JP2000046791A - ガス濃度検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】オペアンプ（演算増幅器）の入出力電圧範囲を
拡張し、ひいてはガス濃度の検出精度を高める。 【解決手段】Ａ／Ｆセンサ３０は、電圧印加に伴い空燃
比（ガス濃度）に対応した電流信号を出力する。空燃比
検出回路１０は、Ａ／Ｆセンサ３０への印加電圧を可変
に制御すると共に、空燃比に対応するセンサ電流を電流
検出用抵抗１５ａ，１５ｂにより検出する。電流検出用
抵抗１５ａ，１５ｂと増幅回路１４とは直列に接続され
る。ここで、増幅回路１４内のオペアンプ１４ａは、所
定の電源電圧にて作動し、Ａ／Ｆセンサ３０に印加電圧
を出力する。同オペアンプ１４ａは、いわゆるレイルツ
ーレイル動作を行うものとして構成され、そのオペアン
プ１４ａによれば電源電圧範囲の上限又は下限近くの出
力振幅が得られる。オペアンプ１４ａの出力振幅が拡張
されることで、該拡張された電圧範囲にてセンサ電流の
検出が可能となる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電圧印加時に被検
出ガスのガス濃度に対応した電流信号を出力するガス濃
度センサを用いたガス濃度検出装置に係り、例えば車両
用エンジンの空燃比フィードバック（Ｆ／Ｂ）制御シス
テムに適用される空燃比検出装置として具体化されるも
のである。

【０００２】

【従来の技術】自動車への応用をはじめとするガス濃度
検出装置において、ガス濃度センサを用いた同検出装置
が提案されており、その一例として空燃比センサを用い
た空燃比検出装置が知られている。

【０００３】すなわち、近年の車両用エンジンの空燃比
制御においては、例えば制御精度を高めるといった要望
やリーンバーン化への要望があり、これらの要望に対応
すべく、エンジンに吸入される混合気の空燃比（排ガス
中の酸素濃度）を広域に且つリニアに検出するリニア式
空燃比センサ、及び同センサを用いた空燃比検出装置が
具体化されている。このような空燃比センサとして例え
ば限界電流式空燃比センサでは、周知のようにその限界
電流の検出域がその時々の空燃比（酸素濃度）に応じて
シフトする。

【０００４】図９は、既存の空燃比検出装置の電気的構
成を示す。同図の空燃比検出回路８０において、基準電
圧回路８４にて生成される一定の基準電圧Ｖａは増幅回
路８５のオペアンプ８５ａにより電流増幅される。そし
て、空燃比センサ８１の一方の端子８２には、基準電圧
回路８４からの基準電圧Ｖａと同一の電圧Ｖａが印加さ
れる。また、Ｄ／Ａ変換器８７から出力される指令電圧
Ｖｂは増幅回路８６のオペアンプ８６ａにより電流増幅
される。そして、空燃比センサ８１の他方の端子８３に
は、指令電圧Ｖｂと同一の電圧Ｖｂが印加される。指令
電圧Ｖｂは、図示しないＣＰＵによりその時々の空燃比
に応じて可変に制御される。

【０００５】空燃比センサ８１には被検出ガス中の空燃
比に応じたセンサ電流が流れ、一定の基準電圧Ｖａであ
るセンサ端子電圧に対し、センサ電流を検出するための
電流検出用抵抗８８によりＡ／Ｆ値が電圧値Ｖｃとして
検出される。この場合、電圧値Ｖｃが電圧フォロワ８９
を介して出力される。こうして検出されたＡ／Ｆ値は、
外部のエンジン制御用ＥＣＵに送信され、同ＥＣＵにて
空燃比Ｆ／Ｂ制御に使用される。

【０００６】また、図１０は、前記オペアンプ８５ａ
（又は８６ａ）の一般的な構成を示す回路図である。図
１０において、オペアンプ８５ａは電圧Ｖｃｃ（５Ｖ）
を電源電圧とする。入力段回路９１において、一対のＰ
ＮＰトランジスタＴ２１，Ｔ２２は、定電流回路Ｃ１の
定電流Ｉ１により入力信号ＩＮ＋，ＩＮ−を受けて動作
し、入力信号ＩＮ＋，ＩＮ−の電圧差に応じて同トラン
ジスタＴ２１，Ｔ２２のコレクタ電流が変化する。ま
た、トランジスタＴ２１，Ｔ２２のコレクタ電流の変化
に伴い、一対のＮＰＮトランジスタＴ２３，Ｔ２４が動
作する。

【０００７】仮にＩＮ＋電圧がＩＮ−電圧よりも大きけ
れば、ＰＮＰトランジスタＴ２２のコレクタ電流が大き
くなり、ＮＰＮトランジスタＴ２４のコレクタ電圧が上
昇する。また、ＩＮ＋電圧がＩＮ−電圧よりも小さけれ
ば、ＰＮＰトランジスタＴ２１のコレクタ電流が大きく
なり、ＮＰＮトランジスタＴ２３，Ｔ２４のベース電流
が流れる。これにより、トランジスタＴ２３，Ｔ２４が
オンされて、トランジスタＴ２４のコレクタ電圧が下降
する。

【０００８】ＮＰＮトランジスタＴ２４のコレクタ電圧
は信号ＳＧ２１として中間増幅段回路９２に伝達され、
同回路９２にて増幅された後、信号ＳＧ２２としてバイ
アス回路９３に伝達される。バイアス回路９３は定電流
回路Ｃ２からの定電流Ｉ２を受けて動作し、信号ＳＧ２
２に応じて電流ソース（Source：吐出）機能を有するＮ
ＰＮトランジスタＴ２５、又は電流シンク（Sink：吸
入）機能を有するＰＮＰトランジスタＴ２６を動作させ
て信号出力を行わせる。

【０００９】バイアス回路９３は、ＩＮ＋電圧がＩＮ−
電圧よりも大きければ、ＮＰＮトランジスタＴ２５を動
作させ出力電圧を上昇させる。また、ＩＮ＋電圧がＩＮ
−電圧よりも小さければ、ＰＮＰトランジスタＴ２６を
動作させ出力電圧を下降させる。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】ところが、上記の通り
一般的な構成のオペアンプを使用した場合、同オペアン
プは、電源電圧Ｖｃｃ〜ＧＮＤ電圧内のロス分を除く、
ある限られた範囲でしか出力電圧を得ることができない
という制約がある。これに対し、ガス濃度の検出精度を
高めるには、出力電圧の範囲を広げたいという要望があ
った。

【００１１】以下には、オペアンプの出力電圧が制限さ
れることの理由を説明する。前記図１０において、入力
信号ＩＮ＋，ＩＮ−は、定電流回路Ｃ１のドロップ電圧
ＶＩ１とトランジスタＴ２１のベース−エミッタ間電圧
ＶＦ１（又は、トランジスタＴ２２のＶＦ２電圧）との
制約により、「Ｖｃｃ−ＶＩ１−ＶＦ１（又はＶＦ
２）」以下でしか正常動作することができない。例えば
ＶＩ１＝０．６Ｖ、ＶＦ１＝０．７Ｖであれば、ＩＮ
＋，ＩＮ−電圧は共に、 ５Ｖ−０．６Ｖ−０．７Ｖ＝３．７Ｖ でその上限が規制され、オペアンプは「０Ｖ〜３．７
Ｖ」の入力電圧範囲でしか正常に動作できない。

【００１２】一方、ＮＰＮトランジスタＴ２５は、電源
電圧Ｖｃｃから得られる定電流回路Ｃ２の定電流Ｉ２で
ベース電流を流し動作する。従って、定電流回路Ｃ２の
ドロップ電圧を「ＶＩ２」、トランジスタＴ２５のベー
ス−エミッタ間電圧を「ＶＦ５」とした場合、トランジ
スタＴ２５の出力電圧は、「Ｖｃｃ−ＶＩ２−ＶＦ５」
でその上限が規制される。例えばＶＩ２＝０．６Ｖ、Ｖ
Ｆ５＝０．７Ｖであれば、出力電圧の最大値は、 ５Ｖ−０．６Ｖ−０．７Ｖ＝３．７Ｖ で制限され、オペアンプは３．７Ｖ以上の電圧を出力す
ることができない。

【００１３】また、ＰＮＰトランジスタＴ２６は、オン
動作する際にベース電流をバイアス回路９３に流し込
む。従ってこの場合、トランジスタＴ２６のベース−エ
ミッタ間電圧ＶＦ６が「０．７Ｖ」であれば、トランジ
スタＴ２６の出力電圧は、電圧ＶＦ６＝０．７Ｖでその
下限が規制される（但し、バイアス回路のドロップ電圧
≒０Ｖとする）。

【００１４】以上の通り、オペアンプの出力電圧は、
「０．７〜３．７Ｖ」の出力電圧範囲で制限される。つ
まり、オペアンプの電源端子が電源電圧Ｖｃｃ（５Ｖ）
とＧＮＤとに接続されてその電圧範囲が「０〜５Ｖ」だ
としても、実際の出力電圧範囲が「０．７〜３．７Ｖ」
に狭められ、ガス濃度の検出精度を高めるにはオペアン
プの出力電圧範囲を拡張することが望まれる。

【００１５】また、空燃比リーン領域での例えばＡ／Ｆ
＝２５を検出する時、センサ電流Ｉｐは「２２ｍＡ」と
なり、その電流値を検出する場合、ＰＮＰトランジスタ
Ｔ２６のベース−エミッタ間電圧ＶＦ６は「１．２Ｖ」
にまで増大する（上記ＶＦ６＝０．７Ｖは、Ｉｐ＝１ｍ
Ａの値）。そのため、オペアンプの出力電圧範囲は
「１．２〜３．７Ｖ」にまで狭められる。

【００１６】本発明は、上記問題に着目してなされたも
のであって、その目的とするところは、演算増幅器（オ
ペアンプ）の入出力電圧範囲を拡張し、ひいてはガス濃
度の検出精度を高めることができるガス濃度検出装置を
提供することである。

【００１７】

【課題を解決するための手段】本発明のガス濃度検出装
置は、電圧印加に伴い被検出ガスのガス濃度に対応した
電流信号を出力するガス濃度センサと、所定の電源電圧
にて作動し、前記ガス濃度センサに印加電圧を出力し且
つ、センサ電流を電圧値に変換して検出するための演算
増幅器とを備えることを前提とする。

