JP2002369407A - ピークカット機能付きバックアップ電源 - Google Patents
ピークカット機能付きバックアップ電源Info
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- H02J9/04—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting in which the distribution system is disconnected from the normal source and connected to a standby source
- H02J9/06—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting in which the distribution system is disconnected from the normal source and connected to a standby source with automatic change-over, e.g. UPS systems
- H02J9/061—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting in which the distribution system is disconnected from the normal source and connected to a standby source with automatic change-over, e.g. UPS systems for DC powered loads
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ピーク負荷に対してＡＣ−ＤＣコンバータの
容量を減じ、低コスト化や電源部容積の縮小化を実現す
る。 【解決手段】 装置内蔵のバックアップ電源において、
ピーク負荷時の負荷電流の一部を二次電池から負担する
ピークカット機能を備える。ＡＣ−ＤＣコンバータ３の
直流出力側に双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５と二次電池
４を持ち、ピーク負荷時に所定のピークカットレベル以
上の電流を二次電池４から放電させる。また、負荷が所
定のピークカットレベル未満のとき、ＡＣ−ＤＣコンバ
ータ３から双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５を介して二次
電池４を充電する。さらに、二次電池４のＳＯＣや負荷
パターンに応じた最適なピークカットレベルを自動的に
設定し、また動的に変更する。
容量を減じ、低コスト化や電源部容積の縮小化を実現す
る。 【解決手段】 装置内蔵のバックアップ電源において、
ピーク負荷時の負荷電流の一部を二次電池から負担する
ピークカット機能を備える。ＡＣ−ＤＣコンバータ３の
直流出力側に双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５と二次電池
４を持ち、ピーク負荷時に所定のピークカットレベル以
上の電流を二次電池４から放電させる。また、負荷が所
定のピークカットレベル未満のとき、ＡＣ−ＤＣコンバ
ータ３から双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５を介して二次
電池４を充電する。さらに、二次電池４のＳＯＣや負荷
パターンに応じた最適なピークカットレベルを自動的に
設定し、また動的に変更する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は装置内部に配置され
るバックアップ電源に関する。
るバックアップ電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、商用交流電源に接続して動作する
装置であって、かつ、この商用交流電源が万一停電する
と、データの喪失などの被害が発生してしまうコンピュ
ータなどにおいて、外部に無停電電源装置（ＵＰＳ）を
設置し、停電対策をおこなっている。外部に設置するＵ
ＰＳは、常時インバータ給電方式を用いるのが一般的で
ある。この常時インバータ給電方式ＵＰＳは、停電発生
時の電源切換え動作がなく電源の安定性が高いが、商用
交流電源から負荷に至る間に通過する変換器の直列段数
が多いため、電力変換効率が低くなり、省エネルギー化
が困難である。
装置であって、かつ、この商用交流電源が万一停電する
と、データの喪失などの被害が発生してしまうコンピュ
ータなどにおいて、外部に無停電電源装置（ＵＰＳ）を
設置し、停電対策をおこなっている。外部に設置するＵ
ＰＳは、常時インバータ給電方式を用いるのが一般的で
ある。この常時インバータ給電方式ＵＰＳは、停電発生
時の電源切換え動作がなく電源の安定性が高いが、商用
交流電源から負荷に至る間に通過する変換器の直列段数
が多いため、電力変換効率が低くなり、省エネルギー化
が困難である。
【０００３】これに対して、装置内部に二次電池とその
充電、放電回路を搭載し、外部のＵＰＳを不要にするバ
ックアップ電源が提案されている。この一例として特開
平９−３２２４３３の「ＵＰＳ内蔵電源装置」が挙げら
れる。
充電、放電回路を搭載し、外部のＵＰＳを不要にするバ
ックアップ電源が提案されている。この一例として特開
平９−３２２４３３の「ＵＰＳ内蔵電源装置」が挙げら
れる。
【０００４】図１０に従来のバックアップ電源の構成を
示す。商用交流電源１が情報処理装置２の内部にあるＡ
Ｃ−ＤＣコンバータ３と充電回路８に接続され、充電回
路８の出力側に二次電池４とＤＣ−ＤＣコンバータ７の
入力側が接続される。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ７の
出力側とＡＣ−ＤＣコンバータ３の出力側が接続され
て、負荷６に接続される。また、ＡＣ−ＤＣコンバータ
３とＤＣ−ＤＣコンバータ７の間にバランス制御回路９
が接続される。
示す。商用交流電源１が情報処理装置２の内部にあるＡ
Ｃ−ＤＣコンバータ３と充電回路８に接続され、充電回
路８の出力側に二次電池４とＤＣ−ＤＣコンバータ７の
入力側が接続される。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ７の
出力側とＡＣ−ＤＣコンバータ３の出力側が接続され
て、負荷６に接続される。また、ＡＣ−ＤＣコンバータ
３とＤＣ−ＤＣコンバータ７の間にバランス制御回路９
が接続される。
【０００５】この回路の動作を図１１に示す。（ａ）は
定常時であり、商用交流電源１からＡＣ−ＤＣコンバー
タ３を介して負荷が必要な電力のうち９０％を供給す
る。また、充電回路８からＤＣ−ＤＣコンバータ７を介
して残りの１０％の電力を負荷６に供給する。さらに、
充電回路８を介して二次電池４を充電する。一方、
（ｂ）は、停電時の動作であり、商用交流電源１が停電
するために充電回路８とＡＣ−ＤＣコンバータは動作で
きないが、二次電池４からＤＣ−ＤＣコンバータ７を介
して負荷６に負荷が必要な電力の１００％すべてを給電
する。
定常時であり、商用交流電源１からＡＣ−ＤＣコンバー
タ３を介して負荷が必要な電力のうち９０％を供給す
る。また、充電回路８からＤＣ−ＤＣコンバータ７を介
して残りの１０％の電力を負荷６に供給する。さらに、
充電回路８を介して二次電池４を充電する。一方、
（ｂ）は、停電時の動作であり、商用交流電源１が停電
するために充電回路８とＡＣ−ＤＣコンバータは動作で
きないが、二次電池４からＤＣ−ＤＣコンバータ７を介
して負荷６に負荷が必要な電力の１００％すべてを給電
する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上記した従来のバック
アップ電源において、ＡＣ−ＤＣコンバータ、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータおよび充電回路の３つの変換器が必要であ
るためにコストが高い、電源部の容積が大きいという課
題がある。
アップ電源において、ＡＣ−ＤＣコンバータ、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータおよび充電回路の３つの変換器が必要であ
るためにコストが高い、電源部の容積が大きいという課
題がある。
【０００７】また、この給電システムで、定常時に常に
充電回路が動作して二次電池に一定の電圧が印加される
ことになる。しかし、Ｎｉ−ＭＨ二次電池や、Ｌｉイオ
ン二次電池といった高エネルギー密度の二次電池を使用
する場合において、過充電を防止するために、満充電状
態になったときに充電回路を停止させることが必要であ
るが、上記の運転方法で充電回路を停止するとＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータからの１０％分の給電ができないという課
題がある。
充電回路が動作して二次電池に一定の電圧が印加される
ことになる。しかし、Ｎｉ−ＭＨ二次電池や、Ｌｉイオ
ン二次電池といった高エネルギー密度の二次電池を使用
する場合において、過充電を防止するために、満充電状
態になったときに充電回路を停止させることが必要であ
るが、上記の運転方法で充電回路を停止するとＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータからの１０％分の給電ができないという課
題がある。
【０００８】一方、これとは別に、負荷変動に対する電
源容量の課題がある。この課題は、たとえば、ハードデ
ィスク装置などの負荷において、起動時とシーク時に通
常の負荷電流の２〜３倍の電流が流れる。ＡＣ−ＤＣコ
ンバータの定格容量は、このピーク負荷時に合わせて設
計されるために、ＡＣ−ＤＣコンバータの容量が大きく
なり、コスト高や電源部の容積の縮小化が難しいという
