JP2002354803A

JP2002354803A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JP2002354803A
Application number: JP2001149378A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2001-05-18
Filing date: 2001-05-18
Publication date: 2002-12-06

Abstract

(57)【要約】【課題】設計のマージンを小さなものとし、設計及び
製造の容易化を図る。【解決手段】一次側に対して自励式の電圧共振形コン
バータを備える複合共振形スイッチングコンバータを基
本構成とし、さらにドライブトランスの一次巻線と、自
励発振回路の駆動巻線を磁気結合させた上で、この一次
巻線と並列接続されるインダクタと、導通制御素子との
直列回路を形成させる。そして、二次側直流電圧のレベ
ル変動に応じて上記直列回路の電流量が可変されるよう
にすることで、自励発振回路の発信周波数（スイッチン
グ周波数）を可変制御し、スイッチング素子のスイッチ
ング周波数を可変させる定電圧制御を可能とさせる。こ
れにより、スイッチング周波数制御に必要とされていた
直交形制御トランスを省略することが可能となる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図５の回路図は、先に本出願人が提案した
発明に基づいて構成することのできる、先行技術として
のスイッチング電源回路の一例を示している。この図に
示す電源回路の基本構成としては、一次側スイッチング
コンバータとして電圧共振形コンバータを備えている。

【０００４】この図に示す電源回路では、ブリッジ整流
回路Ｄi及び平滑コンデンサＣiによって、商用交流電源
（交流入力電圧ＶAC）から交流入力電圧ＶACの１倍のレ
ベルに対応する整流平滑電圧Ｅiを生成する。

【０００５】上記整流平滑電圧Ｅi（直流入力電圧）を
入力して断続する電圧共振形コンバータとしては、１石
によるシングルエンド方式が採用される。また駆動方式
としては自励式の構成を採っている。この場合、電圧共
振形コンバータを形成するスイッチング素子Ｑ1には、
高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トラ
ンジスタ）が選定される。このスイッチング素子Ｑ1の
コレクタ−エミッタ間に対しては、一次側並列共振コン
デンサＣｒが並列に接続される。また、ベース−エミッ
タ間に対しては、クランプダイオードＤD−抵抗ＲDの直
列回路が接続される。ここで、並列共振コンデンサＣｒ
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得
られるリーケージインダクタンスＬ1と共に、一次側並
列共振回路を形成しており、これによって電圧共振形コ
ンバータとしての動作が得られるようになっている。そ
して、スイッチング素子Ｑ1のベースに対しては、駆動
巻線ＮB−共振コンデンサＣB−ベース電流制限抵抗ＲB
から成る自励発振駆動回路が接続される。スイッチング
素子Ｑ1には、この自励発振駆動回路にて発生される発
振信号を基とするベース電流が供給されることでスイッ
チング駆動される。なお、起動時においては整流平滑電
圧Ｅiのラインから起動抵抗ＲSを介してベースに流れる
起動電流によって起動される。

【０００６】直交型制御トランスＰＲＴは、上記駆動巻
線ＮBと電流検出巻線ＮDの巻装方向に対してその巻装方
向が直交するようにして制御巻線Ｎｃが巻装されて構成
され、後述するようにして一次側電圧共振形コンバータ
のスイッチング周波数を制御するために設けられる。こ
の直交形制御トランスＰＲＴの構造については後述す
る。

【０００７】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側
に得られるスイッチングコンバータのスイッチング出力
を二次側に伝送するために設けられる。この絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴは、ＥＥ型コアに対して一次巻線Ｎ
1と二次巻線Ｎ2を分割して巻装し、中央磁脚に対しては
ギャップを形成することで、所要の結合係数による疎結
合の状態が得られるようにして、飽和状態が得られにく
いようにしている。

【０００８】この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1は、直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅi）のライン
とスイッチング素子Ｑ1のコレクタとの間に接続されて
いる。スイッチング素子Ｑ1は、直流入力電圧について
スイッチングを行うのであるが、これによって、一次巻
線Ｎ1には、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が
供給されることとなり、スイッチング周波数に対応する
周期の交番電圧が発生する。

【０００９】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００１０】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共
振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように
一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作す
る構成のスイッチングコンバータについては、「複合共
振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。

【００１１】この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側においては、先ず、二次巻線Ｎ2の巻終わり端
部に対して整流ダイオードＤ01のアノードを接続し、カ
ソードを平滑コンデンサＣ01の正極端子と接続すること
で、半波整流回路を形成している。この半波整流回路に
よっては、平滑コンデンサＣ01の両端には、二次側直流
出力電圧Ｅ01が得られることになる。また、この場合に
は、二次巻線Ｎ2に対してタップを設け、このタップ出
力に対して、図示するようにして整流ダイオードＤ02及
び平滑コンデンサＣ02から成る半波整流回路を形成して
いる。そして、この半波整流回路によっては、上記二次
側直流出力電圧Ｅ01よりも低圧な二次側直流出力電圧Ｅ
02が得られる。なお、具体的には、二次側直流出力電圧
Ｅ01＝１３５Ｖ、二次側直流出力電圧Ｅ02＝１５Ｖとな
る。

【００１２】これら二次側直流出力電圧Ｅ01，Ｅ02は、
それぞれ所要の負荷回路に対して供給されることにな
る。また、二次側直流出力電圧Ｅ01は制御回路１の検出
用電圧として分岐出力される。

【００１３】制御回路１は、直流出力電圧Ｅ01と二次側
アース間に抵抗Ｒ3−Ｒ4が直列に接続され、この接続点
（分圧点）に対してシャントレギュレータＱ3のコント
ロール端子が接続される。シャントレギュレータＱ3の
アノードはアースに接地され、カソードは直交型制御ト
ランスＰＲＴの制御巻線ＮCを介して、二次側直流出力
電圧Ｅ02のラインに対して接続される。また、ここでは
シャントレギュレータＱ3のカソードは、コンデンサＣ1
1を介して抵抗Ｒ3、Ｒ4の接続点と接続されている。ま
た、抵抗Ｒ4に対しては、コンデンサＣ3と抵抗Ｒ5の直
列接続回路が並列に接続される。

