FR2811831A1

FR2811831A1 - Procede et dispositif de conversion analogique/numerique

Info

Publication number: FR2811831A1
Application number: FR0009315A
Authority: FR
Inventors: Schendel Laure Van; Pierre Force
Original assignee: Matra Nortel Communications SAS
Current assignee: Apple Inc
Priority date: 2000-07-17
Filing date: 2000-07-17
Publication date: 2002-01-18
Anticipated expiration: 2020-07-17
Also published as: US6940442B2; US20040012513A1; AU2001277592A1; FR2811831B1; WO2002007320A1

Abstract

L'invention propose un proc ed e et un dispositif de conversion analogique/ num erique d'un signal de radiocommunication (S) à l'aide d'un convertisseur analogique/ num erique (16) pr ec ed e d'un amplificateur à gain variable (15), la bande de fr equence du signal converti contenant au moins un canal utile, consistant à commander la valeur du gain de l'amplificateur (15) de manière que la puissance dans la bande de fr equence du signal converti soit inf erieure à une valeur limite de saturation du convertisseur analogique/ num erique et que la puissance dans le canal utile soit sensiblement egale à un niveau moyen de puissance ayant une première valeur pr ed etermin ee en cas de propagation statique dans le canal utile ou une seconde valeur pr ed etermin ee, diff erente de ladite première valeur pr ed etermin ee, en cas de propagation dynamique dans le canal utile.

Description

PROCEDE ET DISPOSITIF DE CONVERSION ANALOGIQUE/NUMERIQUE

La présente invention concerne un procédé de conversion analogique/numérique d'un signal de radiocommunication, à l'aide d'un

convertisseur analogique/numérique précédé d'un amplificateur à gain variable.

Le signal converti a une bande de fréquence déterminée contenant au moins un canal utile, parmi en général plusieurs canaux différents. Un canal utile est la bande de fréquence de largeur minimale permettant de récupérer un signal utile. L'invention trouve des applications dans les récepteurs radiofréquence, tels qu'on en trouve par exemple dans les équipements fixes (stations de base) ou les équipements mobiles (terminaux portables) des systèmes de radiocommunication. Dans une telle application, le signal considéré est un signal radiofréquence tel qu'une porteuse modulée en phase et/ou en amplitude, ou un signal résultant de la transposition d'un tel signal à une fréquence intermédiaire ou en bande de base. Le signal utile contient des informations codant de la voix et/ou des données et/ou des informations de signalisation. Dans les récepteurs de l'état de la technique, la bande de fréquence du signal converti correspond au canal utile. A cet effet, le signal radiofréquence reçu sur une antenne de réception est filtré, en général après transposition à une fréquence intermédiaire ou en bande de base, au moyen d'un filtre disposé

dans la chaîne de réception en amont du convertisseur analogique/numérique.

De la sorte, celui-ci ne convertit que l'énergie du signal dans le canal utile.

Lorsque le récepteur est un récepteur multi-canaux, des moyens de sélection de canal, comprenant un filtre sélectif, permettent de sélectionner le canal utile parmi une pluralité de canaux différents. De manière connue en soi, un amplificateur à gain variable peut précéder le convertisseur analogique/numérique dans la chaîne de réception, afin d'ajuster le niveau de puissance dans le canal utile à la dynamique d'entrée en puissance du convertisseur. Ceci est obtenu grâce à des moyens de contrôle automatique de

gain appropriés.

On tente actuellement de disposer le convertisseur analogique/numérique plus près de l'antenne de réception, et notamment en amont des moyens de sélection de canal. De ce fait, le signal converti par le convertisseur analogique/numérique a une bande de fréquence déterminée contenant au moins un canal utile, parmi en général plusieurs canaux différents. La largeur de la bande de fréquence du signal converti, ou bande convertie, est alors supérieure à celle du canal utile. Cette bande convertie est

déterminée par les filtres (analogiques) disposés en amont du convertisseur.

Les moyens de sélection de canal, disposés en aval du convertisseur analogique/numérique dans la chaîne de réception, comprennent alors un mixeur et un ou plusieurs filtres numériques pour sélectionner le canal utile,

avant démodulation numérique et décodage.

Or, la puissance du signal radiofréquence reçu sur l'antenne de réception varie dans le temps. Ces variations peuvent être dues à l'apparition ou la disparition d'obstacles entre l'émetteur et le récepteur, à l'apparition ou la disparition d'autres signaux dans la bande de fréquence occupée par le signal, ou au " fading " lorsqu'il y a un mouvement relatif du récepteur par rapport à l'un des émetteurs. On parle de propagation de type dynamique dans un canal lorsqu'il y a un mouvement relatif du récepteur par rapport à l'émetteur correspondant, et de propagation de type statique dans le cas contraire. Le v fading est important quand la fréquence doppler f0 x- est importante, o fo est c la fréquence centrale du canal, v est la vitesse relative du récepteur par rapport à l'émetteur et c est la vitesse de la lumière. On note que lorsque le signal dans un canal se trouve dans un " trou de fading " sa puissance peut devenir très faible. La diminution de puissance du signal dans un " trou de fading " est de courte durée. En fait, plus le " trou de fading " est de courte durée, et plus la

puissance du signal est faible dans le " trou de fading ".

De plus, la dynamique d'entrée en puissance du convertisseur

analogique/numérique est limitée vers le haut par une valeur limite haute au-

delà de laquelle le convertisseur est saturé, et vers le bas par une valeur limite basse en dessous de laquelle le signal ne peut plus être distingué du bruit introduit par le convertisseur. On parle de valeur de saturation pour désigner ladite valeur limite haute, et de plancher de bruit pour désigner ladite valeur limite basse. Par convention, les niveaux de puissance souhaités et valeurs de puissance moyenne indiqués dans la suite de ce document peuvent être

exprimés en décibels (dB), par rapport au plancher de bruit du convertisseur.

En outre, tout système de radiocommunication respecte des spécifications qui déterminent la sensibilité et la réjection du système vis à vis du canal utile, en fonction du type de propagation dans ce canal. La sensibilité du système correspond au niveau de puissance minimum du signal dans le

canal utile (rapport signal sur bruit), auquel le système doit encore fonctionner.

La réjection du système correspond au niveau de puissance maximum qui doit être toléré par le système à l'intérieur de la bande convertie, dans les canaux voisins du canal utile. La sensibilité dans le cas statique est inférieure à la sensibilité dans le cas dynamique, et la réjection dans le cas statique est supérieure à la réjection dans le cas dynamique. Dans un exemple, la sensibilité dynamique est égale à 15 dB au dessus du plancher de bruit du convertisseur, et la réjection dynamique est égale à 45 dB. De plus, la sensibilité statique est égale à 7 dB au-dessus du plancher de bruit du convertisseur et la réjection statique est égale à 70 dB. La dynamique d'entrée en puissance du convertisseur qui est nécessaire est donc égale à 60 dB dans le cas dynamique, à 77 dB dans le cas statique, et donc à 85 dB pour couvrir à la fois le cas statique et le cas dynamique si le niveau de signal utile est fixé au même niveau dans les deux cas. A raison de 6 dB par digit, il faut donc un

convertisseur fonctionnant sur 15 bits en sortie.

Un objet de la présente invention est de proposer un procédé et un dispositif qui permettent d'utiliser un convertisseur fonctionnant sur un plus petit

nombre de bits en sortie, et qui soit donc moins cher.