課題を持つ。
源容量の課題がある。この課題は、たとえば、ハードデ
ィスク装置などの負荷において、起動時とシーク時に通
常の負荷電流の２〜３倍の電流が流れる。ＡＣ−ＤＣコ
ンバータの定格容量は、このピーク負荷時に合わせて設
計されるために、ＡＣ−ＤＣコンバータの容量が大きく
なり、コスト高や電源部の容積の縮小化が難しいという
課題を持つ。
【０００９】本発明の目的は、上記従来技術の課題を解
決し、低コスト化や電源部の縮小が可能になるバックア
ップ電源を提供することにある。
決し、低コスト化や電源部の縮小が可能になるバックア
ップ電源を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、商用交流電源
から受けた交流を直流に変換する電源回路と、前記電源
回路によって作られた直流で動作する負荷から構成され
る装置に内蔵されるバックアップ電源であって、前記商
用交流に接続される少なくとも１台のＡＣ−ＤＣコンバ
ータと、前記ＡＣ−ＤＣコンバータの直流出力側に接続
される負荷と、前記直流出力側に一方が接続される少な
くとも１台の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと、前記双方
向ＤＣ−ＤＣコンバータの他方に接続される二次電池を
有して構成される。
から受けた交流を直流に変換する電源回路と、前記電源
回路によって作られた直流で動作する負荷から構成され
る装置に内蔵されるバックアップ電源であって、前記商
用交流に接続される少なくとも１台のＡＣ−ＤＣコンバ
ータと、前記ＡＣ−ＤＣコンバータの直流出力側に接続
される負荷と、前記直流出力側に一方が接続される少な
くとも１台の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと、前記双方
向ＤＣ−ＤＣコンバータの他方に接続される二次電池を
有して構成される。
【００１１】そして、負荷電流が所定のピークカット電
流値以上の場合に、負荷電流と前記所定のピークカット
電流値との差電流を二次電池から双方向ＤＣ−ＤＣコン
バータを介して前記負荷に給電しピークカット動作す
る。
流値以上の場合に、負荷電流と前記所定のピークカット
電流値との差電流を二次電池から双方向ＤＣ−ＤＣコン
バータを介して前記負荷に給電しピークカット動作す
る。
【００１２】また、前記負荷電流が前記所定のピークカ
ット電流値未満の場合に、前記ＡＣ−ＤＣコンバータか
ら前記負荷電流を供給するとともに、前記双方向ＤＣ−
ＤＣコンバータを用いて二次電池を充電する。
ット電流値未満の場合に、前記ＡＣ−ＤＣコンバータか
ら前記負荷電流を供給するとともに、前記双方向ＤＣ−
ＤＣコンバータを用いて二次電池を充電する。
【００１３】その充電電流は、予め定めた電流値を上限
とし、かつ前記所定のピークカット電流と負荷電流の差
電流に相当する電流のみを双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ
から取り入れて充電することにより、さらに商用入力電
流が安定化される。
とし、かつ前記所定のピークカット電流と負荷電流の差
電流に相当する電流のみを双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ
から取り入れて充電することにより、さらに商用入力電
流が安定化される。
【００１４】また、前記二次電池の充放電電流を検出す
る検出手段と、前記二次電池の電圧を検出する手段と、
前記二次電池の残容量を演算する回路を具備し、前記二
次電池の残容量に応じて前記所定の電流値を変化させる
ことや、前記二次電池の残容量が所定の容量以下に低下
した際にピークカット動作を停止し、停電時あるいはＡ
Ｃ−ＤＣコンバータの故障時に前記所定の容量以下に低
下した際にも放電動作することにより、使い勝手が向上
する。
る検出手段と、前記二次電池の電圧を検出する手段と、
前記二次電池の残容量を演算する回路を具備し、前記二
次電池の残容量に応じて前記所定の電流値を変化させる
ことや、前記二次電池の残容量が所定の容量以下に低下
した際にピークカット動作を停止し、停電時あるいはＡ
Ｃ−ＤＣコンバータの故障時に前記所定の容量以下に低
下した際にも放電動作することにより、使い勝手が向上
する。
【００１５】あるいは、前記二次電池の残容量と負荷電
流から、その時点における停電保持時間を算出して表示
を出す機能を有することや、前記二次電池の残容量と負
荷電流から、その時点において所定の停電保持時間を確
保するために必要な前記二次電池の残容量を算出し、算
出された前記残容量を有する範囲で前記ピークカット動
作をすることによっても課題解決手段として有効であ
る。
流から、その時点における停電保持時間を算出して表示
を出す機能を有することや、前記二次電池の残容量と負
荷電流から、その時点において所定の停電保持時間を確
保するために必要な前記二次電池の残容量を算出し、算
出された前記残容量を有する範囲で前記ピークカット動
作をすることによっても課題解決手段として有効であ
る。
【００１６】また、前記ＡＣ−ＤＣコンバータと前記双
方向ＤＣ−ＤＣコンバータの接続点の電圧は前記二次電
池の電圧よりも高く、前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ
前記二次電池側から放電させる際に昇圧チョッパ回路、
前記二次電池を充電する際に降圧チョッパ回路として動
作させてもよい。
方向ＤＣ−ＤＣコンバータの接続点の電圧は前記二次電
池の電圧よりも高く、前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ
前記二次電池側から放電させる際に昇圧チョッパ回路、
前記二次電池を充電する際に降圧チョッパ回路として動
作させてもよい。
【００１７】また、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは二次電
池とインダクタをスイッチング素子で短絡させる短絡モ
ードと、短絡モードの間にインダクタに蓄えられたエネ
ルギーを前記負荷に放出する昇圧モードを交互に切替え
る手段を備えるとともに、前記昇圧モードのインダクタ
電流を検出する手段と、前記昇圧モードのインダクタ電
流を平均化する手段を備え、負荷電流から予め定めたピ
ークカット電流レベルを減じた結果が正の場合にのみ、
この値をピークカット電流指令値とし、前記平均化され
た電流と比較して前記短絡モードと昇圧モードの比率を
制御する。
池とインダクタをスイッチング素子で短絡させる短絡モ
ードと、短絡モードの間にインダクタに蓄えられたエネ
ルギーを前記負荷に放出する昇圧モードを交互に切替え
る手段を備えるとともに、前記昇圧モードのインダクタ
電流を検出する手段と、前記昇圧モードのインダクタ電
流を平均化する手段を備え、負荷電流から予め定めたピ
ークカット電流レベルを減じた結果が正の場合にのみ、
この値をピークカット電流指令値とし、前記平均化され
た電流と比較して前記短絡モードと昇圧モードの比率を
制御する。
【００１８】あるいは、前記負荷の電流値を所定の時間
毎に検出する手段と、前日までの負荷電流の平均値を記
憶する手段を有し、前記検出された負荷電流値と、同一
時刻の前記前日までの負荷電流の平均値とから、新たな
負荷電流の平均値を算出して、前記記憶手段に記憶する
とともに、前記算出された新たな負荷電流の平均値によ
り前記所定のピークカット電流値を変更することも効果
的である。
毎に検出する手段と、前日までの負荷電流の平均値を記
憶する手段を有し、前記検出された負荷電流値と、同一
時刻の前記前日までの負荷電流の平均値とから、新たな
負荷電流の平均値を算出して、前記記憶手段に記憶する
とともに、前記算出された新たな負荷電流の平均値によ
り前記所定のピークカット電流値を変更することも効果
的である。
【００１９】同様に、前記負荷の電流値を所定の時間毎
に検出する手段と、前週までの負荷電流の平均値を記憶
する手段を有し、前記検出された負荷電流値と、同曜日
・同一時刻の前記前週までの負荷電流の平均値とから、
新たな負荷電流の平均値を算出して、前記記憶手段に記
憶するとともに、前記算出された新たな負荷電流の平均
値により前記所定のピークカット電流値を変更すること
により１週間毎の負荷パターンに対応したピークカット
運転が可能になる。
に検出する手段と、前週までの負荷電流の平均値を記憶
する手段を有し、前記検出された負荷電流値と、同曜日
・同一時刻の前記前週までの負荷電流の平均値とから、
新たな負荷電流の平均値を算出して、前記記憶手段に記
憶するとともに、前記算出された新たな負荷電流の平均
値により前記所定のピークカット電流値を変更すること
により１週間毎の負荷パターンに対応したピークカット
運転が可能になる。
【００２０】
【発明の実施の形態】本発明における第１の実施の形態
について図１から図８を用いて説明する。図１は、本発
明の一実施例を示す構成図である。図１において、情報
処理装置２の内部にＡＣ−ＤＣコンバータ３、二次電池
４、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５、負荷６、負荷電流
検出器１０、電池電流検出器１５、ＳＯＣ演算回路１
６、ピークカット電流レベル設定器１７、減算器１８、
電池電圧検出手段１９、出力電圧検出手段２１、動作モ
ード切替回路２２、充電制御回路２３、ピークカット制
御回路２４、放電制御回路２５、停電／故障検出回路２
６、停電保持時間演算回路５０を有する。
について図１から図８を用いて説明する。図１は、本発
明の一実施例を示す構成図である。図１において、情報
処理装置２の内部にＡＣ−ＤＣコンバータ３、二次電池
４、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５、負荷６、負荷電流
検出器１０、電池電流検出器１５、ＳＯＣ演算回路１
６、ピークカット電流レベル設定器１７、減算器１８、
電池電圧検出手段１９、出力電圧検出手段２１、動作モ
