ＥO1が得られることになる。また、この場合に
は、二次巻線Ｎ2に対してタップを設け、このタップ出
力に対して、図示するようにして整流ダイオードＤO2及
び平滑コンデンサＣO2から成る半波整流回路を形成して
いる。そして、この半波整流回路によっては、上記二次
側直流出力電圧ＥO1よりも低圧な二次側直流出力電圧Ｅ
O2が得られる。なお、具体的には、二次側直流出力電圧
ＥO1＝１３５Ｖ、二次側直流出力電圧ＥO2＝１５Ｖとな
る。

【００１２】これら二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2は、
それぞれ所要の負荷回路に対して供給されることにな
る。また、二次側直流出力電圧ＥO1は制御回路１の検出
用電圧として、二次側直流出力電圧ＥO2は、制御回路１
の動作電源として分岐出力される。

【００１３】制御回路１は、二次側直流出力電圧ＥO1の
レベルに応じて可変の直流電流を、制御電流として、直
交型制御トランスＰＲＴの制御巻線Ｎｃに流すようにさ
れる。制御巻線Ｎｃに流れる制御電流レベルが可変され
ることで、直交型制御トランスＰＲＴにおいては、駆動
巻線ＮBのインダクタンスを可変するように制御するこ
とになる。これによって、自励発振駆動回路における駆
動巻線ＮB−共振コンデンサＣBから成る共振回路の共振
周波数が変化し、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング
周波数が可変制御されることになる。このようにしてス
イッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数が可変される
ことで、二次側直流出力電圧が一定となるように制御さ
れる。つまり、電源の安定化が図られる。なお、本明細
書では、このような動作による定電圧制御について、
「スイッチング周波数制御方式」ともいうことにする。

【００１４】ところで、上記図５に示した電源回路で
は、スイッチＳＷがオンとされて商用交流電源ＡＣが投
入されると、突入電流制限抵抗Ｒｉからブリッジ整流回
路Ｄｉのダイオードを介して平滑コンデンサＣｉに対し
て電流が流入し、平滑コンデンサＣｉの両端電圧である
整流平滑電圧Ｅｉを、交流入力電圧ＶACに対応するレベ
ルにまで引き上げる。すると、整流平滑電圧Ｅｉのライ
ンから起動抵抗Ｒｓを介して起動電流がスイッチング素
子Ｑ1のベースに流入して、スイッチング素子Ｑ1はオン
となり発振起動し、スイッチング動作が開始される。

【００１５】しかし、このような起動時の動作に伴って
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側の平滑コン
デンサＣO1，ＣO2に対して過大な充電電流が流れる。ま
た、平滑コンデンサＣｉから電流検出巻線ＮA−一次巻
線Ｎ1を介して、スイッチング素子Ｑ1のコレクタに過大
なコレクタ電流もながれることになる。さらに、このと
きの二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2のレベルとしては、
所要のレベルに立ち上がっていく過渡の状態であり、従
って、このときには、二次側直流出力電圧ＥO1のレベル
に応じたスイッチング周波数制御は行われない。このと
きのスイッチング素子Ｑ1は、駆動巻線ＮBのインダクタ
ンスと、コンデンサＣBのキャパシタンスとによって決
定される最低のスイッチング周波数によって動作する。
この電源回路の場合、スイッチング周波数が最低のスイ
ッチング周波数によりスイッチング動作を行うと、スイ
ッチング素子Ｑ1のオン期間とオフ期間のうち、オン期
間のほうが長くなるのであるが、これによって、スイッ
チング素子Ｑ1のオフ期間において、スイッチング素子
Ｑ1//並列共振コンデンサＣｒの並列回路の両端に発生
する並列共振電圧Ｖ1としての電圧共振パルスのピーク
レベルも過大なものとなってしまう。

【００１６】そこで図５に示した構成の回路の実際とし
ては、起動時においてスイッチング素子Ｑ1に流れる過
大なコレクタ電流を制限するための過電流制限回路を設
けることがある。図６は、図５に示した回路構成を基本
として過電流制限回路を設けた電源回路の構成例が示さ
れている。なお、この図において図５と同一部分には同
一符号を付して説明を省略する。図６に示される過電流
制限回路１０は、スイッチング素子Ｑ1のエミッタに流
れる電流を、電流検出抵抗ＲEと分圧抵抗Ｒ11，Ｒ12か
ら成る回路によって検出するようにしている。そして、
過大とされるレベルのエミッタ電流を検出してトランジ
スタＱ10を導通させることで、スイッチング素子Ｑ1の
ベース電流を、ダイオードＤ2からトランジスタＱ10の
コレクタ−エミッタを介して流すようにされる。これに
よって、スイッチング素子Ｑ1の順方向のベース電流が
抑制されることになり、スイッチング素子Ｑ1のコレク
タに流れるコレクタ電流を制限することが可能になる。

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図６に
示したようにして過電流制限回路１０を設けるようにし
た場合には、例えばスイッチング素子Ｑ1のエミッタと
直列に電流検出抵抗ＲEが接続されることになるので、
電流検出抵抗ＲEにおける電力損失が生じてしまうこと
になる。この電流検出抵抗ＲEにおける電力損失は、特
に重負荷時において増加し、電力変換効率を低下させる
要因となっている。

