JP2000004266A - ディジタル変調回路 - Google Patents
ディジタル変調回路Info
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Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】ＤＳＰによるディジタル変調処理において、ベ
ースバンド変調器の出力をアップサンプリングして直交
変調を行う際のフィルタ回路の処理量を低減する。 【解決手段】アップサンプラ３ａ、３ｂでアップサンプ
リングされた変調のシンボル周波数がｆbのベースバン
ド変調器１の出力であるベースバンドＩ信号、Ｑ信号
を、変調のシンボル周波数ｆbまでが通過周波数域で平
坦な特性をもち、緩やかな減衰曲線で減衰域に達してア
ップサンプリングによって生じたイメージ信号を除去す
る特性をもつディジタルローパスフィルタ４ａ、４ｂに
よってフィルタリングして直交変調器９に入力する構成
とする。
ースバンド変調器の出力をアップサンプリングして直交
変調を行う際のフィルタ回路の処理量を低減する。 【解決手段】アップサンプラ３ａ、３ｂでアップサンプ
リングされた変調のシンボル周波数がｆbのベースバン
ド変調器１の出力であるベースバンドＩ信号、Ｑ信号
を、変調のシンボル周波数ｆbまでが通過周波数域で平
坦な特性をもち、緩やかな減衰曲線で減衰域に達してア
ップサンプリングによって生じたイメージ信号を除去す
る特性をもつディジタルローパスフィルタ４ａ、４ｂに
よってフィルタリングして直交変調器９に入力する構成
とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ベースバンドフィ
ルタと直交変調器をＤＳＰ(Digital Signal Processor)
等のディジタル回路で実現したディジタル変調回路にお
いて、性能の劣化なく回路規模を削減できるディジタル
変調回路に関する。
ルタと直交変調器をＤＳＰ(Digital Signal Processor)
等のディジタル回路で実現したディジタル変調回路にお
いて、性能の劣化なく回路規模を削減できるディジタル
変調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、ディジタル回路技術が発達してお
り、ディジタル回路でその機能を実現した場合、特性の
バラツキがない、経年劣化がない、調整が不要というメ
リットから広く用いられている。更に、ディジタル回路
としてＤＳＰ等のソフトウェアでプログラム可能なデバ
イスを用いた場合、ソフトウェアによって機能が記述さ
れるので、修正、変更が容易であるというメリットも得
られるようになり、従来アナログ回路で実現していた機
能をディジタル回路で実現する例が増えている。ディジ
タル携帯電話等の通信機の分野においてもディジタル回
路への移行は進んでおり、例として通信機能のほとんど
をソフトウェアで実現するソフトウェア無線機（Joe Mi
tola,"The Software Radio Architecture",IEEE Commun
icationMagazine Vol.33 No.5 May1995 ）が提案されて
いる。
り、ディジタル回路でその機能を実現した場合、特性の
バラツキがない、経年劣化がない、調整が不要というメ
リットから広く用いられている。更に、ディジタル回路
としてＤＳＰ等のソフトウェアでプログラム可能なデバ
イスを用いた場合、ソフトウェアによって機能が記述さ
れるので、修正、変更が容易であるというメリットも得
られるようになり、従来アナログ回路で実現していた機
能をディジタル回路で実現する例が増えている。ディジ
タル携帯電話等の通信機の分野においてもディジタル回
路への移行は進んでおり、例として通信機能のほとんど
をソフトウェアで実現するソフトウェア無線機（Joe Mi
tola,"The Software Radio Architecture",IEEE Commun
