FR2784820A1 - Dispositif amplificateur a gain commandable numeriquement et appareil lecteur de disques optiques incorporant un tel dispositif - Google Patents

Abstract

Le dispositif comporte :- des sources de courant (T71 , T72 , T7N ) de référence disposées de telle sorte que la somme des courants circulant dans chacune desdites sources soit égale au courant d'entrée (IIN , I'IN ); - des sources de courant (T81 , T82 , T8M ) de sortie dans lesquelles est recopié le courant circulant dans les sources de référence et qui sont disposées de telle sorte que la somme des courants circulant dans les sources de sortie soit égale au courant de sortie (IOUT , I'OUT ). Le nombre de sources de référence (T71 , T72 , T7N ) et de sources de sortie (T81 , T82 , T8M ) connectées est commandé par le signal numérique (200) et détermine le gain du dispositif. Application au circuit de traitement des signaux issus d'une tête de lecture d'appareil lecteur de disques optiques.

Description

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La présente invention concerne un amplificateur à gain contrôlé numériquement et son application à un circuit de traitement de signaux issus

d'une tête de lecture d'appareil lecteur de disques optiques.

En se reportant à la figure 1, la lecture d'informations enregistrées sur un disque optique 1 est effectuée, de manière connue en soi, en projetant un faisceau optique 3 issu d'une diode laser 2 sur la surface réfléchissante du disque. Le faisceau réfléchi 4 est reçu par des photodiodes A, B, C, D, E et F, les signaux issus de ces photodiodes étant utilisés, entre autres, pour décoder l'information stockée sur le disque optique. Les photodiodes A à F ainsi que la diode laser 2 font partie d'un ensemble optique et mécanique 5 appelé tête de lecture de l'appareil ou, en anglais "optical pick-up", qui ne fait pas l'objet de la

présente invention et ne sera pas décrit davantage.

Les signaux issus des photodiodes A et C sont sommés avant d'être traités. Il en est de même des signaux issus des photodiodes B et D. Ainsi, quatre signaux SO à S3 sortent de la tête de lecture 5 pour être traités et décodés par un circuit de traitement approprié. En l'espèce, les signaux SO à S3 correspondent aux courants circulant dans les photodiodes. Ces courants varient en fonction d'un certain nombre de facteurs comme la réflectivité de la surface du disque (suivant son état de propreté) ou la puissance de la diode

laser émettrice 2.

Des amplificateurs courant/courant à gain fixe 10 à 13 reçoivent les

signaux SO à S3 et sont reliés aux quatre entrées E0 à E3 d'un multiplexeur 15.

La sortie du multiplexeur 15 est reliée à une résistance 16, qui convertit le courant en tension, et à l'entrée d'un convertisseur analogique/numérique 18 qui fournit un signal numérique codé sur 6 bits à un circuit numérique 25 de

traitement et de décodage des signaux issus des photodiodes.

Pour utiliser au maximum la dynamique du convertisseur analogique / numérique 18, et fournir ainsi des signaux de bonne qualité au circuit 25, il est nécessaire que le signal entrant dans le convertisseur ait une amplitude suffisante. Or cette amplitude dépend directement du courant qui est capté par les photodiodes A à F. Suivant le type de tête de lecture qui est utilisé, l'amplitude du signal reçu par le convertisseur analogique/numérique 18 peut varier du simple au quadruple. Ces variations importantes sont corrigées en modifiant la valeur de la résistance 16 en fonction du type de tête de lecture utilisé. Pour cela, lorsque le circuit de traitement des signaux issus de la tête de lecture 5 est réalisé sous forme de circuit intégré, on prévoit une broche sur le circuit pour pouvoir brancher une résistance 16 externe de valeur adaptée à la

tête de lecture.

Cependant, la valeur de la résistance 16 est fixée pour chaque type de tête de lecture donné et ne permet pas de corriger des variations moins importantes mais tout de même significatives du courant issu des photodiodes, variations qui sont dues à l'état de surface du disque optique 1 qui n'est pas uniforme (traces de doigts, etc.) ou aux conditions d'utilisation de l'appareil

(température, luminosité ambiante, etc.).