【００１８】そして、請求項１に記載の発明では、前記
演算増幅器は、該演算増幅器を駆動させるための電源電
圧範囲の上限又は下限近くの入出力振幅が得られる構成
を有する。前記演算増幅器は、いわゆる、レイルツーレ
イル構成のオペアンプを用いればよい（請求項８）。な
おこの場合、電源電圧範囲の上限又は下限のうち、少な
くとも一方のみでレイルツーレイル動作を行わせること
としてもよい。上記構成によれば、演算増幅器の入出力
振幅が拡張され、該拡張された電圧範囲にてガス濃度に
対応するセンサ電流の検出が可能となる。

【００１９】例えば空燃比検出装置において、空燃比検
出範囲をＡ／Ｆ＝１２〜２５とした場合、既述した通り
従来技術では演算増幅器（オペアンプ）の出力電圧範囲
が「０．７〜３．７Ｖ」に制限され、単位Ａ／Ｆ当たり
の電圧値の幅が最大で「約０．２３Ｖ」になる（電圧範
囲＝１．２〜３．７Ｖの場合は、「約０．１９Ｖ」）。

【００２０】これに対し、本発明では演算増幅器の出力
電圧範囲が一例として「０．３８〜５Ｖ」に拡張され、
単位Ａ／Ｆ当たりの電圧値の幅が最大で「約０．３６
Ｖ」となる。こうして単位Ａ／Ｆ当たりの電圧値の幅が
大きくなることは空燃比の検出精度が向上することを意
味する。その結果、演算増幅器（オペアンプ）の入出力
電圧範囲を拡張し、ひいてはガス濃度の検出精度を高め
ることができる。

【００２１】なお、センサ電流を電圧値に変換した後に
その電圧値を入力する演算増幅器を設け、その演算増幅
器の抵抗値を調整することで出力電圧を増幅して、それ
により、出力電圧範囲を所定範囲（例えば０〜５Ｖ）と
することも考えられる。しかしながら実際には、抵抗値
のバラツキが原因で電圧範囲を期待通りに調整できな
い。これに対して本発明によれば、演算増幅器をレイル
ツーレイル構成としてその入出力振幅を拡張すること
で、所望の入出力電圧範囲を得るといった要望に応える
ことができる。

【００２２】より具体的には、請求項２に記載したよう
に、前記演算増幅器の入出力振幅の上限側又は下限側の
減少分を、前記電源電圧範囲の上限値又は下限値に対し
て０．６Ｖ以内で制限する。従来一般の演算増幅器で
は、電源電圧範囲の上限又は下限近傍で少なくとも０．
７Ｖ程度の入出力振幅の減少分（ロス分）が避けられな
いのに対し、その減少分を０．６Ｖ以下に抑えること
で、当該演算増幅器の入出力電圧範囲を拡張することが
可能となる。

【００２３】また、請求項３に記載の発明では、演算増
幅器が車両用バッテリ電源により単一電源動作する場合
において、演算増幅器の入出力振幅の下限側が「グラン
ド電圧＋０．６Ｖ以内」で制限されるため、その分だけ
演算増幅器の入出力電圧範囲を拡張することが可能とな
る。なお、バッテリ電圧は通常１２Ｖ（又は２４Ｖ）程
度であるため、例えば５Ｖ程度の比較的低い電圧で信号
処理する場合には信号処理範囲を越える電圧で演算増幅
器が駆動され、正電圧側で幾分の電圧ロスがあっても入
出力振幅には影響なく不都合は生じない。

【００２４】請求項４に記載の発明では、演算増幅器が
ディジタル信号用の定電圧電源により単一電源動作する
場合において、演算増幅器の入出力振幅の上限側が「定
電圧−０．６Ｖ以内」で制限され且つ、入出力振幅の下
限側が「グランド電圧＋０．６Ｖ以内」で制限されるた
め、その分だけ演算増幅器の入出力電圧範囲を拡張する
ことが可能となる。

【００２５】請求項５に記載の発明では、前記演算増幅
器は、出力段の電流シンク用素子として、エミッタ端子
が接地され且つ、コレクタ端子が出力端子に接続される
ＮＰＮトランジスタを使用する（図６，図８参照）。こ
の場合、出力端子から取り出される出力電圧の最小値
は、ＮＰＮトランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧分
だけＧＮＤ電圧よりも高い値となる。つまり、例えば前
記図１０に示す一般構成のオペアンプでは、ＰＮＰトラ
ンジスタＴ２６がベース電流をバイアス回路９３でシン
クして当該トランジスタをオン動作させていたので、ベ
ース−エミッタ間電圧分がドロップしコレクタ−エミッ
タ間電圧が上昇するのに対し、本構成ではベース電流を
ソースして電流シンク用のＮＰＮトランジスタをオン動
作させる。そのため、従来構成と比較して、電流シンク
用のトランジスタ（ＮＰＮトランジスタ）における電圧
ドロップ幅が狭まり、出力電圧範囲が拡げられるように
なる。

【００２６】仮にＡ／Ｆ＝２５の場合に、センサ電流Ｉ
ｐ＝２２ｍＡであるとして、その電流値を検出する場
合、図１０のＰＮＰトランジスタＴ２６のベース−エミ
ッタ間電圧ＶＦ６は「１．２Ｖ」にまで増大するが、請
求項５の構成では、そのベース−エミッタ間電圧ＶＦ６
に制約されることなく、オペアンプの出力電圧範囲が拡
張できる。

【００２７】請求項６に記載の発明では、前記演算増幅
器は、出力段の電流ソース用素子として、エミッタ端子
が電源に接続され且つ、コレクタ端子が出力端子に接続
されるＰＮＰトランジスタを使用する（図８参照）。こ
の場合、出力端子から取り出される出力電圧の最大値
は、ＰＮＰトランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧の
ドロップ分だけ低い値となる。しかしながら、ソース用
トランジスタのベース−エミッタ間電圧のドロップ分に
よっても出力電圧が制約される従来構成（前記図１０）
と比較して、電圧ドロップ幅が狭まり、出力電圧範囲が
拡げられるようになる。

【００２８】また、請求項７に記載の発明では、前記演
算増幅器は、高電圧入力用の第一入力段と、低電圧入力
用の第二入力段とを有する（図８参照）。要するに、従
来構成のオペアンプのように入力段回路を単独で持つ構
成では、入力電圧が高い時又は低い時の何れかで電圧範
囲が大きく制約される（例えば前記図１０の回路９１で
は、高電圧側が大きく制約される）。これに対し本構成
では、高電圧入力時並びに低電圧入力時の何れの場合に
も入力電圧範囲の制約が緩まり、同電圧範囲が拡張でき
る。

【００２９】一方、請求項９に記載の発明では、前記ガ
ス濃度センサから出力される電流信号を電圧信号に変換
し、その変換後の電圧信号を所定の電圧範囲で読取り可
能な信号処理装置に出力するガス濃度検出装置であっ
て、前記ガス濃度センサに流れる電流の値を検出する電
流検出用抵抗と、前記電流検出用抵抗により検出された
電流値をガス濃度に応じた電圧信号として出力する電圧
信号出力手段と、前記ガス濃度センサに流れる電流の値
を取り込み、該取り込んだ電流値に応じて前記電流検出
用抵抗の抵抗値を可変に設定する抵抗値可変設定手段と
を備える。

【００３０】要するに、ガス濃度の検出値が電圧信号に
て出力される場合、Ａ／Ｄ変換器等の信号処理装置では
それ自身の読取り可能な所定の電圧範囲（例えば、０〜
５Ｖ）内にて電圧信号（ガス濃度信号）が読み取られ
る。この場合、ガス濃度の検出精度を確保するには、信
号処理装置に対して出力される電圧信号が例えば前記
「０〜５Ｖ」の範囲内で保持されなければならない。ま
た、信号処理装置への電圧信号の電圧範囲を規制した上
で、如何なるガス濃度においても最良の検出精度を得る
ようにする必要がある。

【００３１】こうした実状において請求項９の発明によ
れば、電流検出用抵抗の抵抗値を可変に設定すること
で、常に信号処理装置が読取り可能な電圧範囲、すなわ
ち例えば「０〜５Ｖ」の電圧範囲にてガス濃度が検出さ
れ、且つ、上記電圧範囲でガス濃度を検出するという制
約の中で最良の精度を得ることが可能となる。つまり、
ガス濃度センサによる計測値（センサ電流）が如何なる
領域のものであっても、その検出精度が維持できる。そ
の結果、例えばエンジンのリーン燃焼制御が実施され、
広域なガス濃度検出範囲が要求される際にも、ガス濃度
を精度良く検出することができる。

【００３２】また、演算増幅器の入出力振幅を拡張させ
た構成（上記請求項１〜８の何れか一項の構成）と、電
流検出用抵抗の抵抗値を可変に設定する構成（上記請求
項９の構成）とを組み合わせることにより、ガス濃度の
検出精度を高める上で、より一層好適なガス濃度検出装
置が構築できる。

【００３３】かかる場合、請求項１０に記載したよう
に、被検出ガスのガス濃度が大きくなるほど、前記電流
検出用抵抗の抵抗値を小さい値に設定するとよい。すな
わち、ガス濃度の増加に伴い電流値の絶対値が大きくな
る装置において、センサによる電流信号の絶対値が大き
くなるほど、電流検出用抵抗の抵抗値を小さい値に設定
する。空燃比検出装置に適用される事例においては、セ
ンサによる検出結果がストイキ（理論空燃比）から離れ
るほど、電流検出用抵抗の抵抗値を小さい値に設定す
る。例えば図５に示されるように、ストイキに相当す
る、センサ電流Ｉｐ＝０ｍＡから離れるほど（Ｉｐ値が
正側又は負側に大きくなるほど）、電流検出用抵抗
（Ω）を小さくするとよい。これにより、広域な空燃比
検出範囲が要求される際にも空燃比の検出精度が維持で
きる。その結果、ストイキ制御とリーンバーン制御とが
併用される空燃比制御システムにおいて、リーンバーン
制御時における空燃比の検出精度を確保しつつ、ストイ
キ近傍での空燃比の検出精度を向上させることができ
る。