icationMagazine Vol.33 No.5 May1995 ）が提案されて
いる。
【０００３】図２は、ディジタル携帯電話等で使用され
るＤＳＰを用いたディジタル変調回路の一例を示す構成
概要図である。図２に示すように、前記ディジタル変調
回路は、送信データが入力するベースバンド変調器１
と、ベースバンドフィルタ２０ａ、２０ｂと、乗算器５
ａ、５ｂと加算器６と９０°位相器７とローカル信号発
生器８とから成る直交変調器９と、ディジタル／アナロ
グ変換器（以下Ｄ／Ａ変換器という）１０と、アナログ
のローパスフィルタ１１とで構成される。そして同図の
破線で囲まれた上記のベースバンド変調器１、ベースバ
ンドフィルタ２０ａ、２０ｂ及び直交変調器９の部分
は、ＤＳＰのソフトウェアで機能が実現されいる。
るＤＳＰを用いたディジタル変調回路の一例を示す構成
概要図である。図２に示すように、前記ディジタル変調
回路は、送信データが入力するベースバンド変調器１
と、ベースバンドフィルタ２０ａ、２０ｂと、乗算器５
ａ、５ｂと加算器６と９０°位相器７とローカル信号発
生器８とから成る直交変調器９と、ディジタル／アナロ
グ変換器（以下Ｄ／Ａ変換器という）１０と、アナログ
のローパスフィルタ１１とで構成される。そして同図の
破線で囲まれた上記のベースバンド変調器１、ベースバ
ンドフィルタ２０ａ、２０ｂ及び直交変調器９の部分
は、ＤＳＰのソフトウェアで機能が実現されいる。
【０００４】同図において、送信データがベースバンド
変調器１に入力されると、該ベースバンド変調器１では
変調方式に応じて、送信データは変調のシンボル周波数
がｆｂのベースバンドＩ信号、Ｑ信号に変換される。こ
のＩ信号、Ｑ信号は、サンプリング周波数ｆｓで動作し
て同じ特性を持つ２個のディジタルベースバンドフィル
タ２０ａ、２０ｂにそれぞれ入力され、帯域制限が行わ
れる。帯域制限された信号は、直交変調器９の乗算器５
ａ、５ｂにそれぞれ入力する。この直交変調器９におい
ては、ディジタル変調回路の所望の出力周波数ｆｃを発
振するローカル信号発生器８の出力信号が前記乗算器５
ａに、また、前記ローカル信号発生器８の出力信号の位
相を９０°位相器７で９０°ずらした信号が前記乗算器
５ｂにそれぞれ入力され、これらのローカル信号発生器
の出力信号と、前記のＩ信号、Ｑ信号が乗算器５ａ、５
ｂで乗算される。そして乗算器５ａと乗算器５ｂの出力
が加算器６で加算され、所望の出力周波数ｆｃのディジ
タル変調波が得られ、該変調波がＤ／Ａ変換器１０に出
力される。
変調器１に入力されると、該ベースバンド変調器１では
変調方式に応じて、送信データは変調のシンボル周波数
がｆｂのベースバンドＩ信号、Ｑ信号に変換される。こ
のＩ信号、Ｑ信号は、サンプリング周波数ｆｓで動作し
て同じ特性を持つ２個のディジタルベースバンドフィル
タ２０ａ、２０ｂにそれぞれ入力され、帯域制限が行わ
れる。帯域制限された信号は、直交変調器９の乗算器５
ａ、５ｂにそれぞれ入力する。この直交変調器９におい
ては、ディジタル変調回路の所望の出力周波数ｆｃを発
振するローカル信号発生器８の出力信号が前記乗算器５
ａに、また、前記ローカル信号発生器８の出力信号の位
相を９０°位相器７で９０°ずらした信号が前記乗算器
５ｂにそれぞれ入力され、これらのローカル信号発生器
の出力信号と、前記のＩ信号、Ｑ信号が乗算器５ａ、５
ｂで乗算される。そして乗算器５ａと乗算器５ｂの出力
が加算器６で加算され、所望の出力周波数ｆｃのディジ
タル変調波が得られ、該変調波がＤ／Ａ変換器１０に出
力される。
【０００５】図３に前記直交変調器９の変調波出力信号
のスペクトルを示す。 同図に示すように、該変調波出
力信号は、サンプリング周波数がｆｓの時間離散信号で
あるため、中心周波数ｆｃの原信号の他に、イメージ信
号のスペクトルが、中心周波数（ｆｓ−ｆｃ）に現れ
る。この出力信号をＤ／Ａ変換器１０でアナログ信号に
変換し、アナログのローパスフィルタ１１で不要なイメ
ージ信号を除去することにより所望の変調波出力を得