Pour résoudre ce problème, on a proposé dans l'art antérieur de modifier le courant circulant dans la diode laser 2 en fonction du signal numérique qui est obtenu en sortie du convertisseur analogique/numérique 18 de façon à corriger une diminution du courant issu des photodiodes par une augmentation du courant dans la diode laser et vice versa. Pour cela, le signal numérique issu du convertisseur 18 est transmis à l'entrée d'un convertisseur numérique / analogique 20, le signal analogique 8 résultant de la conversion

servant à commander le courant dans la diode laser 2.

Néanmoins, cette disposition n'est pas satisfaisante pour les raisons suivantes: d'une part, il est nécessaire d'ajouter un convertisseur numérique / analogique 20 ce qui augmente la taille de l'ensemble; d'autre part, les variations du courant dans la diode laser entraînent une diminution significative

de sa durée de vie.

Il est par ailleurs connu d'utiliser dans des chaînes de traitement analogique / numérique un étage d'ajustement de gain afin d'adapter l'amplitude du signal analogique entrant à la dynamique des convertisseurs analogique/numérique utilisés dans la chaîne de traitement. Les figures 2a à 2c illustrent différents moyens d'ajuster le gain d'un amplificateur. Dans ces

figures, les amplificateurs sont contrôlés en tension.

Sur la figure 2a, un signal d'entrée VIN, est appliqué sur l'une des grilles d'un transistor MOSFET bi-grilles 36 dont le drain est relié à une alimentation VDD par l'intermédiaire d'une résistance 34 et dont la source est reliée à la masse. Le drain du transistor 36 est également relié à un amplificateur opérationnel 37 monté en suiveur dont la sortie est connectée à l'entrée d'un convertisseur analogique/numérique 38 lequel fournit un signal numérique à un circuit de traitement numérique 35. Pour ajuster l'amplitude du signal entrant dans le convertisseur 38, on va modifier la transconductance du transistor 36 en venant appliquer sur la deuxième grille du transistor une _ 1 Et tension de commande VcoM1 provenant d'une boucle de retour. La boucle de retour est formée d'un signal numérique sortant du circuit 35 transmis à un convertisseur numérique/analogique 39 dont la sortie est connectée à un amplificateur opérationnel 37' monté en suiveur qui fournit, en sortie, la tension de commande VCOMl. Le problème de ce dispositif est que le gain ne varie pas linéairement en fonction de la tension de commande sur toute la plage

d'ajustement du gain.

Sur la figure 2b, les éléments identiques portent les mêmes références qu'à la figure 2a. Dans ce dispositif, le signal d'entrée VIN2 est appliqué sur une première entrée non inverseuse d'un amplificateur opérationnel 47 dont l'entrée inverseuse est reliée à la masse par

l'intermédiaire d'une résistance 44 et qui comporte une boucle de contre-

réaction reliant sa sortie à son entrée inverseuse par l'intermédiaire d'un transistor MOS 46 monté en triode. Le gain de l'amplificateur est modifié par une tension de commande VCOM2 (prise à la sortie de l'amplificateur opérationnel 37') qui modifie la valeur de la résistance formée par le transistor MOS 46. Ce dispositif, s'il permet d'obtenir une variation plus linéaire du gain,

présente en revanche des problèmes de stabilité dus à la boucle de contre-

réaction formée par le transistor MOS. -

En outre, comme dans le cas de la figure 2a, la tension de commande du gain provient d'un convertisseur numérique / analogique 39 qui occupe une place importante, en particulier lorsque l'ensemble est réalisé sous

forme de circuit intégré.

Dans le troisième cas de la figure 2c, un réseau de résistances 56 est placé dans le chemin de contre-réaction d'un amplificateur 57 qui reçoit le signal d'entrée VIN3. Les résistances 56 peuvent être connectées ou non en parallèles grâce à des commutateurs 59 qui sont commandés directement par

un signal numérique VCOM3 issu du circuit de traitement numérique 35.