【００１４】上記のような接続形態により形成される制
御回路１は、直流出力電圧Ｅ01を検出入力とする誤差増
幅器として機能する。即ち、直流出力電圧Ｅ01を抵抗Ｒ
3、Ｒ4により分圧した電圧がコントロール電圧としてシ
ャントレギュレータＱ3のコントロール端子に対して入
力される。従ってシャントレギュレータＱ3では、直流
出力電圧Ｅ01に応じたレベルの電流を、制御電流Ｉｃと
して制御巻線ＮCに対して流すようにされる。つまり、
制御巻線ＮCに流れる制御電流レベルが可変制御される
ものである。制御巻線Ｎｃに流れる制御電流レベルが可
変されることで、直交型制御トランスＰＲＴにおいて
は、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変するように
制御することになる。これによって、自励発振駆動回路
における駆動巻線ＮB−共振コンデンサＣBから成る共振
回路の共振周波数が変化し、スイッチング素子Ｑ1のス
イッチング周波数が可変制御されることになる。このよ
うにしてスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数が
可変されることで、二次側直流出力電圧が一定となるよ
うに制御される。つまり、電源の安定化が図られる。こ
こで、スイッチング周波数を可変するのにあたってはメ
インスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間は一定とさ
れたうえで、オンとなる期間を可変制御するように動作
している。つまり、オン期間についての導通角制御を行
うと共にスイッチング周波数制御を実行している。な
お、本明細書では、このような複合的な制御を「複合制
御方式」ということとしている。

【００１５】図６は、上記図５に示す構成の電源回路の
要部の動作として、重負荷時における各部の動作波形を
示している。ここでは主として一次側の動作が示されて
いる。自励発振駆動回路としての直列共振回路（ＮB，
ＣB）では、駆動巻線ＮBに得られた交番電圧により共振
動作を行うことで、図６（ｅ）に示すように、正弦波状
の直列共振電流Ｉ2が得られる。そして、この直列共振
電流Ｉ2がベース電流制限抵抗ＲBを介することで、スイ
ッチング素子Ｑ1のベースには図６（ｄ）に示すよう
に、ベース電流（駆動電流）ＩBが流れる。この駆動電
流ＩBによって、スイッチング素子Ｑ1は、スイッチング
動作を行う。

【００１６】この際、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ
に流れるコレクタ電流ＩQ1は、図６（ｂ）に示す波形が
得られる。また、スイッチング素子Ｑ1//並列共振コン
デンサＣｒの並列接続回路の両端には、図６（ａ）に示
すようにして、この並列共振回路の作用によって並列共
振電圧Ｖ1が発生する。この並列共振電圧Ｖ1は、図のよ
うに、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONは０
レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状のパ
ルスとなる波形が得られ、電圧共振形としての動作に対
応している。

【００１７】また、上記したタイミングによってスイッ
チング素子Ｑ1がスイッチング動作を行うことで、一次
巻線Ｎ1に流れる巻線電流Ｉ1は、図６（ｃ）に示すよう
にしてスイッチング周期に応じた交番波形となる。

【００１８】ここで、スイッチング素子Ｑ1がオンとな
る期間ＴONにおいて、図６（ｅ）の直列共振電流Ｉ2が
正極性の領域は、図６（ｄ）の駆動電流ＩBの順方向バ
イアス電流の領域に対応する。また、同じ期間ＴONにお
いて、直列共振電流Ｉ2が負極性の領域は、駆動電流ＩB
の逆方向バイアス電流となる。そして、この期間ＴONに
おける駆動電流ＩBの逆方向バイアス電流の領域がスイ
ッチング素子Ｑ1の蓄積時間（ｔstg）となる。

【００１９】スイッチング素子Ｑ1のベース−エミッタ
間には、逆回復時間が長い低速のダンパーダイオードＤ
Dと抵抗ＲDの直列回路が接続されている。スイッチング
素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFでは、負となる直列共振
電流Ｉ2が、抵抗ＲD→クランプダイオードＤD→ベース
電流制限抵抗ＲB→共振コンデンサＣB→駆動巻線ＮBを
介して流れるが、これが図６（ｇ）のダンパー電流ＩD1
として期間ＴOFFに得られる波形となる。そして次に、
期間ＴONが開始されると、並列共振コンデンサＣｒの充
放電エネルギーが、クランプダイオードＤD→スイッチ
ング素子Ｑ1のベース→コレクタを介して流れ、これ
が、期間ＴON開始時（ターンオン時）における負極性の
ダンパー電流（ＩD）となる。そして、この期間が終了
すると、ダンパーダイオードＤDは逆回復時間の領域と
なって正極性の方向に急峻に立ち上がり、以降は、図示
するようにして、期間ＴON終了時にかけて徐々に０レベ
ルとなっていく波形が得られる。

【００２０】上記のようにして駆動電流ＩB及びダンパ
ー電流ＩD1が流れることに対応して、スイッチング素子
Ｑ1のベース−エミッタ間電圧ＶBEは、図６（ｆ）に示
すように、期間ＴOFFにおいては負極性による正弦波状
で、期間ＴONにおいては、その開始時のダンパー期間で
は急峻に負極性にピークを持ち、これが終了すると正極
性の一定レベルで０レベルに対してオフセットが与えら
れる波形となるものである。このオフセットレベルは、
例えば抵抗ＲDの抵抗値により決定される。