【００１７】また、図７の波形図は、上記図６に示した
回路の動作として、負荷変動に応じた電圧共振パルスＶ
1と、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ電流ＩQ1を示して
いる。例えば、中間負荷時とされ、交流入力電圧ＶAC＝
１２０Ｖ程度とされる定常動作時においては、図７
（ａ）（ｂ）に示すようにして、電圧共振パルスＶ1は
７００Ｖｐ程度とされ、スイッチング素子Ｑ1のコレク
タ電流ＩQ1は４．５Ａ程度となっている。これに対し
て、最大負荷電力(Pomax＝１５０Ｗ）とされ、交流入力
電圧ＶAC＝１２０Ｖ程度にまで上昇したとされる条件で
は、図７（ｃ）（ｄ）に示すように、電圧共振パルスＶ
1は９００Ｖｐ程度にまで上昇し、スイッチング素子Ｑ1
のコレクタ電流ＩQ1は６．５Ａ程度にまで上昇してしま
う。つまり、最大負荷電力時の電圧共振パルスＶ1とコ
レクタ電流ＩQ1は、定常時よりも２０〜３０パーセント
程度も増加している。このような動作は、図６に示した
回路が過電流制限回路１０を備えているために、交流入
力電圧ＶACが上昇したときに対応したマージンと、過電
流制限回路１０を構成する部品のばらつきによる定常動
作時の誤動作マージンを考慮して回路設計を行った結果
によるものとされる。そして、スイッチング素子Ｑ1と
しては、最大負荷電力時に対応して、例えば１２００Ｖ
という高耐圧品を選定しなければならない。スイッチン
グ素子が高耐圧になるほど、大型で高価になってしま
う。また、スイッチング特性も劣ってくる。

【００１８】また、図５及び図６に示した電源回路で
は、起動時における二次側直流出力電圧の立ち上がる時
間が速いことから、例えば起動時において二次側直流出
力電圧のレベル変動を検出してその急峻なレベル上昇を
抑制するように回路を構成することができない。つま
り、二次側直流出力電圧のレベル変動を検出することに
よっては、いわゆるソフトスタート動作が得られない。
このため、起動時における誤動作マージンがなく、それ
だけ電源回路の信頼性に欠けるという問題を有してい
る。

【００１９】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のよう
にして構成する。つまり、直流入力電圧についてスイッ
チングを行うスイッチング素子を備えたスイッチング手
段と、一次巻線に得られる上記スイッチング手段の出力
を二次巻線に伝送する絶縁コンバータトランスと、この
絶縁コンバータトランスの一次巻線と、一次側並列共振
コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手段の
動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並列共
振回路を備える。また、絶縁コンバータトランスに巻装
した二次巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列
に接続することで形成される二次側並列共振回路と、こ
の二次側並列共振回路に得られる交番電圧を入力して整
流動作を行うことで直流出力電圧を得るように構成され
る直流出力電圧生成手段を備える。また、上記絶縁コン
バータトランスの一次巻線に直列に接続されて上記スイ
ッチング手段の出力を検出する一次巻線と、該一次巻線
により検出されたスイッチング電圧が伝送される二次巻
線とを有するドライブトランスと、少なくともドライブ
トランスの二次巻線と直列に接続される直列共振コンデ
ンサと直列共振インダクタとによる直列共振回路とを備
えて形成され、上記スイッチング素子に対してスイッチ
ング駆動信号を供給するスイッチング駆動手段とを備え
る。また、直列共振コンデンサと直列共振インダクタと
の接続点に接続される分割コンデンサと導通制御用素子
との直列回路と、直流出力電圧生成手段により得られる
直流出力電圧のレベルに応じて上記導通制御用素子の導
通量を可変して、分割コンデンサを流れる電流量を可変
制御することで、スイッチング素子のスイッチング周波
数を制御して直流出力電圧についての定電圧制御を行う
ようにされる定電圧制御手段を備える。そして、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装される三次巻線
を備え、この三次巻線に得られる交番電圧を整流するこ
とで一次側直流電圧を得るようにされる一次側直流電圧
生成手段と、起動時において得られる一次側直流電圧に
基づき、定電圧制御手段が直流出力電圧を低くする動作
傾向となるように導通制御用素子の導通量を可変制御す
るソフトスタート手段とを備えるものである。

【００２０】上記構成では、スイッチング素子を自励式
によってスイッチング駆動する複合共振形コンバータに
おいて、定電圧制御のために、二次側の直流出力電圧に
応じて導通制御素子における導通量を可変するようにし
ている。これによって、スイッチング駆動手段内の直列
共振コンデンサと並列接続される分割コンデンサに流れ
る電流を可変制御して、スイッチング素子のスイッチン
グ周波数を制御するようにしている。そしてこのような
定電圧制御の構成であれば、例えば自励式の場合にスイ
ッチング周波数可変制御のために用いられていた直交型
制御トランスを省略することが可能となる。その上で本
発明は、絶縁コンバータトランスの一次側に三次巻線を
巻装することで、この三次巻線に励起される交番電圧を
基に一次側直流電圧を生成する。この一次側直流電圧
は、起動時においては例えば０レベルから或る定常レベ
ルにまで上昇していくものであり、従って、起動時にお
ける二次側直流出力電圧の上昇にも対応している。そし
て、本発明のソフトスタート手段は、起動時において、
一次側直流電圧のレベル上昇に応じて、二次側直流出力
電圧を低くする動作が得られる制御傾向で以てスイッチ
ング周波数が可変制御されるように、導通制御用素子の
導通量を可変制御するソフトスタート回路を備えるよう
にされる。つまり、このソフトスタート回路は、一次側
にて間接的に二次側直流出力電圧のレベル上昇を検出し
てソフトスタート動作を得るようにしているものであ
る。

