ES2643690T3

ES2643690T3 - Control de sistema de comunicación digital dinámico

Info

Publication number: ES2643690T3
Application number: ES12167376.8T
Authority: ES
Inventors: Georgios Ginis; Wei Yu; Chaohuang Zeng; John Cioffi
Original assignee: Leland Stanford Junior University
Current assignee: Leland Stanford Junior University
Priority date: 2001-06-01
Filing date: 2002-05-31
Publication date: 2017-11-23
Anticipated expiration: 2022-05-31
Also published as: EP1396101B1; US10404300B2; EP3242420A1; US20180278282A1; US20030086514A1; US9160385B2; JP4370418B2; DK2533436T3; EP2533436B8; JP5735582B2; CN101005323A; CN101005323B; US20120063531A1; US9843348B2; US8081704B2; US20120257691A1; CN100508432C; CN1535513A; US7158563B2; JP2009189049A

Description

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DESCRIPCION

Control de sistema de comunicacion digital dinamico Antecedentes de la invencion

Campo de la invencion

La presente invencion se refiere, en general, a procedimientos, sistemas y aparatos para gestionar sistemas de comunicaciones digitales. Mas concretamente, la presente invencion se refiere a controlar de forma dinamica parametros de sistema que afectan al rendimiento en sistemas de comunicacion tales como sistemas de DSL.

Descripcion de la tecnica relacionada

La presente invencion se refiere a los sistemas de comunicacion digital en los que el medio de transmision por lo general es cableado de cobre. Lo mas comun es que el cableado de cobre consista en pares trenzados (a los que tambien se hace referencia como “lmeas” o “lazos”) que se categorizan de acuerdo con varias especificaciones de fabricacion (por ejemplo, AWG-26, AWG-24, CAT-3, CAT-5, CAT-6). Los sistemas de comunicacion tfpicos que hacen uso de cableado de cobre incluyen los sistemas de lmea de abonado digital (DSL, Digital Subscriber Line), tales como ISDN, HDSL, ADSL y VDSL, y redes de area local (LAN, Local Area Network), tales como Ethernet. Un transceptor (por ejemplo, un modem de usuario) esta situado en cada extremo de la lmea de comunicaciones que incorpora el cableado de cobre.

Las lmeas de telefono existentes por lo general estan “agregadas” de alguna forma. La “agregacion” de varios pares (en un mazo o de otro modo) puede mejorar el servicio para un unico usuario o permitir un servicio para multiples usuarios. Por ejemplo, 1000-BaseT Ethernet utiliza cuatro pares trenzados para lograr una tasa de datos de 250 Mbps por par, o una tasa agregada de 1 Gbps (que se muestra en la figura 1). En la figura 1, un tren de datos 110 se alimenta a un primer transceptor 120, en el que el tren de datos 110 se descompone en multiples trenes de datos de componentes 130 y, si se desea, se modula usando un modulador 140. El tren de datos de componentes modulado se transmite a lo largo de un par trenzado 150 a un desmodulador 160 y se recompone en un segundo transceptor 170. Los datos se pueden enviar en el sentido opuesto mediante la inversion de los papeles de los diversos componentes que se han descrito previamente.

Otra aplicacion es el uso de la instalacion de lazo telefonico para un servicio de DSL, un ejemplo de lo cual se muestra en la figura 2. Los pares trenzados 210 que emanan de cada equipo de instalaciones del cliente (CPE, Customer Premises Equipment) 220 se agrupan en uno o mas mazos 230, que convergen en un extremo 240 tal como una oficina central (CO, central office), una unidad de red optica (ONU, optical network unit), o un terminal remoto (RT, remote terminal). Por supuesto, tambien pueden tener lugar escenarios Imbridos, tales como el uso de multiples pares por parte de un unico cliente de DSL que tiene por objeto mejorar su tasa de datos global.

La agregacion de pares trenzados se plantea o bien por necesidad (por ejemplo, la infraestructura de lazo telefonico existente) o bien debido a los beneficios de un rendimiento mejorado (por ejemplo, 1000-BaseT Ethernet). En uno u otro caso, no obstante, las comunicaciones en estos ajustes adolecen de la interferencia que surge del acoplamiento electromagnetico entre pares vecinos, a la que se hace referencia como interferencia de “diafoma”. Esto quiere decir que toda senal que sea recibida por un modem en el extremo de un par trenzado contiene, en general, no solo la senal transmitida del par espedfico (que es probable que este, ella misma, distorsionada en cierta medida), sino tambien senales distorsionadas que se transmiten sobre pares vecinos. Es evidente, por lo tanto, que las caractensticas de transmision de un par espedfico (por ejemplo, la potencia transmitida del par) pueden influir materialmente en la comunicacion sobre un par vecino debido a la diafoma inducida. Por lo tanto, las transmisiones sobre pares vecinos (en especial, aquellos que pertenecen a un haz o que comparten el mismo mazo) se acoplan de ciertas formas. Comunmente, las senales interferentes se tratan como ruido. No obstante, la diafoma se puede identificar en algunas situaciones (vease el documento de Estados Unidos con n.° de serie 091788.267). Si se pueden identificar las funciones de acoplamiento de diafoma, puede que sea posible eliminar la interferencia de diafoma.