【００２１】また、上記のようにして動作する図５の電
源回路の制御特性を図７に示す。二次側直流出力電圧Ｅ
01の負荷電流Ｉｏが０〜１．５Ａの範囲で変化するのに
応じて、制御電流Ｉｃは、図のようにして変化する。つ
まり、負荷電流が増加して重負荷の条件となり、二次側
直流出力電圧Ｅ01が低下していくのに従って制御電流レ
ベルを減少させるようにして制御が行われる。この結
果、スイッチング周波数ｆｓとしては、重負荷の条件と
なるのに従って低下していくようにして制御が行われ
る。また、交流入力電圧ＶACの変動に対応するものとし
て、交流入力電圧ＶAC＝１２０ＶとＶAC＝９０Ｖの場合
が示されているが、制御電流Ｉｃは、交流入力電圧ＶAC
＝１２０Ｖ時の条件のほうが交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ
時の条件よりも増加しており、スイッチング周波数ｆｓ
については、交流入力電圧ＶAC＝１２０Ｖ時の条件のほ
うが交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ時の条件よりも高くなっ
ている。これは、交流入力電圧ＶACのレベルが高くなっ
て二次側直流出力電圧Ｅ01が上昇したとされる場合には
制御電流Ｉｃは増加されるようにして制御され、これに
応じてスイッチング周波数ｆｓも上昇されるようにして
制御されることを示している。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】ところで上記構成にお
いて直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検出巻線Ｎ
D、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装された可飽和
リアクトルである。図９に直交形制御トランスＰＲＴの
構造を示す。図９（ａ）はその全体構造を説明するため
の外観斜視図、図９（ｂ）は巻装される巻線の巻線方向
を説明するための断面斜視図である。図９（ａ）に示す
ように、直交形制御トランスＰＲＴは、フェライトによ
る２つのダブルコの字形コア２１，２２を組み合わせた
立体形コア２０によって形成されている。一方のダブル
コの字形コア２１は、図９（ａ）（ｂ）に示されている
ように４本の磁脚２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１ｄを有
して構成される。また、他方のダブルコの字形コア２２
も、例えば図９（ａ）（ｂ）に示されているように４本
の磁脚２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄを有して構成さ
れる。そして、これら２つのダブルコの字形コア２１，
２２の互いの磁脚２１ａ〜２１ｄ，２２ａ〜２２ｄの端
部を接合することで立体形コア２０が形成されている。

【００２３】磁脚２１ａ〜２１ｄのそれぞれと磁脚２２
ａ〜２２ｄのそれぞれの接合部分については、上段の２
組或いは下段の２組のおいて１０μｍのマイラーフィル
ムを挿入し、ギャップＧ＝１０μｍとしている。そして
図８に示すように、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBの
直流重畳特性は、制御電流Ｉｃ＝１０ｍＡ〜６０ｍＡに
対して、インダクタンスＬB＝８μＨ〜２．５μＨに変
化する。

【００２４】そして、図９（ｂ）にも示されているよう
に、例えばダブルコの字形コア２２の２本の磁脚２２
ｃ，２２ｄには制御巻線ＮCが巻回され、ダブルコの字
形コア２１の磁脚２１ｃ，２１ｂには検出巻線ＮD及び
駆動巻線ＮBが巻回されている。つまり、この直交形制
御トランスＰＲＴは、検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮBに対
して制御巻線ＮC が直交する方向に巻回された可飽和リ
アクトルとして構成される。この直交形制御トランスＰ
ＲＴの制御巻線ＮCとしては、例えば６０μｍφのポリ
ウレタン被覆銅線により１０００Ｔ（ターン）巻回さ
れ、検出巻線ＮDは０．３ｍｍφのポリウレタン被覆銅
線により１Ｔ、駆動巻線ＮBは０．３ｍｍφのポリウレ
タン被覆銅線により３Ｔ巻回される。

【００２５】このような直交形制御トランスＰＲＴで
は、制御巻線に流す制御電流量を少なくするために、ギ
ャップＧが上記のように１０μｍという程度に僅小なも
のとしている。ところがこのため製造時においてはその
ギャップ厚の精度誤差が生じざるを得なくなるが、これ
は、直交型制御トランスＰＲＴに巻装される駆動巻線Ｎ
Bのインダクタンス値についてばらつきを生じさせる。
またフェライトコアの透磁率、磁脚の接合時のずれ等の
ばらつきも、駆動巻線ＮBのインダクタンス値について
ばらつきを生じさせる。これらのことからインダクタン
スＬBの許容値は、インダクタンス値が±１０％変動す
るものとしなければならない。このためスイッチング素
子Ｑ1の増幅率ｈFEや蓄積時間ｔstgのばらつきが生ずる
が、このばらつきに対して複合共振形コンバータの定電
圧保証範囲を、例えば商用交流電源が１００Ｖ系である
場合に交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ±１０％とするため
には、直交形制御トランスＰＲＴのインダクタンス可変
範囲は十分なマージンをもって設計しなければならな
い。つまり実用化の場合のマージン設計が困難なものと
なる。

【００２６】また直交形制御トランスＰＲＴの巻線仕様
は上記のとおりであり、さらに制御巻線ＮCと、検出巻
線ＮD及び駆動巻線ＮBとを互いに直交する方向に巻回す
ることは、製造上、巻線工程が非常に複雑となる。さら
にダブルコの字形コア２１、２２のそれぞれ４本の磁脚
をマイラフィルムを介してずれなく接合することも組立
工程を難しくしている。即ち直交形制御トランスＰＲＴ
は製造の難易度が高く、コストダウンも困難である。

【００２７】また直交形制御トランスＰＲＴの制御巻線
ＮCに流れる直流制御電流Ｉｃは、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの２次側の直流出力電圧Ｅ02ライン（１５Ｖ
ライン）から供給され、その供給電力は０．９Ｗ〜０．
１５Ｗの範囲で変動するが、この供給電力は無効電力で
あり、軽負荷時の電力損失が増加する。

