FR2621190A1 - Amplificateur d'instrumentation a gain programmable - Google Patents

Abstract

L'invention concerne les amplificateurs d'instrumentation. Un amplificateur d'instrumentation à gain programmable comprend des première et seconde sections différentielles 56, 57, et chacune d'elles comprend des premier et second transistors d'entrée 21A, 21B; 22A, 22B, une première source de courant constant 23; 24, des premier et second transistors de sélection de gain 28A, 28B; 29A, 29B, un transistor de sortie 43; 44 et une seconde source de courant constant 34; 35. Un circuit de conversion courant-tension 38 reçoit les courants de sortie des deux transistors de sortie pour fournir la tension de sortie de l'amplificateur. Application aux circuits intégrés analogiques.

Description

La présente invention concerne les amplifica-

teurs à gain programmable, et elle porte plus particu-

lièrement sur un amplificateur d'instrumentation à-gain programmable qu'on peut commodément réaliser sur une puce de circuit intégré monolithique, en utilisant des proces-

sus de fabrication bipolaires classiques du type "BI-

FET".

On connaît divers amplificateurs d'instrumenta-

tion. La figure 1 montre un amplificateur d'instrumenta-

tion à trois amplificateurs opérationnels de type "stan-

dard" qui comprend deux "cellules de gain" qui sont con-

nectées ensemble de façon qu'un signal d'entrée différen-

tiel soit appliqué aux entrées positives des deux cellu-

les de gain, et de façon que les signaux de sortie des deux cellules de gain soient appliqués sous la forme d'un

signal d'entrée différentiel à un troisième amplifica-

teur opérationnel qui est connecté en amplificateur de différence. Un problème qu'on rencontre avec le circuit de l'art antérieur de la figure 1 consiste en ce qu'il est difficile en pratique d'utiliser cette structure pour

réaliser un amplificateur d'instrumentation à gain pro-

grammable dans une puce de circuit intégré monolithique classique. Pour donner un gain programmable au circuit de

la figure 1, il serait nécessaire de doubler des tran-

sistors et des résistances en un trop grand nombre pour aboutir à une structure efficace. En outre, la réjection de mode commun de l'amplificateur d'instrumentation de la

figure 1 dépend fortement de la précision de la coinci-

dence des valeurs des résistances 11, 12, 15 et 16. Ceci est indésirable du fait qu'il est difficile d'obtenir une

coincidence extrêmement précise des valeurs des résistan-

ces avec des rendements de fabrication élevés.

La figure 2 montre une autre technique anté-

rieure pour réaliser un amplificateur d'instrumentation.

Cette figure représente uncircuit qui est utilisé par la firme PMI (Precision Monolithics, Inc., Santa Clara, Californie) dans ses amplificateurs d'instrumentation AMP01 et AMP05. Le signal d'entrée VIN est appliqué à des amplificateurs-séparateurs constitués par des tran-

sistors à charge d'émetteur fonctionnant à courant cons-

tant, avec la résistance de gain 25 connectée entre les émetteurs. Les différences entre les courants d'attaque 23 et 24 et le courant de signal dans le circuit de gain 25 sont appliquées aux collecteurs de transistors 28 et 29, dont les émetteurs sont connectés à une résistance

de réglage et à des sources de courant 34 et 35. La dif-

férence entre les courants de collecteur et les courants des sources de courant d'émetteurs doit nécessairement circuler dans la résistance de réglage 30. Les tensions présentes sur les émetteurs des transistors 28 et 29 sont ensuite utilisées par des circuits de rétroaction

36 et 37, pour imposer au signal de sortie de l'amplifi-

cateur d'instrumentation une valeur qui est un multiple

du signal d'entrée.

