FR2514214A1

FR2514214A1 - Circuit a gain variable

Info

Publication number: FR2514214A1
Application number: FR8216319A
Authority: FR
Inventors: Masayuki Katakura
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1981-10-02
Filing date: 1982-09-28
Publication date: 1983-04-08
Also published as: DE3236334C2; JPS5857807A; JPH0322723B2; FR2514214B1; DE3236334A1; GB2107948A; CA1189918A; GB2107948B; US4516081A

Abstract

A.CIRCUIT A GAIN VARIABLE. B.CIRCUIT CARACTERISE PAR DEUX AMPLIFICATEURS DIFFERENTIELS 21 ET 22 ET DEUX SOURCES DE COURANT CONSTANT 23 ET 24. L'UN DES TRANSISTORS DE CHAQUE AMPLIFICATEUR DIFFERENTIEL 21 ET 22 AYANT UNE SURFACE D'EMETTEUR EGALE A N FOIS CELLE DE L'AUTRE TRANSISTOR. C.L'INVENTION CONCERNE LES CIRCUITS A GAIN VARIABLES.

Description

" Circuit à gain variable ".

La présente invention concerne un circuit à gain variable et notamment un circuit à gain variable dont le gain varie de façon exponentielle par rapport à

une tension de commande appliquée au circuit.

Lorsqu'on utilise des circuits à gain variable par exemple dans les circuits de réduction de bruit audio, il faut en général utiliser des circuits à gain variable à caractéristique élevée Pour cela, on

utilise fréquemment des circuits à gain variable compor-

tant des transistors à jonction bipolaire, dans de tels circuits de réduction de bruit Dans ce montage, la

caractéristique exponentielle tension-courant des transis-

tors à jonction bipolaire, assure une variation exponen-

tielle du gain du circuit à gain variable en fonction de

la tension de commande appliquée à ce circuit.

De tels circuits à gain variable de type exponentiel sont particulièrement intéressants pour les

circuits de réduction de bruit lorsque ceux-ci sont réali-

sés sous la forme de circuits intégrés, bipolaires, mono-

lithiques En particulier, de tels circuits intégrés, bipolaires, monolithiques assurent un couplage thermique et une compatibilité des caractéristiques des composants,

parfaits Toutefois, il est très difficile voire impossi-

ble d'avoir des transistors classiques dont les conducti-

vités sont parfaitement complémentaires l'une de l'autre dans de tels circuits intégrés monolithiques Ainsi, on utilise les transistors latéraux tels que des transistors PNP dans un circuit intégré monolithique; toutefois, de tels transistors latéraux PNP sont très inférieurs aux

transistors PNP classiques quant au coefficient d'ampli-

fication de courant et à la fréquence de coupure.

Pour remédier à de tels inconvénients,

on a envisagé un circuit à gain variable commandé en ten-

sion dans lequel l'amplificateur différentiel est-formé de transistors à jonction bipolaire dont les émetteurs sont alimentés en commun par un courant constant fourni par une source de courant constant en étant entraînés par le signal de sortie d'un amplificateur opérationnel qui reçoit le signal d'entrée Le circuit comporte un premier et un second diviseurs de courant formés chacun

de deux transistors à jonction bipolaire, dont les émet-

teurs sont branchés en commun sur le collecteur d'un transistor respectif de l'amplificateur différentiel et le signal de sortie de l'un des transistors de chaque diviseur de courant est appliqué en retour à l'entrée de

l'amplificateur opérationnel Le signal de sortie du cir-

cuit à gain variable s'obtient en réponse des signaux de sortie des autres transistors du premier et du second diviseurs de courant Dans ce montage, le gain en courant du circuit est une fonction exponentielle de la tension de commande appliquée au premier et au second diviseurs de courant et les caractéristiques globales du circuit sont déterminées essentiellement par les propriétés des transistors formant le premier et le second diviseurs de courant Comme ces transistors sont des transistors NPN à bonne caractéristique de fonctionnement, on obtient un circuit dont les caractéristiques sont optimales et ce circuit convient particulièrement pour une fabrication

sous forme de circuit intégré monolithique.