【００２１】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の形態とし
てのスイッチング電源回路の構成例を示している。この
図に示す電源回路は、一次側に電圧共振形コンバータを
備えると共に二次側には並列共振回路を備えた複合共振
形スイッチングコンバータとしての構成を採る。この図
に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源（交流
入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整
流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コン
デンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力
電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを
生成するようにされる。また、この図では、電源回路の
動作をオン／オフさせるために商用交流電源のラインに
挿入されるスイッチＳＷが示される。

【００２２】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１
石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングル
エンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コ
ンバータが備えられる。ここでの電圧共振形コンバータ
は自励式の構成を採っており、スイッチング素子Ｑ1と
しては、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接
合型トランジスタ）が使用される。スイッチング素子Ｑ
1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1、及びドライブトランスＣＤＴの一次巻線（検
出巻線）ＮAを介して平滑コンデンサＣｉの正極と接続
される。また、この場合のエミッタは、一次電流検出抵
抗Ｒ2を介して一次側アースに接続される。つまり、一
次電流検出抵抗Ｒ2は、スイッチング電流の経路とし
て、スイッチング素子Ｑ1のエミッタと一次側アース間
に対して挿入されているものである。

【００２３】また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−
エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列
に接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャパシ
タンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ
1に得られるリーケージインダクタンスとによって一次
側並列共振回路を形成するものとされている。そして、
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作に応じて、こ
の並列共振回路による共振動作が得られることで、スイ
ッチング素子Ｑ1のスイッチング動作としては電圧共振
形となる。

【００２４】また、スイッチング素子Ｑ1 のベース−エ
ミッタ間にはインダクタＬBを介してクランプダイオー
ドＤDが挿入されている。つまりクランプダイオードＤD
のカソードが、後述する時定数コンデンサＣB1とインダ
クタＬBの接続点に接続され、クランプダイオードＤDの
アノードは１次側アースに接続される。このクランプダ
イオードＤDは低速リカバリ型ダイオードとされる。

【００２５】また、本実施の形態においては、スイッチ
ング素子Ｑ1を起動させるための起動抵抗として、２本
の起動抵抗Ｒｓ1，Ｒｓ2に分割して直列に接続してい
る。そして、この直列接続された起動抵抗Ｒｓ1−Ｒｓ2
を、整流平滑電圧ＥｉのラインとインダクタＬBとの間
に挿入している。これによって、電源起動時において
は、上記起動抵抗Ｒｓ1−Ｒｓ2を介して得られる起動電
流が、インダクタＬBを介してスイッチング素子Ｑ1のベ
ースに流れるようにされ、これによってスイッチング素
子Ｑ1がオンとなってスイッチング動作を開始するよう
にされている。

【００２６】ドライブトランスＣＤＴの一次側は検出巻
線ＮAとされる。この検出巻線ＮAは絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に直列に接続されていること
で、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング出力を検出す
る。この検出巻線ＮAからスイッチング電圧が伝送され
る二次巻線は、スイッチング素子Ｑ1のための自励発振
駆動回路を形成する駆動巻線ＮBとされる。

【００２７】このドライブトランスＣＤＴとしては、例
えば図４（ａ）に示すようなＨ字型フェライト磁心によ
るものか、或いは図４（ｂ）のＥＩ−１２型フェライト
磁心によるものを採用できる。図４（ａ）の場合は、Ｈ
字型のフェライト磁心１００に対して、検出巻線ＮAと
駆動巻線ＮBを二重絶縁線として絶縁を確保した上で巻
装することで形成される。図４（ｂ）の場合は、Ｉ型コ
ア１０２とＥ型コア１０３を図のように組み合わせる。
Ｉ型コア１０２とＥ型コア１０３の磁脚の接合点にはギ
ャップＧを形成する。そしてＥ型コア１０３の中央磁脚
に分割ボビン１０３を配し、この分割ボビン１０３に検
出巻線ＮAと駆動巻線ＮBをそれぞれ巻装することで形成
される。この図４（ａ）又は図４（ｂ）のようなドライ
ブトランスＣＤＴは、例えば図１５で説明した直交形制
御トランスＰＲＴに比較して大幅な小型軽量化が可能と
なるものである。

【００２８】スイッチング素子Ｑ1のベースに対して
は、図示するように、［駆動巻線ＮB−時定数コンデン
サＣB−インダクタＬB］のＬＣ直列接続回路が接続され
る。この直列接続回路は、スイッチング素子Ｑ1を自励
式により駆動するための自励発振駆動回路となる。イン
ダクタＬBは、例えばフェライトビーズインダクタとし
ての構造を有する。

【００２９】この場合、ドライブトランスＣＤＴの駆動
巻線ＮBは、上記のように検出巻線ＮAが絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線に直列接続されているため、
一次巻線Ｎ1に得られるスイッチング出力電圧としての
交番電圧が励起される。そして、自励発振駆動回路とし
ては、コンデンサＣB1と駆動巻線ＮBのインダクタンス
及びインダクタＬBとによって、直列共振回路を形成す
る。この直列共振回路の共振周波数は、駆動巻線ＮBと
インダクタＬBのインダクタンスと、共振コンデンサＣB
1のキャパシタンスとによって決定される。