L'amplificateur d'instrumentation de la figure

2 ne peut également pas être modifié aisément pour pro-

curer un gain programmable. L'utilisation de transistors à effet de champ discrets (de la manière indiquée en

pointillés) pour commuter des résistances de gain sup-

plémentaires telles que la résistance 25A, semble être la seule technique pratique. Cette technique est très

malcommode, du fait de la nécessité d'utiliser des tran-

sistors à effet de champ de grandes dimensions, qui sont coûteux, dans un dispositif à circuit intégré hybride,

car il est nécessaire que les résistances à l'état con-

ducteur des transistors à effet de champ soient très faibles en comparaison avec les valeurs des résistances

de gain 25 et 25A. En outre, la dépendance des transis-

tors à effet de champ vis-à-vis de la température intro-

duit des erreurs dans le gain. Le couplage capacitif

grille-drain de valeur élevée qui existe dans les tran-

sistors à effet de champ limiterait considérablement la largeur de bande d'un amplificateur d'instrumentation programmable réalisé de cette manière. De plus, il se- rait nécessaire que les niveaux logiques sur les grilles de ces dispositifs suivent le signal d'entrée, exigeant

ainsi d'incorporer des circuits complexes pour satisfai-

re cette condition.

Un but de l'invention est de procurer un am-

plificateur d'instrumentation à gain programmable ayant un circuit très symétrique qui supprime des déséquilibres

dus à la discordance entre des paramètres de transistors.

Un autre but de l'invention est de procurer un amplificateur d'instrumentation à gain programmable dont

le signal de sortie ne contienne pratiquement pas de si-

gnaux parasites produits par la commutation en fonction et/ou hors fonction de diverses résistances de commande

de gain.

Un autre but de l'invention est de procurer un amplificateur d'instrumentation programmable ayant de

courtes durées de stabilisation.

Brièvement, et conformément à l'un de ses modes de réalisation, l'invention procure un amplificateur à

gain programmable comprenant des premier, second, troi-

sième et quatrième transistors de sélection de gain, avec les électrodes de commande des premier et second transistors de sélection de gain connectées de façon à

recevoir un premier signal de sélection de gain, l'ampli-

ficateur comprenant également des électrodes de commande des troisième et quatrième transistors de sélection de gain qui sont connectées de façon à recevoir un second

signal de sélection de gain, des premier et second tran-

sistors de sortie, les premières électrodes d'achemine-

ment de courant du premier transistor de sortie et des premier et troisième transistors de sélection de gain

étant connectées à une première source de courant cons-

tant, les premières électrodes d'acheminement de courant

du second transistor de sortie et des second et quatriè-

me transistors de sélection de gain étant connectées à une seconde source de courant constant. L'amplificateur comprend en outre des premier, second, troisième et

quatrième transistors d'entrée, avec les premières élec-

trodes d'acheminement de courant des premier, second,

troisième et quatrième transistors d'entrée respective-

ment connectées aux secondes électrodes d'acheminement de courant des premier, second, troisième et quatrième transistors de sélection de gain, et les électrodes de commande des premier et troisième transistors d'entrée connectées à une première borne d'entrée. Les électrodes de commande des second et quatrième transistors d'entrée

sont connectées à une seconde borne d'entrée, les secon-

des bornes d'acheminement de courant des premier et troisième transistors d'entrée sont connectées à une

troisième source de courant constant, les secondes élec-

trodes d'acheminement de courant des premier et troisiè-

me transistors d'entrée sont connectées à une troisième source de courant constant, et les secondes électrodes

d'acheminement de courant des second et quatrième tran-

sistors d'entrée sont connectées à une quatrième source de courant constant. L'amplificateur comprend en outre une première résistance de gain qui est connectée entre les première et seconde électrodes d'acheminement de

courant des premier et second transistors d'entrée.