Toutefois dans ce circuit, le courant

constant fourni aux émetteurs des transistors de l'ampli-

ficateur différentiel doit être réglé à une-valeur supé-

rieure à la valeur maximale possible de la somme des courants d'entrée et de sortie du circuit Par ailleurs,

il est à remarquer que les courants correspondant à -

l'état constant pour le diviseur de courant sont fournis par des transistors de l'amplificateur différentiel et sont toujours égaux à la moitié de la valeur du courant constant Ces courants d'état permanent, importants, font

que le bruit de claquement des diviseurs de courant aug-

mente de façon gênante En outre, les rapports de divi-

sion du courant par les diviseurs de courant varient en fonction du bruit thermique engendré par les résistances ohmiques des transistors formant les diviseurs de courant, le degré des fluctuations dépendant de l'amplitude des courants d'état permanent de la même manière que les

bruits de claquement.

En outre lorsqu'il y a une tension de déca-

lage dans les diviseurs de courant ou lorsqu'il y a une -

différence de gain dans les circuits

à la sortie des diviseurs de courant, il y a une compo-

sante de décalage dans le courant de sortie du circuit à gain variable même si le courant d'entrée appliqué à ce circuit est égal à zéro, l'amplitude de la composante de décalage dépendant du signal de commande appliqué au circuit à gain variable Il en résulte qu'une composante

d'entrée correspondant aux variations du signal de com-

mande apparait dans le signal de sortie et l'amplitude

de cette composante d'entrée dépend également des inten-

sités des courants d'état permanent dans les diviseurs

de courant.

La présente invention a pour but de remé-

dier aux inconvénients du circuit à gain, variable, connu, et se propose de créer un circuit à gain variable de type exponentiel, convenant particulièrement bien pour une réalisation sous forme de circuit intégré, bipolaire, et dont lès courants d'état permanent appliqués aux diviseurs de courant sont réduits de façon à réduire le bruit de claquement et les composantes d'entrée.

A cet effet, l'invention concerne un cir-

cuit à gain variable qui comporte un premier diviseur de courant formé d'un premier et d'un second transistors donnant au moins un signal de sortie en réponse à un signal de commande, un second diviseur de courant composé d'un troisième et d'un quatrième transistors donnant au moins'-un signal de sortie'en réponse au signal de commande, un amplificateur donnant un premier signal en réponse'à un signal d'entrée et au moins à l'un des signaux de sortie du premier et du second diviseurs de courant, une source de courant donnant un courant constant, un amplificateur différentiel réglant le courant vers le premier et le second diviseurs de courant respectifs, en réponse au premier signal et le courant constant de façon que les courants d'état permanent qui traversent le premier et le

second diviseurs de tension soient réglés à une valeur-

inférieure à la moitié de la valeur du courant constant et un moyen de sortie donnant un signal de sortie en réponse à au moins l'un des signaux de sortie du premier

et du second diviseurs de courant.

La présente invention sera décrite plus en détail à l'aide des dessins annexés, dans lesquels la figure 1 est un schéma d'un circuit

à gain variable selon l'art antérieur.

la figure 2 est un schéma d'un circuit

à gain variable selon un mode de réalisation de l'inven-

tion. la figure 3 est un schéma d'une partie

du circuit de la figure 2.

la figure 4 est un graphique-servant à illustrer le fonctionnement du circuit à gain variable

de la figure 2.

la figure 5 est un schéma de la partie principale d'un circuit à gain variable selon un autre mode de réalisation de l'invention. la figure 6 est un schéma d'une partie principale d'un circuit à gain variable selon un autre

mode de réalisation de l'invention.

DESCRIPTION DETAILLEE DE DIFFERENTS MODES DE REALISATION

DE L'INVENTION:

Selon la figure 1, on décrira d'abord un circuit à gain variable commandé en tension correspondant

à l'art antérieur; ce circuit comporte une borne d'ali-

mentation 1 et 2 en tension positive et négative Un

courant d'entrée iin fourni par la source de signal d'en-

trée 4 est appliqué par la borne d'entrée 3 à l'entrée inversée de l'amplificateur opérationnel 8, l'entrée non

inversée étant reliée à la masse La sortie de l'amplifi-

cateur opérationnel 8 commande un amplificateur différen-

tiel 9 du circuit à gain variable: cet amplificateur différentiel est formé de deux transistors bipolaires à

jonction de type NPN, 9 a et 9 b La sortie de l'amplifi-

cateur opérationnel 8 est appliquée à la base du transis-

tor 9 a et la source de tension de polarisation 10 fournit

une tension de polarisation à la base du transistor 9 b.