【００３０】上記自励発振駆動回路では、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と直列接続された検出
巻線ＮAにより励起される駆動巻線ＮBには、ドライブ電
圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、
直列共振回路（ＬB−ＣB1−ＮB）を介するようにして、
ドライブ電流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出
力される。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列
共振回路の共振周波数により決定されるスイッチング周
波数でスイッチング動作を行うことになる。そして、そ
のコレクタに得られるスイッチング出力を絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に伝達する。

【００３１】また、本実施の形態では、コンデンサＣB2
と、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ2）の直列回路が形成され、こ
の直列回路がコンデンサＣB1とインダクタＬBとの接続
点と一次側アースとの間に挿入される。ここで、コンデ
ンサＣB2は、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ2）としての抵抗分を
省略すれば、コンデンサＣB1に流れる交番電流を分岐し
て一次側アースに流す経路を接続しているものと見るこ
とができる。そして、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ2）は、コン
デンサＣB2に流れる電流量を制御する導通制御の機能を
有しているものと見ることができる。

【００３２】ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ2）のドレインはコン
デンサＣB2と接続され、ソースは一次側アースに接続さ
れる。また、クランプダイオードＤD2は、ＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ（Ｑ2）のドレイン−ソース間に対して図示する方向
により並列に接続される。この場合のクランプダイオー
ドＤD2には、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ2）に内蔵される、い
わゆるボディダイオードを利用することができる。

【００３３】また、この図に示す回路の場合には、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの一次側に対して、三次巻線
Ｎ3が巻装される。この三次巻線Ｎ3に対してはダイオー
ドＤ1及びコンデンサＣ1から成る半波整流回路が接続さ
れており、このコンデンサＣ1の両端に対しては、所定
レベルの低圧直流電圧Ｅ1が得られることになる。そし
て、この低圧直流電圧Ｅ1は、フォトカプラＰＣを形成
するフォトトランジスタのコレクタ−エミッタからさら
に抵抗を介して、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ２）のゲートに接
続される。従って、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ２）のゲートに
おいては、フォトダイオードから流れる電流レベルに応
じた抵抗Ｒ１の両端電圧が発生し、これがゲート電圧と
してＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ２）のゲートに印加されること
になる。

【００３４】また、本実施の形態の電源回路の一次側に
おいては、ソフトスタート回路２が設けられる。このソ
フトスタート回路２は、ＰＮＰ型のトランジスタＱ4
と、ＮＰＮ型のトランジスタＱ3とを有して形成され
る。トランジスタＱ4のコレクタは、分割された起動抵
抗Ｒｓ1−Ｒｓ2の接続点に対して接続され、エミッタ
は、抵抗Ｒ2を介してＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ2）のゲートに
対して接続される。また、ベースは、抵抗Ｒ3を介して
トランジスタＱ3のコレクタに接続される。

【００３５】また、トランジスタＱ3のベースは、分圧
抵抗Ｒ5−Ｒ6の接続点に対して接続されている。分圧抵
抗Ｒ5側はツェナーダイオードＺＤのアノード→カソー
ドを介して低圧直流電圧Ｅ1と接続され、分圧抵抗Ｒ6側
は一次側アースに接続される。また、トランジスタＱ3
のエミッタも一次側アースに接続される。また、トラン
ジスタＱ4のベースと抵抗Ｒ3の接続点と、トランジスタ
Ｑ3のエミッタとの間には、時定数コンデンサＣ3が接続
される。ソフトスタート回路２の回路構成としては上記
したようになるが、この動作については後述する。

【００３６】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送す
る。絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図示による説明
は省略するが、例えばフェライト材による２組のＥ型コ
アを互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コ
アを有し、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボ
ビンを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ
分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚に対し
てはギャップを形成するようにしている。これによっ
て、所要の結合係数による疎結合が得られるようにして
いる。ギャップは、２組のＥ型コアの各中央磁脚を、２
本の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来
る。また、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５と
いう疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和
状態が得られにくいようにしている。

【００３７】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００３８】つまり、この電源回路は、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路を
備え、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回
路を備えた「複合共振形スイッチングコンバータ」とさ
れるものである。

【００３９】上記のようにして形成される電源回路の二
次側に対しては、二次側並列共振回路（Ｎ2//Ｃ2）に対
して、二次側整流ダイオードＤO1と平滑コンデンサＣO1
とからなる半波整流回路が接続され、これにより、二次
側並列共振回路（Ｎ2//Ｃ2）に発生する交番電圧のほぼ
等倍レベルに対応する二次側直流出力電圧ＥO1を得るよ
うにしている。また、ここでは、二次巻線Ｎ2に対して
タップ出力を設けて、このタップ出力と二次側アース間
に対して、図示するように、二次側整流ダイオードＤ02
と平滑コンデンサＣO2から成る半波整流回路を接続する
ことで、低圧の二次側直流出力電圧ＥO2を得るようにし
ている。この場合、二次側直流出力電圧ＥO1は、制御回
路１に対して定電圧制御のための検出電圧として入力さ
れる。