La “desagregacion” comporta el arrendamiento de la portadora de intercambio local establecida (ILEC, incumbent local exchange carrier) de una lmea telefonica o alguna parte de su ancho de banda a una portadora de intercambio local competitiva (CLEC, competitive local exchange carrier). La practica de desagregacion actual con un servicio de DSL por lo general permite que la CLEC imponga senales que se modulan directamente sobre lmeas de telefono ffsicas arrendadas de par de cobre, a lo que se hace referencia en ocasiones como arrendamiento de “cobre oscuro”. Tales senales desagregadas pueden proporcionar servicios y, en consecuencia, usar espectros, que difieren entre los diversos proveedores de servicios. La diferencia en los espectros puede agravar las incompatibilidades por diafoma que son causadas por la fuga electromagnetica entre lmeas existentes en inmediata proximidad. Las ILEc y las CLEC intentan asegurar la compatibilidad espectral mutua al normalizar las bandas de frecuencia y las densidades espectrales de potencia que pueden ser usadas por diversos servicios de DSL. No obstante, hay muchos anchos de banda y tipos de DSL y, a menudo, los proveedores de servicios son competidores, lo que complica tal gestion del espectro. Ademas, la cooperacion y la conexion entre los reguladores del espectro y los grupos de normas de DSL se encuentran aun en una fase temprana de evolucion, de tal modo que

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los reguladores pueden permitir practicas diferentes de las que se suponen en la gestion del espectro.

La gestion del espectro de DSL intenta definir los espectros de diversos servicios de DSL con el fin de limitar la diafoma entre las DSL que se pueden desplegar en el mismo mazo. Tal diafoma puede ser el factor limitante en la determinacion de las tasas de datos y las simetnas de los servicios de DSL ofrecidos en diversos alcances de lazo, por lo tanto la gestion del espectro encuentra un cierto nivel de compromiso entre las diversas ofertas de servicios de DSL que se pueden desplegar de forma simultanea. Los estudios de gestion del espectro tienden a especificar algunas situaciones de lazo tfpicas y de caso mas desfavorable, y entonces proceden a definir unos espectros fijos para cada tipo de DSL para reducir la degradacion mutua entre servicios. Puede que una asignacion de espectros fija de este tipo produzca el nivel deseado de compromiso en situaciones diferentes de las que se suponen en los estudios.

Estas reglas promulgadas imponen unos lfmites estrictos sobre los parametros de transmision, controlando la degradacion del rendimiento debido a la diafoma al limitar de manera uniforme las transmisiones de todas las partes en el sistema. Por lo general, la totalidad del conjunto de reglas es de aplicacion igualmente con independencia del entorno de diafoma real (por ejemplo, si pares vecinos transmiten, o no, senales en realidad), proporcionando de ese modo una proteccion para un escenario de caso mas desfavorable. En la actualidad, los parametros de comunicacion en la capa ffsica (tal como la potencia transmitida, el ancho de banda de transmision, la densidad espectral de potencia transmitida, la asignacion de energfa en tiempo / frecuencia, la asignacion de bits en tiempo / frecuencia) se determinan sobre la base de informacion estatica acerca de un par de modems y su lmea de par trenzado. Tal como se observa en la figura 3, un sistema 300 existente tiene los pares de modems 3l0, 311 que estan conectados por las lmeas de par trenzado 312. Los requisitos y restricciones 314 normalizados para cada enlace se proporcionan a los modulos de adaptacion de comunicacion 315. En algunos casos, las caractensticas de lmea y de senal medidas de una lmea 312 se pueden realimentar al modulo de adaptacion de comunicacion 315 mediante un modulo 316 para una lmea dada para ayudar en el funcionamiento de los pares de modems 310, 311 que se corresponden con la lmea 312. Tal como se ilustra en la figura 3, no obstante, no hay comunicacion o transferencia alguna de las caractensticas de lmea y/o de senal fuera de cada enlace y su respectivo par de modems. Ademas, ninguna entidad independiente tiene conocimiento del funcionamiento de mas de un par de modems y lmea o de las interacciones de los diversos pares (por ejemplo, la diafoma entre lmeas). En su lugar, las reglas, los requisitos y las restricciones que se aplican a lmeas y modems tales como los que se muestran en la figura 3 se disenan para dar cabida a los casos mas desfavorables de interferencia de diafoma o de otro tipo, con independencia de las condiciones reales que se encuentran presentes en el sistema durante el funcionamiento.