る。前記直交変調器９の出力信号において、前記イメー
ジ信号をローパスフィルタ１１で除去するためには、変
調波の帯域幅をＷdとすると、次の条件が必要である。 fs ＞２fc ＋ Ｗd （１）
のスペクトルを示す。 同図に示すように、該変調波出
力信号は、サンプリング周波数がｆｓの時間離散信号で
あるため、中心周波数ｆｃの原信号の他に、イメージ信
号のスペクトルが、中心周波数（ｆｓ−ｆｃ）に現れ
る。この出力信号をＤ／Ａ変換器１０でアナログ信号に
変換し、アナログのローパスフィルタ１１で不要なイメ
ージ信号を除去することにより所望の変調波出力を得
る。前記直交変調器９の出力信号において、前記イメー
ジ信号をローパスフィルタ１１で除去するためには、変
調波の帯域幅をＷdとすると、次の条件が必要である。 fs ＞２fc ＋ Ｗd （１）
【０００６】次に、ＤＳＰにおけるディジタルフィルタ
の処理量は、一般的にフィルタにおけるサンプリング周
波数とフィルタのタップ数の積で与えられ、そのディジ
タルフィルタの特性が、アナログフィルタで実現したと
きに比べて性能が劣ることのない特性を得るためには、
タップ数を８シンボル分の時間応答に相当するだけ用意
する必要があり、サンプリング周波数をｆｓ 、変調の
シンボル周波数をｆｂとすると、必要なタップ数は、 （fs／fb ）×８ となる。従って、２個のベースバンドフィルタにおける
処理量Ｃは、次式でで与えられる。 Ｃ＝ fs ×（fs／fb）×８×２ （２） 一例として、前記ベースバンドフィルタ２０ａ、２０ｂ
のサンプリング周波数の条件は、シンボル周波数fb＝２
１ｋＨｚ、変調波出力周波数fc＝４５５ｋＨｚ、変調波
帯域幅Ｗｄ＝３２ｋＨｚとすると、（１）式から、 fs ＞９４２ｋＨｚ となり、ｆｓを最小の９４２ｋＨｚとした場合の前記ベ
ースバンドフィルタ２０ａ、２０ｂの処理量Ｃは、
（２）式から、 Ｃ＝６７６MIPS （Million Instructions per Second） となる。しかるに、現在の汎用ＤＳＰの処理能力は、一
般に高速なものでも４０〜５０MIPSであり、このフィル
タを実現することは非常に困難なものであり、その対策
として、図４に示される構成の改良されたディジタル変
調回路が考案されている。
の処理量は、一般的にフィルタにおけるサンプリング周
波数とフィルタのタップ数の積で与えられ、そのディジ
タルフィルタの特性が、アナログフィルタで実現したと
きに比べて性能が劣ることのない特性を得るためには、
タップ数を８シンボル分の時間応答に相当するだけ用意
する必要があり、サンプリング周波数をｆｓ 、変調の
シンボル周波数をｆｂとすると、必要なタップ数は、 （fs／fb ）×８ となる。従って、２個のベースバンドフィルタにおける
処理量Ｃは、次式でで与えられる。 Ｃ＝ fs ×（fs／fb）×８×２ （２） 一例として、前記ベースバンドフィルタ２０ａ、２０ｂ
のサンプリング周波数の条件は、シンボル周波数fb＝２
１ｋＨｚ、変調波出力周波数fc＝４５５ｋＨｚ、変調波
帯域幅Ｗｄ＝３２ｋＨｚとすると、（１）式から、 fs ＞９４２ｋＨｚ となり、ｆｓを最小の９４２ｋＨｚとした場合の前記ベ
ースバンドフィルタ２０ａ、２０ｂの処理量Ｃは、
（２）式から、 Ｃ＝６７６MIPS （Million Instructions per Second） となる。しかるに、現在の汎用ＤＳＰの処理能力は、一
般に高速なものでも４０〜５０MIPSであり、このフィル
タを実現することは非常に困難なものであり、その対策
として、図４に示される構成の改良されたディジタル変
調回路が考案されている。
【０００７】図４のデジタル変調回路は、図２のディジ
タル変調回路のベースバンド変調器１と乗算器５ａ、５
ｂの間にベースバンドフィルタ２ａ、２ｂとサンプリン
グレートを上げるアップサンプラ３ａ、３ｂとディジタ
ルのローパスフィルタ２１ａ、２１ｂを挿入した構成で
あり、その機能は、前記ベースバンドフィルタ２ａ、２
ｂとアップサンプラ３ａ、３ｂとローパスフィルタ２１