【００４０】制御回路１は、直流出力電圧ＥO1を検出入
力とする誤差増幅器として機能し、直流出力電圧ＥO1の
レベルに応じて可変のレベルの電流を出力する。ここで
は制御回路１は、直流出力電圧ＥO1のレベルが低下する
と、その低下分に応じて出力電流量を増加させる回路構
成とされており、その出力電流は、フォトカプラＰＣの
フォトダイオードに対して流れるようにされる。つま
り、この制御回路１の出力は一次側にフィードバックさ
れ、これにより、次に説明するようにしてスイッチング
素子Ｑ1のスイッチング周波数が制御されて定電圧制御
が図られるのであるが、フォトカプラＰＣは、この定電
圧制御系において絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
側と二次側を直流的に絶縁するために設けられる。

【００４１】ここで、二次側直流出力電圧ＥO1の負荷電
力が重負荷の条件となって二次側直流出力電圧ＥO1のレ
ベルが低く成るように変化したとする。この場合には、
制御回路１からフォトカプラＰＣを介してＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ（Ｑ2）のゲートに流れる電流レベルが増加されるこ
とになる。これにより、抵抗Ｒ１によってＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ（Ｑ2）のゲートに加わる制御電圧（ゲート電圧）も
上昇することになる。

【００４２】このようにしてレベルが変化するゲート電
圧によりＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ2）の導通状態が制御され
るが、これによってＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ2）と直列接続
されているコンデンサＣB2の導通角が制御される。そし
てＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ2）とコンデンサＣBの直列回路
と、低速リカバリ型のクランプダイオードＤD1とが、そ
れぞれ並列に、コンデンサＣB1とインダクタＬBの接続
点に接続されることで、スイッチング素子Ｑ１のスイッ
チング周波数が高められるように駆動され、しかも、直
列共振回路（ＬB−ＣB1−ＮB）の共振電流（スイッチン
グ素子Ｑ１のベース電流ＩB）が制御されてスイッチン
グ素子Ｑ１のスイッチング周波数と共に、その導通角が
同時に可変制御される動作が得られる。

【００４３】なお、スイッチング周波数と導通角が同時
に可変制御される動作は、前述もした複合制御方式によ
る動作であり、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間
は一定で、オンとなる期間（導通角）が制御される。そ
して、このような動作によって、二次側直流出力電圧Ｅ
O1のレベルが低下した際には、それを上昇させる作用が
得られることとなって定電圧化が図られることになる。
つまり、重負荷時にはスイッチング素子Ｑ１がオンして
いるＴON期間が長くなり、軽負荷時にはＴON期間が短く
なるように制御される。

【００４４】このようにして、二次側直流出力電圧ＥO1
のレベルに応じてスイッチング周波数が可変制御される
ことで、例えば一次側から二次側に伝送されるエネルギ
ーが可変され、結果的には、二次側直流出力電圧のレベ
ルが可変されることになる。つまり、電源の安定化が図
られる。

【００４５】これまでの説明からも分かるように、本実
施の形態の電源回路では、定電圧制御のために、ＭＯＳ
−ＦＥＴ（Ｑ2）のゲート電極に対しては、二次側直流
出力電圧のレベルに応じて可変制御される制御電圧を印
加するようにしており、このＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ2）の
導通状態により例えばスイッチング素子Ｑ1のスイッチ
ング周波数を可変制御する。つまり、スイッチング素子
は、その導通角及びスイッチング周波数が同時に可変さ
れる複合制御方式によって制御されることになるが、こ
のような動作を得るためにあたり、直交型制御トランス
を省略した構成とすることが可能になる。これにより、
直交型制御トランスのギャップのばらつき等に起因する
インダクタンス値のばらつきの問題は解消される。特に
本発明におけるドライブトランスのインダクタンスのば
らつきは±５％程度であるため、交流入力電圧の範囲に
対するマージンを少なく設定することが可能となるの
で、回路設計も容易なものとすることが可能になる。ま
た、直交形制御トランスの製造工程の困難さの問題も解
消される。さらにＡＣ／ＤＣ電力変換効率の向上も図ら
れる。

【００４６】また、直交形制御トランスの制御巻線に制
御電力を供給してスイッチング周波数を制御する構成で
はないので、軽負荷時の無効電力を低減し、電力損失を
低減できる。さらに、ドライブトランスは、小型軽量の
ものが選定でき、補助スイッチング素子としては低耐圧
小容量品のＭＯＳ−ＦＥＴでよいなど、設計上及びコス
ト上、好適である。

【００４７】またスイッチング駆動信号としての共振電
流は正弦波形であり、スイッチング素子のベース電流
は、順方向ベース電流より逆方向ベース電流の方がピー
ク値は大きくなってスイッチング素子Ｑ１の下降時間が
少ないので、スイッチング素子Ｑ１のオフ時のスイッチ
ング損失が低減されるものとなる。またスイッチング素
子Ｑ１の発熱も少ないという利点も得られる。

【００４８】続いて、ソフトスタート回路２の動作につ
いて説明する。先に説明した定電圧制御動作によると、
ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ２）のゲート電圧を上昇させるよう
にして制御すれば、スイッチング周波数が高くなるよう
に制御され、これによっては、上昇した二次側直流出力
電圧を低下させることになる。そこで、スイッチＳＷを
オンとした後に定常動作となるまでの過渡期とされる起
動時において、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ２）のゲート電圧を
上昇させ、スイッチング周波数を高くするような動作を
得れば、この起動時における二次側直流出力電圧Ｅの急
峻な上昇は抑制されることになる。つまり、起動時にお
けるソフトスタート動作が得られる。本実施の形態のソ
フトスタート回路２は、上記した動作を行うように構成
されている。