Les émetteurs des transistors 9 a et 9 b sont branchés en commun sur la source de courant constant 11 qui fournit le courant constant I O; la source de courant constant

11 est également reliée à la borne d'alimentation en ten-

sion négative 2.

Le circuit à gain variable de la figure 1 comporte également un premier et un second diviseurs de courant 12 et 13 Le diviseur de courant 12 est formé de deux transistors à jonction bipolaire, de type NPN 12 a et 12 b dont les émetteurs sont branchés en commun sur le

collecteur du transistor 9 a de l'amplificateur différen-

tiel 9 et en reçoivent un courant de fonctionnement; le

second diviseur de courant 13 est formé de deux transis-

tors à jonction bipolaire de type NPN 13 a et 13 b dont les-émetteurs sont branchés en commun sur le collecteur du transistor 9 b de l'amplificateur différentiel 9 et

en reçoivent un courant de travail Sur ce plan, le pre-

mier et le second diviseurs de courant 12 et 13 sont entra nés par les courants des collecteurs des transistors

9 a et 9 b respectifs de l'amplificateur différentiel 9.

La base de chacun des transistors 12 a et 13 b est reliée en commun à la masse alors que la base des transistors 12 b et 13 a est alimentée en commun par la tension de commande de gain Vc de la borne de commande de gain 7 pour régler le gain du circuit à gain variable De cette

façon, les courants il, i 2, i 3, i 4 traversent les collec-

teurs des transistors 12 a, 12 b, 13 a, 13 b respectifs.

Un premier miroir de courant ou inverseur de courant 14 est branché entre la borne d'alimentation

en tension positive 1 et le collecteur du transistor 12 a.

En particulier, le circuit miroir de courant 14 se compo-

se d'un premier transistor de type PNP 14 a dont l'émet-

teur est relié à la borne d'alimentation en tension posi-

tive 1-, son collecteur étant relié au collecteur du tran-

sistor 12 a pour recevoir de celui-ci le courant il; la base est reliée à son collecteur Le circuit miroir de courant 14 comporte également un second transistor de

b type PNP 14 b dont la base est reliée à la base du tran-

sistor 14 a et dont l'émetteur est relié à la borne d'ali-

mentation en tension positive 1, le collecteur étant relié au collecteur du transistor 13 b et à l'entrée d'inversion de l'amplificateur opérationnel 8 De cette façon comme un courant i 1 traverse le transistor 14 a

du miroir de courant 14, le même courant i 1 passe éga-

lement dans le collecteur du transistor 14 b Ce dernier 25142 i 4 courant i ainsi que le courant i 4 du collecteur du

transistor 13 b sont appliqués en retour à l'entrée d'in-

version de l'amplificateur opérationnel 8 De la meme manière, un second miroir de courant ou inverseur de courant 15 est formé d'un premier transistor de type

PNP 15 a dont l'émetteur est relié à la borne d'alimen-

tation en tension positive 1 et dont le collecteur est relié au collecteur du transistor 12 b pour en recevoir

le courant i 2; sa base est reliée à son collecteur.

Un second transistor de type PNP 15 b du circuit miroir de courant 15 est relié par son émetteur à la borne

d'alimentation en tension positive 1 et par son collec-

teur au collecteur du transistor 13 a; sa base est reliée à la base du transistor 15 a De cette façon, comme le courant i du collecteur du transistor 12 b traverse le transistor 15 a, il y a le m 8 me courant i 2 qui passe dans le collecteur du transistor 15 b La borne de sortie 5 du circuit à gain variable est reliée au point de jonction des collecteurs des transistors 13 a et 15 b pour donner un courant de sortie i qui est out une fonction des courants i 2 et i 3 pour la résistance

de charge de sortie 6.