A cet effet, I'invention propose un procédé de conversion analogique/numérique d'un signal de radiocommunication à l'aide d'un convertisseur analogique/numérique précédé d'un amplificateur à gain variable, la bande de fréquence du signal converti contenant au moins un canal utile, le procédé consistant à commander la valeur du gain de l'amplificateur de manière que la puissance dans la bande de fréquence du signal converti soit inférieure à une valeur limite de saturation du convertisseur analogique/numérique et que la puissance dans le canal utile soit sensiblement égale à un niveau moyen de puissance ayant une première valeur prédéterminée en cas de propagation statique dans le canal utile ou une seconde valeur prédéterminée, différente de ladite première valeur

prédéterminée, en cas de propagation dynamique dans le canal utile.

En distinguant le cas statique du cas dynamique, il est possible de diminuer la dynamique d'entrée en puissance du convertisseur. Ainsi, en reprenant les valeurs de l'exemple ci-dessus, on peut commander les valeurs du gain de l'amplificateur de manière que la puissance dans le canal utile soit sensiblement égale à 7 dB au-dessus du plancher de bruit du convertisseur dans le cas statique, et à 15 dB au-dessus du plancher de bruit du convertisseur dans le cas dynamique. De cette façon, la dynamique d'entrée en puissance du convertisseur qui est nécessaire pour couvrir les deux cas est égale à 77 dB. On peut donc se contenter d'un convertisseur fonctionnant sur 13 bits en sortie, beaucoup moins cher qu'un convertisseur fonctionnant sur 15

bits en sortie.

L'invention propose également un dispositif de conversion analogique/numérique d'un signal de radiocommunication dont la bande de fréquence contient au moins un canal utile, comprenant un convertisseur analogique/numérique précédé d'un amplificateur à gain variable, et des moyens pour commander la valeur du gain de l'amplificateur de manière que la puissance dans la bande de fréquence du signal converti soit inférieure à une valeur limite de saturation du convertisseur analogique/numérique et que la puissance dans le canal utile soit sensiblement égale à un niveau moyen de puissance souhaité dans le canal utile ayant une première valeur prédéterminée en cas de propagation statique dans le canal utile ou une seconde valeur prédéterminée, différente de ladite première valeur

prédéterminée, en cas de propagation dynamique dans le canal utile.

L'invention propose encore un récepteur de radiocommunication

radiofréquence incorporant un tel dispositif.

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront encore

à la lecture de la description qui va suivre. Celle-ci est purement illustrative et

doit être lue en regard des dessins annexés, sur lesquels on a représenté: - à la figure 1: le schéma simplifié d'un récepteur de radiocommunication radiofréquence incorporant un dispositif selon l'invention - à la figure 2: le schéma d'une unité de mesure de la puissance dans la bande convertie ou dans le canal utile; - à la figure 3: une courbe illustrant l'évolution au cours du temps de la puissance du signal dans un canal utile; - à la figure 4: un organigramme des étapes du procédé selon l'invention;

- à la figure 5 et à la figure 6: des organigrammes détaillant des sous-

étapes respectivement d'une étape de détermination du type de propagation dans le canal utile et d'une étape de détermination d'un "trou de fading" du

signal dans le canal utile.

A la figure 1, on a représenté le schéma d'un récepteur radiofréquence incorporant un dispositif selon l'invention. Le récepteur comprend une antenne de réception 10 reliée à l'entrée d'un amplificateur radiofréquence 11 qui délivre en sortie un signal radiofréquence RF. II s'agit par exemple d'un signal modulé en phase et/ou en amplitude. Dans un exemple, le spectre du signal RF est compris dans la bande 380-500 Mhz. Il comprend plusieurs canaux

distincts qui sont, par exemple, tous de même largeur.

Le signal RF est porté sur une première entrée d'un premier mélangeur 12a. Une seconde entrée du mélangeur 12a reçoit un signal à une fréquence fLO1 inférieure à la fréquence du signal RF, délivré par un premier oscillateur local 13a. Dans un exemple, la fréquence fLO1 est égale à 154 Mhz. Le mélangeur 12a délivre en sortie un signal IF1 qui correspond au signal RF transposé à la fréquence intermédiaire fLO1. Le signal IF1 est filtré au moyen d'un premier filtre passe-bande 14a. La sortie du filtre 14a est reliée à une première entrée d'un second mélangeur 12b. Une seconde entrée du mélangeur 12b reçoit un signal à une fréquence fLO2 inférieure à la fréquence fLO1 du signal IF1, délivré par un second oscillateur local 13b. Dans un exemple, la fréquence fLO2 est égale à 500 Khz. Le mélangeur 12a délivre en sortie un signal IF2 qui correspond au signal RF transposé à la fréquence

intermédiaire fLO2. Le signal IF2 est filtré au moyen d'un second filtre passe-

bande 14b. Le signal IF2 ainsi filtré correspond au signal de

radiocommunication S selon l'invention.

Le dispositif selon l'invention comprend un amplificateur à gain variable dont l'entrée est reliée à la sortie du filtre 14b pour recevoir le signal S, et dont la sortie délivre le signal S amplifié. Le dispositif comprend en outre un convertisseur analogique/numérique 16 dont l'entrée est reliée à la sortie de I'amplificateur 15 pour recevoir le signal S amplifié et dont la sortie délivre des valeurs instantanées discrètes ou échantillons Sn de ce signal. La fréquence d'échantillonnage fe du convertisseur 16 est par exemple égale à 2 Mhz,

respectant la condition de Shannon.

En effet, en raison de la bande passante des filtres passe-bande 14a et 14b, la bande de fréquence du signal S, appelée bande convertie, est large d'environ 150 KHz. Dit autrement, on suppose que la réfection, en termes de puissance, est suffisamment importante en dehors de cette bande pour que l'on puisse négliger les composantes spectrales du signal S en dehors de cette bande. De plus elle est centrée sur la fréquence 500 KHz. Dans un exemple, on considère qu'un canal utile compris dans la bande convertie est centré sur la fréquence 450 KHz. La bande convertie comprenant plusieurs canaux tel que le canal utile, la largeur de bande de ce canal est inférieure à celle de la

bande convertie.

Le dispositif comprend une unité 18 de mesure de la puissance dans la bande convertie, dont l'entrée reçoit les échantillons Sn, éventuellement mais non nécessairement à travers un filtre numérique 17 dont la bande passante correspond à la largeur de la bande convertie. Le dispositif comprend aussi une unité 20 de mesure de la puissance dans le canal utile, dont l'entrée reçoit les échantillons Sn à travers un module 19 de sélection de canal. Le module 19 comprend des moyens de transposition numérique, pour ramener le canal utile en bande de base. Dans l'exemple, ces moyens comprennent un mixeur numérique permettant de transposer la bande convertie de manière qu'elle soit centrée sur 50 Khz. Le canal utile est alors centré sur 0 Hz. Le module 19 comprend également des moyens numériques de filtrage passe-bas permettant d'isoler les composantes du signal utile. Les échantillons S'n délivrés en sortie du module 19 sont également transmis à la partie avale 23 du récepteur radiofréquence, qui est ici globalement représenté par un cadre. Cette partie avale 23 comprend notamment les moyens de démodulation et de décodage du signal utile, qui permettent d'extraire les données transmises dans le signal utile. Les unités 18 et 20 produisent respectivement des valeurs PB de la puissance dans la bande convertie et des valeurs PC de la puissance dans le canal utile, qui sont fournies en entrée d'une unité de gestion 21 du dispositif. De préférence, le dispositif comprend, par exemple dans les unités de mesure de puissance 18 et 20, des moyens pour compenser la différence de retard dans la transmission des valeurs PB et PC dû à la différence des trajets empruntés. Ceci permet de délivrer en entrée de l'unité 21 des valeurs de la puissance dans la bande convertie et dans le canal utile se rapportant à des échantillons Sn identiques. L'unité de gestion 21 comprend des moyens pour la mise en oeuvre d'un procédé selon l'invention, et délivre en sortie un signal de commande d'un module 22 de contrôle automatique de gain. Le module 22 produit un signal analogique qui est porté sur une entrée de commande de gain de l'amplificateur à gain variable 15, afin de commander le gain de cet

amplificateur de la manière qui va maintenant être décrite.