ード切替回路２２、充電制御回路２３、ピークカット制
御回路２４、放電制御回路２５、停電／故障検出回路２
６、停電保持時間演算回路５０を有する。
【００２１】商用交流電源１は１００Ｖあるいは２００
Ｖの商用交流電源であり、情報処理装置２の内部のＡＣ
−ＤＣコンバータ３と停電／故障検出回路２６に接続さ
れる。ＡＣ−ＤＣコンバータ３から故障信号が停電／故
障検出回路２６に入力される。停電／故障検出回路２６
の出力は動作モード切替回路２２に入力される。ＡＣ−
ＤＣコンバータ３の出力は４８Ｖ程度の直流であって、
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５と負荷６に接続される。
負荷６の電流を検出する負荷電流検出器１０が負荷の入
力側に接続される。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５の負
荷側には、電圧を検出する出力電圧検出手段２１が接続
され、この出力が放電制御回路２５に入力される。双方
向ＤＣ−ＤＣコンバータ５に二次電池４が接続される。
二次電池４は、例えばニッケル水素電池は１５セル直列
に接続する構成を用いると、この二次電池の端子電圧は
約１８Ｖ程度である。
Ｖの商用交流電源であり、情報処理装置２の内部のＡＣ
−ＤＣコンバータ３と停電／故障検出回路２６に接続さ
れる。ＡＣ−ＤＣコンバータ３から故障信号が停電／故
障検出回路２６に入力される。停電／故障検出回路２６
の出力は動作モード切替回路２２に入力される。ＡＣ−
ＤＣコンバータ３の出力は４８Ｖ程度の直流であって、
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５と負荷６に接続される。
負荷６の電流を検出する負荷電流検出器１０が負荷の入
力側に接続される。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５の負
荷側には、電圧を検出する出力電圧検出手段２１が接続
され、この出力が放電制御回路２５に入力される。双方
向ＤＣ−ＤＣコンバータ５に二次電池４が接続される。
二次電池４は、例えばニッケル水素電池は１５セル直列
に接続する構成を用いると、この二次電池の端子電圧は
約１８Ｖ程度である。
【００２２】二次電池４と双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ
５の間に、この間の電流を検出する電池電流検出器１５
が接続される。また、二次電池４の電圧を検出する電池
電圧検出手段１９が接続される。電池電流検出器１５と
電池電圧検出手段１９の出力はいずれもＳＯＣ演算回路
１６と充電制御回路２３に入力される他、電池電流検出
器１５の出力はピークカット制御回路２４と放電制御回
路２５に入力される。
５の間に、この間の電流を検出する電池電流検出器１５
が接続される。また、二次電池４の電圧を検出する電池
電圧検出手段１９が接続される。電池電流検出器１５と
電池電圧検出手段１９の出力はいずれもＳＯＣ演算回路
１６と充電制御回路２３に入力される他、電池電流検出
器１５の出力はピークカット制御回路２４と放電制御回
路２５に入力される。
【００２３】ＳＯＣ演算回路１６の出力である電池ＳＯ
Ｃ３０はピークカット電流レベル設定器１７と、充電制
御回路２３、および停電保持時間演算回路５０に接続さ
れる。ピークカット電流レベル設定器１７は減算器１８
に接続される。また、負荷電流検出器１０の出力は減算
器１８と、停電保持時間演算回路５０に入力される。減
算器１８の出力である充放電電流指令値２０は、動作モ
ード切替回路２２と充電制御回路２３およびピークカッ
ト制御回路２４に入力される。
Ｃ３０はピークカット電流レベル設定器１７と、充電制
御回路２３、および停電保持時間演算回路５０に接続さ
れる。ピークカット電流レベル設定器１７は減算器１８
に接続される。また、負荷電流検出器１０の出力は減算
器１８と、停電保持時間演算回路５０に入力される。減
算器１８の出力である充放電電流指令値２０は、動作モ
ード切替回路２２と充電制御回路２３およびピークカッ
ト制御回路２４に入力される。
【００２４】充電制御回路２３、ピークカット制御回路
２４、および放電制御回路２５の出力である駆動信号は
駆動信号切替手段２９に入力される。また、動作モード
切替回路の出力も駆動信号切替手段２９に入力される。
駆動信号切替手段２９の出力である駆動信号２７は双方
向ＤＣ−ＤＣコンバータ５に入力される。停電保持時間
演算回路５０の出力は負荷６に出力される。
２４、および放電制御回路２５の出力である駆動信号は
駆動信号切替手段２９に入力される。また、動作モード
切替回路の出力も駆動信号切替手段２９に入力される。
駆動信号切替手段２９の出力である駆動信号２７は双方
向ＤＣ−ＤＣコンバータ５に入力される。停電保持時間
演算回路５０の出力は負荷６に出力される。
【００２５】図２は双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５の一
構成例を示したものである。図２において、図１と同じ
構成要素には同じ符号を付与した。１１は平滑コンデン
サ、１２はインダクタ、１３ａ，１３ｂはパワーＭＯＳ
ＦＥＴ、１４は平滑コンデンサ、２８はゲート駆動回路
である。
構成例を示したものである。図２において、図１と同じ
構成要素には同じ符号を付与した。１１は平滑コンデン
サ、１２はインダクタ、１３ａ，１３ｂはパワーＭＯＳ
ＦＥＴ、１４は平滑コンデンサ、２８はゲート駆動回路
である。
【００２６】図２において、二次電池４の両端は双方向
ＤＣ−ＤＣコンバータ５の内部の平滑コンデンサ１１に
接続される。平滑コンデンサ１１の端子のうち、正側の
極にはインダクタ１２の一端が接続され、インダクタ１
２の他方はパワーＭＯＳＦＥＴ１３ｂのソースと、パワ
ーＭＯＳＦＥＴ１３ａのドレインに接続される。パワー
ＭＯＳＦＥＴ１３ｂのドレインは、平滑コンデンサ１４
の正側に接続され、パワーＭＯＳＦＥＴ１３ａのソース
は平滑コンデンサ１１および平滑コンデンサ１４の負側
に接続される。駆動信号２７はゲート駆動信号に入力さ
れる。また、ゲート駆動回路２８の出力がパワーＭＯＳ
ＦＥＴ１３ａと１３ｂのゲートに接続される。平滑コン
デンサ１４の両端は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５の
外部の負荷６に接続される。
ＤＣ−ＤＣコンバータ５の内部の平滑コンデンサ１１に
接続される。平滑コンデンサ１１の端子のうち、正側の
極にはインダクタ１２の一端が接続され、インダクタ１
２の他方はパワーＭＯＳＦＥＴ１３ｂのソースと、パワ
ーＭＯＳＦＥＴ１３ａのドレインに接続される。パワー
ＭＯＳＦＥＴ１３ｂのドレインは、平滑コンデンサ１４
の正側に接続され、パワーＭＯＳＦＥＴ１３ａのソース
は平滑コンデンサ１１および平滑コンデンサ１４の負側
に接続される。駆動信号２７はゲート駆動信号に入力さ
れる。また、ゲート駆動回路２８の出力がパワーＭＯＳ
ＦＥＴ１３ａと１３ｂのゲートに接続される。平滑コン
デンサ１４の両端は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５の
外部の負荷６に接続される。
【００２７】図３は図１における充電制御回路２３の内
部を示した制御ブロック図である。３２は充電電圧制御
回路、３３は最大値出力手段、３４ａはＰＷＭコンパレ
ータ、３５ａは三角波発生手段、３６は充電電流制御回
路、３７は電池電圧指令値、３８ａは正負反転手段、３
９は可変リミッタ、４３ａは掛け算器、４４ａは一次遅
れ要素である。
部を示した制御ブロック図である。３２は充電電圧制御
回路、３３は最大値出力手段、３４ａはＰＷＭコンパレ
ータ、３５ａは三角波発生手段、３６は充電電流制御回
路、３７は電池電圧指令値、３８ａは正負反転手段、３
９は可変リミッタ、４３ａは掛け算器、４４ａは一次遅
れ要素である。
【００２８】電池電圧検出手段１９の出力が充電制御回
路２３内部の充電電圧制御回路３２に入力される。ま
た、電池電圧指令値３７が充電電圧制御回路３２に入力
される。一方、電池電流検出器１５の出力が充電制御回
路２３内部の掛け算器４３ａに入力される。掛け算器４
３ａの出力は一次遅れ要素４４ａに入力される。一次遅
れ要素４４ａの出力は充電電流制御回路３６に入力され
る。充放電電流指令値２０は充電制御回路２３内部の正
負反転手段３８ａに入力される。正負反転手段３８ａの
出力が可変リミッタ３９に入力される。電池ＳＯＣ３０
が可変リミッタ３９に入力される。可変リミッタ３９の
出力が充電電流制御回路３６に入力される。
路２３内部の充電電圧制御回路３２に入力される。ま
た、電池電圧指令値３７が充電電圧制御回路３２に入力
される。一方、電池電流検出器１５の出力が充電制御回
路２３内部の掛け算器４３ａに入力される。掛け算器４
３ａの出力は一次遅れ要素４４ａに入力される。一次遅
れ要素４４ａの出力は充電電流制御回路３６に入力され
る。充放電電流指令値２０は充電制御回路２３内部の正
負反転手段３８ａに入力される。正負反転手段３８ａの
出力が可変リミッタ３９に入力される。電池ＳＯＣ３０
が可変リミッタ３９に入力される。可変リミッタ３９の
出力が充電電流制御回路３６に入力される。
【００２９】充電電圧制御回路３２の出力と充電電流制
御回路３６の出力が最大値出力手段３３に入力される。
最大値出力手段３３の出力がＰＷＭコンパレータ３４ａ
に入力される。また，三角波発生手段３５ａの出力がＰ
ＷＭコンパレータ３４ａに入力される。ＰＷＭコンパレ
ータ３４ａの出力が充電制御回路２３外部の駆動信号切
替手段２９と、掛け算器４３ａに接続される。
御回路３６の出力が最大値出力手段３３に入力される。
最大値出力手段３３の出力がＰＷＭコンパレータ３４ａ
に入力される。また，三角波発生手段３５ａの出力がＰ
ＷＭコンパレータ３４ａに入力される。ＰＷＭコンパレ
ータ３４ａの出力が充電制御回路２３外部の駆動信号切
替手段２９と、掛け算器４３ａに接続される。