ａ、２１ｂを除いて、図２のディジタル変調回路の機能
と同様である。図４のデジタル変調回路において、サン
プリング周波数ｆｓ１で動作するディジタルベースバン
ドフィルタ２ａ、２ｂで帯域制限された変調のシンボル
周波数がｆｂのベースバンドＩ信号、Ｑ信号は、それぞ
れ前記アップサンプラ３ａ、３ｂに入力され、ｆｓ１の
ｎ倍のサンプル周波数ｆｓ２にアップサンプルされた信
号となる。前記のアップサンプルを行う場合の補間法
は、例えば、増えたサンプル点の値を全て０とするゼロ
補間を行う。一例として、ｎ＝６の場合のアップサンプ
ラ３ａ、３ｂの入力信号と出力信号のスペクトルを図５
の（ａ）及び（ｂ）に示す。図５（ｂ）に示されるよう
に、該出力信号には図５（ａ）のスペクトルのイメージ
信号がｆｓ１ごとに現れる。この信号がローパスフィル
タ２１ａ、２１ｂに入力される。
タル変調回路のベースバンド変調器１と乗算器５ａ、５
ｂの間にベースバンドフィルタ２ａ、２ｂとサンプリン
グレートを上げるアップサンプラ３ａ、３ｂとディジタ
ルのローパスフィルタ２１ａ、２１ｂを挿入した構成で
あり、その機能は、前記ベースバンドフィルタ２ａ、２
ｂとアップサンプラ３ａ、３ｂとローパスフィルタ２１
ａ、２１ｂを除いて、図２のディジタル変調回路の機能
と同様である。図４のデジタル変調回路において、サン
プリング周波数ｆｓ１で動作するディジタルベースバン
ドフィルタ２ａ、２ｂで帯域制限された変調のシンボル
周波数がｆｂのベースバンドＩ信号、Ｑ信号は、それぞ
れ前記アップサンプラ３ａ、３ｂに入力され、ｆｓ１の
ｎ倍のサンプル周波数ｆｓ２にアップサンプルされた信
号となる。前記のアップサンプルを行う場合の補間法
は、例えば、増えたサンプル点の値を全て０とするゼロ
補間を行う。一例として、ｎ＝６の場合のアップサンプ
ラ３ａ、３ｂの入力信号と出力信号のスペクトルを図５
の（ａ）及び（ｂ）に示す。図５（ｂ）に示されるよう
に、該出力信号には図５（ａ）のスペクトルのイメージ
信号がｆｓ１ごとに現れる。この信号がローパスフィル
タ２１ａ、２１ｂに入力される。
【０００８】前記ローパスフィルタ２１ａ、２１ｂは、
アップサンプラ３ａ、３ｂの出力信号の（ｆｓ１）／２
までの周波数域を通過させ、それ以上を減衰させる特性
を有するフィルタである。例えば、図５（ｂ）に一点鎖
線で示すような、（ｆｓ１）／２までの周波数域の特性
が平坦で、（ｆｓ１）／２以上の周波数で急激に減衰す
る特性を有するものであり、この特性によって（ｆｓ
１）／２以上の周波数域のイメージ信号を遮断する。上
記ローパスフィルタ２１ａ、２１ｂを通過した信号は、
直交変調器９に入力され該直交変調器９において、中心
周波数ｆｃのディジタル変調波信号に、更にＤ／Ａ変換
器１０でアナログ信号に変換され、アナログのローパス
フィルタ１１で不要なイメージ信号を除去することによ
り所望の変調波出力を得ることができる。
アップサンプラ３ａ、３ｂの出力信号の（ｆｓ１）／２
までの周波数域を通過させ、それ以上を減衰させる特性
を有するフィルタである。例えば、図５（ｂ）に一点鎖
線で示すような、（ｆｓ１）／２までの周波数域の特性
が平坦で、（ｆｓ１）／２以上の周波数で急激に減衰す
る特性を有するものであり、この特性によって（ｆｓ
１）／２以上の周波数域のイメージ信号を遮断する。上
記ローパスフィルタ２１ａ、２１ｂを通過した信号は、
直交変調器９に入力され該直交変調器９において、中心
周波数ｆｃのディジタル変調波信号に、更にＤ／Ａ変換
器１０でアナログ信号に変換され、アナログのローパス
フィルタ１１で不要なイメージ信号を除去することによ
り所望の変調波出力を得ることができる。
【０００９】上記の構成の場合、ベースバンドフィルタ
２ａ、２ｂのサンプリング周波数ｆｓ１は、シンボル周
波数ｆｂの８倍の周波数でサンプリングすれば十分な特
性の変調回路出力が得られ、そのため、従来に比べサン
プリング周波数を十分小さくすることができる。従っ
て、ベースバンドフィルタ２ａ、２ｂの処理量Ｃは、サ