Uno de los inconvenientes de los sistemas de comunicacion actuales de multiples usuarios es el control de potencia. En los sistemas de comunicacion tfpicos, que estan limitados en cuanto a la interferencia, el rendimiento de cada usuario depende no solo de su propia asignacion de potencia, sino tambien de la asignacion de potencia de la totalidad de los otros usuarios. En consecuencia, el diseno de sistema comporta, en general, importantes compensaciones redprocas de rendimiento entre diferentes usuarios. El entorno de DSL se puede considerar un sistema de multiples usuarios, el cual se beneficiana de un esquema de asignacion de potencia avanzada que aumenta al maximo o permite la seleccion de entre la mayor parte o la totalidad de las tasas de datos alcanzables para multiples modems de DSL en presencia de una interferencia mutua.

Tal como se ha mencionado en lo que antecede, la tecnologfa de DSL proporciona servicios de datos de alta velocidad por medio de los pares de cobre de telefono convencionales. El entorno de DSL se considera un entorno de multiples usuarios debido a que las lmeas telefonicas de diferentes usuarios estan agregadas entre sf en el camino desde la oficina central, y diferentes lmeas en el haz crean con frecuencia una diafoma unas en otras. Tal diafoma puede ser la fuente de ruido dominante en un lazo. No obstante, los sistemas de DSL previos tales como ADSL y HDSL se disenan como sistemas de unico usuario. A pesar de que los sistemas de unico usuario son considerablemente mas sencillos de disenar, un diseno de sistema real de multiples usuarios puede obtener unas tasas de datos mucho mas altas que las de los disenos de sistemas de unico usuario.

A medida que aumenta la demanda de tasas de datos mas altas y los sistemas de comunicacion se mueven hacia las bandas de frecuencia mas alta, en las que el problema de la diafoma es mas acusado, la compatibilidad espectral y el control de potencia son temas centrales. Esto es especialmente cierto para VDSL, en la que se pueden usar unas frecuencias de hasta 20 MHz.

El control de potencia en los sistemas de DSL difiere del control de potencia en los sistemas inalambricos debido a que, a pesar de que el entorno de DSL vana de lazo a lazo, este no vana con el paso del tiempo. Debido a que el desvanecimiento y la movilidad no suponen un problema, la suposicion de un conocimiento de canal perfecto es razonable. Esto permite la puesta en practica de esquemas de control de potencia centralizados sofisticados. Por otro lado, a diferencia de la situacion inalambrica en la que, a menudo, se puede asumir un desvanecimiento plano, los lazos de DSL son acusadamente selectivos en frecuencia. Por lo tanto, es necesario que todo esquema de asignacion de potencia avanzada considere no solo la cantidad total de potencia que se asigna para cada usuario, sino tambien la asignacion de la potencia en cada frecuencia. En particular, los sistemas de VDSl adolecen de un problema de cerca - lejos cuando dos transmisores que estan ubicados a diferentes distancias de las oficinas centrales intentan, ambos, comunicarse con la oficina central. Cuando un transmisor se encuentra mucho mas cerca de la oficina central que el otro, la interferencia debido al transmisor mas cercano a menudo sobrepasa a la senal

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procedente del transmisor mas lejano.

Los modems de DSL usan unas frecuencias por encima de la banda de voz tradicional para portar datos de alta velocidad. Para combatir la interferencia inters^bolo en el canal telefonico acusadamente selectivo en frecuencia, la transmision de DSL usa una modulacion por multitono discreto (DMT, Discrete Multitone), que divide la banda de frecuencia en un gran numero de sub-canales y supongase que cada sub-canal porta un tren de datos separado. El uso de la modulacion por DMT permite la puesta en practica de una asignacion de potencia arbitraria en cada tono de frecuencia, permitiendo una conformacion espectral.

Tal como se muestra en la figura 4, un haz de DSL 410 puede consistir en un numero de lmeas de abonado 412 que estan agregadas entre sf que, debido a su inmediata proximidad, generan una diafoma. La diafoma de extremo cercano (NEXT, Near end crosstalk) 414 se refiere a la diafoma que es creada por transmisores que estan ubicados en el mismo lado que el receptor. La diafoma de extremo lejano (FEXT, Far end crosstalk) 416 se refiere a la diafoma que es creada por transmisores que estan ubicados en el lado opuesto. Por lo general, la NEXT es mucho mas grande que la FEXT. Los ejemplos de la presente invencion que se presenta en el presente documento usan unos sistemas sometidos a duplexacion de frecuencia para fines ilustrativos.