【００４９】ここで、スイッチＳＷがオンとされて商用
交流電源ＡＣのラインが接続されると、交流入力電圧Ｖ
ACが整流平滑回路（Ｄｉ，Ｃｉ）から成る整流平滑回路
に投入される。つまり、ブリッジ整流回路Ｄｉを介して
平滑コンデンサＣｉに整流電流が流入し、平滑コンデン
サＣｉの両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉを交流入力電
圧ＶACに対応するレベルにまで上昇させる。そして、こ
のようにして整流平滑電圧Ｅｉが上昇していくときに
は、起動抵抗Ｒｓ1−Ｒｓ2を介して起動電流がスイッチ
ング素子Ｑ1のベースに流入し、この起動電流によって
スイッチング素子Ｑ1がオン状態となると、自励発振駆
動回路の発振動作が開始され、スイッチング動作も開始
されることになる。

【００５０】スイッチング動作が開始されるのに伴っ
て、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1には
交番電圧が発生するが、一次巻線Ｎ1に励起される三次
巻線Ｎ3にも交番電圧の発生が始まる。この交番電圧
は、ダイオードＤ1により整流されてコンデンサＣ1に充
電されていくことで、コンデンサＣ1の両端電圧である
低圧直流電圧Ｅ1としては、例えば定常レベルにまで上
昇していくようにして現れてくることになる。このと
き、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において
は、二次巻線Ｎ2に励起された交番電圧を整流して得ら
れる整流電流によって平滑コンデンサＣO1，ＣO2に対す
る充電が開始されているために、二次側直流出力電圧Ｅ
O1，ＥO2もそのレベルが上昇していく過程にある。つま
り、起動時における一次側の低圧直流電圧Ｅ1のレベル
変化は、二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2のレベル変化に
応答したものとなっているといえる。

【００５１】そこで、ソフトスタート回路２では、上記
した低圧直流電圧Ｅ1のレベル変化を、二次側直流出力
電圧ＥO1，ＥO2のレベル変化として検出するようにして
いる。つまり、ソフトスタート回路２においては、低圧
直流電圧Ｅ1と一次側アース間に対してツェナーダイオ
ードＺＤのカソード−アノードを介して分圧抵抗Ｒ5−
Ｒ6を接続しており、これらの素子から成る回路によっ
て、低圧直流電圧Ｅ1のレベルの上昇を検出し、分圧抵
抗Ｒ5−Ｒ6の接続点からトランジスタＱ3のベースにベ
ース電流を流すようにされる。

【００５２】そして、上記のようにして起動後において
トランジスタＱ3にベース電流が流れ始めると、このト
ランジスタＱ3のコレクタに電流が流れることになるの
で、抵抗Ｒ3を介して、トランジスタＱ4のベース電流も
流れることになる。これによってトランジスタＱ4で
は、整流平滑電圧Ｅｉのラインから起動抵抗Ｒｓ1を介
して得られる電流を、エミッタ−コレクタからさらに抵
抗Ｒ2を介して流すようにされる。そして、この電流に
よって抵抗Ｒ1の電位であるＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ2）のゲ
ート電圧が上昇されることになる。なお、このとき、二
次側直流出力電圧は上昇過程にあって制御回路１は動作
を開始していないので、フォトカプラＰＣは導通してい
ない。

【００５３】このようにしてＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ2）の
ゲート電圧が引き上げられることで、このときには、ス
イッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数は、例えば制
御範囲の上限に近い２００ＫＨｚ程度にまで高くなるよ
うにして制御されることになる。前述したように、本実
施の形態の定電圧制御系はスイッチング周波数が高くな
れば二次側直流出力電圧を低下させる傾向で制御するこ
とになるのであるが、、上記したような起動時において
スイッチング周波数を高くすることによっては、二次側
直流出力電圧の急峻な上昇を抑制する動作が行われるこ
とになる。

【００５４】また、ソフトスタート回路２が上記した動
作を開始して、トランジスタＱ4に対してベースが流れ
るようにされると、このベース電流は、時定数コンデン
サＣ3に充電電流として流入し、時定数コンデンサＣ3の
電位を引き上げていくことになる。すると、トランジス
タＱ4のベース電位が高くなってくるために、トランジ
スタＱ4のコレクタ電流は時間経過に応じて減少し、Ｍ
ＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ２）のゲート電圧も低下していくこと
になる。従って、スイッチング周波数は徐々に下がって
いくことになる。そして、スイッチング周波数が低下し
ていくのに応じては、二次側直流出力電圧のレベルが徐
々に定常レベルにまで引き上げられていく。そして、時
定数コンデンサＣ3の電位がトランジスタＱ4のベース−
エミッタ間電圧と同電位以上となったときに、トランジ
スタＱ4にベース電流が流れなくなり、トランジスタＱ4
のコレクタ電流に基づいたスイッチング周波数の強制的
な制御は以降停止することになる。つまりソフトスター
ト動作が終了される。そして、ソフトスタート動作が終
了した時点では、二次側直流出力電圧は、ほぼ定常に近
いレベルにまで引き上げられており、以降においては、
制御回路１の制御による通常の定電圧制御に移行するこ
とになる。また、上記説明によると、起動時からソフト
スタート回路２の動作が開始されて終了するまでの動作
時間は、時定数コンデンサＣ3の時定数（キャパシタン
ス）により決定されることになる。