L'amplificateur comprend également une seconde résistan-

ce de gain qui est connectée entre les premières élec-

trodes d'acheminement de courant des troisième et qua-

trième transistors d'entrée. L'amplificateur comprend

un circuit destiné à polariser les électrodes de comman-

de des premier et second transistors de sortie. Des pre-

mier et second courants de sortie circulent dans les se-

condes bornes d'acheminement de courant des premier et second transistors de sortie, respectivement. On peut sélectionner le gain de l'amplificateur de façon à lui donner une première valeur qui est déterminée par la première résistance de gain, en faisant passer à l'état conducteur les premier et second transistors de

sélection de gain, sous l'effet du premier signal de sé-

lection de gain, et en bloquant les troisième et qua-

trième transistors de sélection de gain, ou de façon à lui donner une seconde valeur qui est déterminée par la seconde résistance de gain, en faisant passer à l'état

conducteur les troisième et quatrième transistors de sé-

lection de gain, sous l'effet du second signal de sélec-

tion de gain.

L'invention sera mieux comprise à la lecture

de la description qui va suivre de modes de réalisation

et en se référant aux dessins annexés sur lesquels: les figures 1 et 2 montrent des structures d'amplificateurs d'instrumentation de l'art antérieur; la figure 3 montre une forme de réalisation de l'invention utilisant des transistors bipolaires; et

la figure 4 montre un mode de réalisation ac-

tuellement préféré de l'invention.

On voit sur la figure 3 une forme de réalisa-

tion de l'invention utilisant des transistors bipolaires.

L'amplificateur d'instrumentation de la figure 3 comprend

deux bornes d'entrée 7 et 8 entre lesquelles est appli-

quée une tension d'entrée VIN. La borne d'entrée 7 est connectée aux bases de transistors d'entrée NPN 21A et

21B. De façon similaire, la borne d'entrée 8 est connec-

tée aux bases de transistors d'entrée NPN 22A et 22B. Les collecteurs des transistors d'entrée 21A et 21B sont

connectés à une source de courant constant 23 et à l'en-

trée d'un amplificateur inverseur 46A, dont la sortie est connectée à la base du transistor de sortie NPN 43. De façon similaire, les collecteurs des transistors d'entrée

22A et 22B sont connectés à une source de courant cons-

tant 24 et à une entrée d'un amplificateur inverseur 46B, et la sortie 50B de ce dernier est connectée à l'électro- de de base du transistor de sort e NPN 44. Les sources de courant constant 23 et 24 fournissent des courants égaux

à partir de +V.

L'émetteur du transistor d'entrée 21A est con-

necté à une borne d'une première résistance de gain 25A, dont la valeur est R1, et au collecteur d'un transistor

de sélection NPN 28A. La base du transistor 28A est con-

nectée par un conducteur 42A de façon à recevoir une première tension de sélection de gain VR1. L'émetteur du transistor 28A est connecté par un conducteur 45A à l'émetteur du transistor de sortie 43 et à la source de courant constant 34, qui ramène un courant constant vers -V. De façon similaire, l'émetteur du transistor

d'entrée 22A est connecté à l'autre borne de la résistan-

ce de gain 25A et au collecteur du transistor de sélec-

tion de gain 29A. La base du transistor de sélection de

gain 29A est connectée au conducteur 42A, et son émet-

teur est connecté par le conducteur 45B à l'émetteur du

transistor de sortie 44 et à la source de courant cons-

tant 35, dont le courant est égal au courant de la source

de courant constant 34, et qui est connectée à -V.

L'émetteur du transistor d'entrée 21B est con-

necté à une borne d'une seconde résistance de gain 25B, dont la valeur est R2, et au collecteur d'un transistor de sélection de gain NPN 28B. L'émetteur du transistor de sélection de gain 28B est connecté au conducteur 45A, et sa base est connectée par le conducteur 42B à une seconde tension de sélection de gain VR2. L'émetteur du transistor d'entrée 22B est connecté à l'autre borne de la résistance de sélection de gain 25B et au collecteur du transistor de sélection de gain 29B, dont la base est connectée à VR2 par le conducteur 42B. L'émetteur du

transistor 29B est connecté au conducteur 45B.

Le collecteur du transistor de sortie 43 est connecté par le conducteur 53A àl'entrée inverseuse d'un

amplificateur opérationnel 38 et à une borne d'une résis-

tance de rétroaction 48, dont la valeur est égale à R.. La sortie de l'amplificateur opérationnel 38 est connectée à l'autre borne de la résistance 48 et est connectée à VOUT

par le conducteur 17.