Le gain de l'amplificateur est commandé de préférence en fonction de valeurs de la puissance moyenne dans la bande convertie et/ou dans le canal utile, afin pour le dispositif de ne pas être trop sensible aux légères fluctuations de la puissance du signal reçu. En effet, la prise en compte de valeurs de la puissance instantanée donnerait lieu à des changements du gain de l'amplificateur qui pourraient se révéler intempestifs en ce sens qu'ils risqueraient de déstabiliser la chaîne de réception. Les valeurs de la puissance moyenne sont calculées sur une fenêtre temporelle déterminée. Plus cette fenêtre temporelle est grande, et moins le dispositif est sensible aux fluctuations de la puissance du signal reçu. D'un autre point de vue, la mesure de la puissance moyenne du signal n'est alors disponible qu'après l'expiration de cette fenêtre temporelle. Ce délai peut être pénalisant dans certains cas, notamment à la mise en route du récepteur. En effet, il occasionne un retard dans le réglage de la chaîne de réception qui a lieu dans une phase

d'initialisation du récepteur.

C'est pourquoi, selon une caractéristique avantageuse de l'invention, les unités 18 et 20 produisent chacun N suites de valeurs, notées P1n à PNn dans la suite, de la puissance moyenne respectivement dans la bande convertie (valeurs PB précitées) et dans le canal utile (valeurs PC précitées), o N est un nombre entier, les valeurs de ces suites étant calculées sur des fenêtres temporelles de largeur respective croissantes. Dans un exemple, N est égal à 5. A la figure 2, on a représenté le schéma simplifié d'une unité de mesure de puissance tel que l'unité 18 ou l'unité 20 précitées. Dans la suite, les termes "signal d'entrée" utilisés en référence aux unités 18 et 20 désignent le signal correspondant respectivement aux suites d'échantillons Sn et S'n fournis en entrée des unités 18 et 20, c'est à dire les échantillons du signal dans la bande convertie et dans le canal utile respectivement. Pour l'unité 18, les suites de valeurs P1 n à PNn correspondent aux valeurs de la puissance dans la bande convertie indiquées globalement par la référence PB à la figure 1, alors que pour l'unité 20, les valeurs P1n à PNn correspondent aux valeurs de la puissance dans le canal utile indiquées globalement par la référence PC à la

figure 1. La description d'une unité de mesure de puissance qui va suivre en

référence à la figure 2, concerne l'exemple de l'unité 18 recevant la suite d'échantillons Sn comme signal d'entrée. Sachant que l'unité 20 est identique à

l'unité 18, cette description vaut également, moyennant les adaptations de

notation nécessaires, pour l'unité 20 recevant la suite d'échantillons S'n comme

signal d'entrée.

L'unité de mesure de puissance de la figure 2 comprend éventuellement un module de sous-échantillonnage 101, qui réalise un sous-échantillonnage des échantillons du signal d'entrée, à une fréquence de souséchantillonnage fse qui est un sous-multiple de la fréquence d'échantillonnage fe. Dans un exemple, fse = fe/125, en sorte qu'un échantillon Sn sur 125 est transmis par le module 101. Les valeurs des échantillons Sn sont par exemple codées sur p

bits, o p est un nombre entier.

L'unité comporte en outre un module 102 de calcul de puissance instantanée recevant en entrée la suite de valeurs Sn. Ce module a pour fonction de produire une suite de valeurs Pn de la puissance instantanée du signal d'entrée, à partir de la suite de valeurs Sn. Les valeurs Sn pouvant s'écrire sous la forme d'un nombre imaginaire Sn = Sin + i.SQn, o Sin et SQn sont des nombres réels et o i2 = -_ 1, les valeurs Pn sont obtenues successivement à partir des valeurs Sn successives en effectuant pour chacune le calcul Pn=S2In + S2Qn. Les valeurs Pn sont donc codées sur 2p bits. L'unité comporte encore, selon l'invention, N modules de calcul de puissance moyenne disposés en cascade, o N est un nombre entier. Chacun de ces modules, référencés 1031 à 103N à la figure 1, permet de produire en continu des suites de valeurs respectivement P1n à PNn de la puissance moyenne du signal d'entrée, calculées sur des fenêtres temporelles respectives croissantes, à partir directement ou indirectement des valeurs Pn de la suite de valeurs de la puissance instantanée du signal d'entrée. Les modules 1031 à 103N sont appelés dans la suite modules de calcul de puissance moyenne de niveau 1 à N respectivement. Ce sont des modules

synchrones.

Le module 1031 de calcul de puissance moyenne de niveau 1 comprend un registre mémoire 1041, ainsi qu'un compteur C1 (non représenté) comptant jusqu'à N1, o N1 est un nombre entier tel que N1 >2, et des moyens de remise à zéro du registre 1041 et du compteur C1 (également non représentés). Il comprend en outre des moyens d'addition 1051, dont une première entrée est couplée à la sortie du circuit 102 de calcul de puissance instantanée pour recevoir les valeurs Pn de la puissance instantanée du signal d'entrée, dont une seconde entrée est couplée à une sortie du registre 1041 pour recevoir la valeur courante stockée dans ce registre, et dont la sortie est couplée à l'entrée dudit registre 1041. A chaque réception d'une nouvelle valeur Pn, les moyens d'addition 1051 produisent une valeur égale à la somme de ladite valeur Pn et de ladite valeur courante stockée dans le registre 1041 cette valeur somme étant alors stockée dans le registre 1041 à la place de ladite valeur courante. Dit autrement, les moyens ci-dessus du module 1031 forment un registre accumulateur. Un tel registre est de structure très simple et requiert peu d'espace mémoire, puisque le registre 1041 doit avoir une longueur lui permettant de stocker le résultat de l'addition de N1 mots de 2p

bits, c'est à dire égale à 2p+N1 seulement.

Le module 1031 de calcul de la puissance moyenne de niveau 1 délivre en sortie une suite de valeurs P1n qui sont successivement obtenues par exemple en faisant une moyenne sur N1 valeurs Pn successives de la puissance instantanée du signal d'entrée. De préférence, il s'agit d'une moyenne arithmétique, qui est la plus simple à mettre en oeuvre car elle ne nécessite qu'une seule étape complexe de division par N1. A cet effet, le compteur est incrémenté de une unité à chaque réception d'une nouvelle valeur Pn et mise à jour correspondante de la valeur stockée dans le registre 1041. Lorsque le compteur atteint la valeur N1, la valeur stockée dans le registre 1041 est divisée par Ni pour faire une moyenne arithmétique des N1 dernières valeurs successives Pn de la puissance instantanée du signal d'entrée reçues en entrée du module 1031. On produit ainsi une valeur P1n de la puissance moyenne de niveau 1 du signal d'entrée. Par ailleurs, la valeur du compteur C1 et la valeur stockée dans le registre 1041 sont remises à zéro. De préférence, le nombre entier N1 est une puissance entière de 2, c'est à dire qu'il existe un nombre entier non nul k1 tel que N1 = 2k1. Ceci permet de simplifier l'étape de division par N1 puisqu'il suffit alors d'éliminer les N1 bits de poids faible de la valeur stockée dans le registre 1041 pour produire la valeur P1n. Chaque circuit 103j de calcul de la puissance moyenne de niveau j, o j est un indice tel que 2 <j < N, produit une j-ième suite de valeurs Pjn de la puissance moyenne de niveau j du signal d'entrée à partir de Nj valeurs de la j-1-ième suite de valeurs Pj-ln de la puissance moyenne de niveau j-1 du signal d'entrée, o Nj est un nombre entier tel que Nj > 2. Il faut distinguer entre le dernier module 103N (pour lequel j = N) et les autres modules 103j (pour

lequel 2 < j < N).