Dans le montage représenté à la figure 1,

les courants il, i 2, i 3, i 4 des collecteurs des transis-

tors 12 a, 12 b, 13 a, 13 b sont donnés par les formules suivantes: 25142 i 4 Io il = (I

(Io -

i 2: ( 2 -

3 20

i 4 = (I-+ j)' 1 o) 1 + exp(Vc/VT) exp (Vc/VT) o 1 + exp(Vc/VT) exp (Vc/VT) i 0) 1 + exp(Vc/VT) o)q 1 o 1 + exp(Vc/VT ( 1) ( 2) ( 3) ( 4) Dans ces formules IO est le courant constant fourni par

la source de courant constant 11.

i représente le courant différentiel qui traverse les o transistors 9 a et 9 b de l'amplificateur différentiel 9, Vc correspond à la tension de commande de gain appliquée à la borne de commande de gain 7,

VT est la tension équivalente de la température et cor-

respond à k T/q (k est la constante de Boltzmann, T la tem-

pérature absolue et q la charge) Par exemple à la tempé-

rature ambiante, on a T = 3000 K et V = 26 m V. T La figure 1 montre que le courant d'entrée

iin appliqué à la borne d'entrée 3 et le courant de sor-

tie iout appliqué à la borne de sortie 5 peuvent s'écrire comme suit: in = i 4 i 1 iout = i 3 i 2 ( 5) ( 6) En substituant les équations ( 1)-( 4) dans les équations ( 5) et ( 6), on obtient les équations du courant d 4 entrée i et du courant de sortie i iin 2 i O o1 + exp(VC/VT () exp(VC/VT) iout 2 io 1 + exp(V /VT>) Les équations ( 7) et ( 8) montrent que le gain en courant A du circuit de commande de gain de la figure 1 correspond à la formule suivante: A = iout/ in e Xp(Vc/VT) L'équation ( 9) montre également que le gain en courant A du circuit à gain variable de la figure 1 est

une fonction exponentielle de la tension de commande VC.

En outre, les caractéristiques globales du circuit à gain variable de la figure 1 sont déterminées essentiellement par les propriétés des transistors formant les diviseurs de courant 12 et 13 Comme on utilise des transistors à

jonction bipolaire de type NPN ayant de bonnes caractéris-

tiques de fonctionnement, le circuit à commande de gain

de la figure 1 peut se réaliser sous la forme d'un cir-

cuit intégré monolithique.

Toutefois divers problèmes se posent dans

le cas du circuit à gain variable de la figure 1 En par-

ticulier, comme la source de courant constant 11 reliée

aux émetteurs des transistors 9 a et 9 b de l'amplifica-

teur différentiel 9 définit le courant maximum que peut

traiter le circuit à gain variable, il faut que le cou-

rant constant I O soit fixé à une valeur supérieure à la valeur maximale possible de la somme du courant d'entrée iin et du courant de sortie i out Toutefois, il est à remarquer que dans les conditions d'état permanent, les

courants d'état permanent ou courants de repos qui tra-

versent les diviseurs de courant 12 et 13 c'est-à-dire qui sont fournis par les-transistors 9 a et 9 b sont toujours égaux à IO/2 De tels courants d'état permanent relativement importants traversant les diviseurs de courant 12 et 13 se traduisent par un bruit de claque- ment et une composante d'entrée En général, le bruit de claquement du diviseur de courant est déterminé par le courant qui traverse les circuits si bien que des courants importants traversant les diviseurs de courant 12 et 13 se traduisent par des bruits de claquement importants En outre, les rapports de division de courant des diviseurs de courant 12 et 13 varient en fonction du bruit thermique engendré par les résistances ohmiques des transistors utilisés dans les diviseurs de courant, le degré de variation dépendant de l'amplitude des courants

d'état permanent de la même manière que le bruit de cla-

quement mentionné ci-dessus.

En outre lorsqu'il y a une tension de décalage dans les diviseurs de courant ou qu'il y a une

différence de gain dans les circuits inverseurs de cou-

rant, cela se traduit par une composante de décalage

dans le courant de sortie iout du circuit à gain varia-

ble m Ame si le courant d'entrée iin est égal à zéro, l'amplitude de la composante de décalage dépendant de la tension de commande VC appliquée au circuit à gain variable Il en résulte une composante d'entrée qui correspond aux variations de la tension de commande Vc

qui apparatt dans le courant de sortie iout; l'ampli-

tude de la composante d'entrée dépend ainsi des courants

d'état permanent dans les diviseurs de courant.

La présente invention est destinée à remédier aux inconvénients décrits ci-dessus du circuit connu et aboutit à un circuit à gain variable commandé

en tension qui peut se réaliser sous la forme d'un cir-

cuit intégré, monolithique, et dont le bruit de claque-

1 l ment et la composante d'entrée sont considérablement réduits du fait de la réduction des courants d'état

permanent dans les diviseurs de courant.