Los sistemas de DSL actuales se disenan como sistemas de unico usuario. Ademas de una restriccion de potencia total del sistema, cada usuario tambien esta sujeto a una restriccion de densidad de espectro de potencia (PSD, power spectrum density) estatica. La restriccion de densidad de espectro de potencia limita el nivel de interferencia del caso mas desfavorable a partir de cualquier modem; por lo tanto, cada modem se puede disenar para soportar el ruido del caso mas desfavorable. Un diseno de ese tipo es conservador en el sentido de que los escenarios de despliegue realistas a menudo tienen unos niveles de interferencia mucho mas bajos que el ruido del caso mas desfavorable, y los sistemas actuales no estan disenados para sacar partido de este hecho. Ademas, la misma restriccion de densidad de espectro de potencia se aplica a todos los modems de manera uniforme con independencia de su ubicacion geografica.

La ausencia de diferentes asignaciones de potencia para diferentes usuarios en diferentes ubicaciones es problematica debido al problema de cerca - lejos que se ha mencionado en lo que antecede. La figura 5 ilustra una configuracion en la que dos lazos de VDSL 510 en el mismo mazo emanan de la oficina central 512 a unas instalaciones de cliente lejanas 514 y unas instalaciones de cliente cercanas 516. Cuando ambos transmisores en el lado de CPE transmiten a la misma densidad espectral de potencia, la FEXT 526 que es causada por la lmea corta puede sobrepasar a la senal de datos en la lmea larga debido a la diferencia en la atenuacion de lmea. Por lo tanto, el rendimiento de aguas arriba de la lmea larga se ve acusadamente afectado por la transmision en sentido ascendente de la lmea corta. Para solucionar este problema de compatibilidad espectral entre las lmeas cortas y largas, las lmeas cortas han de reducir sus densidades espectrales de potencia en sentido ascendente de tal modo que las mismas no dan lugar a una interferencia improcedente en las lmeas largas. Esta reduccion de la densidad espectral de potencia de transmision en sentido ascendente se conoce como retroceso de potencia en sentido ascendente. Observese que el sentido descendente no adolece de un problema similar debido a que, a pesar de que todos los transmisores en el lado de CO tambien transmiten a la misma densidad espectral de potencia, la FEXT que los mismos causan unos en otros es identica a cualquier distancia fija con respecto a la CO. Este nivel de sentido descendente de FEXT es por lo general mucho mas pequeno que las senales de datos, por lo tanto este no plantea un problema grave para la transmision en sentido descendente.

En VDSL se han propuesto varios procedimientos de retroceso de potencia en sentido ascendente. Todos los procedimientos actuales de retroceso de potencia intentan reducir la emision de interferencias que es causada por los lazos mas cortos al forzar que el lazo mas corto emule el comportamiento de un lazo mas largo. Por ejemplo, en el procedimiento de retroceso de potencia constante, un factor constante se aplica a lo largo de la frecuencia en las bandas de transmision en sentido ascendente de tal modo que, a una frecuencia de referencia particular, el nivel de PSD recibido a partir de los lazos mas cortos es el mismo que el nivel de PSD recibido a partir de un lazo de referencia mas largo.

Una generalizacion de este procedimiento se denomina procedimiento de longitud de referencia, en el que unos niveles variables de retroceso se ponen en practica a lo largo de la frecuencia de tal modo que la PSD recibida para un lazo mas corto es la misma que la de un cierto lazo de referencia mas largo en todas las frecuencias. No obstante, la imposicion del mismo lfmite de PSD para los lazos mas cortos a lo largo de la totalidad de la banda de frecuencia puede ser demasiado restrictiva debido a que las bandas de alta frecuencia por lo general tienen demasiada atenuacion para ser utiles en lazos largos. Por lo tanto, los lazos cortos debenan ser capaces de transmitir en las bandas de alta frecuencia sin preocuparse acerca de su interferencia.

Esta observacion conduce al procedimiento de longitud de referencia multiple, que establece una longitud de referencia diferente en cada banda de frecuencia en sentido ascendente. La totalidad de los procedimientos que se han mencionado en lo que antecede igualan el nivel de PSD de un lazo mas corto al nivel de PSD de un cierto lazo de referencia mas largo. A pesar de que estos procedimientos pueden ser faciles de poner en practica en algunos casos, se puede obtener un mejor rendimiento si, en su lugar, se igualan los propios niveles de interferencia. Los ejemplos de tales enfoques son el procedimiento de FEXT igualada, que fuerza a que la emision de FEXT por parte de los lazos mas cortos sea igual a la FEXT a partir de un lazo de referencia mas largo, y el procedimiento de ruido

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de referencia que fuerza a que la emision de FEXT sea igual a un ruido de referencia mas general. A pesar de que en la actualidad no hay consenso alguno en lo que respecta a un unico procedimiento, resulta obvio que es mas probable que un procedimiento flexible tal como ruido de referencia que permite la conformacion del espectro proporcione un mejor rendimiento.