L'ajustement du gain est réalisé en connectant plus ou moins de résistances dans le chemin de contre-réaction. Ce dispositif permet, avantageusement par rapport aux deux précédents, de supprimer le convertisseur numérique / analogique 39. Néanmoins, il présente également des problèmes de stabilité

dus à l'existence de la boucle de contre-réaction.

A cause des différents problèmes exposés ci-dessus, les amplificateurs à gain contrôlé de l'art antérieur ne peuvent pas être utilisés de manière satisfaisante dans les chaînes de traitement des signaux SO à S3 de la TYE figure 1 pour ajuster l'amplitude des signaux fournis au multiplexeur 15 et donc

au convertisseur analogique/numérique 18.

L'invention vise à résoudre les différents problèmes qui ont été exposés ci-dessus. A cet effet, elle propose un dispositif amplificateur à gain variable commandé par un signal numérique qui comporte: - un étage d'entrée pour transformer le signal d'entrée en courant d'entrée; - une première série de sources de courant de référence disposées de telle sorte que la somme des courants circulant dans chacune desdites sources de référence soit égale au courant d'entrée; - une deuxième série de sources de courant de sortie dans chacune desquelles est recopié le courant circulant dans les premières sources de référence et qui sont disposées de telle sorte que la somme des courants circulant dans les sources de sortie soit égale au courant de sortie; - un étage de sortie pour transformer le courant de sortie en signal

de sortie.

Selon l'invention, le nombre de sources connectées dans la première et la deuxième série de sources de courant est commandé par le signal

numérique et détermine le gain du dispositif.

Ainsi, le gain du dispositif amplificateur est commandé directement par un signal numérique et comme le dispositif ne comporte pas de boucle de

contre-réaction, il est parfaitement stable.

L'invention concerne également un appareil pour la lecture de disques optiques comportant une diode laser pour émettre un faisceau optique et des photodiodes adaptées à capter le faisceau réfléchi par un disque optique lorsque celui-ci est placé dans l'appareil, les signaux issus des photodiodes étant traités dans des chaînes de traitement avant d'être transmis à un convertisseur analogique/numérique dont la sortie est reliée à un circuit numérique, caractérisé en ce que les chaînes de traitement comportent un dispositif amplificateur à gain variable commandé par un signal numérique issu du circuit tel que celui décrit ci- sessus pour adapter les signaux transmis en entrée du convertisseur analogique/numérique à la dynamique dudit

convertisseur.

Selon un autre aspect de l'invention, le courant circulant dans la diode laser de l'appareil est constant. Ainsi, sa durée de vie s'en trouve prolongée. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à

travers la description suivante de plusieurs modes de réalisation de l'invention

faite en référence aux dessins annexés dans lesquels: - la figure 1, déjà décrite ci-dessus, illustre schématiquement une partie d'un appareil lecteur de disques optiques selon l'art antérieur; - les figures 2a à 2c, également décrites ci-dessus, représentent trois chaînes de traitement analogique / numérique de l'art antérieur comportant un étage d'ajustement de gain; - la figure 3 représente un dispositif amplificateur à gain commandable numériquement selon un premier mode de réalisation de I'invention; - la figure 4 représente un dispositif amplificateur à gain commandable numériquement selon un deuxième mode de réalisation de l'invention; - la figure 5 illustre schématiquement une partie d'un appareil lecteur

de disques optiques mettant en oeuvre l'invention.

Sur la figure 3, on a représenté un amplificateur courant / courant qui reçoit en entrée un courant IIN et qui délivre en sortie un courant IOUT en fonction d'un signal de commande numérique 200. Le courant d'entrée IIN est

appliqué à un miroir de courant formé des transistor MOS à canal N 201 et 202.

Plus précisément, le courant IIN est applique sur le drain du transistor 201 qui est relié à sa grille, elle-même reliée à la grille du transistor 202. Le courant

drain-source du transistor 202 est donc égal à IN.