La figure 2 montre un circuit à gain variable commandé en tension correspondant à un mode de

réalisation de l'invention; dans ce circuit, les élé-

ments qui correspondent à ceux précédemment décrits à propos du circuit à gain variable de l'art antérieur

selon la figure 1 portent les mêmes références numéri-

ques et leur description détaillée ne sera pas reprise.

Dans le circuit à gain variable de la figure 2, l'ampli-

ficateur différentiel 9 est remplacé par un premier et un second amplificateurs différentiels 21, 22 et la source de courant constant 11 est remplacée par les sources de courant constant 23 et 24 Par contre, les

autres parties du circuit de la figure 2 sont identiques-

à celles du circuit de la figure 1 Les caractéristiques nouvelles du circuit à commande de gain de la figure 2 ressortent plus particulièrement du schéma de détail de la figure 3 Selon la figure 3, le premier amplificateur différentiel 21 est formé d'un premier et d'un second transistors à jonction bipolaire de type NPN 31 et 32 dont les émetteurs sont branchés en commun sur la source

de courant constant 23 fournissant un courant constant Io.

De la même manière, le second amplificateur différentiel 22 est formé d'un premier et d'un second transistors à

jonction bipolaire de type NPN 33 et 34 dont les émet-

teurs sont branchés en commun sur la source de courant constant 24 qui fournit un courant constant Io Les sources de courant constant 23 et 24 sont reliées à la

borne d'alimentation en tension négative 2 Les collec-

teurs des transistors 32 et 34 sont reliés au potentiel de masse alors que les collecteurs des transistors 31 et 33 sont reliés aux émetteurs branchés en commun des transistors 12 a et 12 b et aux émetteurs branchés en commun des transistors 13 a et 13 b respectifs, de façon à fournir les courants respectifs I et 12 aux diviseurs de courant 12 et 13 Les bases des transistors 31 et 34 sont reliées à une première borne d'entrée 26 qui reçoit le signal de sortie de l'amplificateur opérationnel 8; les bases des transistors 32 et 33 sont-reliées à une

seconde borne d'entrée 27 qui reçoit la tension de pola-

risation de la source de tension de polarisation 10.

Suivant une autre caractéristique de l'invention, les transistors 32 et 34 du premier et du second amplificateurs différentiels 21 et 22 respectifs ont une surface d'émetteur égale à N fois la surface d'émetteur des transistors 31 et 33 respectifs De cette façon, les transistors 32 et 34 ont chacun un courant de saturation égal à N fois le courant de saturation des transistors 31 et 33 respectifs Dans ces conditions, si des courants constants et égaux I O sont fournis par les sources de courant constant 23 et 24, les courants de collecteur I 1 et I 2 des transistors 31 et 33 appliqués aux diviseurs de courant 12 et 13 respectifs varient en fonction de la tension différentielle d'entrée entre les bornes d'entrée 26 et 27 comme représenté à la figure 4 suivant les courbes 41 et 42 Il est à remarquer que dans

les conditions d'état permanent, lorsque la tension diffé-

rentielle d'entrée-entre les bornes d'entrée 26 et 27 est

étale à zéro c'est-à-dire pour Il = I comme les cou-

2 ' cmelscu rants de saturation des transistors 32 et 34 sont égaux à N fois les courants de saturation des transistors 31 et 33, on a 1 = I 2 = I O ( 1 + N) Cela permet de réduire les courants de collecteur dans les transistors 31 et 33 fournis aux diviseurs de courant 12 et 13 en augmentant la valeur de N Les valeurs les plus grandes possibles

des courants de collecteur I et I 2 dépendent de l'ampli-

tude du courant constant I fourni par les sources de

courant constant 23 et 24 comme cela a été décrit précé-

demment dans le cas de l'art antérieur selon la figure 1.

Ainsi en choisissant pour le courant constant I O une valeur qui est une fonction du courant d'entrée i et in du courant de sortie i out' et en fixant une valeur de N indépendante de celle du courant constant choisi Iot

on peut réduire considérablement le courant d'état per-

manent dans les diviseurs de courant 12 et 13 par rap-

port à l'intensité des courants passant dans les divi-

seurs de courant du circuit de l'art antérieur selon la

figure 1.