Los procedimientos de retroceso de potencia previamente propuestos requieren que el espectro de potencia o de ruido de los lazos cortos cumpla con un lazo de referencia o un ruido de referencia. Estos enfoques son sencillos de poner en practica debido a que solo es necesario que cada lazo ajuste su espectro de potencia de acuerdo con una referencia y no requieren conocimiento alguno de la configuracion de red. Si, no obstante, las caractensticas de lazo y de acoplamiento en la red son conocidas o bien por los propios lazos, o bien por un tercero centralizado, se pueden poner en practica unos niveles de espectro de potencia de ajuste adaptativo, permitiendo un mejor rendimiento del sistema.

No obstante, el problema de optimizacion implicado es complejo como resultado del gran numero de variables y, debido a la naturaleza no convexa del problema, existen muchos mmimos locales. A menudo, los intentos previos de resolver este problema recurnan a restricciones anadidas tales como que todas las densidades de espectro de potencia de transmisor sean las mismas, o que todas las PSD sean, en un cierto sentido, simetricas. El primer intento de hallar el autentico optimo global se basa en el recocido cuantico para reducir al mmimo la energfa total, sujeto a unas restricciones de tasa en cada usuario.

Tal como sera apreciado por los expertos en la materia, los procedimientos previos que se han descrito en lo que antecede teman diversos inconvenientes. Algunos de estos procedimientos eran sencillos de poner en practica, pero perdfan rendimiento disponible en aras de tal simplicidad. Los procedimientos que intentaban obtener unos niveles de rendimiento mas altos, por otro lado, eran demasiado complejos para resultar practicos. Un procedimiento y sistema relativamente simple que puede lograr una mejora sustancial en el rendimiento del sistema representana un importante avance en la tecnica.

Tal como se ha hecho notar en lo que antecede, la popularidad de los sistemas de DSL esta creciendo con rapidez como una tecnologfa de acceso de banda ancha capaz de entregar de forma fiable unas tasas de datos altas a lo largo de las lmeas de abonados telefonicos. El despliegue con exito de sistemas de DSL Asimetrica (ADSL, Asymmetric DSL) ha ayudado a revelar el potencial de esta tecnologfa. Los esfuerzos actuales se centran en la VDSL, lo que permite el uso de un ancho de banda de hasta 20 MHz. ADSL puede alcanzar unas tasas en sentido descendente de hasta 6 Mbps, al tiempo que la VDSL tiene por objeto entregar un servicio asimetrico con unas tasas en sentido descendente de hasta 52 Mbps, y un servicio simetrico con unas tasas de hasta 13 Mbps. No obstante, la comunicacion de DSL sigue estando lejos de alcanzar su pleno potencial, y el “acortamiento” gradual de los lazos presenta una oportunidad de desarrollar procedimientos avanzados que pueden lograr unas tasas y un rendimiento mejorados.

En el servicio de DSL avanzado, la ubicacion de la terminacion de lmea (LT, line termination, o “lado de oficina central”), asf como de la terminacion de red (NT, network termination, o “lado de instalaciones de cliente”) pueden variar. Es decir, no todos los modems de LT se encuentran en la misma ubicacion ffsica. A menudo, la ubicacion puede ser una ONU o armario, en el que la colocacion y la union de de equipo de CLEC pueden ser tecnicamente diffciles, si es que no es ffsicamente imposible. La dificultad se plantea debido a que un acceso de fibra de CLEC a la ONU puede estar restringido y/o puede que la ONU no sea lo bastante grande para dar cabida a una estantena / estante para cada nueva CLEC. A menudo, la colocacion de tal equipo de CLEC para cobre oscuro se denomina “ubicacion conjunta” cuando el mismo se encuentra en la oficina central. A pesar de que el espacio y la facilitacion de tal ubicacion conjunta de oficinas centrales para la desagregacion del cobre oscuro podna estar obligado por la ley en algunos casos, una ILEC solo puede proporcionar lo que es en esencia una desagregacion de paquetes en el terminal de LT (es decir, un ancho de banda de servicio arrendado a un nivel de protocolo de capa 2 o 3, no en la capa ffsica). Esto representa un cambio en la arquitectura que se supone en muchos estudios del espectro.

El control de la totalidad de las senales de capa ffsica por parte de un unico proveedor de servicios permite la coordinacion de las senales transmitidas de formas que pueden ser beneficiosas para el rendimiento de un servicio de DSL. Se considera que la desagregacion de paquetes, lo que facilita el ancho de banda digital en los pares trenzados, en lugar del arrendamiento directo de la capa ffsica de la propia lmea, es un paso probable en la evolucion de los servicios de DSL.

Una topologfa de sistema de DSL en desarrollo se muestra en la figura 6. Algunos pares trenzados 616 emanan de la CO 610 y alcanzan las instalaciones de cliente 614. La instalacion de una ONU 612 (en un punto entre la CO 610 y uno o mas CPE 614) acorta las longitudes de lazo 618 de tal modo que se mejoran el alcance y el rendimiento de los servicios de DSL. Por lo general, la ONU 612 se conecta a la CO 610 a traves de un enlace de fibra 622. Los pares 616 y 618 pueden ocupar el mismo mazo 620.