ンプリング周波数fs＝１６８ｋＨｚ、シンボル周波数fb
＝２１ｋＨｚとすると、（２）式により、 Ｃ＝２１ MIPS と改良前にくらべて非常に少なくなる。
２ａ、２ｂのサンプリング周波数ｆｓ１は、シンボル周
波数ｆｂの８倍の周波数でサンプリングすれば十分な特
性の変調回路出力が得られ、そのため、従来に比べサン
プリング周波数を十分小さくすることができる。従っ
て、ベースバンドフィルタ２ａ、２ｂの処理量Ｃは、サ
ンプリング周波数fs＝１６８ｋＨｚ、シンボル周波数fb
＝２１ｋＨｚとすると、（２）式により、 Ｃ＝２１ MIPS と改良前にくらべて非常に少なくなる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
改良されたデジタル変調回路のローパスフィルタ２１
ａ、２１ｂは、ソフトウェア無線機におけるディジタル
フィルタとして、サンプリング周波数の１／２の周波数
までは該ソフトウェア無線機で使用する領域として通過
させ、それ以上の周波数領域は出力信号の歪の発生防止
のために急峻な減衰特性で遮断する特性を有するフィル
タとして構成されている。このため、前記ローパスフィ
ルタはタップ数が多く、その処理量が多くなる。例え
ば、図６（ｂ）のフィルタ特性図に示すような（ｆｓ
１）／２において急峻に減衰する特性のフィルタを実現
するためには、９６タップ程度のフィルタが必要であ
る。従って、前述の例において、ローパスフィルタ２１
ａ、２１ｂのサンプリング周波数ｆｓ２をアップサンプ
リングによってｆｓ１の６倍のfs2＝１００８ｋＨｚと
すると、２個のローパスフィルタ２１ａ、２１ｂの処理
量Ｃは、 Ｃ＝２×サンプリング周波数×タップ数 ＝１９３.５ MIPS となり、前記ベースバンドフィルタ２ａ、２ｂの処理量
を含んで合計２１５MIPSとなる。上記の処理量は、図２
の回路の処理量よりは低減されているが、それでもまだ
処理量が多く、現在の汎用のＤＳＰの処理能力では、所
望の回路を実現するには非常に大きな回路規模のものに
なるという欠点があった。本発明は、上記課題を解決す
るためになされたものであって、ＤＳＰにおける処理量
を低減して処理規模の小さいディジタル変調回路を提供
することを目的とする。
改良されたデジタル変調回路のローパスフィルタ２１
ａ、２１ｂは、ソフトウェア無線機におけるディジタル
フィルタとして、サンプリング周波数の１／２の周波数
までは該ソフトウェア無線機で使用する領域として通過
させ、それ以上の周波数領域は出力信号の歪の発生防止
のために急峻な減衰特性で遮断する特性を有するフィル
タとして構成されている。このため、前記ローパスフィ
ルタはタップ数が多く、その処理量が多くなる。例え
ば、図６（ｂ）のフィルタ特性図に示すような（ｆｓ
１）／２において急峻に減衰する特性のフィルタを実現
するためには、９６タップ程度のフィルタが必要であ
る。従って、前述の例において、ローパスフィルタ２１
ａ、２１ｂのサンプリング周波数ｆｓ２をアップサンプ
リングによってｆｓ１の６倍のfs2＝１００８ｋＨｚと
すると、２個のローパスフィルタ２１ａ、２１ｂの処理
量Ｃは、 Ｃ＝２×サンプリング周波数×タップ数 ＝１９３.５ MIPS となり、前記ベースバンドフィルタ２ａ、２ｂの処理量
を含んで合計２１５MIPSとなる。上記の処理量は、図２
の回路の処理量よりは低減されているが、それでもまだ
処理量が多く、現在の汎用のＤＳＰの処理能力では、所
望の回路を実現するには非常に大きな回路規模のものに
なるという欠点があった。本発明は、上記課題を解決す
るためになされたものであって、ＤＳＰにおける処理量
を低減して処理規模の小さいディジタル変調回路を提供
することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明に係わるディジタル変調回路では、送信データ
をベースバンドＩ信号とＱ信号とに変換するベースバン
ド変調手段と、前記Ｉ信号とＱ信号とをそれぞれ帯域制
限するためのベースバンドフィルタリング手段と、前記