Le collecteur du transistor de sortie 44 est connecté par le conducteur 53B à l'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel 38 et à une borne de la

résistance 47, dont la valeur est égale à R. L'autre bor-

ne de la résistance 47 est connectée à la masse.

Un courant de sortie I01 circule dans le conduc-

teur 53A et entre dans le collecteur du transistor de sor-

tie 43, et un courant de sortie I02 circule dans le con-

ducteur 53B et entre dans le collecteur du transistor de

sortie 44.

L'homme de l'art notera que si VR1 correspond à une tension relativement basse et si VR2 correspond à une tension relativement élevée, de façon que les transistors de sélection de gain 28A et 29B soient bloqués, aucun courant ne circule dans les émetteurs des transistors d'entrée 21A et 22A, ce qui fait que la résistance de gain 25A est effectivement commutée hors circuit, et le gain de l'amplificateur à gain programmable est déterminé par la résistance de gain 25B, c'est-à-dire par R2. De façon similaire, si VR1 correspond à une tension élevée et VR2 correspond à une tension basse, les transistors de sélection de gain 28B et 29B sont bloqués, aucun courant ne circule dans les transistors d'entrée 21B et 22B, la résistance de gain 25B est effectivement commutée hors

du circuit, et le gain de l'amplificateur à gain pro-

grammable de la figure 3 est déterminé par la résistance

de gain 25A, c'est-à-dire par R1.

On peut comprendre d'autres aspects du fonc-

tionnement de l'amplificateur d'instrumentation program- mable de la figure 3 en supposant que VR1 correspond à une tension élevée et que VR2 correspond à une tension

basse. On peut alors voir que la tension d'entrée diffé-

rentielle L VIN apparait directement aux bornes de R1.

Cette tension différentielle aux bornes de la résistance

R1 crée un courant différentiel AI dans R1, et ce cou-

rant apparaît à la fois sous la forme d'une augmentation incrémentielle de I02 et d'une diminution incrémentielle de I01. L'homme de l'art notera que ceci se produit du fait que les courants qui circulent dans les transistors

d'entrée 21A et 22A sont constants, du fait que les sour-

ces de courant constant 23 et 24 sont égales, et du fait

que les sources de courant constant 34 et 35 sont égales.

Les deux courants de sortie Io1 et I02 et les

courants qui correspondent à l'augmentation et à la di-

minution incrémentielles de ces courants de sortie, cir-

culent respectivement dans les résistances 48 et 47, ce i produit une diminution incrémentielle de la tension

bornes de la résistance 47, et une augmentation in-

_ à..entielle de la tension aux bornes de la résistance

48. La diminution différentielle de la tension aux bor-

nes de la résistance 47 sera simplement égale au produit

de AI par R, et il y aura une augmentation incrémen-

tielle égale aux bornes de la résistance 48, la quantité

LI étant égale à I2 moins I1. Du fait que la diffé-

02 fat u l ifé rence de courant I est égale au quotient de 4VIN par R1, le gain en tension pour l'amplificateur de la figure 3 est égal au quotient de 2R par R1 si VR1 correspond à une tension élevée et VR2 correspond à une tension basse, et il est égal au quotient de 2R par R2 si VR2 correspond

à une tension élevée et VR1 correspond à une tension basse.

R pourrait avoir une valeur caractéristique de kiloohms, et R1 et R2 pourraient avoir des valeurs dans

la plage de 60 ohms à 60 kiloohms.

L'amplificateur d'instrumentation à gain pro- grammable décrit ci-dessus peut avoir une largeur de bande

très élevée, soit de façon caractéristique plus d'un méga-

hertz pour des gains de 1 à 100. Si le gain de l'amplifi-

cateur est supérieur à environ 100, certains des paramè-

tres des transistors interviennent, ce qui a pour effet de réduire la largeur de bande. Les amplificateurs inverseurs

46A et 46B peuvent avoir des gains très faibles. Les si-

mulations de circuit effectuées par l'inventeur indiquent que le circuit fonctionnera de façon précise avec des

valeurs faibles, de l'ordre de 15, pour le gain des am-

plificateurs inverseurs 46A et 46B.