Il en résulte une réduction considérable du bruit de claquement et de la composante d'entrée tout en permettant de réaliser le circuit sous la forme d'un circuit intégré monolithique A titre de comparaison, la

valeur de N pour les transistors 9 a et 9 b de l'amplifi-

cateur différentiel 9 du circuit à gain variable de la

figure 1 est égale à l'unité et les courants de collec-

teur des transistors 9 a et 9 b fournis aux diviseurs de courant 12 et 13 correspondent aux courbes en pointillés 43, 44 respectives à la figure 4 Les courbes de la figure 4 montrent que les courants I et I 2 fournis aux diviseurs de courant 12 et 13 dans le mode de réalisation

de l'invention représenté à la figure 2 sont considéra-

blement réduits par rapport aux courants Il-et I 2 fournis aux diviseurs de courant 12 et 13 dans le cas du circuit

à gain variable connu représenté à la figure 1.

La description ci-après relative à la

figure 5 concerne une partie d'un circuit à gain variable

correspondant à un autre mode de réalisation de l'inven-

tion; dans ce circuit, les éléments correspondant à ceux décrits précédemment à propos du circuit à gain variable des figures 2 et 3 portent les mêmes références

numériques et leur description détaillée ne sera pas

reprise dans un but de simplification Comme indiqué, les amplificateurs différentiels 21 et 22 et les sources de courant constant 23 et 24 sont réalisés de la même manière que dans le mode de réalisation de la figure 2 à l'exception de ce que les surfaces d'émetteur des transistors 32 et 34 ne sont pas égales à N fois les surfaces d'émetteur des transistors 31 et 33 En plus du montage de la figure 2, le circuit à gain variable

de la figure S fournit des tensions de décalage, prédé-

terminées entre les électrodes de base des transistors 31-34 pour réduire les courants d'état permanent fournis aux diviseurs de courant 12 et 13 tout en maintenant

les valeurs plus grandes pour le courant d'entrée maxi-

mum iin et le courant de sortie maximum iout En parti-

culier, la première borne d'entrée 26 fournit le signal

de sortie de l'amplificateur opérationnel 8 à l'électro-

de de base des deux transistors à jonction bipolaire de type NPN 51 et 52 dont les collecteurs sont reliés à la

masse et dont les émetteurs sont reliés à la borne d'ali-

mentation en tension négative 2 par les sources de cou-

rant constant 53 et 54 respectives De la m 8 me manière,

la seconde borne d'entrée 27 fournit la tension de pola-

risation de la source de tension de polarisation 10 aux

électrodes de base des deux transistors à jonction bipo-

laire NPN 55 et 56 dont les collecteurs sont reliés à la

masse et dont les émetteurs sont reliés à la borne d'ali-

mentation en tension négative 2 par les sources de courant constant 57 et 58 L'émetteur du transistor 52 fournit

un signal d'entrée à la base du transistor 51 et l'émet-

teur du transistor 56 fournit un signal d'entrée à la base du transistor 33 De la même manière, l'émetteur du transistor 51 fournit un signal d'entrée à la base du transistor 34 et l'émetteur du transistor 55 fournit un

signal d'entrée à la base du transistor 32.

Selon le mode de réalisation de la figure , les surfaces des émetteurs des transistors 51 et 55 sont égales à N fois les surfaces des émetteurs des transistors 52 et 56 respectifs De cette façon, les courants de saturation dans les transistors 51 et 55 sont égaux à N fois les courants de saturation des transistors 52 et 56 respectifs Si les sources de courant constant 53, 54, 57, 58 fournissent des courants

constants et essentiellement égaux aux transistors res-

pectifs, l'effet du montage de la figure 5 est pratique-

ment identique à celui des figures 2 et 3 en fournissant

des tensions de décalage prédéterminées entre les élec-

trodes de base des transistors 31-34 de façon à réduire les courants de collecteur I et I 2 des transistors 31 et 33 passant dans les diviseurs de courant 12 et 13 respectifs Il est à remarquer que l'on peut choisir une valeur extrêmement grande pour N en combinant les modes

de réalisation des figures 2 et 5 c'est-à-dire en choisis-

sant des surfaces d'émetteur des transistors 32 et 34 égales à N fois les surfaces d'émetteur des transistors 31 et 33 dans le mode de réalisation de la figure 5 En variante, les surfaces d'émetteur des transistors 51 et 52 et des transistors 55 et 56 peuvent être égales et on

modifie le rapport entre les valeurs des courants cons-

tants fournis par les sources de courant constant 53, 54 ainsi que les valeurs des courants constants fournis par les sources de courant constant 57 et 58 respectives de

façon à obtenir le même résultat.