帯域制限されたＩ信号とＱ信号とをアップサンプリング
するアップサンプリング手段と、該アップサンプリング
手段の出力を入力とするローパスフィルタリング手段
と、直交変調手段と、ディジタル／アナログ変換手段と
を具備したディジタル変調回路において、前記のローパ
スフィルタリング手段が、所望のＩ信号、Ｑ信号だけを
減衰なしで通過させ、緩やかな減衰曲線で前記ベースバ
ンドフィルタリング手段のサンプリング周波数より低い
周波数において必要な減衰量を得ることができるフィル
タ特性を備えたことを特徴とする。
に本発明に係わるディジタル変調回路では、送信データ
をベースバンドＩ信号とＱ信号とに変換するベースバン
ド変調手段と、前記Ｉ信号とＱ信号とをそれぞれ帯域制
限するためのベースバンドフィルタリング手段と、前記
帯域制限されたＩ信号とＱ信号とをアップサンプリング
するアップサンプリング手段と、該アップサンプリング
手段の出力を入力とするローパスフィルタリング手段
と、直交変調手段と、ディジタル／アナログ変換手段と
を具備したディジタル変調回路において、前記のローパ
スフィルタリング手段が、所望のＩ信号、Ｑ信号だけを
減衰なしで通過させ、緩やかな減衰曲線で前記ベースバ
ンドフィルタリング手段のサンプリング周波数より低い
周波数において必要な減衰量を得ることができるフィル
タ特性を備えたことを特徴とする。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、本発明を図示した実施形態
に基づいて説明する。図１は本発明に係わるディジタル
変調回路の構成概要図である。同図に示すように、本発
明に係わるディジタル変調回路の構成は、図４のディジ
タル変調回路のローパスフィルタ２１ａ、２１ｂを本発
明に係わるローパスフィルタ４ａ、４ｂに置き換えたも
のであって、他は図４と同じ構成である。そして、本発
明に係わるローパスフィルタ４ａ、４ｂは、図５（ｂ）
に破線で示す、変調のシンボル周波数ｆｂまでが通過周
波数域であって平坦な特性を持ち、ｆｂからｆｓ１−ｆ
ｂまでの周波数範囲で減衰域になる特性を有するフィル
タである。
に基づいて説明する。図１は本発明に係わるディジタル
変調回路の構成概要図である。同図に示すように、本発
明に係わるディジタル変調回路の構成は、図４のディジ
タル変調回路のローパスフィルタ２１ａ、２１ｂを本発
明に係わるローパスフィルタ４ａ、４ｂに置き換えたも
のであって、他は図４と同じ構成である。そして、本発
明に係わるローパスフィルタ４ａ、４ｂは、図５（ｂ）
に破線で示す、変調のシンボル周波数ｆｂまでが通過周
波数域であって平坦な特性を持ち、ｆｂからｆｓ１−ｆ
ｂまでの周波数範囲で減衰域になる特性を有するフィル
タである。
【００１３】本発明に係わるデジタル変調回路の動作を
図１に基づいて説明する。同図において、図４のデジタ
ル変調回路と同様にして、サンプリングレートｎ＝６の
場合のアップサンプラ３ａ、３ｂの出力信号のスペクト
ルが図５（ｂ）に示すように現れる。該出力信号はロー
パスフィルタ４ａ、４ｂに入力される。該ローパスフィ
ルタ４ａ、４ｂは、図５（ｂ）に破線で示す特性を有
し、必要なＩ信号、Ｑ信号を減衰させずに通過させ、ア
ップサンプリングによって生じたイメージだけを除去す
る。該ローパスフィルタ４ａ、４ｂの出力信号は、直交
変調器９、Ｄ／Ａ変換器１０を経てアナログ信号に変換
され、アナログのローパスフィルタ１１で不要なイメー
ジ信号を除去され、所望の変調波出力が得られる。
図１に基づいて説明する。同図において、図４のデジタ
ル変調回路と同様にして、サンプリングレートｎ＝６の
場合のアップサンプラ３ａ、３ｂの出力信号のスペクト
ルが図５（ｂ）に示すように現れる。該出力信号はロー
パスフィルタ４ａ、４ｂに入力される。該ローパスフィ
ルタ４ａ、４ｂは、図５（ｂ）に破線で示す特性を有
し、必要なＩ信号、Ｑ信号を減衰させずに通過させ、ア
ップサンプリングによって生じたイメージだけを除去す