Une première série de M sources de courant constituées de transistors MOS à canal P T71, T72, T7M est disposée de telle sorte que la somme des courants de ces sources soit égal à IIN. Toutes les grilles des transistors T71 à T7M sont reliées respectivement aux drains des mêmes transistors, qui sont eux-mêmes reliés au drain du transistor 202. Toutes les sources des transistors T71 à T7M sont reliées à une tension d'alimentation Vcc à travers une série d'interrupteurs 171, 172, 17M. Les interrupteurs 171 à 17M sont commandés respectivement par des commandes binaires al, a2, aM élaborées à partir du signal de commande numérique 200 par un circuit logique

de commande 210.

Le courant drain-source du transistor 202 qui est égal à IIN se trouve ainsi divisé entre les M sources de courant. Si tous les interrupteurs 171 à 17M sont fermés, alors le courant source-drain circulant dans chacun des transistors T71 à T7M est égal à IIN/M. Par contre, si seulement deux interrupteurs parmi les M sont fermés, alors le courant circulant dans les transistors correspondants

est égal à IIN/2.

Une deuxième série de N sources de courant constituées de transistors MOS à canal P T81, T82, T8N est disposée en formant un miroir de courant avec la première série de M sources. C'est à dire que toutes les grilles des transistors T8, à T8N sont reliées au point commun des grilles et drains des premiers transistors T71 à T7M. Les sources des transistors T8, à T8N sont reliées à la tension d'alimentation Vcc et les drains des transistors sont reliés chacun à une première borne d'un interrupteur respectif 181, 182, 18N, les deuxièmes bornes de tous les interrupteurs 181 à 18N étant reliées ensemble en formant un noeud auquel est relié un brin 205 fournissant le courant de sortie de l'amplificateur IOUT. Les interrupteurs 181 à 18N sont commandés respectivement par des commandes binaires bl, b2, bN qui sont élaborées à partir du signal de commande numérique 200 par le circuit logique de

commande 210.

Le courant circulant dans les sources de la première série (T71 à T7M), qui seront appelées dans la suite: sources de référence, est recopié dans chacune des sources de la deuxième série, qui seront appelées dans la suite: sources de sortie. Si m interrupteurs commandant les sources de références sont fermés, alors le courant circulant dans chacune des sources de référence est égal à IIN/m, courant qui est recopié dans les sources de sortie. Si on suppose maintenant que n interrupteurs commandant les sources de sortie sont fermés, alors le courant fourni en sortie de l'amplificateur est donné par I'équation (1) suivante: n

IOUT =-X IIN (1)

m En modifiant les nombres m et n de manière judicieuse, on obtient une variation du gain de l'amplificateur. Par rapport aux amplificateurs de l'art antérieur (en particulier ceux exposés aux figures 2b et 2c), l'amplificateur de l'invention ne présente aucun problème de stabilité car il ne comporte aucune

boucle de contre-réaction.

Rappelons que le but de l'amplificateur à gain contrôlé de l'invention est de fournir en sortie un signal d'amplitude quasi constante correspondant à une valeur optimale permettant d'utiliser au mieux la dynamique d'un convertisseur analogique/numérique disposé en sortie de l'amplificateur et ce,

quelque soit l'amplitude du signal d'entrée de l'amplificateur.

Dans l'exemple de la figure 3, il faut donc que le courant de sortie louT soit maintenu quasi constant, quelque soit la valeur de IIN. Si IIN est petit, le gain de l'amplificateur devra être élevé, il faudra donc que n soit supérieur à m (en se reportant à l'équation (1)). Par contre si IIN est grand, le gain de l'amplificateur devra être faible et on choisira n inférieur à m. Le nombre d'interrupteurs fermés parmi les interrupteurs 171 à 17M commandant les sources de référence va donc varier de manière inverse par rapport au nombre d'interrupteurs fermés parmi les interrupteurs 181 à 18N commandant les

sources de sortie.