Pour les valeurs de j telles que 2 < j < N, les valeurs de la j-ième suite de valeurs Pjn de la puissance moyenne du signal d'entrée sont obtenues successivement en faisant une moyenne sur des Nj-uplets successifs de valeurs successives de la j-1-ième suite de valeurs Pjin de la puissance moyenne de niveau j-1 (niveau juste inférieur) du signal d'entrée. De préférence, il s'agit d'une moyenne arithmétique, qui est la plus simple à mettre en oeuvre car elle nécessite peu de calculs complexes. A cet effet, chaque module 103j de calcul de la puissance moyenne de niveau j peut avoir la même structure que le module 1031 de calcul de la puissance moyenne de niveau 1 décrit ci-dessus, avec un compteur Cj

comptant jusqu'à Nj.

Néanmoins, dans un exemple de réalisation préféré, chaque module 103j de calcul de la puissance moyenne de niveau j comprend, à la place du registre mémoire 1041 du module 1031, un registre à décalage 104j de longueur Nj c'est à dire comportant Nj registres élémentaires en série, ainsi qu'un compteur Cj (non représenté) comptant jusqu'à Nj et des moyens (également non représentés) de remise à zéro du compteur Cj et éventuellement du registre 104j. Il comprend en outre des moyens d'addition j à Nj entrées qui sont reliées respectivement aux sorties des Nj registres élémentaires 104j pour recevoir les Nj valeurs stockées dans le registre à décalage 104j. L'entrée de chaque module 103j est couplée à la sortie du module 103j-1 pour recevoir les valeurs Pjn et sa sortie est couplée à l'entrée du module 103j+1 pour lui transmettre les valeurs Pjn. A chaque fois q'une valeur Pj-ln est entrée dans le registre à décalage 104j, le compteur Cj est incrémenté d'une unité. Lorsque Nj valeurs Pj-l n de la puissance moyenne de niveau j-1 (niveau juste inférieur) ont été entrées dans le registre à décalage 104j, c'est à dire lorsque Cj = Nj, ces Nj valeurs sont additionnées dans l'additionneur 105j. La somme obtenue est ensuite divisée par Nj pour produire une valeur Pjn de la puissance moyenne de niveau j du signal d'entrée. De plus, le registre à décalage 104j peut être vidé des valeurs qu'il contient, grâce aux moyens de remise à zéro sus- mentionnés. De préférence, chaque entier Nj est une puissance entière de 2, c'est à dire qu'il existe un nombre entier kj tel que Nj = 2kj. Ceci simplifie l'étape de division par Nj, ainsi

qu'il a été exposé précédemment.

La structure des modules 103j de calcul de puissance moyenne de niveau j pour 2 < j < N leur permet ainsi de garder en mémoire, dans le registre à décalage 104j, les valeurs précédentes de la puissance moyenne de niveau j-1. Cet historique des valeurs de la puissance moyenne peut ainsi être

utilisé à tout instant, ainsi qu'il sera dit plus loin.

Voyons maintenant le cas particulier du dernier module 103N. Les valeurs de la dernière suite de valeurs PNn de la puissance moyenne de niveau N du signal d'entrée sont obtenues successivement en faisant une moyenne glissante sur les KN-uplets successifs des NN dernières valeurs de la N-1ième suite de valeurs PN-1n de la puissance moyenne de niveau N-1

(niveau juste inférieur) du signal d'entrée.

A cet effet, le module 103N de calcul de la puissance moyenne de niveau N peut avoir la même structure que le module 1031 de calcul de la puissance moyenne de niveau 1 décrit plus haut, avec un compteur CN comptant jusqu'à NN, mais qui n'est pas remis à zéro après le calcul de

chaque valeur PNn.

Néanmoins, dans un exemple de réalisation préféré, le module 103N de calcul de la puissance moyenne de niveau N du signal d'entrée comprend un registre à décalage 104N de longueur NN, c'est à dire comprenant NN registres élémentaires en série, et un additionneur 105N à NN entrées pour recevoir respectivement les NN valeurs stockées dans le registre à décalage 104N, o NN est un nombre entier. L'entrée du module 103N est couplée à la sortie du module 103 N-1 de calcul de la puissance moyenne de niveau N-1 (niveau juste inférieur). A chaque entrée d'une nouvelle valeur PNin de la puissance moyenne de niveau N-1 du signal d'entrée dans le registre à décalage 104N, les valeurs qui y sont stockées sont décalées en sorte que la valeur PN-ln la plus ancienne stockée dans le registre à décalage 104N est perdue. Un compteur CN (non représenté) pouvant compter jusqu'à NN, est incrémenté de une unité à chaque entrée d'une nouvelle valeur PN-1 n dans le registre à décalage 104N. De plus, une somme des NN valeurs nouvellement stockées dans ce registre est calculée grâce aux moyens d'addition 105N. Dès que le compteur a atteint la valeur NN (CN > NN), la somme ainsi obtenue est divisée par NN pour produire la valeur PNn de la puissance moyenne de niveau N du signal d'entrée, selon une moyenne arithmétique (de

préférence).

De préférence, I'entier NN est une puissance entière de 2, c'est à dire qu'il existe un nombre entier kN tel que NN =2kN, ce qui simplifie l'étape de division par NN ainsi qu'il a été exposé précédemment. Ce calcul produit une valeur PNn de la puissance moyenne de niveau N du signal d'entrée. Le

compteur CN n'est pas remis à zéro après le calcul de chaque valeur PNn.

Les modules 1041 à 104N de calcul de la puissance moyenne de niveau respectivement 1 à N du signal d'entrée sont par exemple réalisés sous la forme de modules matériels et/ou logiciels, par exemple dans un

microcontrôleur, un circuit ASIC, un circuit DSP, un circuit FPGA, ou autre.

Ainsi qu'on l'aura compris, les valeurs successives Pn de la puissance instantanée du signal d'entrée délivrées par le circuit 102 provoquent la génération en cascade des suites de valeurs P1n à PNn de la puissance moyenne de niveau respectivement 1 à N du signal d'entrée. Ainsi, une valeur P1n de la puissance moyenne de niveau 1 est une valeur de la puissance moyenne du signal d'entree calculée sur une fenêtre temporelle de largeur égale à N1 fois une durée élémentaire séparant deux valeurs successives Pn de la puissance instantanée du signal d'entrée. Cette durée élémentaire est égale à f1 De même, une valeur P2n de la puissance moyenne de fe Xfse niveau 2 est une valeur de la puissance moyenne du signal d'entrée calculée sur une fenêtre temporelle de largeur égale à N1 x N2 fois cette durée élémentaire. Exprimé de façon générale, cela signifie qu'une valeur Pjn de la puissance moyenne de niveau j du signal d'entrée est une valeur de la puissance moyenne du signal S calculée sur une fenêtre temporelle de largeur égale à N1 x N2x......x Nj-1 x Nj fois la durée séparant deux valeurs consécutives Pn de la puissance instantanée du signal d'entrée. Ces fenêtres

temporelles sont donc de largeurs respectives croissantes.