El acoplamiento de diafoma es mas intenso entre los pares trenzados en el grupo de un mazo. Por lo tanto, la eliminacion o la mitigacion de la auto FEXT dentro del grupo de un mazo presenta el mayor beneficio de rendimiento. Las lmeas “desagregadas” de diferentes proveedores de servicios pueden compartir el grupo de un

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mazo, lo que puede dar como resultado la ausencia de la ubicacion conjunta del equipo de transceptor de CO. No obstante, hay indicaciones de que el despliegue de ONU conducira a una arquitectura en la que sera necesario algun tipo de transmision vectorizada, debido a que diferentes proveedores de servicios pueden tener que “compartir” un enlace de fibra a una ONU (por ejemplo, el enlace 622 de la figura 6) de la cual emanaran las lmeas de usuario individuales en la que convergeran las mismas. Mas concretamente, la arquitectura actual de “desagregacion de lmeas” se vuelve inviable con la instalacion de las ONU, debido a que la desagregacion de lmeas implica que cada proveedor de servicios usa su propia fibra individual para proporcionar una conexion privada con la oNu, y que la ONU ha de ser lo bastante grande para dar cabida a una estantena o estante para cada proveedor de servicios. A menudo, esto no resulta practico o posible. Estas dificultades pueden conducir a la evolucion de “desagregacion de paquetes” en la que el ancho de banda de servicio se arrienda en la capa de transporte, en lugar de la capa ffsica. En ese caso, la transmision vectorizada se vuelve mas atractiva debido a que la misma puede ofrecer una mejora de rendimiento sustancial y un control potenciado.

El problema de la diafoma se ha abordado antes con algunos inconvenientes. Por ejemplo, en algunos sistemas, se obtuvieron unos igualadores lineales de Mmimo Error Cuadratico Medio (MMSE, Minimum Mean Square Error) de MIMO. Otro procedimiento anterior emplea la descomposicion en valores singulares para lograr la cancelacion de diafoma suponiendo la ubicacion conjunta tanto de transmisores como de receptores. Otros procedimientos previos incluyen unos transmisores “de mayor amplitud que Nyquist” que se mostro que proporcionaban ventajas de rendimiento en comparacion con los “limitados por Nyquist” y la cicloestacionariedad de diafoma (que es inducida por la sincronizacion de transmisor) en combinacion con un sobremuestreo que se mostro que daban como resultado unos valores mas altos de SNR.

El documento “A Multi-user Precoding Scheme achieving Crosstalk Cancellation with Application to DSL systems"; de G. Ginis y J. M. Cioffi, divulga un procedimiento de precodificacion para la modulacion por DMT en combinacion con la distribucion de la energfa en un sistema con multiples usuarios.

Ninguno de los procedimientos o sistemas previos proporcionaba una reduccion relativamente simple y eficaz en la interferencia de diafoma en los sistemas de comunicacion por cable. No obstante, la transmision vectorizada (tal como se define en la presente invencion) puede lograr un alto grado de reduccion de la diafoma sin una complejidad poco razonable. Ademas, el uso de una transmision vectorizada puede dar cabida a los cambios en camino a la arquitectura, para el servicio de DSL, asf como proporcionar una oportunidad de gestion dinamica de sistemas que puede superar los inconvenientes de los sistemas y procedimientos anteriores.

Breve sumario de la invencion

La presente invencion se refiere a procedimientos, aparatos y sistemas para controlar de forma dinamica un sistema de comunicacion digital, tal como un sistema de DSL, de acuerdo con las reivindicaciones adjuntas.

Algunos detalles y ventajas adicionales de la invencion se proporcionan en la siguiente descripcion detallada y las figuras asociadas.

Breves descripciones de los dibujos

La presente invencion sera entendida facilmente por medio de la siguiente descripcion detallada junto con los dibujos adjuntos, en los que numeros de referencia semejantes designan elementos estructurales semejantes, y en los que:

La figura 1 es un diagrama esquematico de un conjunto de lmeas telefonicas de par trenzado que se usan para la transmision de un tren de informacion agregado.

La figura 2 es un diagrama esquematico de un sistema de DSL que utiliza una instalacion de lazo telefonico existente.

La figura 3 es una vista esquematica de un sistema de comunicacion usando requisitos y restricciones de enlace y una informacion de caractensticas de lmea y de senal de una forma lmea a lmea.

La figura 4 es una representacion esquematica de un sistema de DSL que muestra un haz de lmeas de transmision en un mazo.

La figura 5 es una representacion esquematica del problema de cerca - lejos que se encuentra con la diafoma de FEXT.