La figure 6 montre une partie de circuit

de gain variable correspondant à un autre mode de réali-

sation de l'invention; dans ce circuit, les éléments correspondant à ceux décrits à propos du circuit à gain variable des figures 2 et 3 sont identifiés par les

mêmes références numériques et une description détaillée

ne sera pas reprise dans un but de simplification En particulier, les surfaces d'émetteur des transistors 31 et 32 et des transistors 33 et 34 des amplificateurs

différentiels 21 et 22 sont pratiquement égales Toute-

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fois, une résistance 61 est branchée entre les électro-

des d'émetteur des transistors 31 et 32, le courant cons-

tant de la source de courant constant 23 étant fourni

directement à l'émetteur du transistor 32 et indirecte-

ment à travers la résistance 61 à l'émetteur du transis- tor 31 De la même manière, la résistance 62 est branchée entre les émetteurs des transistors 33 et 34, de sorte que le courant constant de la source de courant constant 24 soit fourni directement à l'émetteur du transistor 34

* et par la résistance 62 à l'émetteur du transistor 33. Les autres éléments et branchements du mode de réalisation

de la figure 6 sont identiques à ceux du mode de réalisa-

tion de la figure 2 Grâce aux résistances 61 et 62 entre les émetteurs des transistors 31 et 32 et des transistors 33 et 34, le courant d'état permanent ou courant de repos

dans les diviseurs de courant 12 et 13 est considérable-

ment réduit pratiquement de la m 8 me manière que dans les-

circuits à gain variable des figures 2, 3 et 5 selon l'invention.

25142 1 4

Claims

R E V E N D I C A T I O N S ) Circuit à gain variable caractérisé en ce qu'il se compose d'un premier diviseur de courant ( 12) formé d'un premier et d'un second transistors ( 12 a, 12 b) donnant au moins un signal de sortie en réponse à un signal de commande (VO),un second diviseur de courant ( 13) composé d'un troisième et d'un quatrième transistors ( 13 a, 13 b) donnant au moins un signal de sortie en réponse au signal de commande (Vc), un amplificateur ( 8) donnant un premier signal en réponse au signal d'entrée (i in) et au moins un signal de sortie du premier et du second diviseurs de courant ( 12, 13), une source de courant ( 23, 24) donnant un courant constant (Io) un amplificateur différentiel ( 21, 22) réglant le courant passant dans le premier et le second diviseurs de courant ( 12, 13), en réponse au premier signal et au courant constant de façon que les courants d'état permanent traversant à la fois le premier et le second diviseurs de courant ( 12, 13 > soient réglés à une valeur inférieure à la moitié de la valeur du courant constant (I 0), et un moyen de sortie ( 5) donnant un signal de sortie (i) en réponse à au out moins l'un des signaux de sortie du premier et du second diviseurs de courant ( 12, 13).

2 ) Circuit à gain variable selon la reven-

dication 1, caractérisé en ce que le premier et le second transistors ( 12 a, 12 b) ont une première borne en commun et les troisième et quatrième transistors ( 13 a, 13 b) ont une première borne en commun, l'amplificateur différentiel

( 21, 22) se compose d'un premier amplificateur différen-

tiel ( 21) formé d'un cinquième transistor ( 31) et d'un

sixième transistor ( 32) dont les premières bornes reçoi-

vent le courant constant (Iv) et un second amplificateur différentiel ( 22) formé d'un septième transistor ( 33) et d'un huitième transistor ( 34) dont les premières bornes reçoivent le courant constant (Io), le cinquième transistor ( 31) ayant une borne de sortie recevant le courant des premières bornes branchées en commun du premier et du second transistors ( 12 a,-12 b) composant le premier diviseur de courant ( 12) et le septième , transistor ( 33) comporte une borne de sortie pour fournir le courant aux premières bornes en commun des troisième et quatrième transistors ( 13 a, 13 b) du second diviseur

de courant ( 13).