る。該ローパスフィルタ４ａ、４ｂの出力信号は、直交
変調器９、Ｄ／Ａ変換器１０を経てアナログ信号に変換
され、アナログのローパスフィルタ１１で不要なイメー
ジ信号を除去され、所望の変調波出力が得られる。
【００１４】上記のように、本発明に係わるローパスフ
ィルタ４ａ、４ｂの特性は、減衰特性が急峻である必要
がないために、例えば、図６（ａ）のフィルタ特性図に
示すような特性を有する１８タップのディジタルフィル
タで構成できる。このため、fs2＝１００８ｋＨｚ、タ
ップ数１８の場合、該ローパスフィルタ４ａ、４ｂの処
理量Ｃは、 Ｃ＝３６MIPS となり、ベースバンドフィルタ２ａ、２ｂの処理量との
合計においても５７MIPSと、従来に比べ処理量は非常に
少なくてすむことがわかる。
ィルタ４ａ、４ｂの特性は、減衰特性が急峻である必要
がないために、例えば、図６（ａ）のフィルタ特性図に
示すような特性を有する１８タップのディジタルフィル
タで構成できる。このため、fs2＝１００８ｋＨｚ、タ
ップ数１８の場合、該ローパスフィルタ４ａ、４ｂの処
理量Ｃは、 Ｃ＝３６MIPS となり、ベースバンドフィルタ２ａ、２ｂの処理量との
合計においても５７MIPSと、従来に比べ処理量は非常に
少なくてすむことがわかる。
【００１５】
【発明の効果】本発明は、以上説明したように、アップ
サンプリング後のローパスフィルタの特性を、通過周波
数域では必要なＩ信号とＱ信号を減衰させないで通過さ
せ、緩やかな減衰曲線で減衰域となってイメージ信号を
除去するように構成したので、フィルタのタップ数を低
減することができ、そのため、ＤＳＰにおける処理量の
大幅な低減が可能になり、変調回路の回路規模や消費電
力の削減において著しい効果があり、機器の小型化や低
コスト化に貢献できる。
サンプリング後のローパスフィルタの特性を、通過周波
数域では必要なＩ信号とＱ信号を減衰させないで通過さ
せ、緩やかな減衰曲線で減衰域となってイメージ信号を
除去するように構成したので、フィルタのタップ数を低
減することができ、そのため、ＤＳＰにおける処理量の
大幅な低減が可能になり、変調回路の回路規模や消費電
力の削減において著しい効果があり、機器の小型化や低
コスト化に貢献できる。
【図１】本発明に係わる実施の一形態例を示す構成概要
図
図
【図２】従来のデジタル変調回路の一例を示す構成概要
図
図
【図３】図２のディジタル変調回路における直交変調器
の出力信号のスペクトル
の出力信号のスペクトル
【図４】改良されデジタル変調回路の一例を示す構成概
要図
要図
【図５】（ａ）はアップサンプラの入力信号の変調波ス
ペクトラム、（ｂ）はアップサンプラの出力信号の変調
波スペクトラム
ペクトラム、（ｂ）はアップサンプラの出力信号の変調
波スペクトラム
【図６】（ａ）は図１のディジタル変調回路におけるデ
ィジタルローパスフィルタの特性図であり、（ｂ）は図
４のディジタル変調回路におけるディジタルローパスフ
ィルタの特性図
ィジタルローパスフィルタの特性図であり、（ｂ）は図
４のディジタル変調回路におけるディジタルローパスフ
ィルタの特性図
１・・ベースバンド変調器、 ２ａ、２ｂ・・ベー
スバンドフィルタ、３ａ、３ｂ・・アップサンプラ、４
ａ、４ｂ・・ディジタルのローパスフィルタ、５ａ、５
ｂ・・乗算器、 ６・・加算器、 ７・・９０°位
相器、８・・ローカル信号発生器、 ９・・直交
変調器、１０・・ディジタル／アナログ変換器、１１・
・アナログのローパスフィルタ、２０ａ、２０ｂ・・ベ
ースバンドフィルタ、２１ａ、２１ｂ・・ディジタルの
ローパスフィルタ
スバンドフィルタ、３ａ、３ｂ・・アップサンプラ、４
ａ、４ｂ・・ディジタルのローパスフィルタ、５ａ、５
ｂ・・乗算器、 ６・・加算器、 ７・・９０°位
相器、８・・ローカル信号発生器、 ９・・直交
変調器、１０・・ディジタル／アナログ変換器、１１・
・アナログのローパスフィルタ、２０ａ、２０ｂ・・ベ
ースバンドフィルタ、２１ａ、２１ｂ・・ディジタルの
ローパスフィルタ
Claims (1)