La figura 6 es una representacion esquematica de un sistema de DSL que muestra un haz de lmeas de transmision en un mazo en el que algunas de las lmeas comparten una fibra u otro enlace entre una CO y una ONU.

La figura 7 es una representacion esquematica de una realizacion de la presente invencion en la que una informacion acerca de las caractensticas de lmea y de senal a partir de un numero de lmeas de DSL se comparte y se usa en una configuracion de adaptacion de comunicacion conjunta.

La figura 8 es un modelo de canal de interferencia que muestra la interferencia de diafoma entre lmeas de DSL. La figura 9 es un diagrama de sincronismo que muestra la sincronizacion de la transmision y recepcion de bloques en una CO / ONU.

La figura 10 muestra unas mediciones de acoplamiento de FEXT para lazos con una longitud de 1640 pies (500

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La figura 11 muestra un bloque de cancelacion de una realizacion de la presente invencion que se corresponde con un unico tono en un sistema por multitono discrete.

La figura 12 muestra un sistema para la transmision de DMT vectorizado en sentido ascendente combinando los bloques de cancelacion de todos los tonos.

La figura 13 muestra un precodificador de MIMO de la presente invencion que se corresponde con un unico tono en un sistema por multitono discreto.

La figura 14 muestra un sistema de DMT vectorizado para la transmision en sentido descendente combinando los precodificadores de la presente invencion para todos los tonos e incluyendo los transmisores y receptores de DMT.

La figura 15 ilustra la descomposicion de QR de dos ordenaciones posibles.

La figura 16 es una ilustracion grafica de las diferencias en las tasas de datos disponibles con una realizacion de la presente invencion como una funcion de la longitud de lazo.

Descripcion detallada de la invencion

La siguiente descripcion detallada de la invencion se dara con referencia a una o mas realizaciones de la invencion, pero no se limita a tales realizaciones. La descripcion detallada solo tiene por objeto ser ilustrativa. Los expertos en la materia apreciaran facilmente que la descripcion detallada que se da en el presente documento con respecto a las figuras se proporciona para fines de explicacion debido a que la invencion se extiende mas alla de estas realizaciones limitadas. Por ejemplo, la presente invencion se describe en algunos casos en conexion con un sistema de DSL. No obstante, la presente invencion se puede usar con otros sistemas que se beneficianan del rendimiento mejorado que es proporcionado por la presente invencion. En consecuencia, la presente invencion no se limita unicamente a los sistemas de DSL. Ademas, la presente invencion se describe en el presente documento principalmente en conexion con la reduccion de la interferencia de diafoma. Una vez mas, no obstante, la presente invencion se puede usar para reducir o eliminar otra interferencia de senal poco deseable o para mejorar de otro modo el rendimiento del sistema en el que se usa la presente invencion.

El rendimiento del sistema se puede medir al aumentar al maximo las tasas de datos para los usuarios. No obstante, en algunos sistemas, puede que los operadores deseen ser capaces de ofrecer una diversidad de servicios a los usuarios. Por ejemplo, si un operador conoce la totalidad de las tasas disponibles para un haz, ese operador puede ser capaz de ofrecer a determinados usuarios unas tasas de datos mas altas como un servicio “de pago” o para necesidades especializadas (tales como un proveedor de atencion hospitalaria o de emergencia). Tal como se apreciara a partir de lo anterior, por lo tanto, expresiones tales como “optimo” y “optimizacion” se pueden definir de forma subjetiva y puede que, por sf mismas, no hagan necesariamente referencia a la tasa o tasas de datos mas rapidas.

La “gestion estatica de espectros” usa unas restricciones, lfmites y requisitos fijos y no flexibles en conexion con diversos sistemas de comunicaciones digitales. Como contraste, en el presente documento se hace referencia a un sistema con una determinacion adaptativa de los espectros como “gestion dinamica de espectros”. Necesariamente, la gestion estatica de espectros es un caso especial de la gestion dinamica de espectros, por lo tanto la gestion estatica de espectros nunca puede superar el desempeno de la gestion dinamica de espectros. De hecho, se puede proporcionar una mejora sustancial por medio de una gestion dinamica de espectros. La presente invencion ilustra que el nivel de mejora vana con las caractensticas de lazo, las funciones de acoplamiento de diafoma, las tasas de datos y las simetnas que se ofrecen, pero puede ser significativo. El nivel de mejora relativa aumenta a medida que las longitudes de lazo se hacen mas cortas y las tasas de datos se hacen mas simetricas, como es probable que sea el caso con la presente evolucion de DSL. Cabe destacar que la gestion dinamica de espectros de acuerdo con la presente invencion permite una mezcla mayor de servicios asimetricos y simetricos de alto rendimiento en el mismo mazo.

Para los fines del presente documento, el acronimo FDD quiere decir 'duplexacion por division de frecuencia' (Frequency Divisional Duplexing).