【００３４】

【発明の実施の形態】（第１の実施の形態）以下、この
発明を具体化した第１の実施の形態を図面に従って説明
する。

【００３５】本実施の形態における空燃比検出装置は、
自動車に搭載されるガソリン噴射エンジンの空燃比Ｆ／
Ｂ制御システムに適用されるものであって、エンジンか
ら排出される排ガス成分に基づいて空燃比を検出する。
空燃比Ｆ／Ｂ制御を司るエンジン制御ＥＣＵは、ストイ
キ（Ａ／Ｆ＝１４．７）を目標空燃比とするストイキ制
御と、リーン領域の所定のリーン空燃比（例えば、Ａ／
Ｆ＝２２）を目標空燃比とするリーンバーン制御とをエ
ンジン運転状態に応じて選択的に実施する。

【００３６】エンジン排気管には限界電流式の空燃比セ
ンサ（以下、Ａ／Ｆセンサという）が設けられ、同セン
サにより検出された限界電流は電流検出用抵抗にて電圧
信号で取り出されると共に、所定の入力電圧範囲（本実
施の形態では、０〜５Ｖ）を有するＡ／Ｄ変換器にてＡ
／Ｄ変換された後、エンジン制御ＥＣＵに対して出力さ
れる。また特に本実施の形態の装置では、如何なる空燃
比域でも空燃比を高精度に検出すべく、電流検出用抵抗
の抵抗値を可変に設定する構成を有し、具体的にはスト
イキ近傍領域とそれ以外の空燃比領域とで電流検出用抵
抗の抵抗値を適宜切り替えるようにしている。以下にそ
の構成及び作用を詳細に説明する。

【００３７】先ずは図２を用いて、Ａ／Ｆセンサ３０の
主要部の構成を説明する。図２において、Ａ／Ｆセンサ
３０はエンジン排気管３９の内方に向けて突設され、同
センサ３０は大別して、カバー３１、センサ本体３２及
びヒータ３３から構成される。カバー３１は断面コ字状
をなし、その周壁にはカバー内外を連通する多数の小孔
３１ａが形成されている。センサ本体３２は空燃比リー
ン領域における酸素濃度、若しくは空燃比リッチ領域に
おける未燃ガス（ＣＯ，ＨＣ，Ｈ2 等）濃度に応じた限
界電流を発生する。

【００３８】センサ本体３２の構成について詳述する。
センサ本体３２において、断面コップ状に形成された固
体電解質層３４の外表面には、排ガス側電極層３６が固
着され、内表面には大気側電極層３７が固着されてい
る。また、排ガス側電極層３６の外側には、プラズマ溶
射法等により拡散抵抗層３５が形成されている。固体電
解質層３４は、ＺｒＯ2 、ＨｆＯ2 、ＴｈＯ2 、Ｂｉ2
Ｏ3 等にＣａＯ、ＭｇＯ、Ｙ2 Ｏ3 、Ｙｂ2 Ｏ3 等を安
定剤として固溶させた酸素イオン伝導性酸化物焼結体か
らなり、拡散抵抗層３５は、アルミナ、マグネシャ、ケ
イ石質、スピネル、ムライト等の耐熱性無機物質からな
る。排ガス側電極層３６及び大気側電極層３７は共に、
白金等の触媒活性の高い貴金属からなりその表面には多
孔質の化学メッキ等が施されている。

【００３９】ヒータ３３は大気側電極層３７にて形成さ
れる内部空間に収容されており、その発熱エネルギによ
りセンサ本体３２（大気側電極層３７、固体電解質層３
４、排ガス側電極層３６及び拡散抵抗層３５）を加熱す
る。ヒータ３３は、センサ本体３２を活性化するに十分
な発熱容量を有している。

【００４０】上記構成のＡ／Ｆセンサ３０において、セ
ンサ本体３２はストイキ点（理論空燃比点）よりリーン
領域では酸素濃度に応じた限界電流を発生する。この場
合、酸素濃度に対応する限界電流は、排ガス側電極層３
６の面積、拡散抵抗層３５の厚さ、気孔率及び平均孔径
により決定される。また、センサ本体３２は酸素濃度を
直線的特性にて検出し得るものであるが、このセンサ本
体３２を活性化するには素子温を約６００℃以上の高温
に保持する必要がある。そのため、本実施の形態では、
ヒータ３３の加熱制御によりセンサ本体３２を活性温度
域にまで加熱するようにしている。なお、ストイキより
もリッチ側の領域では、未燃ガスである一酸化炭素（Ｃ
Ｏ）等の濃度が空燃比に対してほぼリニアに変化し、セ
ンサ本体３２はＣＯ等の濃度に応じた限界電流を発生す
る。

【００４１】図３には、センサ本体３２の電圧−電流特
性（Ｖ−Ｉ特性）を示す。図３によれば、Ａ／Ｆセンサ
３０の検出Ａ／Ｆに比例するセンサ本体３２の固体電解
質層３４への流入電流と、同固体電解質層３４への印加
電圧とがリニアな特性を有することが分かる。かかる場
合、電圧軸Ｖに平行な直線部分がセンサ本体３２の限界
電流を特定する限界電流検出域であって、この限界電流
（センサ電流）の増減はＡ／Ｆの増減（すなわち、リー
ン・リッチの程度）に対応している。つまり、Ａ／Ｆが
リーン側になるほど限界電流は増大し、Ａ／Ｆがリッチ
側になるほど限界電流は減少する。

【００４２】このＶ−Ｉ特性において、電圧軸Ｖに平行
な直線部分（限界電流検出域）よりも小さい電圧域は抵
抗支配域となっており、その抵抗支配域における一次直
線部分の傾きは、センサ本体３２における固体電解質層
３４の内部抵抗（素子抵抗）により特定される。この素
子抵抗は温度変化に伴い変化し、センサ本体３２の温度
が低下すると素子抵抗の増大により上記傾きが小さくな
る。また、図３のＶ−Ｉ特性では、一例としてＡ／Ｆ＝
１２〜２５の範囲でダイナミックレンジが設定されてい
る。

【００４３】図１は、本実施の形態における空燃比検出
装置の概要を示す回路図である。同図において、空燃比
検出回路１０は、Ａ／Ｆセンサ３０の印加電圧を制御し
且つセンサ電流Ｉｐを検出するための回路であり、下記
の構成を有する。基準電圧回路１１は、分圧抵抗１２，
１３により定電圧Ｖｃｃを分圧して一定の基準電圧Ｖａ
（本実施の形態では２．５Ｖ）を生成する。

【００４４】増幅回路１４内のオペアンプ１４ａの非反
転入力端子には、基準電圧Ｖａに保持される基準電圧回
路１１の分圧点が接続され、同オペアンプ１４ａの出力
端子には、センサ電流検出回路１５を介してＡ／Ｆセン
サ３０の一方の端子２５が接続されている。端子２５
は、Ａ／Ｆセンサ３０の大気側電極層３７に接続される
端子であり、同端子２５には常に基準電圧回路１１の基
準電圧Ｖａと同じ電圧Ｖａ（＝２．５Ｖ）が印加され
る。また、端子２５はオペアンプ１４ａの反転入力端子
に接続されると共に、同端子２５の電圧ＶａはＡ／Ｄ変
換器２２に取り込まれる。

【００４５】ここで、オペアンプ１４ａにおいては、そ
の動作電圧がバッテリ電圧ＶＢ（１２Ｖ）とＧＮＤ電圧
との間に設定され、該オペアンプ１４ａを駆動させるた
めの電源電圧範囲の上限又は下限近くの入出力振幅が得
られる、いわゆる「レイルツーレイル動作」を行うよう
に構成されている。実際には、オペアンプ１４ａの出力
は、エンジン制御ＥＣＵ４０で読み取り可能な最大電圧
（５Ｖ）でその上限が規制され、レイルツーレイル動作
を行う上での最小電圧（０．３８Ｖ）でその下限が規制
される。但し、その詳細な構成は後述する。

【００４６】センサ電流検出回路１５は、オペアンプ１
４ａの出力端子とＡ／Ｆセンサ３０の端子２５との間に
直列接続される２つの電流検出用抵抗１５ａ，１５ｂを
備え、その時々の空燃比に応じたセンサ電流Ｉｐを検出
する。これら電流検出用抵抗１５ａ，１５ｂの接続点
（図のＣ点）の電圧ＶｃはＡ／Ｄ変換器２２に取り込ま
れる。

【００４７】バイアス制御用のＣＰＵ２１は、電流検出
用抵抗１５ａの両端電圧をＡ／Ｄ変換器２２を介して取
り込み、この両端電圧のＡ／Ｄ変換データからその時の
センサ電流（限界電流）Ｉｐを検知する。そして、その
時のセンサ電流Ｉｐに応じてＡ／Ｆセンサ３０に印加す
るための電圧指令値を演算する。具体的には、図３に示
す印加電圧特性線Ｌｘを用い、その時のセンサ電流Ｉｐ
に応じた印加電圧を決定する。ＣＰＵ２１により演算さ
れた電圧指令値はＤ／Ａ変換器２３にて指令電圧Ｖｂに
変換され、Ｄ／Ａ変換後の指令電圧Ｖｂが増幅回路１６
に入力される。

【００４８】増幅回路１６内のオペアンプ１６ａの非反
転入力端子にはＤ／Ａ変換器２３が接続されている。ま
た、オペアンプ１６ａの出力端子には同オペアンプ１６
ａの反転入力端子が接続されると共に、Ａ／Ｆセンサ３
０の他方の端子２６が接続されている。端子２６は、Ａ
／Ｆセンサ３０の排ガス側電極層３６に接続される端子
であり、同端子２６にはＤ／Ａ変換器２３の出力である
指令電圧Ｖｂと同じ電圧Ｖｂが印加される。なお、オペ
アンプ１６ａも、前記オペアンプ１４ａ同様、レイルツ
ーレイル動作を行う構成となっている。