【００３０】図４は図１における放電制御回路２５の内
部を示す制御ブロック図である。出力電圧検出手段２１
の出力が放電制御回路２５の内部の出力電圧制御回路４
０に入力される。また、出力電圧指令値４２の出力も出
力電圧制御回路４０に入力される。出力電圧制御回路４
０の出力は出力電流制御回路４１に入力される。電池電
流検出器１５の出力が正負反転手段３８ｂを介して放電
制御回路２５の内部の出力電流制御回路４１に入力され
る。出力電流制御回路４１の出力はＰＷＭコンパレータ
３４ｂに入力される。また、三角波発生手段３５ｂの出
力がＰＷＭコンパレータ３４ｂに入力される。ＰＷＭコ
ンパレータ３４ｂの出力が放電制御回路２５の外部の駆
動信号切替手段２９に出力される。
部を示す制御ブロック図である。出力電圧検出手段２１
の出力が放電制御回路２５の内部の出力電圧制御回路４
０に入力される。また、出力電圧指令値４２の出力も出
力電圧制御回路４０に入力される。出力電圧制御回路４
０の出力は出力電流制御回路４１に入力される。電池電
流検出器１５の出力が正負反転手段３８ｂを介して放電
制御回路２５の内部の出力電流制御回路４１に入力され
る。出力電流制御回路４１の出力はＰＷＭコンパレータ
３４ｂに入力される。また、三角波発生手段３５ｂの出
力がＰＷＭコンパレータ３４ｂに入力される。ＰＷＭコ
ンパレータ３４ｂの出力が放電制御回路２５の外部の駆
動信号切替手段２９に出力される。
【００３１】図５は図１におけるピークカット制御回路
２４の内部を示す制御ブロック図である。図５におい
て、図１，図２，図３および図４と同じ構成要素には同
一符号を付与した。３４ｃはＰＷＭコンパレータ、３５
ｃは三角波発生手段、３８ｃは正負反転手段、４３ｂは
掛け算器、４４ｂは一次遅れ要素、４５はピークカット
電流制御回路、４６はリミッタ、４７はインバータであ
る。
２４の内部を示す制御ブロック図である。図５におい
て、図１，図２，図３および図４と同じ構成要素には同
一符号を付与した。３４ｃはＰＷＭコンパレータ、３５
ｃは三角波発生手段、３８ｃは正負反転手段、４３ｂは
掛け算器、４４ｂは一次遅れ要素、４５はピークカット
電流制御回路、４６はリミッタ、４７はインバータであ
る。
【００３２】次に図５の接続を説明する。電池電流検出
器１５の出力は正負反転手段３８ｃに入力され、この正
負反転手段３８ｃの出力は掛け算器４３ｂに入力され
る。掛け算器４３ｂの出力は一次遅れ要素４４ｂに入力
され、この出力がピークカット電流制御回路４５に入力
される。一方、充放電電流指令値２０はリミッタ４６に
入力される。リミッタ４６の出力がピークカット電流制
御回路４５に入力される。ピークカット電流制御回路４
５の出力がＰＷＭコンパレータ３４ｃに入力される。三
角波発生手段３５ｃの出力はＰＷＭコンパレータ３４ｃ
に入力される。ＰＷＭコンパレータ３４ｃの出力はイン
バータ４７とピークカット制御回路２４の外部の駆動信
号切替手段２９に出力される。インバータ４７の出力は
掛け算器４３ｂに入力される。
器１５の出力は正負反転手段３８ｃに入力され、この正
負反転手段３８ｃの出力は掛け算器４３ｂに入力され
る。掛け算器４３ｂの出力は一次遅れ要素４４ｂに入力
され、この出力がピークカット電流制御回路４５に入力
される。一方、充放電電流指令値２０はリミッタ４６に
入力される。リミッタ４６の出力がピークカット電流制
御回路４５に入力される。ピークカット電流制御回路４
５の出力がＰＷＭコンパレータ３４ｃに入力される。三
角波発生手段３５ｃの出力はＰＷＭコンパレータ３４ｃ
に入力される。ＰＷＭコンパレータ３４ｃの出力はイン
バータ４７とピークカット制御回路２４の外部の駆動信
号切替手段２９に出力される。インバータ４７の出力は
掛け算器４３ｂに入力される。
【００３３】次に、本実施の形態の動作を説明する。負
荷６が軽負荷の場合には、図６（ａ）に示すように二次
電池の充電を行う。図１において、商用交流電源１から
ＡＣ−ＤＣコンバータ３を通して負荷６に給電動作を行
うとともに、ＡＣ−ＤＣコンバータ３の負荷側から双方
向ＤＣ−ＤＣコンバータ５を通して二次電池４を充電す
る。この場合には、商用交流電源１とＡＣ−ＤＣコンバ
ータ３が健全であることから、停電／故障検出回路２６
の出力はＬｏｗレベルとなっており、また、ピークカッ
ト電流レベル設定器１７の出力よりも負荷電流検出器１
０の出力である負荷電流値が小さいため、減算器１８の
出力が負値となっている。このため、動作モード切替回
路２２の出力は「充電」となり、駆動信号切替手段２９
は充電制御回路２３の出力が駆動信号２７となるように
切り替わる。
荷６が軽負荷の場合には、図６（ａ）に示すように二次
電池の充電を行う。図１において、商用交流電源１から
ＡＣ−ＤＣコンバータ３を通して負荷６に給電動作を行
うとともに、ＡＣ−ＤＣコンバータ３の負荷側から双方
向ＤＣ−ＤＣコンバータ５を通して二次電池４を充電す
る。この場合には、商用交流電源１とＡＣ−ＤＣコンバ
ータ３が健全であることから、停電／故障検出回路２６
の出力はＬｏｗレベルとなっており、また、ピークカッ
ト電流レベル設定器１７の出力よりも負荷電流検出器１
０の出力である負荷電流値が小さいため、減算器１８の
出力が負値となっている。このため、動作モード切替回
路２２の出力は「充電」となり、駆動信号切替手段２９
は充電制御回路２３の出力が駆動信号２７となるように
切り替わる。
【００３４】次に、充電状態における双方向ＤＣ−ＤＣ
コンバータの動作を説明する。充電状態においてはパワ
ーＭＯＳＦＥＴ１３ｂをオンオフし、このオン期間とオ
フ期間の比である時比率を制御することによって二次電
池４に流れ込む電流を制御する。
コンバータの動作を説明する。充電状態においてはパワ
ーＭＯＳＦＥＴ１３ｂをオンオフし、このオン期間とオ
フ期間の比である時比率を制御することによって二次電
池４に流れ込む電流を制御する。
【００３５】図２において、平滑コンデンサ１４の電圧
はＡＣ−ＤＣコンバータ３の出力であるから４８Ｖ程度
であり、二次電池４の端子電圧は１８Ｖ程度である。そ
こで、パワーＭＯＳＦＥＴ１３ｂをオンさせると、電流
はパワーＭＯＳＦＥＴ１３ｂからインダクタ１２を通っ
て、二次電池４に流入し充電する。パワーＭＯＳＦＥＴ
１３ｂをオフすると、それまでインダクタ１２を流れて
いた電流がパワーＭＯＳＦＥＴ１３ａのボディダイオー
ドを通して還流する。そして、パワーＭＯＳＦＥＴ１３
ｂの時比率を制御することで二次電池に流入する充電電
流を制御することができる。
はＡＣ−ＤＣコンバータ３の出力であるから４８Ｖ程度
であり、二次電池４の端子電圧は１８Ｖ程度である。そ
こで、パワーＭＯＳＦＥＴ１３ｂをオンさせると、電流
はパワーＭＯＳＦＥＴ１３ｂからインダクタ１２を通っ
て、二次電池４に流入し充電する。パワーＭＯＳＦＥＴ
１３ｂをオフすると、それまでインダクタ１２を流れて
いた電流がパワーＭＯＳＦＥＴ１３ａのボディダイオー
ドを通して還流する。そして、パワーＭＯＳＦＥＴ１３
ｂの時比率を制御することで二次電池に流入する充電電
流を制御することができる。
【００３６】また、このときパワーＭＯＳＦＥＴ１３ａ
のボディダイオードに電流を通流させることによるエネ
ルギー損失を低減するために、ボディダイオード通流期
間に同期させてパワーＭＯＳＦＥＴ１３ａをオンさせる
同期整流技術があり、本実施の形態においてもこの同期
整流を使用することが可能である。
のボディダイオードに電流を通流させることによるエネ
ルギー損失を低減するために、ボディダイオード通流期
間に同期させてパワーＭＯＳＦＥＴ１３ａをオンさせる
同期整流技術があり、本実施の形態においてもこの同期
整流を使用することが可能である。
【００３７】この充電状態においては、充電制御回路２
３によって充電電圧および充電電流が制御される。二次
電池４の電圧は、電池電圧検出手段１９によって充電制
御回路２３に入力される。図３において、二次電池電圧
は電池電圧制御回路３２において電池電圧指令値３７と
比較され、これらの誤差が増幅されて出力される。一
方、ＡＣ−ＤＣコンバータ３側から双方向ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ５に流入する充電電流は、図２においてパワー
ＭＯＳＦＥＴ１３ｂがオンしている期間に、インダクタ
１２を通流する電流である。そこで、充電電流は、イン
ダクタ１２の電流波形を電池電流検出器１５により検出
し、パワーＭＯＳＦＥＴ１３ｂのオン期間であるＰＷＭ
コンパレータ３４ａの出力信号との積を掛け算器４３ａ
で演算し、さらに、一次遅れ要素４４ａにより平均化し
て求める。
３によって充電電圧および充電電流が制御される。二次
電池４の電圧は、電池電圧検出手段１９によって充電制
御回路２３に入力される。図３において、二次電池電圧
は電池電圧制御回路３２において電池電圧指令値３７と
比較され、これらの誤差が増幅されて出力される。一
方、ＡＣ−ＤＣコンバータ３側から双方向ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ５に流入する充電電流は、図２においてパワー
ＭＯＳＦＥＴ１３ｂがオンしている期間に、インダクタ
１２を通流する電流である。そこで、充電電流は、イン
ダクタ１２の電流波形を電池電流検出器１５により検出
し、パワーＭＯＳＦＥＴ１３ｂのオン期間であるＰＷＭ
コンパレータ３４ａの出力信号との積を掛け算器４３ａ
で演算し、さらに、一次遅れ要素４４ａにより平均化し
て求める。
【００３８】この充電電流は、充電電流制御回路３６に
入力される。充電電流指令値は、以下のようにして決定
される。図１に示すように負荷電流とピークカット電流
レベルとの差（負値）が充放電電流指令値２０として充
電制御回路２３の内部の正負反転手段３８ａを介して正
の値となり、可変リミッタ３９に入力される。
入力される。充電電流指令値は、以下のようにして決定
される。図１に示すように負荷電流とピークカット電流
レベルとの差（負値）が充放電電流指令値２０として充