Par ailleurs, on souhaite avoir un pas quasi constant entre deux valeurs différentes du courant de sortie IOUT obtenues pour deux codes consécutifs du signal numérique de commande 200 lorsque IOUT est proche de sa valeur optimale. Or le pas de variation minimal de IOUT correspond au courant circulant dans une des sources de sortie T8, à T8N, c'est à dire IIN/m, en considérant que m interrupteurs commandant les sources de référence sont fermés. Lorsque le courant d'entrée IIN varie, il est donc possible de modifier m pour maintenir un pas de variation minimal de IOUT quasi constant. Il est en outre important d'avoir un pas de variation faible, en particulier lorsque le

système est proche de l'ajustement optimal du gain.

C'est un avantage de la présente invention que de permettre de contrôler le pas minimum de variation du signal de sortie car dans les dispositifs amplificateurs de l'art antérieur, ce pas dépend bien souvent du procédé de fabrication et n'est pas contrôlable. En particulier, dans l'exemple de la figure 2b, le pas dépend de la variation de la valeur de la résistance formée par le transistor MOS 46 placée dans la boucle de contre-réaction dont

la précision n'est pas toujours satisfaisante.

Nous allons maintenant décrire différents modes de commande des

interrupteurs commandant les sources de référence et les sources de sortie.

_ - -, _i -, I Dans un premier mode de commande, on considère que le signal numérique de commande 200 est un signal codé sur Nc bits. Le nombre n d'interrupteurs fermés parmi les interrupteurs de commande des sources de sortie varie linéairement de 1 à Nc. Le nombre m d'interrupteurs fermés commandant les sources de référence varie en sens inverse de n de Nc à 1 selon la relation suivante: m = Nc - n + 1. Le courant de sortie de l'amplificateur est alors: n IOUT n IIN (2) Nc-n+1 Pour une application donnée de l'amplificateur, on cherche à avoir en sortie un courant IOUT = 10. La valeur du nombre no permettant d'obtenir cette valeur en fonction du courant IIN reçu en entrée est donnée par la relation (3) suivante: no =(Nc+ 1)o10 (3) IIN + i0 Sachant que le nombre no doit être un entier naturel, on prendra la partie entière du nombre donné par la relation (3). On adaptera donc en conséquence le nombre de bits Nc de la commande en fonction de la dynamique du courant d'entrée 'IN, suivant la précision que l'on souhaite obtenir. La variation du courant de sortie en fonction du code n de commande est donnée par la relation (4) suivante: dlouT IIN(Nc + 1) dn (Nc- n + 1)2 4) Pour une valeur de courant de sortie souhaitée lOUT = 10, le pas de variation du courant de sortie en fonction du courant d'entrée, calculé en remplaçant n dans la relation (4) par la valeur no donnée par la relation (3), est donc: dlo (IIN + 10o)2

= (5)

dn IIN(Nc + 1) D'après des calculs effectués par l'inventeur, en choisissant Nc = 6 bits et o10 égal à 1, lorsque le signal IN varie de 20 dB à +20 dB par rapport à 1o (c'est à dire de 0,01 à 100), le pas de variation du courant de sortie reste limité

à 2 dB maximum.

Dans un deuxième mode de commande, on utilise un signal de commande numérique 200 codé sur 6 bits c'est à dire qui peut prendre 64 valeurs différentes. Les sources de références sont au nombre de 64 (M=64) et la commande des interrupteurs 171 à 17M est faite de manière thermométrique c'est à dire en diminuant le nombre d'interrupteurs fermés de 1 lorsque le code reçu augmente de 1. Lorsque le code "0" est reçu, toutes les sources de référence sont connectées (tous les interrupteurs 17x sont fermés) et lorsque le code 63 est reçu, une seule source de référence est connectée (seul

l'interrupteur 171 est fermé).