) Circuit à gain variable selon la revendication 2, caractérisé en ce que tous les cinquième

à huitième transistors ( 31, 32, 33, 34) sont des transis-

tors à jonction bipolaire ayant une base, un émetteur et un collecteur et les sixième et huitième transistors ( 32,

34) ont des surfaces d'émetteur égales à N fois les sur-

faces d'émetteur des cinquième et septième transistors

( 31, 33), N étant supérieur à l'unité.

) Circuit à gain variable selon la revendication 2, caractérisé en ce que le cinquième et le huitième transistors ( 31, 34) ont des bornes d'entrée

respectives qui reçoivent le premier signal de l'amplifi-

cateur ( 8) et le sixième et le septième transistors ( 32, 33) ont des entrées respectives recevant un signal de polarisation. ) Circuit à gain variable selon la revendication 2, caractérisé en ce que les cinquième à huitième transistors ( 31-34) ont des bornes d'entrée respectives et le circuit comporte un moyen pour fournir un signal de décalage aux bornes d'entrée des cinquième et septième transistors ( 31, 33) en réponse au premier signal ainsi qu'un signal dé-polarisation de façon que les courants d'état permanent qui traversent à la fois le premier et le second diviseurs de couraut ( 12, 13) soient réglés à une valeur inférieure à la moitié de la

valeur du courant constant ( 10).

60) Circuit à gain variable selon la

revendication 5, caractérisé en ce que: le moyen d'alimen-

tation fournit également un signal de décalage aux bornes d'entrée du sixième et huitième transistors ( 32, 34) en

réponse au premier signal et au signal de polarisation.

70) Circuit à gain variable selon la

revendication 5, caractérisé en ce que le moyen d'alimen-

tation en signaux se compose d'un neuvième et d'un dixième transistors ( 52, 51) dont les bornes d'entrée

reçoivent respectivement le premier signal de l'amplifi-

cateur ( 8) et dont les premières bornes respectives reçoivent le courant constant (I 0) pour fournir des signaux d'entrée aux bornes d'entrée des cinquième et huitième transistors ( 31, 34), ainsi qu'un onzième et un douzième transistors ( 56, 55 > dont les bornes d'entrée reçoivent le signal de polarisation ( 27-) et des premières

bornes qui reçoivent le courant constant (I) et fournis-

sent des signaux d'entrée aux bornés d'entrée des sixième

et septième transistors respectifs ( 32, 33).

) Circuit à gain variable selon la

revendication 7, caractérisé en ce que tous les transis-

tors neuf à douze ( 51, 52, 55, 56) sont des transistors à jonction bipolaire ayant chacun une base, un émetteur et un collecteur, le dixième et le douzième transistors ( 51, 55) ayant des surfaces d'émetteur égales à N fois

la surface d'émetteur des neuvième et onzième transis-

tors ( 56, 55), N étant supérieur à l'unité.
9 ) Circuit à gain variable selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comporte en outre une première résistance ( 61) reliant les premières bornes des cinquième et sixième transistors ( 31, 32) de

façon que le courant constant ( 10) soit appliqué directe-

ment au sixième transistor ( 32) et par la première résis-

tance ( 61) au cinquième transistor ( 31), ainsi qu'une seconde résistance ( 62) reliant les premières bornes des septième et huitième transistors( 33, 34) de façon que le courant constant (I 0) soit fourni directement-au huitième transistor ( 34) et par la seconde résistance ( 62) au

septième transistor ( 33) -

) Circuit à gain variable selon la revendication 2, caractérisé en ce que la source de cou- rant constant se compose d'une première source ( 23) fournissant le courant constant (I 0) aux premières bornes des cinquième et sixième transistors ( 31, 32) et une source de courant constant ( 24) fournissant le courant

constant (I) aux premières bornes des septième et hui-

o

tième transistors ( 33, 34).
11 ) Circuit à gain variable selon la

revendication 1, caractérisé en ce que les quatre pre-

miers transistors ( 12 a, 12 b, 13 a, 13 b) comportent chacun une borne de sortie donnant quatre signaux de sortie respectifs et le moyen de sortie donne le signal de sortie en réponse aux second et troisième signal de sortie. ) Circuit à gain variable selon ia revendication 11, caractérisé en ce que l'amplificateur

( 8) est un amplificateur opérationnel donnant un pre-

mier signal en réponse au signal d'entrée (i in) et au

premier et au quatrième signal de sortie.