【００２８】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のよう
に構成することとした。つまり、直流入力電圧を入力し
てスイッチングを行うスイッチング素子を備えたスイッ
チング手段と、一次巻線に得られる上記スイッチング手
段の出力を二次巻線に対して伝送する絶縁コンバータト
ランスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と、
一次側並列共振コンデンサとにより形成され、上記スイ
ッチング手段の動作を電圧共振形とするように設けられ
る一次側並列共振回路と、上記絶縁コンバータトランス
に巻装した二次巻線に対して二次側並列共振コンデンサ
を並列に接続することで形成される二次側並列共振回路
と、上記二次側並列共振回路に得られる交番電圧を入力
して整流動作を行うことで直流出力電圧を得るように構
成される直流出力電圧生成手段と、上記絶縁コンバータ
トランスの二次巻線と直列に接続されると共に一次側に
巻装される検出巻線と、二次側に巻装される駆動巻線と
を備え、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線から上
記検出巻線に伝達される交番電圧を上記駆動巻線に伝送
するドライブトランスと、上記駆動巻線と共振用コンデ
ンサにより形成される直列共振回路を有して、この直列
共振回路の出力にもとづいて上記スイッチング素子をス
イッチング駆動させるスイッチング駆動手段と、インダ
クタと導通制御素子とを直列接続して形成され、上記検
出巻線に対して並列に接続される直列回路と、上記直流
出力電圧生成手段により得られる直流出力電圧のレベル
に応じて上記導通制御素子における電流導通量を可変制
御して、絶縁コンバータトランスの二次巻線から上記検
出巻線と上記直列回路に分流する電流量を可変すること
によって上記スイッチング素子のスイッチング周波数を
制御して、上記直流出力電圧についての定電圧制御を行
うようにされる定電圧制御手段とを備えるようにした。

【００２９】上記構成によれば、複合共振形コンバータ
の一次側に備えられるスイッチング素子は自励式によっ
て駆動される。そのうえで、定電圧制御のために、二次
側の直流出力電圧のレベルに応じて導通制御素子におけ
る電流導通量を可変して、上記検出巻線と上記直列回路
に分流する電流量を可変する。つまり、上記検出巻線に
流すべき電流量を可変することで、スイッチング素子の
スイッチング周波数が制御されることになる。そしてこ
のような定電圧制御の構成であれば、例えば自励式の場
合にスイッチング周波数可変制御のために用いられてい
た直交型制御トランスを省略することが可能となる。

【００３０】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態としての電源回路の構成を示している。この図１に示
す電源回路は、一次側に電圧共振形コンバータを備える
と共に二次側には並列共振回路を備えた複合共振形スイ
ッチングコンバータとしての構成を採る。この図に示す
電源回路においては、先ず、商用交流電源（交流入力電
圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑
回路として、ブリッジ整流回路Ｄi及び平滑コンデンサ
Ｃiからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電圧ＶA
Cの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅiを生成する
ようにされる。

【００３１】上記整流平滑電圧Ｅi（直流入力電圧）を
入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１
石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングル
エンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コ
ンバータが備えられる。ここでの電圧共振形コンバータ
は自励式の構成を採っており、スイッチング素子Ｑ1と
しては、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接
合型トランジスタ）が使用される。スイッチング素子Ｑ
1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣiの正極と接続され、
エミッタは一次側アースに接続される。

【００３２】また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−
エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列
に接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャパシ
タンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ
1に得られるリーケージインダクタンスとによって一次
側並列共振回路を形成する。そして、スイッチング素子
Ｑ1のスイッチング動作に応じて、この並列共振回路に
よる共振動作が得られることで、スイッチング素子Ｑ1
のスイッチング動作としては電圧共振形となる。

【００３３】また、スイッチング素子Ｑ1 のベース−エ
ミッタ間にはクランプダイオードＤDが図示する方向に
よって接続される。つまり、クランプダイオードＤDの
アノードが一次側アース（エミッタ）と接続され、カソ
ードがベースに対して接続される。なお、クランプダイ
オードＤDには低速リカバリ型のダイオード素子が選定
される。

【００３４】また、スイッチング素子Ｑ1のベースは起
動抵抗ＲSを介して整流平滑電圧Ｅiのラインと接続され
ており、例えば電源起動時において、上記起動抵抗ＲS
を介して得られるベース電流が流れることで起動するよ
うにされている。

【００３５】ドライブトランスＣＤＴは、スイッチング
素子Ｑ1を自励式により駆動するために設けられる。こ
の場合、ドライブトランスＣＤＴの一次側は検出巻線Ｎ
Aとされ、この検出巻線ＮAは絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの二次巻線Ｎ2に直列に接続されていることで、絶
縁コンバータトランスＰＩＴを介して一次巻線Ｎ1から
二次巻線Ｎ2に誘起されたスイッチング素子Ｑ1のスイッ
チング出力を検出するようになっている。そして、この
検出巻線ＮAに得られる交番電圧が誘起されるＣＤＴの
二次側に対して、駆動巻線ＮBが巻装される。この駆動
巻線ＮBは、スイッチング素子Ｑ1をスイッチング駆動す
る自励発振駆動回路を形成する。

【００３６】上記各巻線が巻装されるドライブトランス
ＣＤＴとしては、例えば図４（ａ）に示すようなＨ字型
フェライト磁心によるものか、或いは図４（ｂ）のＥI
−１２型フェライト磁心によるものを採用できる。図４
（ａ）の場合は、Ｈ字型のフェライト磁心１００に対し
て、検出巻線ＮA、駆動巻線ＮBを巻装することで形成さ
れる。なお、ＣＤＴの一次側と二次側は、それぞれ絶縁
コンバータトランスＰＩＴの二次側と一次側とに在るよ
うにされるため、実際にはフォトカプラ等を設けること
により直流的に絶縁することが必要となる。但し、駆動
巻線ＮBについて三重絶縁線を選定すれば、フォトカプ
ラを介在させなくとも充分な絶縁状態を得ることができ
る。