Lorsque le circuit d'amplificateur d'instrumen-

tation de la figure 3 est initialement "équilibré", c'est-à-dire lorsque VIN est égale à 0, les sources de courant 23 et 24 font circuler des courants égaux dans les transistors d'entrée et les transistors de sélection de gain sélectionnés. Si la résistance de gain R1 est sélectionnée, les courants dans les transistors 28A et 29A sont égaux à I01 et I02. Les tensions aux entrées des

amplificateurs 46A et 46B ont des valeurs de repos éta-

blies identiques.

Pour comprendre maintenant le fonctionnement du

circuit, on supposera que VIN augmente de zéro à àVIN.

Ceci produit une chute de tension à VIN aux bornes de R1, et un courant égal au quotient de tVIN par R1 circule du côté gauche vers le côté droit de R1. Ce courant tente d'entrer dans le collecteur du transistor 29A et il tend à augmenter la tension de l'émetteur du transistor 22A, ce qui réduit son courant de collecteur. Ceci tend à son tour à réduire le courant qui circule dans la source de courant constant 24, ce qui produit une augmentation de

la tension sur:Le conducteur 49B. L'amplificateur inver-

seur 46B produit une diminution correspondante de la ten-

sion sur le conducteur 50B, ce qui tend à réduire le cou-

rant qui circule dans l'amplificateur de sortie 44. A son tour, ceci permet la circulation dans le transistor 29B D'une plus grande partie du courant constant provenant de

la source de courant constant 35, ce qui fait que la ten-

sion de collecteur de ce transistor s'ajuste de manière que l'incrément de courant égal au quotient de 8VIN par R1 puisse maintenant passer quelque part. Du fait que le

courant de la source de courant 35 est constant, le cou-

rant accru qui circule dans le transistor 29B provoque

une diminution égale à AI dans le courant de sortie I02.

D'une manière similaire, un fonctionnement fondamentalement opposé a lieu dans la moitié gauche de l'amplificateur d'instrumentation. Le courant AI qui circule de la gauche vers la droite dans la résistance R1 résulte de la dérivation d'un courant qui circulerait par ailleurs dans le collecteur du transistor 28B. Ceci a

pour effet de diminuer la tension d'émetteur du transis-

tor 21A. Cette diminution augmente légèrement la conduc-

tion du transistor 21A, ce qui fait que ce dernier tente absorber davantage de courant à partir de la source de caurant constant 23. Ceci réduit la tension à l'entrée de l'amplificateur 46A, ce qui produit une augmentation correspondante sur le conducteur 50A, et entraîne une

augmentation correspondante de la partie du courant cons-

tant de la source 34 qui circule dans le transistor de

sortie 43, et augmente I01 d'une quantité AI.

On notera que dans des "sections différentiel-

les" 56 et 57 de l'amplificateur à qain programmable de la figure 3, le courant qui circule dans le transistor de sélection de qain sélectionné (c'est-à-dire 28A ou 28B) est éqal à la différence entre le courant de la 1 1 source de courant constant 23 et le courant qui circule dans la résistance de gain sélectionnée (c'est-à-dire la

résistance R1 ou R2). Par conséquent, le courant de col-

lecteur du transistor de sortie 43 doit être égal au cou-

rant de signal AI augmenté de la différence entre les courants constants 23 et 24. Il en résulte que lorsque

les deux sections différentielles 56 et 57 sont connec-

tées ensemble de la manière représentée sur la figure 3 pour constituer l'amplificateur d'instrumentation, le courant de sortie I02 est égal à une constante plus le courant de signal AI, tandis que le courant de sortie I01 de l'autre côté est une constante moins le courant de signal AI. On peut évidemment incorporer plus de deux résistances de gain pouvant être sélectionnées, et des

circuits associés, d'une manière identique à celle décri-

te ci-dessus.