- 【請求項１】送信データをベースバンドＩ信号とＱ信号
とに変換するベースバンド変調手段と、前記Ｉ信号とＱ
信号とをそれぞれ帯域制限するためのベースバンドフィ
ルタリング手段と、前記帯域制限されたＩ信号とＱ信号
とをアップサンプリングするアップサンプリング手段
と、該アップサンプリング手段の出力を入力とするロー
パスフィルタリング手段と、直交変調手段と、ディジタ
ル／アナログ変換手段とを具備したディジタル変調回路
において、前記のローパスフィルタリング手段が、所望
のＩ信号、Ｑ信号だけを減衰なしで通過させ、緩やかな
減衰曲線で前記ベースバンドフィルタリング手段のサン
プリング周波数より低い周波数において必要な減衰量を
得ることができるフィルタ特性を備えたことを特徴とす
るデジタル変調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16649298A JP2000004266A (ja) | 1998-06-15 | 1998-06-15 | ディジタル変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16649298A JP2000004266A (ja) | 1998-06-15 | 1998-06-15 | ディジタル変調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000004266A true JP2000004266A (ja) | 2000-01-07 |
Family
ID=15832392
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16649298A Pending JP2000004266A (ja) | 1998-06-15 | 1998-06-15 | ディジタル変調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000004266A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006135707A (ja) * | 2004-11-08 | 2006-05-25 | Hitachi Kokusai Electric Inc | ソフトウェア無線機 |
| JP2007027961A (ja) * | 2005-07-13 | 2007-02-01 | Niigata Seimitsu Kk | 変調回路 |
-
1998
- 1998-06-15 JP JP16649298A patent/JP2000004266A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006135707A (ja) * | 2004-11-08 | 2006-05-25 | Hitachi Kokusai Electric Inc | ソフトウェア無線機 |
| JP2007027961A (ja) * | 2005-07-13 | 2007-02-01 | Niigata Seimitsu Kk | 変調回路 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A711 | Notification of change in applicant |
Effective date: 20040604 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A711 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20041213 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Effective date: 20060929 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20070209 |