電制御回路２３の内部の正負反転手段３８ａを介して正
の値となり、可変リミッタ３９に入力される。
【００３９】一方、二次電池４の電圧と充電電流は、Ｓ
ＯＣ演算回路１６に入力され、二次電池４の残容量（Ｓ
ＯＣ）が演算される。電池ＳＯＣ３０は充電制御回路２
３内の可変リミッタ３９に入力される。可変リミッタ３
９では、電池ＳＯＣ３０により、充電電流指令値の最大
値を変更する。この最大値は、例えば、ＳＯＣが８０％
以下の場合は充電電流指令値を２Ｃ、８０％以上１００
％未満の場合には１Ｃ、１００％の場合には０にする。
この可変リミッタ３９の出力は充電電流制御回路３６に
入力される。
ＯＣ演算回路１６に入力され、二次電池４の残容量（Ｓ
ＯＣ）が演算される。電池ＳＯＣ３０は充電制御回路２
３内の可変リミッタ３９に入力される。可変リミッタ３
９では、電池ＳＯＣ３０により、充電電流指令値の最大
値を変更する。この最大値は、例えば、ＳＯＣが８０％
以下の場合は充電電流指令値を２Ｃ、８０％以上１００
％未満の場合には１Ｃ、１００％の場合には０にする。
この可変リミッタ３９の出力は充電電流制御回路３６に
入力される。
【００４０】充電電流制御回路３６と充電電圧制御回路
３２の出力は最大値出力手段３３に入力され、これらの
うち大きい方がＰＷＭコンパレータ３４ａに出力され
る。ＰＷＭコンパレータ３４ａでは最大値出力手段３３
の出力が三角波発生手段３５ａの出力と比較されＰＷＭ
信号が出力される。このＰＷＭ信号が駆動信号切替手段
２９により駆動信号２７となって、双方向ＤＣ−ＤＣコ
ンバータをＰＷＭ制御する。本実施の形態における充電
制御は、二次電池のＳＯＣに依存してあらかじめ定めら
れる充電電流の値の範囲内において、負荷電流とピーク
カットレベルとの差分に相当する充電電流を充電する。
３２の出力は最大値出力手段３３に入力され、これらの
うち大きい方がＰＷＭコンパレータ３４ａに出力され
る。ＰＷＭコンパレータ３４ａでは最大値出力手段３３
の出力が三角波発生手段３５ａの出力と比較されＰＷＭ
信号が出力される。このＰＷＭ信号が駆動信号切替手段
２９により駆動信号２７となって、双方向ＤＣ−ＤＣコ
ンバータをＰＷＭ制御する。本実施の形態における充電
制御は、二次電池のＳＯＣに依存してあらかじめ定めら
れる充電電流の値の範囲内において、負荷電流とピーク
カットレベルとの差分に相当する充電電流を充電する。
【００４１】このように、本実施の形態においては、二
次電池の残容量が少ないときにはＡＣ−ＤＣコンバータ
の定格容量を超過しない範囲において、可能な限り大き
な電流を双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ側に取り入れるこ
とによって、二次電池を急速充電し、万一の停電時のバ
ックアップ時間を十分に確保するための準備を高速にお
こなうことが可能である。
次電池の残容量が少ないときにはＡＣ−ＤＣコンバータ
の定格容量を超過しない範囲において、可能な限り大き
な電流を双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ側に取り入れるこ
とによって、二次電池を急速充電し、万一の停電時のバ
ックアップ時間を十分に確保するための準備を高速にお
こなうことが可能である。
【００４２】次に、停電時あるいはＡＣ−ＤＣコンバー
タの故障時の放電制御について説明する。停電発生時に
は、図６（ｃ）のように二次電池から双方向ＤＣ−ＤＣ
コンバータを介して負荷に給電する。図１において、停
電／故障検出回路２６により商用交流電源１の停電ある
いはＡＣ−ＤＣコンバータ３の故障を検出すると、停電
／故障検出回路２６の出力がＨｉｇｈレベルとなり、速
やかに動作モード切替回路２２により動作モードを「放
電」に切り替える。このときには駆動信号切替手段２９
により放電制御回路２５から出力される信号が駆動信号
２７として選択される。
タの故障時の放電制御について説明する。停電発生時に
は、図６（ｃ）のように二次電池から双方向ＤＣ−ＤＣ
コンバータを介して負荷に給電する。図１において、停
電／故障検出回路２６により商用交流電源１の停電ある
いはＡＣ−ＤＣコンバータ３の故障を検出すると、停電
／故障検出回路２６の出力がＨｉｇｈレベルとなり、速
やかに動作モード切替回路２２により動作モードを「放
電」に切り替える。このときには駆動信号切替手段２９
により放電制御回路２５から出力される信号が駆動信号
２７として選択される。
【００４３】次に、放電状態における図２の双方向ＤＣ
−ＤＣコンバータ５の動作を説明する。放電状態におい
ては充電の場合とは異なり、パワーＭＯＳＦＥＴ１３ａ
をオンオフし、このオン期間とオフ期間の比である時比
率を制御することによって、負荷６に給電する電圧を制
御する。二次電池の電圧を１８Ｖ程度とすると、平滑コ
ンデンサ１４には負荷に給電する４８Ｖを出力する必要
がある。
−ＤＣコンバータ５の動作を説明する。放電状態におい
ては充電の場合とは異なり、パワーＭＯＳＦＥＴ１３ａ
をオンオフし、このオン期間とオフ期間の比である時比
率を制御することによって、負荷６に給電する電圧を制
御する。二次電池の電圧を１８Ｖ程度とすると、平滑コ
ンデンサ１４には負荷に給電する４８Ｖを出力する必要
がある。
【００４４】そこで、パワーＭＯＳＦＥＴ１３ａをオン
し、二次電池４をインダクタ１２を介して短絡すると、
インダクタ１２を流れる電流は時間とともに増加する。
このときパワーＭＯＳＦＥＴ１３ａをオフすると、イン
ダクタ１２を流れていた電流がパワーＭＯＳＦＥＴ１３
ｂのボディダイオードを通して平滑コンデンサ１４に出
力される。そこで、パワーＭＯＳＦＥＴ１３ａの時比率
を制御することで、パワーＭＯＳＦＥＴ１３ｂのボディ
ダイオードを通る電流を制御し、結果的に負荷６に給電
する電圧を安定に制御することができる。
し、二次電池４をインダクタ１２を介して短絡すると、
インダクタ１２を流れる電流は時間とともに増加する。
このときパワーＭＯＳＦＥＴ１３ａをオフすると、イン
ダクタ１２を流れていた電流がパワーＭＯＳＦＥＴ１３
ｂのボディダイオードを通して平滑コンデンサ１４に出
力される。そこで、パワーＭＯＳＦＥＴ１３ａの時比率
を制御することで、パワーＭＯＳＦＥＴ１３ｂのボディ
ダイオードを通る電流を制御し、結果的に負荷６に給電
する電圧を安定に制御することができる。
【００４５】放電制御回路２５の動作について図４を用
いて説明する。図４において、出力電圧検出手段２１に
より検出した電圧は放電制御回路２５内部の出力電圧制
御回路４０に入力され、出力電圧指令値４２と比較、誤
差増幅される。この出力が出力電流指令値となり出力電
流制御回路４１に入力される。一方、電池電流検出器１
５により検出された二次電池からの放電電流は、充電方
向を正としているため、正負反転手段３８ｂにより符号
反転され出力電流制御回路４１に入力され、出力電流指
令値と比較、誤差増幅される。この出力はＰＷＭコンパ
レータ３４ｂに入力され、三角波発生手段３５ｂの出力
である三角波と比較される。この比較結果がＰＷＭ信号
となり、駆動信号２７として図２のゲート駆動回路２８
に入力されてパワーＭＯＳＦＥＴ１３ａ，１３ｂを駆動
する。これにより，双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５は平
滑コンデンサ１４の電圧が出力電圧指令値と等しくなる
ように制御される。
いて説明する。図４において、出力電圧検出手段２１に
より検出した電圧は放電制御回路２５内部の出力電圧制
御回路４０に入力され、出力電圧指令値４２と比較、誤
差増幅される。この出力が出力電流指令値となり出力電
流制御回路４１に入力される。一方、電池電流検出器１
５により検出された二次電池からの放電電流は、充電方
向を正としているため、正負反転手段３８ｂにより符号
反転され出力電流制御回路４１に入力され、出力電流指
令値と比較、誤差増幅される。この出力はＰＷＭコンパ
レータ３４ｂに入力され、三角波発生手段３５ｂの出力
である三角波と比較される。この比較結果がＰＷＭ信号
となり、駆動信号２７として図２のゲート駆動回路２８
に入力されてパワーＭＯＳＦＥＴ１３ａ，１３ｂを駆動
する。これにより，双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５は平
滑コンデンサ１４の電圧が出力電圧指令値と等しくなる
ように制御される。
【００４６】次にピークカット制御について説明する。
ピーク負荷時には図６（ｂ）に示すように、ＡＣ−ＤＣ
コンバータと双方向ＤＣ−ＤＣコンバータから負荷に給
電する動作となる。すなわち、図１のように接続される
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５は二次電池４とインダク
タ１２をスイッチング素子で短絡させる短絡モードと、
短絡モードの間にインダクタ１２に蓄えられたエネルギ
ーを負荷６に放出する昇圧モードを交互に切替える。ま
た、昇圧モードのインダクタ電流を検出する手段と、昇
圧モードのインダクタ電流を平均化する手段を備え、負
荷電流から予め定めたピークカット電流レベルを減じた
結果が正の場合にのみ、この値をピークカット電流指令
値とし、平均化された電流と比較して短絡モードと昇圧
モードの比率を制御する。以下、具体的に説明する。
ピーク負荷時には図６（ｂ）に示すように、ＡＣ−ＤＣ
コンバータと双方向ＤＣ−ＤＣコンバータから負荷に給
電する動作となる。すなわち、図１のように接続される
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５は二次電池４とインダク
タ１２をスイッチング素子で短絡させる短絡モードと、
短絡モードの間にインダクタ１２に蓄えられたエネルギ
ーを負荷６に放出する昇圧モードを交互に切替える。ま
た、昇圧モードのインダクタ電流を検出する手段と、昇
圧モードのインダクタ電流を平均化する手段を備え、負
荷電流から予め定めたピークカット電流レベルを減じた
結果が正の場合にのみ、この値をピークカット電流指令