Il faut noter que la composante de signal de mode commun de VIN n'est pas transmise jusqu'aux entrées de l'amplificateur de sortie 38. Il en résulte que des discordances de résistances dans le circuit ne limitent

pas la réjection de mode commun. La réjection de mode com-

mun est essentiellement déterminée par les impédances de sortie. Un avantage important du circuit représenté sur la figure 3 consiste en ce qu'il suffit d'ajouter

cinq dispositifs supplémentaires, comprenant deux transis-

tors d'entrée, deux transistors de sélection de gain et une résistance de gain, pour disposer d'une autre valeur supplémentaire de gain commutable pour l'amplificateur

d'instrumentation.

Du fait que les amplificateurs d'instrumentation

antérieurs utilisaient des signaux générés sur les collec-

teurs des transistors d'entrée, pour produire la tension

de sortie, on considère que l'amplificateur d'instrumenta-

tion de la figure 3 est original et très utile, même sans

la caractéristique de gain programmable.

Du fait que le circuit travaille sur des princi-

pes d'aiguillage de courant, on évite de longues durées de

stabilisation de signaux parasites qui sont das au coupla-

ge capacitif résultant de transitions rapides des tensions de commutation VR1 et VR2. Le degré de symétrie élevé du circuit de la figure 3 a pour effet d'annuler des erreurs dues à des variations des paramètres des transistors, et il permet un degré de symétrie élevé dans l'implantation

de la puce de circuit intégré, ce qui conduit à un excel-

lent équilibre thermique de la puce.

En considérant maintenant la figure 4, on voit un autre mode de réalisation de l'invention, actuellement préféré, dans lequel les transistors de sortie 43 et 44 et les transistors de sélection de gain 28A, 28B, 29A et 29B sont constitués par des transistors à effet de champ à jonction à canal P, qui peuvent être intégrés dans une

structure de circuit intégré monolithique du type "BI-

FET", correspondant à de nombreux processus de fabrica-

tion de circuits intégrés bipolaires classiques. Les transistors d'entrée NPN de la figure 3 ont été remplacés sur la figure 4 par des transistors d'entrée PNP qui sont désignés par les mêmes références numériques. La raison pour laquelle on préfère le circuit de la figure 4 à celui de la figure 3 consiste en ce que les courants de base des transistors de sélection de gain NPN 28A, 28B, 29A et 29B "s'ajoutent'à leurs courants d'émetteur respectifs. Par conséquent, des variations de ces courants de base peuvent

provoquer une modulation des courants de collecteur cor-

respondants. Du fait que les courants d'émetteur mention-

nés sont respectivement déterminés par les sources de courant constant 23 et 24, un changement du courant de base de l'un des transistors de sélection de gain entraine un changement correspondant de son courant de collecteur, et donc un changement du courant de signal qui circule

dans le collecteur de la résistance de gain sélectionnée.

Ceci peut entraîner une erreur dans le gain de l'amplifi-

cateur d'instrumentation. Dans le circuit de la figure 4, on évite une telle erreur en utilisant des transistors à effet de champ à jonction à canal P pour les dispositifs de commutation des résistances degain, du fait que le courant de grille de tels transistors à effet de champ est négligeable. Il va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées au dispositif décrit et représenté,

sans sortir du cadre de l'invention.