【００４９】従って、空燃比検出時において、上記構成
の空燃比検出回路１０は、Ａ／Ｆセンサ３０の一方の端
子２５に常時、基準電圧Ｖａを印加すると共に、他方の
端子２６に指令電圧Ｖｂを印加する。このとき、Ｄ／Ａ
変換器２３を経由してＡ／Ｆセンサ３０の他方の端子２
６に印加される指令電圧Ｖｂが前記基準電圧Ｖａよりも
低ければ（Ｖｂ＜Ｖａであれば）、当該Ａ／Ｆセンサ３
０が正バイアスされる。また、同じくＡ／Ｆセンサ３０
の他方の端子２６に印加される指令電圧Ｖｂが前記基準
電圧Ｖａよりも高ければ（Ｖｂ＞Ｖａであれば）、当該
Ａ／Ｆセンサ３０が負バイアスされる。かかる場合、電
圧の印加に伴って流れるセンサ電流Ｉｐは、電流検出用
抵抗１５ａの両端電位差（Ｖｃ−Ｖａ）として検出さ
れ、Ａ／Ｄ変換器２２を介してＣＰＵ２１に入力され
る。

【００５０】また、空燃比検出回路１０には電圧フォロ
ア１７が設けられ、この電圧フォロア１７は、電流検出
回路１５を流れるセンサ電流Ｉｐを電圧信号として取り
込むと共に、当該取り込んだ電圧信号を外部のエンジン
制御ＥＣＵ４０に出力する。電圧フォロア１７の非反転
入力端子には、スイッチ回路１８の切替え位置に応じて
図の点Ｃ又は点Ｄが接続される。なお、点Ｃは電流検出
用抵抗１５ａと１５ｂとの接続点であり、点Ｄは増幅器
１４ａの出力端子と電流検出用抵抗１５ｂとの接続点で
ある。

【００５１】この場合、スイッチ回路１８が図示の如く
点Ｃ（電圧Ｖｃ）側に操作されると、電圧Ｖｃが電圧フ
ォロア１７の入力電圧Ｖｆとなる。つまり、電流検出用
抵抗１５ａ，１５ｂを介して流れるセンサ電流Ｉｐが電
流検出用抵抗１５ａの抵抗分のみにより検出されること
となり、このＩｐ相当の電圧Ｖｃがスイッチ回路１８を
介して電圧フォロア１７に入力される。

【００５２】また、スイッチ回路１８が図示の位置から
点Ｄ（電圧Ｖｄ）側に切替えられると、電圧Ｖｄが電圧
フォロア１７の入力電圧Ｖｆとなる。つまり、電流検出
用抵抗１５ａ及び１５ｂの抵抗分によりセンサ電流Ｉｐ
が検出されることとなり、このＩｐ相当の電圧Ｖｄがス
イッチ回路１８を介して電圧フォロア１７に入力され
る。こうしたスイッチ回路１８の切替え動作はＣＰＵ２
１により操作され、この切替えの情報は信号線４４を介
してエンジン制御ＥＣＵ４０に対しても出力される。な
お本実施の形態では、電圧フォロア１７が請求項記載の
電圧信号出力手段に相当し、ＣＰＵ２１及びスイッチ回
路１８が抵抗値可変設定手段に相当する。

【００５３】また、前記電圧フォロア１７の電圧出力
は、エンジン制御ＥＣＵ４０内のＡ／Ｄ変換器４１を介
してＣＰＵ４２に入力される。ＣＰＵ４２は、Ａ／Ｄ変
換器４１を介して入力されるＡ／Ｆ値（電圧値）と空燃
比検出回路１０の基準電圧Ｖａとの差に基づき、実際の
空燃比を検出する。本実施の形態のＡ／Ｄ変換器４１に
おいてはその電源電圧が「５Ｖ」となっており、Ａ／Ｄ
変換器４１にて読取り可能な入力電圧範囲が「０〜５
Ｖ」に規定されている。この場合、Ａ／Ｄ変換器４１が
８ｂｉｔで構成されていれば、「０〜５Ｖ」の入力電圧
範囲が２５６分割されてダイナミックレンジ内のＡ／Ｆ
値が読み取られることになる。

【００５４】エンジン制御ＥＣＵ４０による空燃比Ｆ／
Ｂ制御については、本案の要旨ではなく且つその制御内
容が周知であるため、ここではその詳細な説明を省略す
るが、簡単に述べると、エンジン制御ＥＣＵ４０は、Ａ
／Ｆセンサ３０による空燃比の検出結果（電圧信号）を
取り込み、その検出結果に基づいて現代制御或いはＰＩ
Ｄ制御といった制御アルゴリズムに則って空燃比をＦ／
Ｂ制御する。そして、その時々の実空燃比が目標空燃比
に一致するよう、インジェクタ（図示略）からエンジン
の各気筒に噴射供給される燃料量を制御する。このと
き、例えばエンジンが低負荷状態であればリーンバーン
制御を実施し、中高負荷状態であれば通常のストイキ制
御を実施する。

【００５５】前記スイッチ回路１８の切替え動作につい
て、実際の具体値を示しながら説明する。ここでは、 ・ダイナミックレンジ内のストイキ近傍領域（Ａ／Ｆ＝
１２．８〜１８）と、 ・それ以外の空燃比領域（Ａ／Ｆ＝１２〜１２．８，１
８〜２５）との２つの領域について空燃比の検出法を個
々に説明する。なお本実施の形態の装置では、上記Ａ／
Ｆ＝１２．８〜１８のストイキ近傍領域がストイキ制御
時に必要となる空燃比検出範囲に相当し、上記Ａ／Ｆ＝
１８〜２５の空燃比領域がリーンバーン制御時に必要と
なる空燃比検出範囲に相当する。

【００５６】またここで、基準電圧Ｖａを「２．５
Ｖ」、Ａ／Ｆ＝１８の時のセンサ電流Ｉｐを「７ｍ
Ａ」、Ａ／Ｆ＝２５の時のセンサ電流Ｉｐを「２２ｍ
Ａ」とする（図３のＶ−Ｉ特性参照）。また、電流検出
用抵抗１５ａの抵抗値Ｒ１を「１１３Ω」、電流検出用
抵抗１５ｂの抵抗値Ｒ２を「２４４Ω」とする。

【００５７】先ずストイキ近傍領域（Ａ／Ｆ＝１２．８
〜１８）内において、図１の点Ｃ及び点Ｄの電圧Ｖｃ，
Ｖｄの電圧が最大となる空燃比はＡ／Ｆ＝１８であり、
このＡ／Ｆ＝１８の時の電圧Ｖｃ，Ｖｄは、 Ｖｃ＝３．２９１Ｖ、 Ｖｄ＝４．９９９Ｖ となる。因みに、電圧Ｖｃは、センサ電流Ｉｐと電流検
出用抵抗１５ａの抵抗値Ｒ１との積に基準電圧Ｖａを加
算して求められ（Ｖｃ＝Ｉｐ・Ｒ１＋Ｖａ）、電圧Ｖｄ
は、センサ電流Ｉｐと電流検出用抵抗１５ａ，１５ｂの
抵抗値Ｒ１＋Ｒ２との積に基準電圧Ｖａを加算して求め
られる（Ｖｄ＝Ｉｐ・（Ｒ１＋Ｒ２）＋Ｖａ）。

【００５８】上記電圧Ｖｃ，Ｖｄの値は、いずれもエン
ジン制御ＥＣＵ４０内のＡ／Ｄ変換器４１で扱うことが
できる電圧範囲内（０〜５Ｖ）であるため、どちらの値
もＡ／Ｄ変換器４１にて読み取ることができる。但し、
先にも記載した通り空燃比の検出精度を確保するには、
単位Ａ／Ｆ当たりの電圧値の幅を極力大きくするのが望
ましい。

【００５９】そこで、電圧Ｖｃと電圧Ｖｄとについて、
ストイキ（Ａ／Ｆ＝１４．７）を基準にして単位Ａ／Ｆ
当たりの電圧値の幅を算出すれば、電圧Ｖｃでは、 （３．２９１Ｖ−２．５Ｖ）／（１８−１４．７） という演算式から、単位Ａ／Ｆ当たりの電圧値の幅が
「０．２３９Ｖ」として求められる。また、電圧Ｖｄで
は、 （４．９９９Ｖ−２．５Ｖ）／（１８−１４．７） という演算式から、単位Ａ／Ｆ当たりの電圧値の幅が
「０．７５７Ｖ」として求められる。かかる場合、後者
の方が単位Ａ／Ｆ当たりの電圧値の幅が大きいことは、
電圧Ｖｄの方が電圧Ｖｃよりも検出精度が良いことを意
味し、このことはストイキ近傍領域（Ａ／Ｆ＝１２．８
〜１８）内であれば何れのＡ／Ｆについても同様の傾向
を呈する。つまり、ストイキ近傍領域では、Ｖｄ値を電
圧フォロア１７の入力電圧Ｖｆとすることで、所望の空
燃比の検出精度が確保できるようになる。

【００６０】この出力電圧特性を図４を用いて説明す
る。電流検出用抵抗の値を「Ｒ１」とした場合（電圧Ｖ
ｃを出力する場合）と、電流検出用抵抗の値を「Ｒ１＋
Ｒ２」とした場合（電圧Ｖｄを出力する場合）とについ
て、Ａ／Ｆ＝１８の時の単位Ａ／Ｆ当たりの電圧値の幅
を比較すれば、後者の方が大きく空燃比の検出精度が向
上することが分かる。

【００６１】一方、ストイキ近傍領域以外の空燃比領域
（Ａ／Ｆ＝１２〜１２．８，１８〜２５）内において、
図１の点Ｃ及び点Ｄの電圧Ｖｃ，Ｖｄの電圧が最大とな
る空燃比はＡ／Ｆ＝２５（Ｉｐ＝２２ｍＡ）であり、こ
のＡ／Ｆ＝２５の時の電圧Ｖｃ，Ｖｄは、 Ｖｃ＝４．９８６Ｖ、 Ｖｄ＝１０．３５４Ｖ となる（Ｖｃ＝Ｉｐ・Ｒ１＋Ｖａ，Ｖｄ＝Ｉｐ・（Ｒ１
＋Ｒ２）＋Ｖａ）。

【００６２】この場合、前記Ａ／Ｄ変換器４１の入力電
圧範囲が「０〜５Ｖ」であるため、電圧Ｖｃは読み取る
ことができるのに対し、電圧Ｖｄは読み取ることができ
ない。従って、ストイキ近傍領域以外の空燃比領域（Ａ
／Ｆ＝１２〜１２．８，１８〜２５）では、Ｖｃ値を電
圧フォロア１７の入力電圧Ｖｆとする。つまり、図４の
出力電圧特性に示されるように、電流検出用抵抗の値を
「Ｒ１」（電流検出用抵抗１５ａの値）とし、これによ
り最大「２５」の空燃比を検出する。