値とし、平均化された電流と比較して短絡モードと昇圧
モードの比率を制御する。以下、具体的に説明する。
【００４７】図１において，ピークカット電流レベル設
定器１７を超える負荷電流が流れた際には、停電／故障
検出回路２６の出力はＬｏｗレベル、減算器１８の出力
は正値となるため、動作モード切替回路２２の出力は
「ピークカット運転」となって駆動信号切替手段２９は
ピークカット制御回路２４からの出力信号が駆動信号２
７として選択されるように切り替わる。
定器１７を超える負荷電流が流れた際には、停電／故障
検出回路２６の出力はＬｏｗレベル、減算器１８の出力
は正値となるため、動作モード切替回路２２の出力は
「ピークカット運転」となって駆動信号切替手段２９は
ピークカット制御回路２４からの出力信号が駆動信号２
７として選択されるように切り替わる。
【００４８】図５において、電池電流検出器１５で検出
される放電電流は、充電方向を正としているため、正負
反転手段３８ｃにより符号反転され、掛け算器４３ｂに
入力される。掛け算器４３ｂの他方には、ＰＷＭコンパ
レータ３４ｃの出力パルス信号をインバータ４７で反転
した信号を０または１のディジタル信号を入力してい
る。この結果、ＰＷＭコンパレータ３４ｃの出力がＨｉ
ｇｈの時には図２のパワーＭＯＳＦＥＴ１３ａがＯＮで
あり、掛け算器４３ｂの出力は０となる。一方、ＰＷＭ
コンパレータ３４ｃの出力がＬｏｗの時にはパワーＭＯ
ＳＦＥＴ１３ａがＯＦＦであり、掛け算器４３ｂの出力
は、反転器３８ｃの入力となる。
される放電電流は、充電方向を正としているため、正負
反転手段３８ｃにより符号反転され、掛け算器４３ｂに
入力される。掛け算器４３ｂの他方には、ＰＷＭコンパ
レータ３４ｃの出力パルス信号をインバータ４７で反転
した信号を０または１のディジタル信号を入力してい
る。この結果、ＰＷＭコンパレータ３４ｃの出力がＨｉ
ｇｈの時には図２のパワーＭＯＳＦＥＴ１３ａがＯＮで
あり、掛け算器４３ｂの出力は０となる。一方、ＰＷＭ
コンパレータ３４ｃの出力がＬｏｗの時にはパワーＭＯ
ＳＦＥＴ１３ａがＯＦＦであり、掛け算器４３ｂの出力
は、反転器３８ｃの入力となる。
【００４９】したがって、この掛け算器４３ｂにより、
インダクタ１２を流れる電流のうち、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔ１３ａのオン期間である短絡モードの電流が除外さ
れ、パワーＭＯＳＦＥＴ１３ｂのボディダイオードを通
流する昇圧モードの電流のみが出力される。この昇圧モ
ード電流は一次遅れ要素４４ｂにより平均化され、ピー
クカット電流制御回路４５に入力される。
インダクタ１２を流れる電流のうち、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔ１３ａのオン期間である短絡モードの電流が除外さ
れ、パワーＭＯＳＦＥＴ１３ｂのボディダイオードを通
流する昇圧モードの電流のみが出力される。この昇圧モ
ード電流は一次遅れ要素４４ｂにより平均化され、ピー
クカット電流制御回路４５に入力される。
【００５０】充放電電流指令値２０は、負荷電流とピー
クカットレベルの差分であり、この場合は放電電流指令
値である。この指令値は、負側をカットするリミッタ４
６で制限されるため、負荷電流の方がピークカット電流
レベルよりも大きい場合のみリミッタ４６を通過し、ピ
ークカット電流制御回路４５に入力される。ピークカッ
ト電流制御回路４５の出力はＰＷＭコンパレータ３４ｃ
に入力され、三角波発生手段３５ｃの出力である三角波
と比較され，ＰＷＭ信号が駆動信号切替手段２９を介し
て双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５に入力される。
クカットレベルの差分であり、この場合は放電電流指令
値である。この指令値は、負側をカットするリミッタ４
６で制限されるため、負荷電流の方がピークカット電流
レベルよりも大きい場合のみリミッタ４６を通過し、ピ
ークカット電流制御回路４５に入力される。ピークカッ
ト電流制御回路４５の出力はＰＷＭコンパレータ３４ｃ
に入力され、三角波発生手段３５ｃの出力である三角波
と比較され，ＰＷＭ信号が駆動信号切替手段２９を介し
て双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５に入力される。
【００５１】ピークカット制御においては、以上に示し
た制御系により負荷電流とピークカット電流レベルとの
差電流が双方向ＤＣ−ＤＣコンバータから出力される。
この結果、ＡＣ−ＤＣコンバータからの出力電流はピー
クカット電流レベル一定になる。
た制御系により負荷電流とピークカット電流レベルとの
差電流が双方向ＤＣ−ＤＣコンバータから出力される。
この結果、ＡＣ−ＤＣコンバータからの出力電流はピー
クカット電流レベル一定になる。
【００５２】図７に、以上に述べたピークカット制御時
および充電時の各部波形を示す。負荷電流がピークカッ
ト電流レベルを超えると、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ
５から放電電流が出力され差分を補償する。このあと負
荷電流がピークカット電流レベルを下回ると、放電によ
り二次電池ＳＯＣが低下しているため、充電動作が行わ
れる。また、二次電池ＳＯＣがあらかじめ設定された値
である８０％を下回った場合にはピークカットレベルを
変更し、ピークカット補償量を減少させる。また、二次
電池ＳＯＣの１００％から５０％の範囲でピークカット
制御をおこない、停電補償のために二次電池ＳＯＣの５
０％以上が常に充電された状態とする。
および充電時の各部波形を示す。負荷電流がピークカッ
ト電流レベルを超えると、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ
５から放電電流が出力され差分を補償する。このあと負
荷電流がピークカット電流レベルを下回ると、放電によ
り二次電池ＳＯＣが低下しているため、充電動作が行わ
れる。また、二次電池ＳＯＣがあらかじめ設定された値
である８０％を下回った場合にはピークカットレベルを
変更し、ピークカット補償量を減少させる。また、二次
電池ＳＯＣの１００％から５０％の範囲でピークカット
制御をおこない、停電補償のために二次電池ＳＯＣの５
０％以上が常に充電された状態とする。
【００５３】図８は一例として、ピークカット補償電流
とピークカット運転可能時間の関係を示す。二次電池は
ＳＯＣ５０％で停電時に定格負荷を６分間補償可能であ
る。パラメータはピークカット運転開始時の二次電池Ｓ
ＯＣである。横軸のピークカット補償電流は、二次電池
から双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを介して出力される電
流値を定格電流で規格化した量である。この結果、ＳＯ
Ｃが１００％の時にピークカット補償電流を２０％とす
ると、０．５時間連続して補償することが可能である
が、ＳＯＣが５５％の時には０．０５時間しか連続補償
できない。
とピークカット運転可能時間の関係を示す。二次電池は
ＳＯＣ５０％で停電時に定格負荷を６分間補償可能であ
る。パラメータはピークカット運転開始時の二次電池Ｓ
ＯＣである。横軸のピークカット補償電流は、二次電池
から双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを介して出力される電
流値を定格電流で規格化した量である。この結果、ＳＯ
Ｃが１００％の時にピークカット補償電流を２０％とす
ると、０．５時間連続して補償することが可能である
が、ＳＯＣが５５％の時には０．０５時間しか連続補償
できない。
【００５４】このため、本実施の形態においては、ピー
クカットレベルを二次電池ＳＯＣに依存させて変化させ
ることにより，最低限必要な停電補償能力を常に保ちな
がら最適なピークカット値を動的に変更しながら運転す
る。
クカットレベルを二次電池ＳＯＣに依存させて変化させ
ることにより，最低限必要な停電補償能力を常に保ちな
がら最適なピークカット値を動的に変更しながら運転す
る。
【００５５】次に、図１に示した停電保持時間演算回路
５０の動作を説明する。この停電保持時間演算回路５０
では、電池ＳＯＣ３０と負荷電流を取りこみ、停電保持
時間を演算する。そして算出結果を負荷６に出力する。
これによって負荷６に含まれるＣＲＴ、あるいは液晶モ
ニタ等にこの停電保持時間を表示することが可能であ
る。停電保持時間を表示できることによって、常にバッ
テリの使用状態が認識できることになるため、ピークカ
ット電流レベルを一定とする運転方法も容易に実施でき
る。
５０の動作を説明する。この停電保持時間演算回路５０
では、電池ＳＯＣ３０と負荷電流を取りこみ、停電保持
時間を演算する。そして算出結果を負荷６に出力する。
これによって負荷６に含まれるＣＲＴ、あるいは液晶モ
ニタ等にこの停電保持時間を表示することが可能であ
る。停電保持時間を表示できることによって、常にバッ
テリの使用状態が認識できることになるため、ピークカ
ット電流レベルを一定とする運転方法も容易に実施でき
る。
【００５６】また、本実施の形態においては、ＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータ３と双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５、およ
び二次電池４をそれぞれ１台あるいは１系統のみとして
図示しているが、コンバータ故障時の負荷へのダメージ
をなくすために、ＡＣ−ＤＣコンバータ３を複数台並列
接続として冗長系を構成するｎ＋１台並列冗長構成の電
源においても対応が可能である。この場合には、双方向
ＤＣ−ＤＣコンバータと二次電池を一体とした単位を複
数台、並列接続する構成とすることで双方向ＤＣ−ＤＣ
コンバータおよび二次電池の故障あるいは保守点検、交
換の際の信頼性を高めることができる。あるいは、双方