Claims (8)

REVENDICATIONS

1. Amplificateur à gain programmable, caractéri-

sé en ce qu'il comprend, en combinaison: (a) des premier, second, troisième et quatrième transistors de sélection de gain (28A, 29A, 28B, 29B), ayant chacun une électrode

de commande et des première et seconde électrodes d'ache-

minement de courant, les électrodes de commande des pre-

mier et second transistors de sélection de gain (28A, 29A) étant connectées à un premier conducteur de sélection de gain (42A), tandis que les électrodes de commande des troisième et quatrième transistors de sélection de gain

(28B, 29B) sont connectées à un second conducteur de sé-

lection de gain (42B); (b) des premier et second transis-

tors de sortie (43, 44), ayant chacun une électrode de

commande et des première et seconde électrodes d'achemine-

ment de courant, les premières électrodes d'acheminement de courant du premier transistor de sortie (43) et des premier et troisième transistors de sélection de gain

(28A, 28B) étant connectées à une première source de cou-

rant constant (34), tandis que les premières électrodes d'acheminement de courant du second transistor de sortie (44) et des second et quatrième transistors de sélection de gain (29A, 29B) sont connectées à une seconde source

de courant constant (35); (c) des premier, second, troi-

sième et quatrième transistors d'entrée (21A, 22A, 21B,

22B), ayant chacun une électrode de commande et des pre-

mière et seconde électrodes d'acheminement de courant, les premières électrodes d'acheminement de courant des premier, second, troisième et quatrième transistors

d'entrée (21A, 22A, 21B, 22B) étant respectivement con-

nectées aux secondes électrodes d'acheminement de courant des premier, second, troisième et quatrième transistors de sélection de gain (28A, 29A, 28B, 29B), tandis que les

électrodes de commande des premier et troisième transis-

tors d'entrée (21A, 21B) sont connectées à une première

borne d'entrée (7), les électrodes de commande des se-

cond et quatrième transistors d'entrée (22A, 22B) sont connectées à une seconde borne d'entrée (8), les secondes

électrodes d'acheminement de courant des premier et troi-

sième transistors d'entrée (21A, 21B) sont connectées à

une troisième source de courant donstant (23), et les se-

condes électrodes d'acheminement de courant des second et quatrième transistors d'entrée (22A, 22B) sont connectées à une quatrième source de courant constant (24); (d) une première résistance de gain (25A) qui est connectée entre les premières électrodes d'acheminement de courant des premier et second transistors d'entrée (21A, 22A), et une

seconde résistance de gain (25B) connectée entre les pre-

mières électrodes d'acheminement de courant des troisième et quatrième transistors d'entrée (21B, 22B); (e) des moyens (46A, 46B) destinés à polariser les électrodes de commande des premier et second transistors de sortie (43, 44); grâce à quoi des premier et second courants de sortie (Io01, I02) circulent respectivement dans les secondes

électrodes d'acheminement de courant des premier et se-

cond transistors de sortie (43, 44), le gain de l'ampli-

ficateur peut être sélectionné à une première valeur qui est déterminée par la première résistance de gain (25A)

en faisant passer à l'état conducteur les premier et se-

cond transistors de sélection de gain (28A, 29A) sous l'effet d'un signal présent sur le premier conducteur de sélection de gain (42A), et en bloquant les troisième et quatrième transistors de sélection de gain (28B, 29B), ou à une seconde valeur déterminée par la seconde résistance de gain (25B), en faisant passer à l'état conducteur les troisième et quatrième transistors de sélection de gain (28B, 29B) sous l'effet d'un signal présent sur le second conducteur de sélection de gain (42B) et en bloquant les premier et second transistors de sélection de gain (28A,

29A).

2. Amplificateur à gain programmable selon la

revendication 1, caractérisé en ce que les moyens de pola-

risation comprennent un premier amplificateur inverseur (46A) ayant une entrée connectée aux secondes électrodes d'acheminement de courant des premier et troisième tran- sistors d'entrée (21A, 21B), et une sortie connectée à l'électrode de commande du premier transistor de sortie (43), et un second amplificateur inverseur (46B) ayant une entrée connectée aux secondes électrodes d'acheminement de courant des second et quatrième transistors d'entrée (22A, 22B), et une sortie connectée à l'électrode de commande du

second transistor de sortie (44).

3. Amplificateur à gain programmable selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de conversion de courant en tension (38, 47, 48) qui sont connectés aux secondes électrodes d'acheminement de courant des premier et second transistors de sortie

(43, 44), pour convertir une différence de courant incré-

mentielle entre les premier et second courants de sortie

(I01, I02) en une tension de sortie incrémentielle ampli-

fiée.