【００５５】図２は、起動時における一次側電圧共振パ
ルスＶ1と、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ電流ＩQ1の
レベル変化を時間経過と共に示している。なお、一次側
電圧共振パルスＶ1は、スイッチング素子Ｑ1と並列共振
コンデンサＣｒの並列回路の両端に対して、スイッチン
グ素子Ｑ1のオフ時に得られるパルス電圧である。ま
た、この図に示される特性は、交流入力電圧ＶAC＝１０
０Ｖ、最大負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時におけるものとさ
れる。

【００５６】本実施の形態のソフトスタート回路２を設
けないとした場合には、例えば図２の破線に示すように
して、一次側電圧共振パルスＶ1及びコレクタ電流ＩQ1
は共に、起動直後から急峻に上昇する。この場合、スイ
ッチング動作はスイッチオン時からほぼ２０ｍｓ程度を
経過したときに開始されるのであるが、その後も一次側
電圧共振パルスＶ1及びコレクタ電流ＩQ1は上昇を続
け、４０ｍｓを経過するあたりで下降していくものの、
定常レベルとなって安定するのは約１００ｍｓ経過後と
なる。

【００５７】そこで、本実施の形態としては、例えば時
定数コンデンサＣ3のキャパシタンスとして、例えば１
００ｍｓの時定数が得られるように選定を行う。つま
り、ソフトスタート回路２としては、起動時から１００
ｍｓの期間にわたって上述したソフトスタート動作が行
われるように設定する。このようにすれば、図２におい
て実線で示すようにして、起動時において一次側電圧共
振パルスＶ1及びコレクタ電流ＩQ1を定常以下のレベル
とすることが可能となるものである。つまり、起動後の
或る一定期間において一次側に生じる過電圧及び過電流
を抑制したうえで、以降の定常動作に安定的に移ること
を可能としているものである。

【００５８】また、図３には、起動時における二次側直
流出力電圧ＥO1のレベル変化を時間経過と共に示してい
る。この図に示す場合にも、ソフトスタート回路２を設
けないとした場合には、二次側直流出力電圧ＥO1は、破
線で示すように、起動時から２０ｍｓを経過したあたり
で、定常レベルを超えた状態でピークとなり、ほぼ１０
０ｍｓが経過するまで定常以上のレベルが現れてしま
う。これに対して、時定数コンデンサＣ3のキャパシタ
ンスについて１００ｍｓの時定数が得られるように選定
したソフトスタート回路２を設けた場合には、実線で示
すように、起動時における一次側電圧共振パルスＶ1及
びコレクタ電流ＩQ1を定常以下のレベルとするソフトス
タート動作が得られていることが分かる。

【００５９】このようにして、本実施の形態の電源回路
では、ソフトスタート回路２による過電流保護及び過電
圧保護が行われることになるので、例えば先に図６に示
したような過電流制限回路１０を備える必要はなくな
る。このために、本実施の形態では、スイッチング素子
Ｑ1のエミッタに対して接続される電流検出抵抗によっ
て生じる電力損失を低減することができる。なお、本実
施の形態の回路においても、一次電流検出抵抗Ｒ2がス
イッチング素子Ｑ1のエミッタに対して挿入されてはい
るが、本実施の形態の場合は、スイッチング素子Ｑ1と
クランプダイオードＤDとが一次電流検出抵抗Ｒ2を介さ
ずに直接的に接続されているので、図６に示した回路に
おけるような電流検出抵抗による電力損失は生じない。

【００６０】また、本実施の形態の電源回路では、交流
入力電圧ＶACが上昇したときに対応したマージンと、過
電流制限回路１０を構成する部品のばらつきによる定常
動作時の誤動作マージンを考慮して回路設計を行う必要
はないこととなる。このため、本実施の形態において
は、最大負荷電力時における電圧共振パルスＶ1の上昇
を抑制することができるので、スイッチング素子Ｑ1に
ついては低耐圧品を選定することが可能になる。また、
電流容量についても小容量のものを選定することができ
る。低耐圧で小容量のスイッチング素子を選定できれ
ば、その形状をより小型なものとすることができる。例
えば図６に示す回路では、スイッチング素子Ｑ1につい
て、１２００Ｖ耐圧でＴＯ−３Ｐの大型なパッケージと
なるが、図１に示す本実施の形態の回路では、７００Ｖ
耐圧でＴＯ−２２０の中型パッケージとすることができ
るものである。また、低耐圧品とされることで、スイッ
チング特性も向上されるので、スイッチング素子Ｑ1に
おける電力損失も低減されることになる。

【００６１】さらに、例えば図６に示す電源回路に備え
られる過電流制限回路１０においては、電流検出抵抗Ｒ
Eは巻線抵抗であり、トランジスタＱ10及びダイオード
Ｄ2は電流容量１Ａとされていた。これに対して図１に
示したソフトスタート回路２の構成であれば、それぞれ
の回路系に備えられる半導体としては、より低耐圧で小
電流容量のものを選定することができ、この点でも、回
路の小型化及び低コスト化が図られることになる。

【００６２】また、本実施の形態のソフトスタート回路
２としては、図２及び図３を参照しての時定数コンデン
サＣ3についての説明からも分かるように、二次側直流
出力電圧、さらには一次側電圧共振パルスＶ1及びコレ
クタ電流ＩQ1についての起動時の立ち上がり時間に対応
して、時定数コンデンサＣ3のキャパシタンス（時定
数）を変更してソフトスタート回路２の動作時間を変更
設定するようにされる。このようにすれば、どのような
仕様の電源回路においても、適正な動作時間によってソ
フトスタート回路２を動作させることが可能とされてい
るものである。例えば図５及び図６に示した電源回路に
おいては、起動時における誤動作のマージンをとること
が困難なのであるが、本実施の形態のようにしてその動
作時間を可変設定可能なソフトスタート回路２を備えた
構成であれば、起動時における誤動作のマージンを大幅
に増加させることが可能になる。