Ainsi, plus le niveau j de la puissance moyenne du signal d'entrée augmente et plus les faibles variations des valeurs du signal d'entrée sont masquées dans la valeur Pjn de cette puissance moyenne de niveau j. Néanmoins, les valeurs Pjn de la puissance moyenne sont disponibles d'autant plus vite après la mise en route de l'unité que le niveau de cette puissance moyenne est faible. Dans un exemple, N est égal à cinq, N1, N4 et N5 sont égaux à huit, et N2 et N3 sont égaux à deux. De plus, les valeurs de la puissance dans la bande convertie et/ou les valeurs de la puissance dans le canal utile qui sont prises en compte dans une phase d'initialisation sont les valeurs P1n de puissance moyenne de niveau 1 calculées sur une fenêtre temporelle ayant une première largeur déterminée, alors que les valeurs de la puissance dans la bande convertie et/ou les valeurs de la puissance dans le canal utile qui sont prises en compte dans une phase de maintien sont les valeurs P5n de puissance moyenne de niveau 5 calculées sur une fenêtre temporelle ayant une seconde largeur déterminée, supérieure à ladite première largeur déterminée. Bien entendu, on peut prendre en compte des valeurs de la puissance moyenne de niveaux différents pour la puissance dans la bande convertie et pour la puissance dans le canal utile. On considère dans un exemple que la phase d'initialisation débute à la mise en service du dispositif et qu'elle se termine dès qu'une valeur P5n de la puissance moyenne de niveau 5 dans le canal utile est disponible. Toutefois, le dispositif est ramené en phase d'initialisation et les registres mémoire et les compteurs Ci pour i compris entre 1 et N des unités 18 et 20 sont réinitialisés à chaque modification de la valeur du gain de l'amplificateur 15. De plus, et de préférence, les valeurs de la puissance dans la bande de fréquence du signal converti et/ou les valeurs de la puissance dans le canal utile qui sont prises en compte sont calculées sur la base de mesures de la puissance instantanée après qu'un premier délai déterminé se soit écoulé après la mise en service ou une modification d'un paramètre d'une partie analogique en amont du convertisseur analogique/numérique. Les valeurs PB de la puissance dans la bande convertie, et les valeurs PC de la puissance dans le canal utile qui sont produites respectivement dans les unités 18 et 20, sont par nature des valeurs décimales sur une échelle

linéaire. Elles sont par exemple exprimées en Watt (W) ou en milliWatt (mW).

De plus, les valeurs de puissance moyenne sont calculées à partir de valeurs en Watt ou en milliWatt. Néanmoins, il est avantageux de les exprimer en décibel milliWatt (dBm), c'est-à-dire sur une échelle logarithmique. En effet, les valeurs du gain de l'amplificateur 15 qui peuvent être commandées par le signal de commande de gain délivré par l'unité de gestion 21 sont en général exprimées en dB. De même, la valeur de saturation Psat et le plancher de bruit Pmin du convertisseur 16 sont exprimés en général en dBm dans les spécifications. Egalement, le niveau moyen de puissance PCo souhaité dans le canal utile et le niveau moyen de puissance PBo souhaité dans la bande convertie sont exprimés en dBm. Comme on l'a dit plus haut, toutes ces valeurs peuvent être exprimées par un écart en dB par rapport à la valeur Pmin du plancher de bruit du convertisseur exprimé en dBm. De même, différentes marges utilisées dans les étapes de comparaison peuvent être exprimées en dB. Il est en effet avantageux de traiter des valeurs exprimées en dB, car des opérations de multiplication ou de division sur des valeurs exprimées en linéaire s'effectuent alors au moyen d'opérations plus simples d'addition et de

soustraction respectivement.

C'est pourquoi on convertit les valeurs PB de la puissance dans la bande convertie et les valeurs PC de la puissance dans le canal utile en valeurs en décibels au moyen d'un tableau de conversion prédéterminé stocké à cet effet dans les unités 18 et 20 respectivement. Un tel tableau peut prendre la forme donnée par la table I ci-dessous. Dans l'unité 20, il existe un tel tableau pour chaque type de mesure de puissance d'un canal (fréquence d'échantillonnage, filtre de canal utilisé) compris dans la bande de fréquence du signal de radiocommunication S. Dans chacun de ces tableaux, chaque colonne correspond à l'une des valeurs prédéterminées que peut prendre le gain de l'amplificateur 15. Ces valeurs de gain vont d'une valeur minimum Gmin à une valeur maximum Gmax avec un pas valant par exemple 1dB. De façon avantageuse, les valeurs de puissance converties en décibels au moyen du tableau sont alors indépendantes de la valeur courante du gain G de

l'amplificateur 15.

De même chaque ligne du tableau correspond à une valeur de puissance mesurée allant d'une valeur minimum Pmin, qui correspond à la valeur du plancher de bruit du convertisseur éventuellement augmentée d'une marge. à une valeur maximum PBmax (pour la puissance dans la bande convertie) ou Pcmax (pour la puissance dans le canal utile), avec un pas AP valant par exemple 0,5 dB. Chaque ligne du tableau correspond donc à un indice j tel que la valeur de puissance indiquée dans cette ligne correspond à

Pmin + j.AP pour j allant de 0 à Np, o Np est un nombre entier.

Gain - Gmin.......... Gmax Indice PB 0 Pmin x x x x x x x 1 Pmin+P x x x x x x x I 1 Pmin+2. AP x x x x x x x 2 Pmin+2. AP x x x x x x x j Pmin+j. AP x x x x x x x * x x x x x x x Np Pmin+NpAP x x x x x x x

Table I

La conversion d'une valeur de puissance quelconque est réalisée de la manière suivante. La valeur à convertir, exprimée en Watt ou en milliwatt, est comparée aux valeurs de la colonne du tableau correspondant à la valeur courante du gain G de l'amplificateur 15, qui sont exprimées dans la même unité (W ou mW). Elle est peut-être égale à l'une de ces valeurs ou comprise

entre deux de ces valeurs contenues dans deux lignes adjacentes du tableau.

Si elle est inférieure à Pmin ou supérieure à Pmin+NpAp, elle est forcée à Pmin ou à Pmin+NpAp, respectivement. On en déduit alors la valeur de l'indice j correspondant à la ligne du tableau dont la valeur, pour la colonne considérée, est la plus proche de la valeur à convertir. La valeur de cet indice est sauvegardée en mémoire et est utilisée pour comparer la valeur de puissance à d'autres valeurs de puissance converties de la même manière. On a vu que Pmin correspond à la valeur nulle de l'indice j. Dans un exemple, Psat correspond à la valeur Np de l'indice j. Dit autrement, Psat = Pmin + Np.AP. On compare alors des valeurs d'indice (des nombres entiers) au lieu de comparer

des valeurs en Watt ou en milliwatt (des nombres décimaux). C'est plus simple.