【００６３】図５は、センサ電流Ｉｐ（ｍＡ）と、該Ｉ
ｐ値に応じた電流検出用抵抗の値（Ω）との好適な関係
を示すグラフである。因みに同図において、Ａ／Ｆ＝１
２の時にはＩｐ＝−１１ｍＡ、Ａ／Ｆ＝１２．８の時に
はＩｐ＝−７ｍＡ、Ａ／Ｆ＝１８の時にはＩｐ＝７ｍ
Ａ、Ａ／Ｆ＝２５の時にはＩｐ＝２２ｍＡとなる。同図
によれば、 ・−７ｍＡ≦Ｉｐ≦７ｍＡの場合（Ａ／Ｆ＝１２．８〜
１８の場合）、電流検出用抵抗が「Ｒ１＋Ｒ２」の値に
相当する「３５７Ω」に、 ・−１１ｍＡ≦Ｉｐ＜−７ｍＡ，７ｍＡ＜Ｉｐ≦２２ｍ
Ａの場合（Ａ／Ｆ＝１２〜１２．８，１８〜２５の場
合）、電流検出用抵抗が「Ｒ１」の値に相当する「１１
３Ω」に、それぞれ設定されるとよいことが分かる。

【００６４】次に、レイルツーレイル機能を備えたオペ
アンプ１４ａ，１６ａの回路構成について、図６の等価
回路を用いて説明する。なお、オペアンプ１４ａ，１６
ａは何れも同じ構成のため、ここではオペアンプ１４ａ
を例にとって説明する。但し、オペアンプとして周知の
構成についてはそれを簡略化して示す。

【００６５】図６において、オペアンプ１４ａは、その
正側の電源端子がバッテリ電源に接続され、バッテリ電
圧ＶＢ（１２Ｖ）を電源電圧として単一電源動作する。
入力段回路５１は、一対のＰＮＰトランジスタＴ１，Ｔ
２と、それらのエミッタ端子に接続される定電流回路Ｃ
１と、トランジスタＴ１，Ｔ２のコレクタ端子に接続さ
れる一対のＮＰＮトランジスタＴ３，Ｔ４とを有する。
入力信号ＩＮ＋，ＩＮ−は、入力段回路５１のＰＮＰト
ランジスタＴ１，Ｔ２のベースに入力される。なお、入
力段回路５１の構成は、一般的なオペアンプ回路と同様
である（前記図１０参照）。

【００６６】入力段回路５１において、ＰＮＰトランジ
スタＴ１，Ｔ２は、定電流回路Ｃ１の定電流Ｉ１により
入力信号ＩＮ＋，ＩＮ−を受けて動作し、入力信号ＩＮ
＋，ＩＮ−の電圧差に応じて同トランジスタＴ１，Ｔ２
のコレクタ電流が変化する。また、トランジスタＴ１，
Ｔ２のコレクタ電流の変化に伴い、ＮＰＮトランジスタ
Ｔ３，Ｔ４が動作する。

【００６７】仮にＩＮ＋電圧がＩＮ−電圧よりも大きけ
れば、ＰＮＰトランジスタＴ２のコレクタ電流が大きく
なり、ＮＰＮトランジスタＴ４のコレクタ電圧が上昇す
る。また、ＩＮ＋電圧がＩＮ−電圧よりも小さければ、
ＰＮＰトランジスタＴ１のコレクタ電流が大きくなり、
ＮＰＮトランジスタＴ３，Ｔ４のベース電流が流れる。
これにより、トランジスタＴ３，Ｔ４がオンされて、ト
ランジスタＴ４のコレクタ電圧が下降する。

【００６８】ＮＰＮトランジスタＴ４のコレクタ電圧は
信号ＳＧ１として中間増幅段回路５２に伝達され、同回
路５２にて増幅された後、信号ＳＧ２としてバイアス回
路５３に伝達される。バイアス回路５３は定電流回路Ｃ
２からの定電流Ｉ２を受けて動作し、信号ＳＧ２に応じ
て電流ソース機能を有するＮＰＮトランジスタＴ５、又
は電流シンク機能を有するＮＰＮトランジスタＴ６を動
作させて信号出力を行わせる。

【００６９】バイアス回路５３は、ＩＮ＋電圧がＩＮ−
電圧よりも大きければ、ソース機能を有するＮＰＮトラ
ンジスタＴ５を動作させ出力電圧を上昇させる。また、
ＩＮ＋電圧がＩＮ−電圧よりも小さければ、シンク機能
を有するＮＰＮトランジスタＴ６を動作させ出力電圧を
下降させる。因みに、Ａ／Ｆセンサ３０の場合、排ガス
中の空燃比に応じて正又は負のセンサ電流が流れるため
に、オペアンプ１４ａの出力電流はセンサ電流をソース
及びシンクする機能を必要とする。

【００７０】上記構成のオペアンプ１４ａに関し、
（イ）入力電圧の制約、（ロ）最大出力電圧の制約、
（ハ）最小出力電圧の制約、について具体的数値を示し
ながら順に説明する。

【００７１】（イ）入力電圧の制約 入力段回路５１において、ＰＮＰトランジスタＴ１，Ｔ
２は、バッテリ電圧ＶＢを受ける定電流回路Ｃ１からの
定電流Ｉ１でベース電流を流し動作する。そのため、Ｉ
Ｎ＋電圧は、定電流回路Ｃ１のドロップ電圧ＶＩ１とト
ランジスタＴ１のベース−エミッタ間電圧ＶＦ１との制
約を受け、「ＶＢ−ＶＩ１−ＶＦ１」以下の電圧範囲で
あればトランジスタＴ１，Ｔ２が正常動作する。同様に
ＩＮ−電圧は、定電流回路Ｃ１のドロップ電圧ＶＩ１と
トランジスタＴ２のベース−エミッタ間電圧ＶＦ２との
制約を受け、「ＶＢ−ＶＩ１−ＶＦ２」以下の電圧範囲
であればトランジスタＴ１，Ｔ２が正常動作する。具体
的には、ＶＩ１＝０．６Ｖ、ＶＦ１，ＶＦ２＝０．７Ｖ
とすると、ＩＮ＋，ＩＮ−電圧の最大値は、 １２Ｖ−０．６Ｖ−０．７Ｖ＝１０．７Ｖ で制約される。また、入力段回路５１は、ＰＮＰトラン
ジスタＴ１，Ｔ２で構成されるため、ＧＮＤ電位の低電
圧でも正常動作が可能となる。以上のことから、入力信
号ＩＮ＋，ＩＮ−が「０Ｖ〜１０．７Ｖ」の電圧範囲に
あれば、正常な信号入力動作が可能となる。

【００７２】（ロ）最大出力電圧の制約 出力段にあるトランジスタＴ５はＮＰＮトランジスタで
構成され、バッテリ電圧ＶＢを受ける定電流回路Ｃ２か
らの定電流Ｉ２でベース電流を流し動作する。従って、
定電流回路Ｃ２のドロップ電圧ＶＩ２とトランジスタＴ
５のベース−エミッタ間電圧ＶＦ５との制約により、
「ＶＢ−ＶＩ２−ＶＦ５」以下で電圧出力を行う。具体
的には、ＶＩ２＝０．６Ｖ、ＶＦ５＝０．７Ｖとする
と、 １２Ｖ−０．６Ｖ−０．７Ｖ＝１０．７Ｖ となり、最大１０．７Ｖの電圧出力が可能となる。

【００７３】（ハ）最小出力電圧の制約 出力段にあるトランジスタＴ６はＮＰＮトランジスタで
構成され、バイアス回路５３からトランジスタＴ６のベ
ース電流を流し出すことで動作する。従って、トランジ
スタＴ６のベース−エミッタ間電圧ＶＦ６による制約は
ない。しかしながら、出力電圧の制約に対してはトラン
ジスタＴ６のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥ６の制約
がある。具体的には、ＶＣＥ６＝０．３８Ｖとすると、
０．３８Ｖ以上でのみ電圧出力が可能となる。

【００７４】上記（ロ），（ハ）によれば、Ａ／Ｆセン
サ３０を駆動するためのオペアンプ１４ａをバッテリ電
圧ＶＢで動作させる場合、その出力電圧範囲は「０．３
８〜１０．７Ｖ」で制約を受ける。

【００７５】また実際には、図１に示されるように、オ
ペアンプ１４ａの出力電圧は電圧フォロア１７を介して
Ａ／Ｄ変換器４１で読み取られる。Ａ／Ｄ変換器４１の
入力電圧範囲が「０〜５Ｖ」であることから、オペアン
プ１４ａの動作範囲は、「０．３８Ｖ≦入出力電圧≦５
Ｖ」となる。この場合、一般的なオペアンプよりも入出
力電圧の範囲が拡張され、空燃比検出時の電圧適用範囲
が拡張されることが分かる。

【００７６】次に、ＣＰＵ２１により実行される空燃比
検出ルーチンについて、図７のフローチャートを用いて
説明する。ここで、ＣＰＵ２１は所定周期（例えば４ｍ
ｓ間隔）でこのルーチンを繰り返し実行する。

【００７７】ＣＰＵ２１は、先ずステップ１０１〜１０
３でその時々の空燃比に応じて流れるセンサ電流Ｉｐを
検出する。詳細には、ＣＰＵ２１は、ステップ１０１で
電流検出用抵抗１５ａの一方の端子電圧ＶａをＡ／Ｄ変
換器２２を介して読み込み、続くステップ１０２で電流
検出用抵抗１５ａの他方の端子電圧ＶｃをＡ／Ｄ変換器
２２を介して読み込む。その後、ＣＰＵ２１は、ステッ
プ１０３で前記読み込んだ電圧Ｖａ，Ｖｃに基づき、現
在のセンサ電流Ｉｐを、 Ｉｐ＝（Ｖｃ−Ｖａ）／Ｒ１ という演算式を用いて算出する（但し、Ｒ１は電流検出
用抵抗１５ａの抵抗値）。