Les sources de sortie en revanche sont au nombre de 6 (N=6), chacune étant commandée par un des bits du signal de commande 200, et on utilise des sources dont la taille est pondérée en fonction du poids du bit de commande. C'est à dire que l'on utilise, pour réaliser les sources de sortie, des transistors MOS T81 à T8N dont la largeur de canal W/L (W et L étant des grandeurs caractéristiques de la largeur et de la longueur de grille d'un transistor MOS) varie en fonction du poids du bit de commande. Le courant traversant un transistor MOS étant proportionnel à la largeur de son canal, le courant circulant dans chaque source Tsx sera donc égal à: 2xlIN/m, en considérant que IIN/m est le courant circulant dans les sources de référence, ce qui peut être résumé par le tableau 1 suivant: Source T8| T 82 T83 T84 T85 T86 Courant lIN/m 2 IN/m 4 liN/m 8 IiN/m 16 IIN/m 32 IIN/m

Tableau 1

Finalement, la stratégie de commande des sources de référence et de sortie en fonction du code reçu dans le signal 200 peut être résumée dans le tableau 2 suivant dans lequel les commandes binaire al à aM et bl à bN prennent la valeur "1" lorsque l'interrupteur qu'elles commandent doit être

fermé et la valeur "0" lorsque l'interrupteur doit être ouvert.

Code Commande sources de référence Commande sources de sortie reçu a64a63... a3 a2 al b6... b3 b2 bl lOUT = f(IIN)

0 1 1... 1 1 1 O0... O O O 0

1 0 1. 1 1 1 O... 0 0 1 IIN/63

2 0 0._ II1 1 10... 0 1 0 (IIN/62)X2

3 0 01... 11 1... 1 1 (IIN/61)X3

_... .._.... _,.. ........ ...

61 0 O... 1 1 1... 1 0 1 (IIN/3)X61

62 0 0... 0 1 1 1... I 1 0 (11N2)X62

63 0O 0... i 11 ... 1 1 INX63

ITableau 2

Il va de soit que les codes les plus grands seront utilisés lorsque IIN est le plus faible et doit par conséquent être amplifié tandis que les codes les plus petits seront utilisés lorsque 'IN est grand, le code "0" n'étant, en pratique,

pas utilisé.

D'autres modes de commande peuvent encore être envisagés.

Notamment, on peut réduire le nombre de sources de référence pour minimiser la surface du circuit et simplifier la commande. On peut également prévoir qu'un certain nombre de sources de référence restent toujours connectées. Il s'agit en pratique de trouver un compromis entre les spécifications attendues du circuit (courant IOUT attendu en sortie, pas maximum autorisé de variation du courant de sortie,...) et la taille du circuit en fonction de la dynamique du

courant d'entrée.

L'amplificateur qui vient d'être décrit en liaison avec la figure 3 est un amplificateur courant/courant mais le principe de l'invention peut tout à fait être appliqué à un amplificateur tension/tension. Sur la figure 4, on a représenté un tel amplificateur qui reçoit une tension d'entrée VIN et qui fournit en sortie une tension VOUT qui est fonction d'un signal de commande numérique 200. Tous les éléments identiques à ceux de la figure 3 portent des références identiques et ne seront pas décrits davantage. Seuls les étages d'entrée et de sortie

diffèrent de ceux de la figure 3.

[i T- Il La tension VIN est appliquée à l'entrée non inverseuse d'un amplificateur opérationnel 203. La sortie de l'amplificateur est reliée à la grille d'un transistor MOS à canal N 204 tandis que son entrée inverseuse est reliée à la source du transistor 204 et à la première borne d'une résistance 206 dont la deuxième borne est reliée à la masse. La tension VIN se retrouve donc aux bornes de la résistance 206 qui est parcourue par un courant l'IN proportionnel à VIN, ce courant l'IN étant également égal au courant drain-source du transistor 204. Ce transistor 204 joue le même rôle que le transistor 202 de

l'amplificateur représenté à la figure 3.