De plus, les valeurs d'indice peuvent être sauvegardées à la place des valeurs correspondantes en Watt ou en milliwatt. Cela occupe moins de place en mémoire. A la figure 3, la courbe 50 représente un exemple de l'évolution en fonction du temps, de la puissance PC dans un canal utile déterminé. Des lignes horizontales représentent un intervalle autour d'un niveau moyen de puissance prédéterminé PCo souhaité, qui est considéré comme satisfaisant pour le canal compte tenu de la dynamique d'entrée en puissance du convertisseur analogique/numérique 16. Cet intervalle est délimité par une valeur maximum acceptable Pcmax et par une valeur minimum acceptable Pcmin. En cas de propagation statique dans ce canal, c'est à dire lorsque l'émetteur correspondant est fixe par rapport au récepteur, la puissance PC ne varie pratiquement pas au cours du temps. Ses légères fluctuations sont dues uniquement aux parasites dans le canal. En cas de propagation dynamique dans le canal, c'est à dire lorsque l'émetteur correspondant est mobile par rapport au récepteur, la puissance PC varie un peu plus, et elle peut passer en dessous du niveau Pcmin comme indiqué par exemple par la référence 52 sur

la figure 3, ou au dessus du niveau Pcmax.

Selon l'invention, le niveau moyen de puissance souhaité PCo, et éventuellement également l'écart entre les niveaux minimum acceptable Pcmin et/ou maximum acceptable Pcmax d'une part et PCo d'autre part, dépendent du type de propagation dans le canal utile. Dans un exemple, les valeurs de PCo, Pcmin et Pcmax sont respectivement égales à 4 dB, 7 dB et dB au dessus du plancher de bruit Pmin du convertisseur analogique/numérique 16 (Pcmin = Pmin + 4 dB; PCo = Pmin + 7 dB Pcmax = Pmin + 10 dB) dans le cas statique, et respectivement à 12 dB, 15 dB et 18 dB au dessus de Pmin (Pcmin - Pmin + 12 dB

PCo = Pmin + 15 dB; Pcmax = Pmin + 18 dB) dans le cas dynamique.

Le type de propagation statique ou dynamique peut être déterminé en fonction de l'état du récepteur (lorsque celui-ci comporte des moyens pour détecter qu'il est mobile), ou de données reçues de l'émetteur (lorsque celui-ci comporte des moyens pour détecter et signaler qu'il est mobile). Néanmoins, le dispositif selon l'invention comprend de préférence des moyens pour déterminer le type de propagation statique ou dynamique dans le canal utile en fonction de l'historique des valeurs de la puissance dans le canal utile obtenues en l'absence de saturation du convertisseur analogique/numérique

ainsi qu'il sera expliqué plus en détails ci-dessous en regard de la figure 5.

Lorsque le signal dans le canal se trouve dans un "trou de fading", la puissance PC dans ce canal peut devenir brusquement inférieure au niveau minimum Pcmin, comme indiqué par exemple par les références 51 et 53 sur la figure 3. Toutefois, cette brusque diminution de la puissance dans le canal utile est de courte de durée. En conséquence, il peut être préférable de ne pas modifier le gain de l'amplificateur à gain variable 15 (figure 1) à cause des

mesures de puissance dans un tel "trou de fading".

C'est pourquoi le dispositif comprend des moyens pour déterminer si le signal dans le canal utile se trouve dans un "trou de fading", et pour ne modifier le gain de l'amplificateur 15, le cas échéant, que si le signal dans le canal utile ne se trouve pas dans un "trou de fading". Un 'trou de fading" est détecté par la variation brutale des valeurs successives de la puissance PC dans le canal,

ainsi qu'il sera expliqué plus en détails ci-dessous en regard de la figure 6.

Le fonctionnement du dispositif, selon le procédé de l'invention, est

décrit ci-dessous en référence à l'organigramme de la figure 4.

Lors de la mise en route du récepteur, le dispositif fonctionne selon une phase d'initialisation. Par la suite, il fonctionne selon une phase de maintien. Le procédé de conversion analogique/numérique dont les étapes sont représentées sur l'organigramme de la figure 4 et mis en oeuvre à la fois pendant la phase d'initialisation et pendant la phase de maintien. Il va

maintenant être décrit dans le cas de la phase d'initialisation. Cette description

est, moyennant les adaptations nécessaires qui seront signalées, valable également pour la mise en ceuvre dans la phase de maintien. Elle ne sera donc

pas répétée pour cette dernière, afin d'éviter une redondance.

Le procédé débute par une étape 31 consistant à affecter au gain G de l'amplificateur 15 une valeur initiale prédéterminée qui permet normalement d'éviter la saturation du convertisseur analogique/numérique 16. Une étape 32 consiste ensuite à comparer une valeur PB de la puissance dans la bande convertie à la valeur limite de saturation Psat. Si PB n'est pas supérieur à Psat moins une marge prédéterminée alors on passe à une étape 34. Si au contraire PB est supérieur à Psat moins ladite marge, alors, dans une étape 33, on diminue le gain G de l'amplificateur 15 de manière que la puissance PB dans la bande convertie soit sensiblement égale à une valeur souhaitée PBO inférieure ou égale à Psat moins ladite marge. A cet effet, on distingue deux cas. Si PB est inférieur ou égal à PRmax alors la valeur courante G du gain de l'amplificateur 15 est remplacée par G + PBo - PB. Si au contraire PB est strictement supérieur à PBmax, alors la valeur courante G du gain de l'amplificateur 15 est remplacé par G - AG, o AG constitue une variation du gain relativement élevée par rapport au pas en gain du tableau de conversion (qui est de 0,5dB). Par exemple AG vaut 2 dB. Après l'étape 33 on retourne à l'étape de comparaison 32. De cette manière, après éventuellement plusieurs itérations de l'étape 33, le gain G de l'amplificateur 15 est tel que la puissance PB dans la bande convertie est au plus sensiblement égale à la valeur PBo du

niveau moyen de puissance souhaité dans la bande convertie.

L'étape 34 consiste à déterminer le type de propagation statique ou dynamique dans le canal utile en fonction de l'historique des valeurs PC de la puissance dans le canal utile obtenues en l'absence de saturation du convertisseur 16. Elle sera détaillée ci-dessous en regard de l'organigramme de la figure 5. Elle est suivie d'une étape 35 de détermination d'un éventuel " trou de fading " dans le canal utile. Cette étape 35 sera détaillée ci-dessous

en regard de l'organigramme de la figure 6.

Ensuite, le procédé comprend une étape 36 consistant à comparer une valeur PC de la puissance dans le canal utile au niveau moyen de puissance PCo souhaité dans ce canal. Plus exactement, on vérifie que la valeur PC soit comprise dans l'intervalle autour de PCo défini par les valeurs Pcmin et Pcmax. Si PC n'est pas à l'extérieur de cet intervalle, alors on a atteint la fin 38 du procédé. A l'inverse, si PC est à l'extérieur de cet intervalle, alors, dans une étape 37, on modifie le gain G de l'amplificateur 15 afin que la valeur PC soit à l'intérieur dudit intervalle. Toutefois, cette modification de la valeur du gain G, ne doit pas risquer d'entraîner la saturation du convertisseur 16. C'est pourquoi on effectue un test de validation de changement du gain, pour vérifier que la nouvelle valeur du gain envisagée ne risque pas d'entraîner une saturation du convertisseur 16. La nouvelle valeur du gain qui est envisagée pour remplacer la valeur courante G est par exemple G + PCo PC. Le test de validation du changement de gain consiste à comparer la valeur PB de la puissance dans la bande convertie à la valeur limite de saturation Psat du convertisseur 16. Plus exactement, si (Pco - PC) + PB < Psat - marge, alors la nouvelle valeur de gain envisagée peut être retenue car elle ne risque pas de provoquer la saturation du convertisseur 16. Sinon, il faut limiter la nouvelle valeur du gain à Psat - marge - PB. De cette manière, on donne la priorité au fait d'éviter la saturation du convertisseur 16 par rapport au fait d'obtenir la meilleur sensibilité possible dans le canal utile. Dit autrement le gain de I'amplificateur est commandé de manière que la puissance dans le canal utile

soit sensiblement égal au niveau moyen de puissance prédéterminée PCo.