【００３７】図４（ｂ）の場合は、Ｉ型コア１０２とＥ
型コア１０１を図のように配する。Ｉ型コア１０２とＥ
型コア１０１の磁脚の接合点にはギャップＧを形成す
る。そしてＥ型コア１０１の中央磁脚に分割ボビン１０
３を配し、この分割ボビン１０３に検出巻線ＮAと駆動
巻線ＮBをそれぞれ巻装することで形成される。この図
４（ａ）又は図４（ｂ）のようなドライブトランスＣＤ
Ｔは、例えば図９で説明した直交形制御トランスＰＲＴ
に比較して大幅な小型軽量化が可能となるものである。

【００３８】スイッチング素子Ｑ1のベースに対して
は、図示するように、［駆動巻線ＮB−ベース電流制限
抵抗ＲB−時定数コンデンサＣB］の直列接続回路が接続
される。この直列接続回路は、スイッチング素子Ｑ1を
自励式によりスイッチング駆動するための自励発振駆動
回路となる。

【００３９】この場合、自励発振駆動回路における、ド
ライブトランスＣＤＴの駆動巻線ＮBは、上記のように
検出巻線ＮAが絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻
線Ｎ2に直列接続されているため、二次巻線Ｎ2に得られ
るスイッチング出力電圧により誘起される。そして、自
励発振駆動回路としては、コンデンサＣBと駆動巻線ＮB
のインダクタンスとによって、直列共振回路を形成す
る。

【００４０】上記自励発振駆動回路の駆動巻線ＮBに
は、検出巻線ＮAにより誘起されるドライブ電圧として
の交番電圧が発生する。このドライブ電圧が、電流制限
抵抗ＲBを介して、直列共振回路［ＮB−ＣB］に自励的
に発振動作を行わせることで共振出力が得られることに
なる。そして、この共振出力により、スイッチング素子
Ｑ1のベースには、スイッチング駆動信号としてのベー
ス電流が流れる。これにより、スイッチング素子Ｑ1
は、直列共振回路の共振周波数により決定されるスイッ
チング周波数でスイッチング動作を行うことになる。そ
して、そのコレクタに得られるスイッチング出力を絶縁
コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に伝達する。

【００４１】上述したように、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を
二次側に伝送する。絶縁コンバータトランスＰＩＴは、
例えばフェライト材による２組のＥ型コアを互いの磁脚
が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、
このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビンを利用
して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状
態で巻装している。そして、中央磁脚に対してはギャッ
プを形成するようにしている。これによって、所要の結
合係数による疎結合の状態が得られるようにしている。
ギャップは、２組のＥ型コアの各中央磁脚を、２本の外
磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。ま
た、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という疎
結合の状態を得るようにしており、その分、飽和状態が
得られにくいようにしている。

【００４２】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この図１に示す回路においては、前述
もしたように、二次巻線Ｎ2に対しては検出巻線ＮAが直
列接続されている。そして、この二次巻線Ｎ2−検出巻
線ＮAの直列接続に対して二次側並列共振コンデンサＣ2
が並列に接続される。従って、この場合には、二次巻線
Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と検出巻線ＮAのイ
ンダクタンスと、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャ
パシタンスとによって並列共振回路が形成される。この
並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電
圧、及び検出巻線ＮAに得られる交番電圧は共振電圧と
なる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００４３】つまり、この電源回路は、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路を
備え、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回
路を備えた「複合共振形スイッチングコンバータ」とさ
れるものである。

【００４４】上記のようにして形成される電源回路の二
次側に対しては、二次巻線Ｎ2の一方の端部に接続され
る二次側整流ダイオードＤ01と平滑コンデンサＣ01とか
らなる半波整流回路が備えられ、これにより、二次巻線
Ｎ2に誘起される交番電圧のほぼ等倍レベルに対応する
二次側直流出力電圧Ｅ01を得るようにしている。また、
ここでは、二次巻線Ｎ2に対してタップ出力を設けて、
このタップ出力と二次側アース間に対して、図示するよ
うに、二次側整流ダイオードＤ02と平滑コンデンサＣ02
から成る半波整流回路を接続することで、低圧の二次側
直流出力電圧Ｅ02を得るようにしている。この場合、二
次側直流出力電圧Ｅ01は、制御回路１に対して定電圧制
御のための検出電圧として入力される。

【００４５】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側においては、インダクタＬOと、ＭＯＳ−ＦＥＴの
導通制御素子Ｑ2とを直列に接続した直列回路が備えら
れる。この直列回路は、導通制御素子Ｑ2のドレインを
インダクタＬOを介して駆動巻線ＮAと二次巻線Ｎ2との
接続点に対して接続し、ソースを二次側アースに接続し
ている。そして、導通制御素子Ｑ2に対しては、逆方向
電流の経路を形成するためのクランプダイオードＤD2が
並列に接続される。このクランプダイオードＤD2には、
導通制御素子Ｑ2が内蔵するボディダイオードを選定す
ればよい。

【００４６】制御回路１は、分圧抵抗ＲC−ＲD、シャン
トレギュレータＱ3、トランジスタＱ4を有して構成され
る。分圧抵抗ＲC−ＲDによっては直流出力電圧Ｅ01を分
圧しており、この分圧抵抗ＲC−ＲDにより分圧された電
圧レベルに応じて、シャントレギュレータＱ3に流れる
電流の量が可変され、この電流がトランジスタＱ4のベ
ース電流として流れる。これに伴いトランジスタＱ4の
コレクタ電流の導通量が可変され、導通制御素子Ｑ2の
ゲート電圧が可変されることとなる。この場合、制御回
路１は、二次側直流出力電圧Ｅ01のレベルが上昇する
と、トランジスタＱ4のコレクタ電流を増加させるよう
になっている。つまり、二次側直流出力電圧Ｅ01の上昇
分に応じて導通制御素子Ｑ2のゲート電圧レベルを上昇
させるように構成されている。

【００４７】このように、本実施の形態では、上記制御
回路１、及び導通制御素子Ｑ2、インダクタＬOを備えた
定電圧制御回路系が構成される。そして、この定電圧制
御回路系は、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波
数を可変制御するように動作し、これによって定電圧化
を図るようにされるのであるが、この動作については後
述する。