En sortie, le courant l'OUT traverse une résistance 207 dont une borne est reliée à la masse pour fournir, sur l'autre borne de la résistance, la tension de sortie VOUT. Pour le reste, le fonctionnement de l'amplificateur de la

figure 4 est identique à celui de la figure 3.

Sur la figure 5, on a représenté une partie d'un dispositif lecteur de disques optiques qui incorpore de manière avantageuse l'amplificateur qui a été décrit à la figure 3. Les éléments similaires à ceux de la figure 1 qui a déjà

été décrite portent les mêmes références et ne seront pas décrits à nouveau.

La tête de lecture 5 fournit quatre signaux S'0, S'1, S'2 et S'3 qui correspondent aux courants issus des photodiodes A à F. Ces signaux sont traités dans quatre chaînes de traitement identiques qui aboutissent aux quatre entrées E'0, E'1, E'2 et E'3 d'un multiplexeur 115. Les chaînes de traitement comportent chacune un amplificateur courant/courant à gain fixe 110 à 113, suivi d'un amplificateur à gain contrôlé 30 à 33 tel que celui qui a été décrit à la figure 3, un circuit 40 à 43 contrôlant l'offset du signal disposé en sortie de l'amplificateur à gain contrôlé, une résistance 50 à 53 permettant de convertir le courant en tension pour l'appliquer à un amplificateur opérationnel 60 à 63 monté en suiveur dont la sortie est reliée à l'entrée E'0 à E'3 du multiplexeur 115. La sortie du multiplexeur 115, qui est un signal de tension, est transmise à I'entrée d'un convertisseur analogique/numerique 118 qui fournit un signal numérique codé sur 6 bits à un circuit numérique 125 de traitement et de

décodage des signaux issus des photodiodes.

Les amplificateurs opérationnels 60 à 63 disposés à la fin des chaînes de traitement des signaux S'0 à S'3 jouent le rôle de tampons pour éviter des mélanges, ou "cross-talk" en anglais, entre les voies du multiplexeur 115. On notera que, par rapport au dispositif de l'art antérieur représenté à la figure 1, la transformation courant/tension des signaux S'0 à S'3 est effectuée avant le multiplexage des signaux. En effet, comme les amplificateurs à gain variables 30-33 permettent de modifier l'amplitude des signaux directement dans la chaîne de traitement, il n'est plus nécessaire de prévoir une résistance externe dont la valeur est choisie suivant le type de tête de lecture. Ceci présente plusieurs avantages: d'une part, cela limite le nombre de références de résistances nécessaires à la fabrication du dispositif, d'autre part cela limite le bruit dans le signal par rapport à la solution dans laquelle la résistance est externe, ce bruit étant créé par la différence de potentiels de masse existant

entre la masse interne du circuit et la masse externe.

Les amplificateurs à gain contrôlé 30-33 permettent à la fois de corriger les variations d'amplitudes des signaux S'0-S'3 dues aux différents types de têtes de lectures utilisés et celles dues à l'état de surface du disque optique 1 ou à d'autres facteurs. Comme les amplificateurs 30-33 sont contrôlés directement par un signal de commande numérique 108, élaboré par le circuit 125 en fonction du signal reçu du convertisseur analogique/numérique 118, il n'est plus nécessaire de prévoir un convertisseur numérique / analogique supplémentaire et en outre, il n'est plus nécessaire de faire varier le courant dans la diode laser 2. Le circuit est donc moins encombrant et la diode laser 2 dont le courant est maintenu constant a une durée de vie plus longue

que dans l'art antérieur.

Bien entendu, I'invention n'est pas limitée aux modes de réalisation qui ont été décrits ci-dessus et englobe toutes variantes. En particulier, I'amplificateur à gain contrôlé numériquement qui a été décrit à la figure 3 peut être utilisé dans d'autres applications que le circuit de traitement des signaux issus d'une tête de lecture de lecteur de disques optiques. Notamment, il peut être utilisé dans le traitement de signaux vidéo ou de signaux audio issus de synthoniseurs.