【００７８】その後、ＣＰＵ２１は、ステップ１０４で
図３に示す印加電圧特性線Ｌｘを用い前記算出したセン
サ電流Ｉｐに対応する目標印加電圧を求める（マップ演
算する）。さらに、ＣＰＵ２１は、ステップ１０５で前
記求めた目標印加電圧を電圧指令値（指令電圧Ｖｂ）と
し、その指令電圧ＶｂをＤ／Ａ変換器２３を介して空燃
比検出回路１０に出力する。

【００７９】また、ＣＰＵ２１は、ステップ１０６でそ
の時のセンサ電流Ｉｐが「−７ｍＡ〜７ｍＡ」の範囲内
にあるか否かを判別する。なお、Ｉｐ＝−７ｍＡ，７ｍ
Ａの各値はその時の空燃比がストイキ近傍領域（Ａ／Ｆ
＝１２．８〜１８）にあるか否かを判別するためのしき
い値であって、ステップ１０６が肯定判別されること
は、その時の空燃比がストイキ近傍領域にあることを意
味する。

【００８０】ステップ１０６が肯定判別された場合（−
７ｍＡ≦Ｉｐ≦７ｍＡの場合）、ＣＰＵ２１は、ステッ
プ１０７でスイッチ回路１８を電圧Ｖｄ側に接続させ
る。これにより、電圧フォロア１７に電圧Ｖｄが入力さ
れ、このＶｄ値がＡ／Ｆ出力としてエンジン制御ＥＣＵ
４０内のＡ／Ｄ変換器４１に出力される。このとき、セ
ンサ電流検出回路１５により検出されるＡ／Ｆ出力は、
電流検出用抵抗１５ａ，１５ｂの両抵抗値の和「Ｒ１＋
Ｒ２」に従い検出されるものとなる。

【００８１】また、ステップ１０６が否定判別された場
合、ＣＰＵ２１は、ステップ１０８でスイッチ回路１８
を電圧Ｖｃ側に接続させる。これにより、電圧フォロア
１７に電圧Ｖｃが入力され、このＶｃ値がＡ／Ｆ出力と
してエンジン制御ＥＣＵ４０内のＡ／Ｄ変換器４１に出
力される。このとき、センサ電流検出回路１５により検
出されるＡ／Ｆ出力は、一方の電流検出用抵抗１５ａの
抵抗値「Ｒ１」に従い検出されるものとなる。

【００８２】ここで、エンジン制御ＥＣＵ４０は、信号
線４４を介して送信されるスイッチ切替信号に従い、ス
イッチ回路１８の切り替え状態を認識する。これによ
り、エンジン制御ＥＣＵ４０は、センサ出力電圧が同一
値であっても、ストイキ近傍領域とそれ以外の領域とで
２通りのＡ／Ｆ値が検知できる。

【００８３】以上詳述した本実施の形態によれば、以下
に示す効果が得られる。 （ａ）オペアンプ１４ａ，１６ａをレイルツーレイル構
成として電源電圧範囲の上限又は下限近くの入出力振幅
が得られるようにした。この場合、オペアンプ１４ａ，
１６ａの入出力振幅が拡張されることで、該拡張された
電圧範囲にてセンサ電流の検出が可能となる。ここで、
空燃比検出範囲をＡ／Ｆ＝１２〜２５とした場合、従来
技術では例えばオペアンプの出力電圧範囲が「０．７〜
３．７Ｖ」に制限され（前記図１０参照）、単位Ａ／Ｆ
当たりの電圧値の幅が最大「約０．２３Ｖ」になる。こ
れに対し、本実施の形態ではオペアンプの出力電圧範囲
が「０．３８〜５Ｖ」に拡張され、単位Ａ／Ｆ当たりの
電圧値の幅が最大「約０．３６Ｖ」となる。こうして単
位Ａ／Ｆ当たりの電圧値の幅が大きくなることは空燃比
の検出精度が向上することを意味する。その結果、オペ
アンプ１４ａ，１６ａの入出力電圧範囲を拡張し、ひい
ては空燃比の検出精度を高めることができる。

【００８４】（ｂ）出力段の電流シンク用トランジスタ
として、エミッタ端子が接地され且つ、コレクタ端子が
出力端子に接続されるＮＰＮトランジスタＴ６を使用し
た。この場合、一般的な回路構成のオペアンプ（前記図
１０）と比較して、オペアンプの出力電圧範囲が拡げら
れるようになる。仮にＡ／Ｆ＝２５の場合に、センサ電
流Ｉｐ＝２２ｍＡであるとして、その電流値を検出する
場合、前記図１０のＰＮＰトランジスタＴ２６のベース
−エミッタ間電圧ＶＦ６は「１．２Ｖ」にまで増大する
が、本構成ではそのベース−エミッタ間電圧ＶＦ６に制
約されることなく、オペアンプの出力電圧範囲が拡張で
きる。

【００８５】（ｃ）前記図６の構成のオペアンプ１４
ａ，１６ａの場合、一般的なオペアンプ（例えば図１
０）と比較して構成の煩雑化や高コスト化を招くことは
なく、簡易な構成にて、所望とするレイルツーレイル機
能を有するオペアンプが実現できる。

【００８６】（ｄ）電圧フォロア１７に電圧信号を送る
ためのセンサ電流検出回路１５の抵抗値をセンサ電流Ｉ
ｐに応じて可変に設定するようにしたので、常にＡ／Ｄ
変換器４１が読取り可能な電圧範囲、すなわち「０〜５
Ｖ」の電圧範囲にて空燃比が検出され、且つ、上記電圧
範囲で空燃比を検出するという制約の中で高い検出精度
が得られる。それにより、広域な空燃比検出範囲が要求
される際にも、空燃比を精度良く検出することができ
る。その結果、ストイキ制御とリーンバーン制御とが併
用される空燃比制御システムにおいて、リーンバーン制
御時における空燃比の検出精度を確保しつつ、ストイキ
近傍での空燃比の検出精度を向上させることができる。

【００８７】（ｅ）電流検出用抵抗１５ａ，１５ｂをそ
の抵抗値が既知の複数の抵抗にて構成し、電圧フォロア
１７の入力端子に接続される抵抗をセンサ電流Ｉｐに応
じて適宜切り替えるようにした。この場合、スイッチ回
路１８にて抵抗値の切替えを行うことにより、その切替
え動作を簡易な構成にて実現することができる。

【００８８】（第２の実施の形態）次に、本発明におけ
る第２の実施の形態を図８を用いて説明する。但し、第
２の実施の形態の構成において、上述した第１の実施の
形態と同等であるものについては図面に同一の記号を付
すと共にその説明を簡略化する。そして、以下には第１
の実施の形態との相違点を中心に説明する。

【００８９】本実施の形態では、空燃比検出回路の構成
として、図９に示す簡易構成を用いる。すなわち、セン
サ電流検出回路を単一の電流検出用抵抗（図９の抵抗８
８）にて構成し、既述したような、電流検出用抵抗の抵
抗値をセンサ電流Ｉｐに応じて可変に設定するといった
構成を省略する。そして、図９の構成の空燃比検出回路
８０において、オペアンプ８５ａ，８６ａをレイルツー
レイル構成のオペアンプとする。以下、レイルツーレイ
ル機能を備えたオペアンプ８５ａ，８６ａの回路構成に
ついて、図８の等価回路を用いて説明する。なお、オペ
アンプ８５ａ，８６ａは何れも同じ構成のため、ここで
はオペアンプ８５ａを例にとって説明する。

【００９０】図８において、オペアンプ８５ａは、その
正側の電源端子がディジタル信号用の定電圧電源に接続
され、電圧Ｖｃｃ（５Ｖ）を電源電圧として単一電源動
作する。入力信号ＩＮ＋，ＩＮ−は共に、第一入力段回
路６１及び第二入力段回路６２に入力される。第一入力
段回路６１は、一対のＮＰＮトランジスタＴ１１，Ｔ１
２と、それらのエミッタ端子に接続される定電流回路Ｃ
１とを有し、他方、第二入力段回路６２は、一対のＰＮ
ＰトランジスタＴ１３，Ｔ１４と、それらのエミッタ端
子に接続される定電流回路Ｃ２とを有する。第一入力段
回路６１は、入力電圧が高い時（電源電圧Ｖｃｃに近い
時）に正常作動し、第二入力段回路６２は、入力電圧が
低い時（ＧＮＤ電圧に近い時）に正常作動する。

【００９１】すなわち、第一入力段回路６１において、
トランジスタＴ１１，Ｔ１２は入力信号ＩＮ＋，ＩＮ−
と定電流回路Ｃ１の定電流Ｉ１とにより動作し、入力信
号ＩＮ＋，ＩＮ−の電圧差に応じて同トランジスタＴ１
１，Ｔ１２のコレクタ電流が変化する。そして、トラン
ジスタＴ１１，Ｔ１２のコレクタ電流の変化に伴い、信
号ＳＧ１１，ＳＧ１２（Ｔ１１，Ｔ１２のコレクタ電
圧）が変化する。また、第二入力段回路６２において、
トランジスタＴ１３，Ｔ１４は、定電流回路Ｃ２の定電
流Ｉ２により入力信号ＩＮ＋，ＩＮ−を受けて動作し、
入力信号ＩＮ＋，ＩＮ−の電圧差に応じて同トランジス
タＴ１３，Ｔ１４のコレクタ電流が変化する。そして、
トランジスタＴ１３，Ｔ１４のコレクタ電流の変化に伴
い、信号ＳＧ１３，ＳＧ１４（Ｔ１３，Ｔ１４のコレク
タ電圧）が変化する。

【００９２】入力電圧が高い時（ＩＮ＋，ＩＮ−が電源
電圧Ｖｃｃに近い時）、仮にＩＮ＋電圧がＩＮ−電圧よ
りも大きければ、第一入力段回路６１においてトランジ
スタＴ１１のコレクタ電流が大きくなり、トランジスタ
Ｔ１２のコレクタ電圧がトランジスタＴ１１のコレクタ
電圧よりも上昇する（ＳＧ１２＞ＳＧ１１となる）。ま
た、ＩＮ＋電圧がＩＮ−電圧よりも小さければ、トラン
ジスタＴ１２のコレクタ電流が大きくなり、トランジス
タＴ１１のコレクタ電圧がトランジスタＴ１２のコレク
タ電圧よりも上昇する（ＳＧ１１＞ＳＧ１２となる）。