【００４８】図２、図３は、図１に示した構成による電
源回路における要部の動作を示す波形図である。図２に
おいては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで負荷電力Ｐｏ
＝１５０Ｗの重負荷時における条件の場合の動作を示
し、図３においては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで負
荷電力Ｐｏ＝２５Ｗの軽負荷時における条件の場合の動
作を示している。また、これらの図に示す動作を得るの
にあたっては、各部品を次のようにして選定している。インダクタＬO＝２．２μＨドライブトランスの二次巻線ＬＢ＝１０μＨ時定数コンデンサＣB＝０．５６μＦドライブトランスの一次巻線＝１Ｔ

【００４９】まず、図１で説明したように、一次側並列
共振回路においてドライブトランスＣＤＴに巻装される
駆動巻線ＮBに交番電圧が発生することによって、駆動
巻線ＮBには図２（ｄ）、図３（ｄ）に示す駆動巻線電
流ＩNBが流れる。そして、この駆動巻線ＮBに得られる
交番出力によって、自励発振駆動回路［ＮB−ＣB−Ｒ
B］が動作することによって、スイッチング素子Ｑ1に
は、図２（ｃ）、図３（ｃ）に示すようにしてベース電
流ＩBが流れる。上記ベース電流ＩBは、ベース蓄積キャ
リア消滅時間ｔstgが完了するとゼロレベルになり、こ
れによって、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴO
FFに移行する。

【００５０】また、期間ＴOFFを経過してスイッチング
素子がオンとなる期間ＴONに至ると、クランプダイオー
ドＤDの逆回復時間ｔrrの効果によってクランプダイオ
ードＤDが導通する。これによって、駆動巻線電流ＩNB
は、クランプダイオードＤDを介し、さらにＱ1ベース→
Ｑ1コレクタのＰＮ接合を介して電流が流れる。これに
より、図２（ｂ）、図３（ｂ）に示すコレクタ電流ＩQ1
としては、先ず、負極性の方向に流れる波形が得られ、
このときのベース電流ＩBとしても、コレクタ電流ＩQ1
に対応した正極性の波形が得られる。そして、この後に
おいては、クランプダイオードＤDはオフとなってスイ
ッチング素子Ｑ1が導通することで、スイッチング素子
Ｑ1のコレクタ→エミッタを介して、正極性に増加する
コレクタ電流ＩQが流れることになる。

【００５１】上記のようにしてスイッチング素子Ｑ1が
スイッチング動作を行うことで、一次側並列共振コンデ
ンサＣｒの両端に得られる共振電圧Ｖ1は、図２
（ａ）、図３（ａ）に示すようにして、スイッチング素
子Ｑ1がオンとなる期間ＴONでは０レベルで、オフとな
る期間ＴOFFでは正弦波状のパルスとなる波形が得られ
る。これは、一次側スイッチングコンバータが電圧共振
形の動作であることを示している。また、コレクタ電流
ＩQ1は、図２（ｂ）、図３（ｂ）に示すようにして、期
間ＴOFFでは０レベルとなる。

【００５２】上記した一次側スイッチングコンバータに
よる共振電圧は、図１で説明したように絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの二次側に誘起される。これによりＰＩ
Ｔの二次巻線Ｎ2には電流Ｉ2が流れることとなり、この
電流Ｉ2の波形は図２（ｅ）、図３（ｅ）に示すよう
に、スイッチング周期に対応した交番波形として流れ
る。

【００５３】ここで、ドライブトランスの検出巻線ＮA
と、インダクタＬOと導通制御素子Ｑ2の直列回路は、図
１で説明したように並列接続された上で絶縁コンバータ
トランスの二次巻線に接続されているので、検出巻線Ｎ
Aと直列回路［ＬO―Ｑ2］には電流Ｉ2が分流して流れ
る。ＮAに流れる電流をＩNA、ＬO―Ｑ2間を流れる電流
をＩQ2とすると、これらの波形図はそれぞれ図２（ｆ）
と図３（ｆ）、図２（ｇ）と図３（ｇ）に示すようにな
る。まず、図２（ｆ）、図３（ｆ）に示す電流ＩNAの波
形は、図２（ｅ）、図３（ｅ）で説明した電流Ｉ2の波
形と同周期であり、振幅は電流Ｉ2の波形よりも小さい
ものとなっている。また、図２（ｇ）、図３（ｇ）に示
す電流ＩQ2の波形も同様に電流Ｉ2の波形と同周期であ
り、振幅はＩ2よりも小さくなっている。そして、電流
ＩNAと電流ＩQ2の波形を合成すると、電流Ｉ2の波形と
なっており、これは、上記したように絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に流れる電流Ｉ2が、ドライ
ブトランスの二次巻線ＮAと、インダクタＬOと導通制御
素子Ｑ2の直列回路とに分流されていることを示してい
る。

【００５４】なお、二次側並列共振回路［Ｎ2//Ｃ2］に
得られる二次側並列共振電圧Ｖ2の波形図は、図２
（ｈ）、図３（ｈ）に示すようになる。二次側並列共振
電圧Ｖ2では、重負荷時においては、図２（ｈ）に示す
ように正極性側において一定のレベルを保持し、あるタ
イミングで負極性方向に反転し、再び正極性側に反転し
て一定レベルを保持する波形が得られる。この波形にお
いて、正極性に一定のレベルを保持している期間は、図
１で説明した二次側整流ダイオードＤ01がオンとなる期
間であり、負極性方向に反転している期間はＤ01がオフ
となる期間である。また、軽負荷時におけるＶ2の波形
図は図３（ｈ）のようになる。すなわち、期間ＴONに対
応して正極性となり、期間ＴOFFに対応して負極性とな
る正弦波形が得られる。