向ＤＣ−ＤＣコンバータのみを複数台、並列接続し、二
次電池は１系統とする構成、または二次電池を複数系統
とし、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを１台とする構成も
可能である。
Ｃコンバータ３と双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５、およ
び二次電池４をそれぞれ１台あるいは１系統のみとして
図示しているが、コンバータ故障時の負荷へのダメージ
をなくすために、ＡＣ−ＤＣコンバータ３を複数台並列
接続として冗長系を構成するｎ＋１台並列冗長構成の電
源においても対応が可能である。この場合には、双方向
ＤＣ−ＤＣコンバータと二次電池を一体とした単位を複
数台、並列接続する構成とすることで双方向ＤＣ−ＤＣ
コンバータおよび二次電池の故障あるいは保守点検、交
換の際の信頼性を高めることができる。あるいは、双方
向ＤＣ−ＤＣコンバータのみを複数台、並列接続し、二
次電池は１系統とする構成、または二次電池を複数系統
とし、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを１台とする構成も
可能である。
【００５７】次に、本発明の第２の実施の形態について
説明する。図９において、図１と同じ構成要素に同一の
符号を付与した。その他にはメモリ４８、負荷電流パタ
ーン設定器４９である。図９における上記以外の構成要
素の接続形態は図１と同じである。負荷電流検出器１０
にメモリ４８が接続され、メモリ４８に負荷電流パター
ン設定器４９が接続される。負荷電流パターン設定器４
９の出力はピークカット電流レベル設定器１７に入力さ
れる。
説明する。図９において、図１と同じ構成要素に同一の
符号を付与した。その他にはメモリ４８、負荷電流パタ
ーン設定器４９である。図９における上記以外の構成要
素の接続形態は図１と同じである。負荷電流検出器１０
にメモリ４８が接続され、メモリ４８に負荷電流パター
ン設定器４９が接続される。負荷電流パターン設定器４
９の出力はピークカット電流レベル設定器１７に入力さ
れる。
【００５８】次に動作を説明する。負荷電流の増減を負
荷電流検出器１０で検出してメモリ４８に記録する。例
えば、１日を１分毎あるいは１秒毎など、一定の期間毎
に分割して負荷電流をサンプリングし、それぞれメモリ
４８の所定のアドレスに負荷電流平均値データとして蓄
積する。そして、翌日の同時刻に、前日までの同時刻の
負荷電流平均値データと、現在の負荷電流値との平均値
を新たに演算し、平均値データを書き換える。このよう
にして、それぞれの領域毎に毎日の負荷電流値の平均値
を蓄積する。あるいは、１週間分のメモリを用意し、同
様な負荷電流の同じ曜日における同時刻の負荷電流平均
値データを蓄積してもよい。この結果から、負荷電流パ
ターン設定器４９により、負荷６の１日周期、あるいは
１週間周期などの平均的な負荷電流パターンが自動的に
作成される。
荷電流検出器１０で検出してメモリ４８に記録する。例
えば、１日を１分毎あるいは１秒毎など、一定の期間毎
に分割して負荷電流をサンプリングし、それぞれメモリ
４８の所定のアドレスに負荷電流平均値データとして蓄
積する。そして、翌日の同時刻に、前日までの同時刻の
負荷電流平均値データと、現在の負荷電流値との平均値
を新たに演算し、平均値データを書き換える。このよう
にして、それぞれの領域毎に毎日の負荷電流値の平均値
を蓄積する。あるいは、１週間分のメモリを用意し、同
様な負荷電流の同じ曜日における同時刻の負荷電流平均
値データを蓄積してもよい。この結果から、負荷電流パ
ターン設定器４９により、負荷６の１日周期、あるいは
１週間周期などの平均的な負荷電流パターンが自動的に
作成される。
【００５９】本実施の形態では、この負荷電流パターン
をピークカット電流レベルに反映させる。すなわち、比
較的大きな負荷電流が持続する期間において、ピークカ
ット電流レベルを比較的高めに設定することにより、二
次電池からの放電量を抑制することが可能となる。ある
いは、二次電池の容量を基準として上記の負荷電流のパ
ターンから時間毎に最適なピークカット電流レベルを設
定することも可能である。
をピークカット電流レベルに反映させる。すなわち、比
較的大きな負荷電流が持続する期間において、ピークカ
ット電流レベルを比較的高めに設定することにより、二
次電池からの放電量を抑制することが可能となる。ある
いは、二次電池の容量を基準として上記の負荷電流のパ
ターンから時間毎に最適なピークカット電流レベルを設
定することも可能である。
【００６０】本実施例の構成をとれば、例えば負荷容量
の異なる多種類のバックアップ電源を同一のハードウェ
アで構成することができ、製造コストが削減できる。ま
た、負荷に応じた最適なピークカットレベルが自動的に
設定できることになり、マニュアルによる初期設定が必
要ないため、ユーザは本発明のバックアップ電源を接続
するだけでピークカット動作が機能するため、使い勝手
が向上する。
の異なる多種類のバックアップ電源を同一のハードウェ
アで構成することができ、製造コストが削減できる。ま
た、負荷に応じた最適なピークカットレベルが自動的に
設定できることになり、マニュアルによる初期設定が必
要ないため、ユーザは本発明のバックアップ電源を接続
するだけでピークカット動作が機能するため、使い勝手
が向上する。
【００６１】
【発明の効果】本発明によれば、ピーク負荷時に二次電
池から放電させるピークカット運転を実施することによ
り、ＡＣ−ＤＣコンバータの容量を減じ、低コスト化や
電源部の容積の縮小化が可能になる。また、過充電が防
止できる。さらに、本発明のピークカットレベルを設定
値として変更可能とすることにより、異なる負荷に対し
ても同じハードウェアを使用でき、製造コストを下げる
ことできる。また、停電保持時間表示により、ピークカ
ット量を一定とする運転形態でも信頼性がアップする。
池から放電させるピークカット運転を実施することによ
り、ＡＣ−ＤＣコンバータの容量を減じ、低コスト化や
電源部の容積の縮小化が可能になる。また、過充電が防
止できる。さらに、本発明のピークカットレベルを設定
値として変更可能とすることにより、異なる負荷に対し
ても同じハードウェアを使用でき、製造コストを下げる
ことできる。また、停電保持時間表示により、ピークカ
ット量を一定とする運転形態でも信頼性がアップする。
【図１】第１の実施例によるピークカット機能付きバッ
クアップ電源の構成図。
クアップ電源の構成図。
【図２】第１の実施例による双方向ＤＣ−ＤＣコンバー
タの回路構成図。
タの回路構成図。
【図３】第１の実施例による充電制御回路のブロック
図。
図。
【図４】第１の実施例による放電制御回路のブロック
図。
図。
【図５】第１の実施例によるピークカット制御回路のブ
ロック図。
ロック図。
【図６】第１の実施例による電流経路を示した模式図。
【図７】第１の実施例による負荷電流、双方向ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ出力電流、および二次電池ＳＯＣの関係を
示す説明図。
Ｃコンバータ出力電流、および二次電池ＳＯＣの関係を
示す説明図。
【図８】第１の実施例によるピークカット補償電流とピ
ークカット運転可能時間の関係を示すグラフ。
ークカット運転可能時間の関係を示すグラフ。
【図９】第２の実施例によるピークカット機能付きバッ
クアップ電源の構成図。
クアップ電源の構成図。
【図１０】従来の装置内蔵バックアップ電源の構成図。
【図１１】従来の装置内蔵バックアップ電源の動作形態
を示す模式図。
を示す模式図。
１…商用交流電源、２…情報処理装置、３…ＡＣ−ＤＣ
コンバータ、４…二次電池、５…双方向ＤＣ−ＤＣコン
バータ、６…負荷、７…ＤＣ−ＤＣコンバータ、８…充
電回路、９…バランス制御部、１０…負荷電流検出器、
１１…平滑コンデンサ、１２…インダクタ、１３ａ，１
３ｂ…パワーＭＯＳＦＥＴ、１４…平滑コンデンサ、１
５…電池電流検出器、１６…ＳＯＣ演算回路、１７…ピ
ークカット電流レベル設定器、１８…減算器、１９…電
池電圧検出手段、２０…充放電電流指令値、２１…出力
電圧検出手段、２２…動作モード切替回路、２３…充電
制御回路、２４…ピークカット制御回路、２５…放電制
御回路、２６…停電／故障検出回路、２７…駆動信号、
２８…ゲート駆動回路、２９…駆動信号切替手段、３０
…電池ＳＯＣ、３２…充電電圧制御回路、３３…最大値
出力手段、３４ａ，３４ｂ，３４ｃ…ＰＷＭコンパレー
タ、３５ａ，３５ｂ，３５ｃ…三角波発生手段、３６…
充電電流制御回路、３７…電池電圧指令値、３８ａ，３
８ｂ，３８ｃ…正負反転手段、３９…可変リミッタ、４
０…出力電圧制御回路、４１…出力電流制御回路、４２
…出力電圧指令値、４３ａ，４３…掛け算器、４４ａ，
４４ｂ…一次遅れ要素、４５…ピークカット電流制御回
路、４６…リミッタ、４７…インバータ、４８…メモ
リ、４９…負荷電流パターン設定器、５０…停電保持時
間演算回路。
コンバータ、４…二次電池、５…双方向ＤＣ−ＤＣコン
バータ、６…負荷、７…ＤＣ−ＤＣコンバータ、８…充
電回路、９…バランス制御部、１０…負荷電流検出器、
１１…平滑コンデンサ、１２…インダクタ、１３ａ，１
３ｂ…パワーＭＯＳＦＥＴ、１４…平滑コンデンサ、１
５…電池電流検出器、１６…ＳＯＣ演算回路、１７…ピ
ークカット電流レベル設定器、１８…減算器、１９…電
池電圧検出手段、２０…充放電電流指令値、２１…出力
電圧検出手段、２２…動作モード切替回路、２３…充電
制御回路、２４…ピークカット制御回路、２５…放電制
御回路、２６…停電／故障検出回路、２７…駆動信号、
２８…ゲート駆動回路、２９…駆動信号切替手段、３０
…電池ＳＯＣ、３２…充電電圧制御回路、３３…最大値
出力手段、３４ａ，３４ｂ，３４ｃ…ＰＷＭコンパレー
タ、３５ａ，３５ｂ，３５ｃ…三角波発生手段、３６…
充電電流制御回路、３７…電池電圧指令値、３８ａ，３
８ｂ，３８ｃ…正負反転手段、３９…可変リミッタ、４