【００９３】一方、入力電圧が低い時（ＩＮ＋，ＩＮ−
がＧＮＤ電圧に近い時）、仮にＩＮ＋電圧がＩＮ−電圧
よりも大きければ、第二入力段回路６２においてトラン
ジスタＴ１４のコレクタ電流が大きくなり、トランジス
タＴ１４のコレクタ電圧がトランジスタＴ１３のコレク
タ電圧よりも上昇する（ＳＧ１４＞ＳＧ１３となる）。
また、ＩＮ＋電圧がＩＮ−電圧より小さければ、トラン
ジスタＴ１３のコレクタ電流が大きくなり、トランジス
タＴ１３のコレクタ電圧がトランジスタＴ１４のコレク
タ電圧よりも上昇する（ＳＧ１３＞ＳＧ１４となる）。

【００９４】因みに、第一入力段回路６１は、ＮＰＮト
ランジスタＴ１１及びＴ１２で構成されるため、既述の
通り高電圧でも正常動作が可能となる。これに対し低電
圧では、定電流回路Ｃ１のドロップ電圧ＶＩ１とトラン
ジスタＴ１１，Ｔ１２のベース−エミッタ間電圧ＶＦ
１，ＶＦ２との制約により、「ＶＩ１＋ＶＦ１（又はＶ
Ｆ２）」以上でのみ正常動作が可能となる（ＧＮＤ電圧
近くでは正常動作しない）。

【００９５】また、第二入力段回路６２は、ＰＮＰトラ
ンジスタＴ１３及びＴ１４で構成されるため、既述の通
り低電圧でも正常動作が可能となる。これに対し高電圧
では、定電流回路Ｃ２のドロップ電圧ＶＩ２とトランジ
スタＴ１３，Ｔ１４のベース−エミッタ間電圧ＶＦ３，
ＶＦ４との制約により、「Ｖｃｃ−ＶＩ２−ＶＦ３（又
はＶＦ４）」以下でのみ正常動作が可能となる（電源電
圧Ｖｃｃ近くでは正常動作しない）。

【００９６】信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４は中間増幅段回路
６３に伝達される。入力電圧が高い時（ＩＮ＋，ＩＮ−
が電源電圧Ｖｃｃに近い時）、中間増幅段回路６３は信
号ＳＧ１１，ＳＧ１２を比較増幅し、その結果を信号Ｓ
Ｇ１５としてバイアス回路６４に伝達する。一方、入力
電圧が低い時（ＩＮ＋，ＩＮ−がＧＮＤ電圧に近い
時）、中間増幅段回路６３は信号ＳＧ１３，ＳＧ１４を
比較増幅し、その結果を信号ＳＧ１５としてバイアス回
路６４に伝達する。

【００９７】バイアス回路６４は定電流回路Ｃ３からの
定電流Ｉ３を受けて動作し、信号ＳＧ１５に応じて電流
ソース機能を有するＰＮＰトランジスタＴ１５、又は電
流シンク機能を有するＮＰＮトランジスタＴ１６を動作
させて信号出力を行わせる。ＰＮＰトランジスタＴ１５
は、エミッタ端子が電源電圧Ｖｃｃに接続され且つ、コ
レクタ端子が出力端子に接続されている。また、ＮＰＮ
トランジスタＴ１６は、エミッタ端子が接地され且つ、
コレクタ端子が出力端子に接続されている。

【００９８】バイアス回路６４は、ＩＮ＋電圧がＩＮ−
電圧よりも大きければ、ソース機能を有するＰＮＰトラ
ンジスタＴ１５を動作させ出力電圧を上昇させる。この
とき、バイアス回路６４がトランジスタＴ１５のベース
電流をシンクすることで、トランジスタＴ１５が駆動さ
れる。また、ＩＮ＋電圧がＩＮ−電圧よりも小さけれ
ば、シンク機能を有するＮＰＮトランジスタＴ１６を動
作させ出力電圧を下降させる。このとき、バイアス回路
６４がトランジスタＴ１６のベース電流をソースするこ
とで、トランジスタＴ１６が駆動される。

【００９９】上記図８の構成のオペアンプ８５ａに関
し、（イ）入力電圧の制約、（ロ）最大出力電圧の制
約、（ハ）最小出力電圧の制約、について具体的数値を
示しながら順に説明する。

【０１００】（イ）入力電圧の制約 上述のように第一入力段回路６１では高い入力電圧が処
理され、第二入力段回路６２では低い入力電圧が処理さ
れることにより、オペアンプとして正常に作動する入力
電圧範囲（ＩＮ＋，ＩＮ−端子電圧）は「０〜５Ｖ」と
なる。つまり、上記構成の第一，第二入力段回路６１，
６２によれば、入力電圧は何ら制約を受けることはな
く、その入力電圧範囲はＧＮＤ〜Ｖｃｃ（０〜５Ｖ）と
なる。

【０１０１】（ロ）最大出力電圧の制約 出力段にあるトランジスタＴ１５はＰＮＰトランジスタ
で構成され、バイアス回路６４は電源電圧Ｖｃｃよりト
ランジスタＴ１５のベース−エミッタ間電圧ＶＦ５だけ
低い電圧で同トランジスタＴ１５を動作させる。ここ
で、出力電圧は電源電圧Ｖｃｃに対してトランジスタＴ
１５のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥ５だけドロップ
する。そのため、「Ｖｃｃ−ＶＣＥ５」までの電圧出力
が可能となる。

【０１０２】具体的には、ＶＣＥ５＝０．５Ｖ（２２ｍ
Ａ負荷時）とすると、 ５Ｖ−０．５Ｖ＝４．５Ｖ となり、オペアンプ８５ａを５Ｖ電源で駆動した場合、
最大４．５Ｖまでの電圧出力が可能となる。

【０１０３】（ハ）最小出力電圧の制約 出力段にあるトランジスタＴ１６はＮＰＮトランジスタ
で構成され、バイアス回路６４はＧＮＤ電圧よりトラン
ジスタＴ１６のベース−エミッタ間電圧電圧ＶＦ６だけ
高い電圧で同トランジスタＴ１６を動作させる。ここ
で、出力電圧はＧＮＤ電圧に対してトランジスタＴ１６
のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥ６だけ高く、「ＶＣ
Ｅ６」以上での電圧出力が可能となる。具体的には、Ｖ
ＣＥ６＝０．３８Ｖ（２２ｍＡ負荷時）とすると、０．
３８Ｖ以上の電圧出力が可能となる。

【０１０４】上記（ロ），（ハ）によれば、Ａ／Ｆセン
サ３０を駆動するためのオペアンプ８５ａを５Ｖ電源で
動作させる場合、その出力電圧範囲は「０．３８〜４．
５Ｖ」で制約を受ける。

【０１０５】図９に示されるように、Ａ／Ｆセンサ３０
をオペアンプ８５ａ，８６ａで駆動する場合、オペアン
プ８５ａ，８６ａは、５Ｖ電源でボルテージフォロワと
して使われることを考慮すると、 入力電圧範囲＝０〜５．０Ｖ 出力電圧範囲＝０．３８〜４．５Ｖ の制約から、Ａ／Ｆセンサ３０を駆動するためのオペア
ンプ８５ａ，８６ａの動作範囲は、「０．３８Ｖ≦入出
力電圧≦４．５Ｖ」となる。この場合、一般的なオペア
ンプよりも入出力電圧の範囲が拡張され、空燃比検出時
の電圧適用範囲が拡張されることが分かる。

【０１０６】以上本実施の形態によれば、上記第１の実
施の形態と同様に、オペアンプ８５ａ，８６ａの入出力
電圧範囲を拡張し、ひいては空燃比の検出精度を高める
といった優れた効果が得られる。また本実施の形態で
は、以下に示す特有の効果が得られる。

【０１０７】（ａ’）オペアンプ８５ａ，８６ａは、高
電圧入力用の第一入力段回路６１と、低電圧入力用の第
二入力段回路６２とを有する。この場合、高電圧入力時
並びに低電圧入力時の何れの場合にも入力電圧範囲の制
約が緩まり、同電圧範囲が拡張できる。

【０１０８】（ｂ’）出力段の電流ソース用トランジス
タとして、エミッタ端子が電源電圧Ｖｃｃに接続され且
つ、コレクタ端子が出力端子に接続されるＰＮＰトラン
ジスタＴ１５を使用した。また、出力段の電流シンク用
トランジスタとして、エミッタ端子が接地され且つ、コ
レクタ端子が出力端子に接続されるＮＰＮトランジスタ
Ｔ１６を使用した。この場合、一般的な回路構成のオペ
アンプ（前記図１０）と比較して、オペアンプの出力電
圧範囲が拡げられるようになる。

【０１０９】（ｃ’）空燃比検出回路８０の構成とし
て、図９に示す簡易構成を用いたが、かかる構成におい
ても、上述の通りオペアンプの入出力範囲を拡張するこ
とで、広域な空燃比検出範囲で高い検出精度が確保でき
る。

【０１１０】なお本発明は、上記以外に次の形態にて具
体化できる。上記図８の構成（第２の実施の形態）のオ
ペアンプ８５ａ，８６ａにおいて、電源電圧をバッテリ
電圧ＶＢ（１２Ｖ）としてもよく、この場合には、同オ
ペアンプの入出力電圧が以下の通り制限される。つま
り、ＰＮＰトランジスタＴ１５ではそのコレクタ−エミ
ッタ間電圧ＶＣＥ５だけバッテリ電圧ＶＢがドロップす
るため、「ＶＢ−ＶＣＥ５」までの電圧出力が可能とな
る。ＶＣＥ５＝０．５Ｖの場合、１２Ｖ−０．５Ｖ＝１
１．５Ｖまでの電圧出力が可能となる。最小出力電圧は
既述の通り「０．３８Ｖ」である。但し、オペアンプの
出力電圧は読み取り側のＡ／Ｄ変換器４１の電圧範囲
「０〜５Ｖ」で制限されるため、実質上、オペアンプの
動作範囲は「０．３８〜５Ｖ」となる。この結果、１２
Ｖ電源（バッテリ電圧）で動作させる方が、オペアンプ
を５Ｖ電源（Ｖｃｃ）で動作させるよりも最大出力電圧
が高くなり、広い出力電圧範囲を得ることができる。