【００５５】図１に示した電源回路は、上記図２及び図
３により示される波形としての動作が得られるのである
が、図２及び図３を比較して分かるように、例えば軽負
荷の条件になるなどして二次側直流出力電圧が上昇する
のに応じては、スイッチング周波数が高くなるように動
作している。つまり、スイッチング周波数制御が行われ
ており、これによって定電圧化を図るようにされる。そ
して、このようにしてスイッチング周波数を可変する動
作は、次のようにして得られる。

【００５６】例えば交流入力電圧ＶACが上昇する、或い
は、負荷電力が小さくなるなどして二次側直流出力電圧
Ｅ01のレベルが上昇したとする。すると、図１で説明し
たように、制御回路１によっては、二次側直流出力電圧
Ｅ01の上昇に応じてＭＯＳ−ＦＥＴである導通制御素子
Ｑ2に流れる電流導通量を増加させることになる。前述
もしたように、二次巻線Ｎ2の電流Ｉ2は、検出巻線ＮA
とインダクタＬOに分流して流れるが、導通制御素子Ｑ2
の電流導通量が増加されることで、インダクタＬOに分
流する電流（ＩQ2）が増加し、検出巻線ＮAに流れる電
流ＩNAは減少することになる。これによって、検出巻線
ＮAに発生する交番電圧レベルが低下するので、ドライ
ブトランスＣＤＴの二次側にある駆動巻線ＮBに励起さ
れる交番電圧も低下する。

【００５７】これに伴って駆動巻線電流ＩNBの電流レベ
ルが減少するので、自励発振駆動回路［ＮB−ＲB−Ｃ
B］によってスイッチング素子Ｑ1のベースに流されるベ
ース電流ＩBのレベルも減少する。このため、ベース電
流ＩBが正極性となる期間が短くなるが、これはすなわ
ち、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間が短くなる
ことであり、これによりスイッチング周波数が高くなる
のである。したがって、この結果、二次側直流出力電圧
Ｅ01の上昇に伴っては、スイッチング周波数が高くなる
ようにして可変制御される。スイッチング周波数が可変
制御されることによっては、例えば一次側並列共振回路
の共振インピーダンスが可変されることとなって、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの一次側から二次側に対して
伝送される電力も可変されることになるわけである。こ
れにより、最終的には二次側直流出力電圧のレベルも可
変制御されることとなり、電源の安定化が図られること
となる。

【００５８】また、上述した動作からもわかるように、
本発明の実施の形態におけるこの電源回路では、スイッ
チング周波数を可変するのにあたりメインスイッチング
素子Ｑ1がオフとなる期間は一定とされたうえで、オン
となる期間を可変制御するようにしている。つまり、重
負荷時にはスイッチング素子Ｑ1がオンしているＴON期
間が長くなり、軽負荷時にはＴON期間が短くなるように
制御される。したがって、本実施の形態ではオン期間に
ついての導通角制御を行うと共にスイッチング周波数制
御を実行するという「複合制御方式」をとっているので
ある。

【００５９】以上、本実施の形態による定電圧制御回路
の構成について説明したが、この回路の構成とすれば、
図５に示されていた直交型制御トランスＰＲＴは省略さ
れることとなる。これにより、本実施の形態では、直交
型制御トランスＰＲＴ製造時におけるギャップのばらつ
き等に起因する駆動巻線ＮBについてのインダクタンス
値のばらつきの問題は解消されることになる。従って、
交流入力電圧ＶACの範囲に対するマージンを少なく設定
することが可能となるので、回路設計も容易なものとす
ることが可能になる。また、直交形制御トランスＰＲＴ
の製造工程の困難性にかかる問題も解消される。さらに
ＡＣ／ＤＣ電力変換効率の向上も図られる。

【００６０】また、図５の例のように直交形制御トラン
スＰＲＴの制御巻線ＮCに制御電流を供給してスイッチ
ング周波数を制御する構成ではないので、電力損失を低
減することができ、特に制御電流レベルが大きくなる軽
負荷時における効果が大きくなる。また、ドライブトラ
ンスＣＤＴは、図４で説明したように超小型のＥＩ−１
２形フェライト磁心或いはＨ字形フェライト磁心によっ
て構成が可能であり、図５の先行技術に示したように直
交形制御トランスＰＲＴを設ける場合に比べて大幅に小
型軽量化を図ることができる。

【００６１】さらに、またＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ2）につ
いては、耐圧３０Ｖ、定格電流１Ａ以下の、低耐圧小容
量品でよいことになる。例えば、先に本出願人は、複合
共振形スイッチングコンバータに対して、一次側並列共
振電圧又は二次側共振電圧をクランプするアクティブク
ランプ回路を設け、このアクティブクランプ回路の導通
角制御によって電源の安定化を図る構成を各種提案して
いるのであるが、この場合には、アクティブクランプ回
路を形成するＭＯＳ−ＦＥＴ等のスイッチング素子につ
いては、一次側並列共振電圧レベル又は二次側共振電圧
レベルに応じた高耐圧品を選定する必要があり、それだ
けコスト及びサイズの点などで不利であった。これに対
して本実施の形態では、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ2）につい
て低耐圧小容量品が選定されるのであるから、それだけ
低コスト化及び小型軽量化を実現することが可能となる
ものである。

【００６２】また、本実施の形態では、検出巻線ＮAに
より駆動巻線ＮBに誘起された交番電圧を利用してスイ
ッチング素子を駆動する構成を採っている。ここで、検
出巻線ＮAは、二次側並列共振回路を形成するインダク
タンスとされていることで、検出巻線ＮAでは共振波形
が得られ、従って、これにより誘起される駆動巻線ＮB
としても共振波形が得られることとなる。これによっ
て、スイッチング素子Ｑ1に流れるベース電流ＩBとして
は、図２（ｃ）及び図３（ｃ）の波形図にも示されてい
るように、順方向ベース電流ＩB1より逆方向ベース電流
ＩB2の方がピーク値は大きくなり、スイッチング素子Ｑ
1の下降時間が少なくなることから、それだけスイッチ
ング素子Ｑ1のオフ時のスイッチング損失が低減される
ものとなる。従って、スイッチング素子Ｑ1の発熱もよ
り少ないものとすることができる。