【００６３】以上、実施の形態について説明してきた
が、本発明としては、上記各実施の形態として各図に示
した構成に限定されるものではない。例えば、上記各実
施の形態においてはスイッチング素子を１組備えるシン
グルエンド方式の場合が示されているが、スイッチング
素子を２組備える、いわゆるプッシュプル方式による、
自励式の電圧共振形コンバータとされても構わないもの
である。また、二次側についても、各図に示した以外の
回路構成による整流回路が備えられて構わないものであ
る。

【００６４】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、基本構成
として、自励式でスイッチング周波数制御方式によって
安定化を図る複合共振形コンバータとして直交型制御ト
ランスを省略した構成を採っている。そのうえで、例え
ば、電源起動時においては、絶縁コンバータトランスに
巻装される三次巻線の交番電圧を基に生成される一次側
直流電圧のレベル検出に基づいて動作するソフトスター
ト回路を設けるようにしている。これによって、本発明
では、例えばこれまでに用いられていたとされる過電流
検出回路等を設けなくとも、回路保護を行うことが可能
となる。このため、スイッチング素子としては低耐圧品
を選定することが可能となるために、小型で安価なもの
とすることができる。つまり、回路の小型化及び低コス
ト化が図られる。また、低耐圧品が選定されることでス
イッチング特性が向上され、電力変換効率も向上される
ことになる。また、上記した過電流検出回路において備
えられる過電流検出用の抵抗を挿入する必要はなくなる
ことから、この点でも電力損失の低減を図ることが可能
とされる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態としてのスイッチング電源
回路の構成例を示す回路図である。

【図２】本実施の形態の電源回路における起動時の一次
側電圧共振パルス及びスイッチング素子のコレクタ電流
のレベル変化を示す説明図である。

【図３】本実施の形態の電源回路における起動時の二次
側直流出力電圧のレベル変化を示す説明図である。

【図４】実施の形態の電源回路のドライブトランスの説
明図である。

【図５】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
例を示す回路図である。

【図６】先行技術のスイッチング電源回路として、過電
流制限回路を備えた場合の構成例を示す回路図である。

【図７】図６に示す回路における、定常状態時と最大負
荷電力時に対応した一次側並列共振パルス及びスイッチ
ング電流を示す波形図である。

【符号の説明】

１ 制御回路、ＳＷ スイッチ、ＰＣ フォトカプラ、
Ｑ1 スイッチング素子、Ｑ2 ＭＯＳ−ＦＥＴ ＰＩＴ
絶縁コンバータトランス、ＣＤＴ ドライブトラン
ス、Ｎ1 一次巻線、Ｎ2 二次巻線、Ｎ3 三次巻線、
ＤD クランプダイオード、Ｃｒ 一次側並列共振コン
デンサ、ＮB 駆動巻線、ＣB1、ＣB2 コンデンサ、ＬB
インダクタ、Ｑ3，Ｑ4 トランジスタ、Ｒ5，Ｒ6 分
圧抵抗

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流入力電圧についてスイッチングを行
   うスイッチング素子を備えたスイッチング手段と、 一次巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を二次
   巻線に伝送する絶縁コンバータトランスと、 上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と一次側並列共
   振コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手段
   の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並列
   共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次巻線に対し
   て二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形
   成される二次側並列共振回路と、 上記二次側並列共振回路に得られる交番電圧を入力して
   整流動作を行うことで直流出力電圧を得るように構成さ
   れる直流出力電圧生成手段と、 上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に直列に接続さ
   れて上記スイッチング手段の出力を検出する一次巻線
   と、該一次巻線により検出されたスイッチング電圧が伝
   送される二次巻線とを有するドライブトランスと、 少なくともドライブトランスの二次巻線と直列に接続さ
   れる直列共振コンデンサと直列共振インダクタとによる
   直列共振回路とを備えて形成され、スイッチング素子に
   対してスイッチング駆動信号を供給するスイッチング駆
   動手段と、 上記直列共振コンデンサと上記直列共振インダクタとの
   接続点に接続される分割コンデンサと導通制御用素子と
   から成る直列回路と、 上記直流出力電圧生成手段により得られる直流出力電圧
   のレベルに応じて上記導通制御用素子の導通量を可変し
   て、上記分割コンデンサを流れる電流量を可変制御する
   ことで、上記スイッチング素子のスイッチング周波数を
   制御して、上記直流出力電圧についての定電圧制御を行
   うようにされる定電圧制御手段と、 上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装され
   る三次巻線を備え、この三次巻線に得られる交番電圧を
   整流することで一次側直流電圧を得るようにされる一次
   側直流電圧生成手段と、 起動時において得られる上記一次側直流電圧に基づき、
   上記定電圧制御手段が上記直流出力電圧を低くする動作
   傾向となるように上記導通制御用素子の導通量を可変制
   御するソフトスタート手段と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 【請求項２】 上記ソフトスタート手段は、上記起動時
   における動作期間を設定する時定数回路を備えている、 ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回
   路。