Ainsi, le gain de l'amplificateur n'est augmenté au plus que d'une valeur telle que la puissance dans la bande convertie reste inférieure à la valeur limite de

saturation Psat du convertisseur 16 moins ladite marge déterminée.

Après l'étape 37, on est à la fin 38 du procédé. Néanmoins, les étapes 32 à 37 peuvent être répétées cycliquement aussi bien pendant la phase

d'initialisation que pendant la phase de maintien.

A la figure 5 on a représenté un organigramme montrant des sous-

étapes de l'étape 34 de détermination du type de propagation dans le canal utile. Lors de la sous-étape 341, on produit et conserve sur une durée T les valeurs PCi de la puissance instantanée du canal utile. La valeur de T dépend d'une vitesse v du mobile au-dessus de laquelle on considère que le mobile est en régime dynamique et au-dessous de laquelle le mobile est considéré en régime statique. T doit alors être supérieur à la période des évanouissements, c'est à dire supérieur à 1/(2*fd), o fd représente la fréquence Doppler, donnée par l'expression fd = f*v / c; f représente la fréquence porteuse du signal et c la vitesse de la lumière. Pour dimensionner T, on ne tient pas compte des variations de f d'un canal à l'autre d'un même système. A titre d'exemple, la

valeur de v est fixée à 10 km/h.

Lors de l'étape 342, on calcule le maximum et le minimum des valeurs de puissance PCi sur l'intervalle de temps T. Ces deux valeurs peuvent également être calculées en utilisant respectivement les N plus grandes valeurs (à la place du maximum) ou les N plus faibles valeurs (à la place du minimum). L'écart entre ces deux valeurs extrêmes va permettre de mettre à

jour le régime à considérer.

Si l'écart est inférieur à un seuil S1, cela signifie que la puissance PCi a peu varié sur l'intervalle de temps T et que la propagation est de type statique dans le canal utile. On effectue alors une sous-étape 343 consistant à affecter au niveau moyen de puissance prédéterminée PCo une valeur correspondant à ce type de propagation. Si à l'inverse la différence est supérieure au seuil S1, alors cela signifie que la puissance PCi a varié de manière significative sur l'intervalle de temps T et donc que la propagation est de type dynamique. On effectue alors une étape 344 consistant à affecter au niveau de puissance

prédéterminée PCo une valeur correspondant à ce type de propagation.

Dans un exemple, à l'étape 343, on donne à Po la valeur Pmin + 7dB c'est à dire que le niveau moyen de puissance prédéterminée est 7 dB au dessus de la valeur Pmin du plancher de bruit du convertisseur 16. De façon correspondante, on donne à la valeur Pcmin la valeur Pmin + 4 dB, ce qui signifie que le niveau minimum acceptable pour la puissance pour le canal utile est situé à 4 dB au-dessus de la valeur Pmin du plancher de bruit du convertisseur 16. De même encore, on donne à la valeur Pcmax la valeur Pmin + 10 dB, ce qui signifie que la valeur maximum acceptable de la puissance dans le canal utile est située à 10 dB au dessus du plancher de bruit Pmin du convertisseur 16. A l'étape 344, on donne respectivement aux valeurs Po, Pcmin et Pcmax les valeurs Pmin + 15 dB, Pmin + 12 dB, et Pmin +

18 dB.

A la figure 6, on a représenté un organigramme montrant des sous-

étapes de l'étape 35 de détermination d'un " trou de fading " du signal dans le

canal utile.

Lors d'étapes 351 et 352, confondues en partie avec l'étape 341 de la figure 5, on produit deux valeurs consécutives PCi et PCi+l de la puissance dans le canal utile. Ces deux valeurs sont des valeurs instantanées de la puissance dans le canal utile. Dans une étape 353 on compare la différence PCi+l - PCi entre ces deux valeurs consécutives à un second seuil déterminé

S2 qui est supérieur au seuil S1 mentionné ci-dessus en regard de la figure 5.

Si cette différence est inférieure au seuil S2 alors cela signifie que le signal dans le canal utile ne se trouve pas dans un " trou de fading ". C'est pourquoi dans une étape 354, la seconde valeur PCi+1 est prise en compte dans le

calcul des valeurs moyennes Pln à P5n de la puissance dans le canal utile.

Dans le cas contraire, représenté symboliquement par la sous-étape 355, cela

signifie que le signal dans le canal utile se trouve dans un " trou de fading ".

C'est pourquoi la seconde valeur PCi+l n'est pas prise en compte dans le

calcul. Elle est tout simplement ignorée.

Claims

REVENDICATIONS

1. Procédé de conversion analogique/numérique d'un signal de radiocommunication à l'aide d'un convertisseur analogique/numérique (16) précédé d'un amplificateur (15) à gain variable, la bande de fréquence du signal converti contenant au moins un canal utile, consistant à commander la valeur (G) du gain de l'amplificateur (15) de manière que la puissance dans la bande de fréquence du signal converti soit inférieure à une valeur limite de saturation (Psat) du convertisseur analogique/numérique (16) et que la puissance dans le canal utile soit sensiblement égale à un niveau moyen de puissance (Pco) souhaité dans le canal utile ayant une première valeur prédéterminée en cas de propagation statique dans le canal utile ou une seconde valeur prédéterminée, différente de ladite première valeur

prédéterminée, en cas de propagation dynamique dans le canal utile.

2. Procédé selon la revendication 1, comprenant les étapes consistant à: comparer (32) des valeurs (PB) de la puissance dans la bande de fréquence du signal converti à la valeur limite de saturation (Psat) du convertisseur analogique/numérique (16); et, - si une valeur de la puissance dans la bande de fréquence du signal converti est supérieure à ladite valeur limite de saturation (Psat) du convertisseur analogique/numérique moins une marge prédéterminée, diminuer (33) le gain (G) de l'amplificateur (15) de manière que la puissance dans la bande de fréquence du signal converti soit au plus sensiblement égale

à un niveau moyen de puissance (PBo) souhaité dans la bande convertie.

3. Procédé selon l'une des revendications 1 ou 2, comprenant une étape

(34) consistant à déterminer le type de propagation statique ou dynamique

dans le canal utile.

4. Procédé selon la revendication 3, dans lequel le type de propagation dans le canal utile est déterminé en fonction de l'historique des valeurs (Pc) de la puissance dans le canal utile obtenues en l'absence de saturation du

convertisseur analogique/numérique (16).

5. Procédé selon l'une quelconques des revendications précédentes,

comprenant les étapes consistant à; - comparer des valeurs (Pc) de la puissance dans le canal utile audit

niveau moyen de puissance déterminé (Pc).

- si une valeur (Pc) de la puissance dans le canal utile est à l'extérieur d'un intervalle déterminé (Pcmin - Pcmax) autour dudit niveau moyen de puissance déterminé (Pco), modifier le gain (G) de l'amplificateur (15) afin que la valeur (Pc) de la puissance dans le canal utile soit à l'intérieur dudit

intervalle déterminé (Pcmin - PCmax).

6. Procédé selon revendication 5, dans lequel le gain (G) de I'amplificateur (15) est commandé de manière que la puissance dans le canal

utile soit sensiblement égal audit niveau moyen de puissance déterminé (PCo).