Claims (1)

REVENDICATIONS 1. Dispositif amplificateur à gain variable commandé par un signal numérique (200), caractérisé en ce qu'il comporte: - un étage d'entrée (201, 202, 203, 204, 206) pour transformer le signal d'entrée (IIN, VIN) en courant d'entrée (IN, I'IN); - une première série de sources de courant (T71, T72, T7N) de référence disposées de telle sorte que la somme des courants circulant dans chacune desdites sources de référence soit égale au courant d'entrée (lIN. I'IN); - une deuxième série de sources de courant (T81, T82, T8M) de sortie dans chacune desquelles est recopié le courant circulant dans les premières sources de référence et qui sont disposées de telle sorte que la somme des courants circulant dans les sources de sortie soit égale au courant de sortie (louT, OUT); - un étage de sortie (205, 207) pour transformer le courant de sortie (IOUT, I'OUT) en signal de sortie (louT, VOUT); dans lequel le nombre de sources connectées dans la première (T71, T72, T7N) et la deuxième (T81, T82, T8M) série de sources de courant est commandé par le signal numérique (200) et détermine le gain du dispositif. 2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte en outre des interrupteurs (171, 172, 17M; 181, 182, 18N) disposés en série avec les sources de courant de référence et de sortie, I'ouverture et la fermeture des interrupteurs étant commandée par des commandes binaires (al, a2, aM; bl, b2, bN) élaborées par un circuit logique de commande (210) à partir du signal numérique (200). 3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que les sources de courant de référence comprennent des transistors MOS à canal P (T71, T72, T7N) dont toutes les grilles et tous les drains sont reliés ensemble et dont les sources sont reliées aux interrupteurs de commande (171, 172, 17M), les sources de courant de sortie comprenant des transistors MOS à canal P (T81, T82, T8M) dont toutes les grilles sont reliées ensemble et au point commun des grilles et des drains des sources de référence et dont les sources sont reliées aux interrupteurs de commande (181, 182, 18N). 4. Dispositif selon l'une des revendications 2 ou 3, caractérisé en ce que le nombre (m) d'interrupteurs fermés parmi ceux commandant les sources de courant de référence est inversement proportionnel au nombre (n) d'interrupteurs fermés parmi ceux commandant les sources de courant de sortie. 5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que le signal numérique de commande (200) étant codé sur Nc bits, le nombre n d'interrupteurs fermés parmi ceux commandant les sources de courant de sortie varie de 1 à Nc tandis que le nombre m d'interrupteurs fermés parmi ceux commandant les sources de courant de référence varie de Nc à 1 selon la relation m = Nc-n+1. 6. Dispositif selon l'une des revendications 2 ou 3, caractérisé en ce que les sources de courant de sortie sont commandées chacune par un bit du signal numérique de commande (200), la taille des sources étant pondérée en fonction du poids du bit du signal de commande. 7. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que le signal numérique de commande (200) est codé sur 6 bits, la première série de sources de courant de référence comprend 64 sources de même taille et en ce que la deuxième série de sources de sortie comprend 6 sources de tailles pondérées par le poids du bit du signal de commande. 8. Appareil pour la lecture de disques optiques comportant une diode laser (2) pour émettre un faisceau optique (3) et des photodiodes (A-F) adaptées à capter le faisceau réfléchi par un disque optique (1) lorsque celui-ci est placé dans l'appareil, les signaux issus des photodiodes étant traités dans des chaînes de traitement avant d'être transmis à un convertisseur analogique/numérique (118) dont la sortie est reliée à un circuit (25) numérique, caractérisé en ce que les chaînes de traitement comportent un dispositif amplificateur à gain variable commandé par un signal numérique issu du circuit (25) selon l'une des revendications précédentes pour adapter les signaux transmis en entrée du convertisseur analogique/numérique (118) à la dynamique dudit convertisseur. [i_'- -'- T F 9. Appareil selon la revendication 8, caractérisé en ce que le courant circulant dans la diode laser (2) est constant.

1. i Il