【０１１１】なお、上記の通りバッテリ電圧ＶＢでオペ
アンプを駆動させる構成では、電圧範囲の上限に余裕が
ある。そのため、電流ソース用のトランジスタＴ１５と
して、ＮＰＮトランジスタ（前記図１０の従来構成と同
じトランジスタ）を使用してもよい。すなわちかかる場
合には、ソース用トランジスタＴ１５のベース−エミッ
タ間電圧のドロップ分があったとしても、その電圧ドロ
ップ分により電圧範囲が制約されることはない。

【０１１２】上記第１の実施の形態では、図６のよう
に、オペアンプ１４ａ，１６ａはバッテリ電圧ＶＢにて
単一電源動作するものとし、オペアンプ１４ａ，１６ａ
の入出力振幅の下限側を、「ＧＮＤ電圧＋０．３８Ｖ」
で制限したが、広義には、「ＧＮＤ電圧＋０．６Ｖ以
内」で制限するものであればよい。

【０１１３】上記第２の実施の形態では、図８のよう
に、オペアンプ８５ａ，８６ａは５Ｖの電圧Ｖｃｃにて
単一電源動作するものとし、オペアンプ８５ａ，８６ａ
の入出力振幅の上限側を「Ｖｃｃ−０．５Ｖ」で制限し
且つ、入出力振幅の下限値を「ＧＮＤ電圧＋０．３８
Ｖ」で制限したが、広義には、オペアンプ８５ａ，８６
ａの入出力振幅の上限側を「Ｖｃｃ−０．６Ｖ以内」で
制限し且つ、入出力振幅の下限側を「ＧＮＤ電圧＋０．
６Ｖ以内」で制限するものであればよい。

【０１１４】何れにしても、演算増幅器（オペアンプ）
の入出力振幅の上限側又は下限側の減少分を、当該演算
増幅器の電源電圧範囲の上限値又は下限値に対して０．
６Ｖ以内で制限することとすれば、電源電圧範囲の上限
又は下限近傍で少なくとも０．７Ｖ程度の入出力振幅の
減少分が避けられない従来一般の演算増幅器に比べ、当
該演算増幅器の入出力電圧範囲を拡張することが可能と
なる。

【０１１５】上記各実施の形態では、空燃比検出回路１
０，８０内の何れの増幅回路にも、レイルツーレイル構
成のオペアンプを適用したが、少なくとも一方の増幅回
路（例えば、図１，図９中の部材１４又は８５）のみに
ついてレイルツーレイル構成のオペアンプを適用する。
すなわち、実際にセンサ電流の検出に使われるのは増幅
回路１４又は８５側だけなので、同回路１４又は８５内
のオペアンプ１４ａ又は８５ａのみをレイルツーレイル
構成とする。これにより、コスト低減が可能となる。

【０１１６】上記各実施の形態では、バイポーラトラン
ジスタを用いて図示並びにその説明をしたが、これをＭ
ＯＳトランジスタやＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラ
トランジスタ）に変更してもよい。

【０１１７】上記第１の実施の形態では、２つの電流検
出用抵抗１５ａ，１５ｂを使用し、センサ電流検出のた
めの抵抗値を可変に設定したが、この構成を変更する。
例えば３つ以上の電流検出用抵抗を使用し、センサ電流
検出のための抵抗値を可変に設定してもよい。或いは、
抵抗値を可変に設定する構成をなくして本発明を具体化
してもよい（抵抗値一定とする）。

【０１１８】上記各実施の形態では、Ａ／Ｆセンサ３０
への印加電圧を空燃比検出回路１０にて可変に制御する
構成を採用していたが、Ａ／Ｆセンサ３０への印加電圧
を固定値としてもよい。例えば図１に示す構成におい
て、ＣＰＵ２１、Ａ／Ｄ変換器２２及びＤ／Ａ変換器２
３を省略する。

【０１１９】上記各実施の形態では、コップ型の限界電
流式空燃比センサにて本発明を具体化して例示したが、
これを変更する。例えば積層型の空燃比センサにて具体
化してもよい。また本発明は、空燃比センサを用いた空
燃比検出装置以外にも適用できる。つまり、ＮＯｘ，Ｈ
Ｃ，ＣＯ等のガス濃度成分が検出可能なガス濃度センサ
を用い、該センサの検出結果からガス濃度を検出するガ
ス濃度検出装置にも適用できる。当該他のガス濃度検出
装置においても上記各実施の形態と同様の手法を用いる
ことで、広域なガス濃度検出範囲が要求される際にガス
濃度の検出精度が向上する等の優れた効果が得られる。
また、ガス濃度センサとしては、車両用エンジンの排ガ
ス成分の濃度を検出するセンサ以外にも具体化できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】発明の実施の形態における空燃比制御システム
の概要を示す全体構成図。

【図２】Ａ／Ｆセンサの要部構成を示す断面図。

【図３】Ａ／ＦセンサのＶ−Ｉ特性を示すグラフ。

【図４】空燃比毎の出力電圧特性を示すグラフ。

【図５】センサ電流と電流検出用抵抗の抵抗値との関係
を示すグラフ。

【図６】第１の実施の形態において、レイルツーレイル
構成のオペアンプを示す等価回路図。

【図７】空燃比検出ルーチンを示すフローチャート。

【図８】第２の実施の形態において、レイルツーレイル
構成のオペアンプを示す等価回路図。

【図９】空燃比検出装置の電気的構成を示す図。

【図１０】一般的なオペアンプの構成を示す等価回路
図。

【符号の説明】

１０…空燃比検出回路、１５…センサ電流検出回路、１
４ａ，１６ａ…オペアンプ（演算増幅器）、１５ａ，１
５ｂ…電流検出用抵抗、１７…電圧信号出力手段を構成
する電圧フォロア、１８…抵抗値可変設定手段を構成す
るスイッチ回路、２１…抵抗値可変設定手段を構成する
ＣＰＵ、３０…ガス濃度センサとしてのＡ／Ｆセンサ、
４１…信号処理装置を構成するＡ／Ｄ変換器、６１…第
一入力段回路、６２…第二入力段回路、８５ａ，８６ａ
…オペアンプ（演算増幅器）、Ｔ１５…ＰＮＰトランジ
スタ、Ｔ６，Ｔ１６…ＮＰＮトランジスタ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 羽田 聡 愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地 株式会 社デンソー内 (72)発明者 鈴木 敏行 愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地 株式会 社デンソー内

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】電圧印加に伴い被検出ガスのガス濃度に対
   応した電流信号を出力するガス濃度センサと、 所定の電源電圧にて作動し、前記ガス濃度センサに印加
   電圧を出力し且つ、センサ電流を電圧値に変換して検出
   するための演算増幅器とを備えるガス濃度検出装置であ
   って、 前記演算増幅器は、該演算増幅器を駆動させるための電
   源電圧範囲の上限又は下限近くの入出力振幅が得られる
   構成を有することを特徴とするガス濃度検出装置。
2. 【請求項２】前記演算増幅器の入出力振幅の上限側又は
   下限側の減少分を、前記電源電圧範囲の上限値又は下限
   値に対して０．６Ｖ以内で制限する請求項１に記載のガ
   ス濃度検出装置。
3. 【請求項３】前記ガス濃度センサは、車両用エンジンか
   ら排出される排ガス中の特定成分の濃度を検出するセン
   サであり、前記演算増幅器は、その正側の電源端子が車
   両用バッテリ電源に接続されて単一電源動作するガス濃
   度検出装置において、 前記演算増幅器の入出力振幅の下限側を、グランド電圧
   ＋０．６Ｖ以内で制限する請求項１に記載のガス濃度検
   出装置。
4. 【請求項４】前記ガス濃度センサは、車両用エンジンか
   ら排出される排ガス中の特定成分の濃度を検出するセン
   サであり、前記演算増幅器は、その正側の電源端子がデ
   ィジタル信号用の定電圧電源に接続されて単一電源動作
   するガス濃度検出装置において、 前記演算増幅器の入出力振幅の上限側を、定電圧−０．
   ６Ｖ以内で制限し且つ、入出力振幅の下限側を、グラン
   ド電圧＋０．６Ｖ以内で制限する請求項１に記載のガス
   濃度検出装置。
5. 【請求項５】前記演算増幅器は、出力段の電流シンク用
   素子として、エミッタ端子が接地され且つ、コレクタ端
   子が出力端子に接続されるＮＰＮトランジスタを使用す
   る請求項１〜４の何れかに記載のガス濃度検出装置。
6. 【請求項６】前記演算増幅器は、出力段の電流ソース用
   素子として、エミッタ端子が電源に接続され且つ、コレ
   クタ端子が出力端子に接続されるＰＮＰトランジスタを
   使用する請求項１〜４の何れかに記載のガス濃度検出装
   置。
7. 【請求項７】前記演算増幅器は、高電圧入力用の第一入
   力段と、低電圧入力用の第二入力段とを有する請求項１
   〜６の何れかに記載のガス濃度検出装置。
8. 【請求項８】前記演算増幅器は、レイルツーレイル構成
   のオペアンプからなる請求項１〜７の何れかに記載のガ
   ス濃度検出装置。
9. 【請求項９】前記ガス濃度センサから出力される電流信
   号を電圧信号に変換し、その変換後の電圧信号を所定の
   電圧範囲で読取り可能な信号処理装置に出力するガス濃
   度検出装置であって、 前記ガス濃度センサに流れる電流の値を検出する電流検
   出用抵抗と、 前記電流検出用抵抗により検出された電流値をガス濃度
   に応じた電圧信号として出力する電圧信号出力手段と、 前記ガス濃度センサに流れる電流の値を取り込み、該取
   り込んだ電流値に応じて前記電流検出用抵抗の抵抗値を
   可変に設定する抵抗値可変設定手段とを備える請求項１
   〜８の何れかに記載のガス濃度検出装置。
10. 【請求項１０】請求項９に記載のガス濃度検出装置にお
    いて、 前記抵抗値可変設定手段は、検出された被検出ガスのガ
    ス濃度が大きくなるほど、前記電流検出用抵抗の抵抗値
    を小さい値に設定するガス濃度検出装置。