7. Procédé selon la revendication 5 ou la revendication 6, dans lequel le gain (G) de l'amplificateur n'est augmenté, au plus, que d'une valeur telle que la puissance dans la bande de fréquence du signal converti reste inférieure à la valeur limite de saturation (Psat) du convertisseur analogique/numérique (16)

moins ladite marge déterminée.

8. Procédé selon l'une quelconque des revendications 5 à 7,

comprenant en outre une étape consistant à déterminer si le signal dans le canal utile se trouve dans un "trou de fading", le gain de l'amplificateur n'étant modifié, le cas échéant, que si le signal dans le canal utile ne se trouve pas

dans un "trou de fading".

9. Procédé selon la revendication 2 et/ou la revendication 5, dans lequel les valeurs (PB) de la puissance dans la bande de fréquence du signal converti et/ou les valeurs (Pc) de la puissance dans le canal utile qui sont prises en compte dans une phase d'initialisation sont des valeurs (P1n) de puissance moyenne calculées sur une fenêtre temporelle ayant une première largeur déterminée, alors que les valeurs (PB) de la puissance dans la bande de fréquence du signal converti et/ou les valeurs (Pc) de la puissance dans le canal utile qui sont prises en compte dans une phase de maintien sont des valeurs (P5n) de puissance moyenne calculées sur une fenêtre temporelle ayant une seconde largeur déterminée, supérieure à ladite première largeur déterminée.

10. Procédé selon l'une des revendications 2, 5 ou 9, dans lequel les

valeurs (PB) de la puissance dans la bande de fréquence du signal converti et/ou les valeurs (Pc) de la puissance dans le canal utile qui sont prises en compte sont calculées sur la base de mesures de la puissance instantanée (Pn) après qu'un premier délai déterminé se soit écoulé après la mise en service ou une modification d'un paramètre d'une partie analogique en amont

du convertisseur analogique/numérique (16).

11. Procédé selon l'une des revendications 2, 5, 8 ou 9, dans lequel les

valeurs (PB) de la puissance dans la bande de fréquence du signal converti et/ou les valeurs (Pc) de la puissance dans le canal utile qui sont prises en compte sont calculées sur la base de mesures de la puissance instantanée après qu'un second délai déterminé se soit écoulé après la modification gain

(G) de l'amplificateur (15).

12. Procédé selon l'une des revendications 2, 5, 8, 9, ou 10, dans lequel

les valeurs (PB) de la puissance dans la bande de fréquence du signal converti et/ou les valeurs (Pc) de la puissance dans le canal utile qui sont prises en compte sont converties en valeurs en décibels indépendantes du gain de

l'amplificateur au moyen d'un tableau de conversion prédéterminé.

13. Dispositif de conversion analogique/numérique d'un signal de radiocommunication dont la bande de fréquence contient au moins un canal utile, comprenant un convertisseur analogique/numérique précédé d'un amplificateur à gain variable, et des moyens pour commander la valeur du gain de l'amplificateur de manière que la puissance dans la bande de fréquence du signal converti soit inférieure à une valeur limite de saturation du convertisseur analogique/numérique et que la puissance dans le canal utile soit sensiblement égale à un niveau moyen de puissance déterminé (Pco) ayant une première valeur prédéterminée en cas de propagation statique dans le canal utile ou une seconde valeur prédéterminée, différente de ladite première valeur

prédéterminée, en cas de propagation dynamique dans le canal utile.

14. Dispositif selon la revendication 13, comprenant: - des moyens pour comparer des valeurs de la puissance dans la bande de fréquence du signal converti à la valeur limite de saturation du convertisseur analogique/numérique; et, - des moyens pour diminuer le gain de l'amplificateur de manière que la puissance dans la bande de fréquence du signal converti soit au plus sensiblement égale à ladite valeur limite moins une marge déterminée, si une valeur de la puissance dans la bande de fréquence du signal converti est supérieure à ladite valeur limite de saturation du convertisseur

analogique/numérique moins ladite marge déterminée.

15. Dispositif selon l'une des revendications 13 ou 14, comprenant en

outre des moyens pour déterminer le type de propagation statique ou dynamique dans le canal utile en fonction de l'historique des valeurs de la puissance dans le canal utile obtenues en l'absence de saturation du

convertisseur analogique/numérique.

16. Dispositif selon l'une quelconques des revendications 13 à 15,

comprenant en outre; - des moyens pour comparer des valeurs de la puissance dans le canal utile audit niveau moyen de puissance prédéterminé; et, - des moyens pour modifier le gain (G) de l'amplificateur (15) afin que la valeur (Pc) de la puissance dans le canal utile soit à l'intérieur d'un intervalle déterminé (Pc min - PC max) autour, dudit niveau moyen de puissance déterminé (Pco), si une valeur (Pc) de la puissance dans le canal utile est à

l'extérieur dudit intervalle déterminé.

17. Dispositif selon la revendication 16, comprenant en outre des moyens pour déterminer si le signal dans le canal utile se trouve dans un "trou de fading", et pour ne modifier le gain de l'amplificateur, le cas échéant, que si

le signal dans le canal utile ne se trouve pas dans un "trou de fading".

18. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 13 à 17,

comprenant en outre une première unité de mesure de puissance (18) délivrant des premières valeurs (P1n) de la puissance dans la bande de fréquence du signal converti qui sont des valeurs de puissance moyenne calculées sur une fenêtre temporelle ayant une première largeur déterminée, et des secondes valeurs (PNn) de la puissance dans la bande de fréquence du signal converti qui sont des valeurs de puissance moyenne calculées sur une fenêtre temporelle ayant une seconde largeur déterminée, supérieure à ladite première

largeur déterminée.

19. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 13 à 18,

comprenant en outre une seconde unité de mesure de puissance (20) délivrant des premières valeurs (Pln) de la puissance dans le canal utile qui sont des valeurs de puissance moyenne calculées sur une fenêtre temporelle ayant une première largeur déterminée, et des secondes valeurs (PNn) de la puissance dans le canal utile qui sont des valeurs de puissance moyenne calculées sur une fenêtre temporelle ayant une seconde largeur déterminée, supérieure à

ladite première largeur déterminée.

20. Dispositif selon la revendication 18 ou la revendication 19, dans lequel la première (18) et/ou la seconde (20) unité de mesure de puissance comprennent: a) des moyens (100,101) pour produire une suite d'échantillons successifs (Sn) du signal (S); b) des moyens (102) pour produire une suite de valeurs (Pn) successives de la puissance instantanée du signal (S), chacune de ces valeurs étant obtenue à partir de la valeur d'un échantillon respectif de la suite

d'échantillons successifs (Sn) du signal (S).

c) des moyens (1031-103N) pour produire N suites de valeurs successives de la puissance moyenne du signal (S) sur respectivement N fenêtres temporelles de largeurs respectives croissantes, o N est un nombre entier tel que N > 2, à partir des valeurs de la suite de valeurs successives (Pn)

de la puissance instantanée du signal (S).

21. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes,

comprenant en outre une unité de gestion (21) connectée à la sortie de la première (18) et/ou de la seconde (20) unité de mesure de puissance pour recevoir respectivement les valeurs (PB) de la puissance dans la bande de fréquence du signal converti et/ou respectivement les valeurs (Pc) de la puissance dans le canal utile, et des moyens pour compenser la différence de retard dans la transmission de ces valeurs respectives dû à la différence des trajets empruntés, afin de délivrer en entrée de l'unité de gestion (21) des valeurs (PB) de la puissance dans la bande convertie et des valeurs de la puissance (Pc) dans le canal utile se rapportant à des échantillons (Sn)

identiques du signal converti du signal converti.