０…出力電圧制御回路、４１…出力電流制御回路、４２
…出力電圧指令値、４３ａ，４３…掛け算器、４４ａ，
４４ｂ…一次遅れ要素、４５…ピークカット電流制御回
路、４６…リミッタ、４７…インバータ、４８…メモ
リ、４９…負荷電流パターン設定器、５０…停電保持時
間演算回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 叶田 玲彦 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 増山 悟 神奈川県足柄上群中井町境781 グリーン テクなかい 日立コンピュ−タ機器株式会 社内 (72)発明者 磯貝 正人 大阪府茨木市丑寅一丁目１番88号 日立マ クセル株式会社内 (72)発明者 嵯峨 良平 群馬県高崎市西横手町111番地 株式会社 日立製作所半導体グループ内 (72)発明者 恩田 謙一 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 徳永 紀一 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 Ｆターム(参考） 5G003 AA01 BA01 CA02 CA12 CC07 DA05 DA18 GA01 GB01 GB03 5G015 FA10 HA02 HA16 JA32 JA34 JA35 JA53 JA55 5H030 AA09 AS03 AS11 BB01 BB09 BB21 DD20 FF42
Claims (14)
- 【請求項１】 商用交流電源から受けた交流を直流に変
換する電源回路と、前記電源回路によって作られた直流
で動作する負荷から構成される装置に内蔵されるバック
アップ電源であって、 前記商用交流に接続される少なくとも１台のＡＣ−ＤＣ
コンバータと、前記ＡＣ−ＤＣコンバータの直流出力側
に接続される負荷と、前記直流出力側に一方が接続され
る少なくとも１台の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと、前
記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの他方に接続される二次
電池を有し、 負荷電流が所定のピークカット電流値以上の場合に、負
荷電流と前記所定のピークカット電流値との差電流を二
次電池から双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを介して前記負
荷に給電してピークカット動作することを特徴とするピ
ークカット機能付きバックアップ電源。 - 【請求項２】 請求項１において、 前記負荷電流が前記所定のピークカット電流値未満の場
合に、前記ＡＣ−ＤＣコンバータから前記負荷電流を供
給するとともに、前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを用
いて二次電池を充電し、その充電電流は予め定めた電流
値を上限とし、かつ前記所定のピークカット電流と負荷
電流の差電流に相当する電流のみを双方向ＤＣ−ＤＣコ
ンバータから取り入れて充電することを特徴とするピー
クカット機能付きバックアップ電源。 - 【請求項３】 商用交流電源から受けた交流を直流に変
換する電源回路と、前記電源回路によって作られた直流
で動作する負荷から構成される装置に内蔵されるバック
アップ電源であって、 前記商用交流に接続される少なくとも１台のＡＣ−ＤＣ
コンバータと、前記ＡＣ−ＤＣコンバータの直流出力側
に接続される負荷と、前記直流出力側に一方が接続され
る少なくとも１台の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと、前
記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの他方に接続される二次
電池を有し、 負荷電流が所定のピークカット電流値以上の場合に、負
荷電流と前記所定のピークカット電流値との差電流を二
次電池から双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを介して前記負
荷に給電してピークカット動作し、前記負荷電流が前記
ピークカット電流値未満の場合に、前記ＡＣ−ＤＣコン
バータから前記負荷電流を供給するとともに、前記双方
向ＤＣ−ＤＣコンバータを介して前記二次電池を充電す
ることを特徴とするピークカット機能付きバックアップ
電源。 - 【請求項４】 請求項３において、 前記二次電池を充電する充電電流は、予め定めた電流値
を上限とし、かつ前記所定のピークカット電流と負荷電
流の差電流に相当する電流のみを双方向ＤＣ−ＤＣコン
バータから取り入れて充電することを特徴とするピーク
カット機能付きバックアップ電源。 - 【請求項５】 請求項１、２、３または４において、 前記二次電池の充放電電流を検出する検出手段と、前記
二次電池の電圧を検出する手段と、前記二次電池の残容
量を演算する回路を具備し、前記二次電池の残容量に応
じて前記所定のピークカット電流値を変化させることを
特徴とするピークカット機能付きバックアップ電源。 - 【請求項６】 請求項５において、 前記二次電池の残容量が所定の容量以下に低下した際に
ピークカット動作を停止することを特徴とするピークカ
ット機能付きバックアップ電源。 - 【請求項７】 請求項５また６において、 停電時あるいはＡＣ−ＤＣコンバータの故障時に、前記
二次電池の残容量が所定の容量以下に低下した際に放電
動作することを特徴とするピークカット機能付きバック
アップ電源。 - 【請求項８】 請求項１から７のいずれかにおいて、 前記二次電池の残容量と負荷電流から、その時点におけ
る停電保持時間を算出して表示する機能を有することを
特徴とするピークカット機能付きバックアップ電源。 - 【請求項９】 請求項１から８のいずれかにおいて、 前記二次電池の残容量と負荷電流から、その時点におい
て所定の停電保持時間を確保するために必要な前記二次
電池の残容量を算出し、算出された前記残容量を有する
範囲で前記ピークカット動作をすることを特徴とするピ
ークカット機能付きバックアップ電源。 - 【請求項１０】 請求項１から９のいずれかにおいて、 前記ＡＣ−ＤＣコンバータと前記双方向ＤＣ−ＤＣコン
バータの接続点の電圧は前記二次電池の電圧よりも高
く、前記二次電池側から放電させる際に昇圧チョッパ回
路、前記二次電池を充電する際に降圧チョッパ回路とし
て動作することを特徴とするピークカット機能付きバッ
クアップ電源。 - 【請求項１１】 請求項１から１０のいずれかにおい
て、 予め設定された時間周期を、前記周期よりも十分短いサ
ンプリング時間でｎ個に分割し、それぞれに対応したｎ
個の記憶手段を持ち、前記負荷電流を検出する手段と、
前記検出された負荷電流と該当の記憶手段に記憶されて
いる前回値とから負荷電流の平均値を計算して該当の記
憶手段に上書きするとともに、前記算出された新たな負
荷電流の平均値により前記所定のピークカット電流値を
変更することを特徴とするピークカット機能付きバック
アップ電源。 - 【請求項１２】 請求項１１において、 前記予め設定された時間周期は、２４時間とすることを
特徴とするピークカット機能付きバックアップ電源。 - 【請求項１３】 請求項１１において、 前記予め設定された時間周期は、１週間とすることを特
徴とするピークカット機能付きバックアップ電源。 - 【請求項１４】 商用交流に接続されるＡＣ−ＤＣコン
バータと、前記ＡＣ−ＤＣコンバータの直流出力側に接
続される負荷と、前記直流出力側に一方が接続されるＤ
Ｃ−ＤＣコンバータと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの一
方に接続される二次電池を有し、前記ＤＣ−ＤＣコンバ
ータは二次電池とインダクタをスイッチング素子で短絡
させる短絡モードと、短絡モードの間にインダクタに蓄
えられたエネルギーを前記負荷に放出する昇圧モードを
交互に切替える手段を備えるとともに、前記昇圧モード
のインダクタ電流を検出する手段と、前記昇圧モードの
インダクタ電流を平均化する手段を備え、負荷電流から
予め定めたピークカット電流レベルを減じた結果が正の
場合にのみ、この値をピークカット電流指令値とし、前
記平均化された電流と比較して前記短絡モードと昇圧モ
ードの比率を制御することを特徴とするピークカット機
能付きバックアップ電源。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001171088A JP2002369407A (ja) | 2001-06-06 | 2001-06-06 | ピークカット機能付きバックアップ電源 |
| US10/083,638 US20020186576A1 (en) | 2001-06-06 | 2002-02-27 | Backup power supply |
| US10/423,869 US6977448B2 (en) | 2001-06-06 | 2003-04-28 | Backup power supply |
| US10/754,692 US7157810B2 (en) | 2001-06-06 | 2004-01-12 | Backup power supply |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001171088A JP2002369407A (ja) | 2001-06-06 | 2001-06-06 | ピークカット機能付きバックアップ電源 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002369407A true JP2002369407A (ja) | 2002-12-20 |
Family
ID=19012913
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