4. Amplificateur à gain programmable selon la

revendication 3, caractérisé en ce que les moyens de con-

version de courant en tension comprennent un amplificateur opérationnel (38) ayant des première et seconde entrées,

une sortie destinée à fournir une tension de sortie incré-

mentielle (V ouT) et connectée par une première résistance OUT (48) à la première entrée et à la seconde électrode d'acheminement de courant du premier transistor de sortie

(43), et une seconde résistance (47) qui est connectée en-

tre un conducteur de tension de référence et la seconde borne d'acheminement de courant du second transistor de

sortie (44), la seconde entrée de l'amplificateur opéra-

tionnel (38) étant connectée à la seconde électrode d'acheminement de courant du second transistor de sortie (44)

5. Amplificateur à gain programmable selon la

revendication 2, caractérisé en ce que les premier, se-

cond, troisième et quatrième transistors d'entrée (21A, 22A, 21B, 22B), les premier, second, troisième et qua- trième transistors de sélection de gain (28A, 29A, 28B, 29B) et les premier et second transistors de sortie (43,

44) sont tous des transistors NPN.

6. Amplificateur à gain programmable selon la

revendication 2, caractérisé en ce que les premier, se-

cond, troisième et quatrième transistors de sélection de gain (28A, 29A, 28B, 29B) sont des transistors à effet de champ, et les premier et second transistors de sortie

(43, 44) sont des transistors bipolaires.

7. Amplificateur à gain programmable selon la revendication 6, caractérisé en ce que les transistors à effet de champ (28A, 29A, 28B, 29B) sont des transistors à effet de champ à jonction à canal P, et les transistors

bipolaires (39, 40) sont des transistors PNP.

8. Amplificateur caractérisé en ce qu'il com-

prend, en combinaison: (a) des premier et second tran-

sistors (28A, 29A) ayant chacun une électrode de commande et des première et seconde électrodes d'acheminement de

courant, avec l'électrode de commande des premier et se-

cond transistors (28A, 29A) connectée de façon à recevoir

une première tension pour faire passer les premier et se-

cond transistors à l'état conducteur; (b) des premier et second transistors de sortie (43, 44), ayant chacun une

électrode de commande et des première et seconde électro-

des d'acheminement de courant, les premières électrodes d'acheminement de courant du premier transistor de sortie (43) et du premier transistor (28A) étant connectées à une première source de courant constant (34), tandis que

les premières électrodes d'acheminement de courant du se-

cond transistor de sortie (44) et du second transistor (29A) sont connectées à une seconde source de courant constant (35); (c) des premier et second transistors d'entrée (21A, 22A) ayant chacun une électrode de commande et des première et seconde électrodes d'acheminement de courant, les premières électrodes d'acheminement de cou- rant des premier et second transistors d'entrée (21A,

22A) étant respectivement connectées aux secondes électro-

des d'acheminement de courant des premier et second tran-

sistors (28A, 29A), tandis que l'électrode de commande du premier transistor d'entrée (21A) est connectée à une première borne d'entrée (7), l'électrode de commande du

second transistor d'entrée (22A) est connectée à une se-

conde borne d'entrée (8), la seconde électrode d'achemi-

nement de courant du premier transistor d'entrée (21A) est connectée à une troisième source de courant constant (23), et la seconde électrode d'acheminement de courant du second transistor d'entrée (22A) est connectée à une

quatrième source de courant constant (24); (d) une pre-

mière résistance de gain (25A) qui est connectée entre les premières électrodes d'acheminement de courant des premier et second transistors d'entrée (21A, 22A); et (e) des moyens (46A, 46B) pour polariser les électrodes de commande des premier et second transistors de sortie (43, 44); grâce à quoi des premier et second courants de sortie (I01, I02) circulent dans les secondes bornes

d'acheminement de courant des premier et second transis-

tors de sortie (43, 44).