【００６３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明の電源回路
では、一次側に対して自励式の電圧共振形コンバータを
備える複合共振形スイッチングコンバータを基本構成と
している。そして、定電圧制御のために、ドライブトラ
ンスにおいて、検出巻線と自励発振回路の駆動巻線を磁
気結合させた上で、この検出巻線と並列接続されるイン
ダクタと、導通制御素子との直列回路を形成する。そし
て、二次側直流電圧のレベル変動に応じて上記直列回路
の電流量が可変されるようにすることで、自励発振回路
の発信周波数（スイッチング周波数）を可変制御する。
このような構成をとることによって、スイッチング周波
数制御による定電圧制御が実現されるのであるが、これ
によって、スイッチング周波数制御に必要とされていた
直交形制御トランスを省略することが可能となる。この
ため本発明では、直交形制御トランスのギャップのばら
つき等に起因するインピーダンス値のばらつきの問題は
解消され、特に本発明におけるドライブトランスのイン
ピーダンスのばらつきは±５％程度となる。このため、
直流入力電圧の範囲に対するマージンを少なく設定する
ことが可能となるので、回路設計も容易なものとするこ
とができる。また、直交形制御トランスの製造工程の困
難性に係る問題も解消され、さらに、ＡＣ／ＡＤ電力変
換効率の向上も図られる。

【００６４】そして、さらに本発明の電源回路では、直
交形制御トランスＰＲＴの制御巻線に制御電流を供給し
てスイッチング周波数を制御する構成ではないので、電
力損失を低減することができ、特に制御電流レベルが大
きくなる軽負荷時における効果が大きくなる。また、ド
ライブトランスは小型軽量のものが選定でき、補助スイ
ッチング素子としては低耐圧小容量品のＭＯＳ―ＦＥＴ
でよいなど、設計上及びコスト上、好適であるといえ
る。

【００６５】さらに本発明の電源回路では、検出巻線が
一次側並列共振回路、または二次側共振回路に含まれる
ようにされていることで、この検出巻線によって駆動巻
線に誘起される交番電圧を利用して得られるスイッチン
グ駆動信号は正弦波形に対応したものとなる。このた
め、スイッチング素子に流れるベース電流としては、順
方向ベース電流より逆方向ベース電流の方がピーク値は
大きくなってスイッチング素子の降下時間が少なくなる
ことから、スイッチング素子のオフ時のスイッチング損
失が低減されるものとなる。また、スイッチング素子の
発熱も少なくなるという利点も得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明におけるスイッチング電源回路の構成例
を示す回路図である。

【図２】本発明におけるスイッチング電源回路における
要部の動作（重負荷時）を示す波形図である。

【図３】本発明におけるスイッチング電源回路における
要部の動作（軽負荷時）を示す波形図である。

【図４】ドライブトランスの構成例を示す斜視図、及び
断面図である。

【図５】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
例を示す回路図である。

【図６】図５に示す電源回路における要部の動作を示す
波形図である。

【図７】図５に示す電源回路の定電圧制御特性を示す説
明図である。

【図８】図５に示す電源回路における、駆動巻線ＮBの
インダクタンスについての直流重畳特性を示す説明図で
ある。

【図９】直交形トランスの構成例を示す斜視図、及び断
面図である。

【符号の説明】

１制御回路、Ｄi ブリッジ整流回路、Ｃi、Ｃ01、Ｃ
02 平滑コンデンサ、ＣB 時定数コンデンサ、Ｃｒ
並列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデン
サ、Ｑ1 スイッチング素子、Ｑ2 導通制御素子、Ｑ3
シャントレギュレータ、Ｑ4 トランジスタ、ＲS 起
動抵抗、ＲB ベース電流制限抵抗、ＲC、ＲD 分圧抵
抗、ＤD、ＤD2 クランプダイオード、Ｄ01、Ｄ02 二
次側整流ダイオード、ＰＩＴ絶縁コンバータトラン
ス、Ｎ1 一次巻線、Ｎ2 二次巻線、ＣＤＴドライブ
トランス、ＮA 検出巻線、ＮB 駆動巻線、ＬO イン
ダクタ、１００フェライト磁心、１０１Ｅ型コア、
１０２Ｉ型コア、１０３分割ボビン

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流入力電圧を入力してスイッチングを
行うスイッチング素子を備えたスイッチング手段と、一次巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を二次
巻線に対して伝送する絶縁コンバータトランスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と、一次側並列
共振コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手
段の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並
列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次巻線に対し
て二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形
成される二次側並列共振回路と、上記二次側並列共振回路に得られる交番電圧を入力して
整流動作を行うことで直流出力電圧を得るように構成さ
れる直流出力電圧生成手段と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線と直列に接続さ
れると共に一次側に巻装される検出巻線と、二次側に巻
装される駆動巻線とを備え、上記絶縁コンバータトラン
スの二次巻線から上記検出巻線に伝達される交番電圧を
上記駆動巻線に伝送するドライブトランスと、上記駆動巻線と共振用コンデンサにより形成される直列
共振回路を有して、この直列共振回路の出力にもとづい
て上記スイッチング素子をスイッチング駆動させるスイ
ッチング駆動手段と、インダクタと導通制御素子とを直列接続して形成され、
上記検出巻線に対して並列に接続される直列回路と、上記直流出力電圧生成手段により得られる直流出力電圧
のレベルに応じて上記導通制御素子における電流導通量
を可変制御して、絶縁コンバータトランスの二次巻線か
ら上記検出巻線と上記直列回路に分流する電流量を可変
することによって上記スイッチング素子のスイッチング
周波数を制御して、上記直流出力電圧についての定電圧
制御を行うようにされる定電圧制御手段と、を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】上記ドライブトランスの一次巻線は三重
絶縁線により形成されることを特徴とする請求項１に記
載のスイッチング電源回路。