La presente invencion se describira en general con respecto a un sistema de comunicacion digital. Dentro del contexto de la gestion dinamica de espectros, no obstante, hay dos situaciones en relacion con la desagregacion de servicios de comunicaciones que se abordaran por medio de un ejemplo en particular - la desagregacion de lmeas y la desagregacion de paquetes para un servicio de DSL. Una “desagregacion de lmeas” tiene lugar cuando diferentes proveedores de servicios imponen unas senales electricas de capa ffsica sobre las lmeas de hilo de cobre dentro de un cable telefonico, que es la practica actual cuando las lmeas terminan en una oficina central. Un ejemplo ilustrativo espedfico de la presente invencion (equilibrado de espectro) se presentara en lo sucesivo y es aplicable en un entorno de desagregacion de lmeas. La “desagregacion de paquetes” tiene lugar cuando los proveedores de servicios en su lugar arriendan trenes de bits a partir de una unica portadora comun la cual gestiona todas las senales en un cable telefonico, lo que quiere decir que diferentes proveedores de servicios estan utilizando el mismo cable telefonico. Esto puede tener lugar, por ejemplo, cuando se usa fibra para conectar una oficina central a una ONU, a partir de los cuales emanan, a su vez, diferentes pares trenzados de los proveedores de servicios. Un ejemplo ilustrativo de la presente invencion (transmision vectorizada) se explicara en lo sucesivo y es aplicable en un entorno de desagregacion de paquetes.

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GENERAL

En algunas realizaciones, la presente invencion usa procedimientos que hacen uso de un cierto nivel de conocimiento en lo que respecta a los sistemas vecinos y el entorno de transmision, con el fin de mejorar el rendimiento en todos los pares. Como un ejemplo sencillo, cuando el acoplamiento de diafoma entre las lmeas es debil, diversas restricciones de transmision se pueden relajar sin un impacto sustancial. Yendo mas lejos, los sistemas en pares vecinos pueden conformar sus densidades espectrales de potencia de tal modo que la diafoma mutuamente inducida se reduce al mmimo y se cumplen sus objetivos de rendimiento.

Se define adicionalmente que la presente invencion incluye procedimientos y aparatos que determinan y controlan los parametros de comunicacion de capa ffsica, sobre la base de una informacion que se obtiene acerca de la totalidad del entorno de transmision (el conjunto de todos los pares trenzados vecinos) y en el que los criterios de optimizacion pueden estar relacionados con la totalidad de los enlaces correspondientes. Los parametros de comunicacion tambien se pueden referir a los periodos de tiempo a lo largo de los cuales se permite la transmision sobre un par, lo que implica unos esquemas similares al acceso multiple por division en el tiempo. La adaptacion de parametros de comunicacion puede tener lugar una vez (por ejemplo, durante la inicializacion del modem), de forma periodica, o incluso de forma continua.

La adaptacion conjunta utiliza una informacion acerca de las caractensticas de canal y acerca de los requisitos y las restricciones de enlace, que da como resultado la provision de unos servicios mejorados. En algunas realizaciones, se recopila informacion para todos los enlaces, pero la adaptacion conjunta solo es de aplicacion a un unico subconjunto de esos enlaces. En otra realizacion de la presente invencion, se recopila informacion acerca de la totalidad de los enlaces, pero la adaptacion conjunta se aplica de manera independiente a subconjuntos de esos enlaces. En aun otras realizaciones, se puede recopilar informacion acerca de solo un subconjunto de los enlaces, con la adaptacion conjunta siendo aplicada a la totalidad o a un subconjunto de los enlaces.

Una realizacion de la presente invencion se muestra en la figura 7. Al igual que con los sistemas previos, un sistema de comunicacion digital 700 usa los pares de modems 710, 711 que estan conectados por las lmeas de par trenzado 712. Los requisitos y las restricciones universales (por ejemplo, la potencia de sistema total y las restricciones de potencia en cada lmea) se pueden aplicar a todos los enlaces en el sistema mediante un modulo 714. Una vez mas, las caractensticas de lmea y de senal para cada lmea 712 se pueden adquirir y proporcionar al modulo de adaptacion de comunicacion 715. El operador del modulo 715 puede ser un unico proveedor de servicios, un grupo de proveedores de servicios o una entidad independiente 716 que recoge y evalua los datos de sistema y proporciona instrucciones a los usuarios o, en algunos casos, posiblemente controla los parametros de sistema para lograr unas caractensticas operativas deseables. En la figura 7, las caractensticas de lmea y de senal se pueden adquirir para la totalidad (o un subconjunto) de las lmeas y se pueden coordinar o considerar de otro modo de una forma conjunta.

En algunas realizaciones de la presente invencion, se comparte la informacion en lo que respecta a las caractensticas de lmea de todos los enlaces. Se puede hallar un ejemplo en el documento de Estados Unidos con n.° de serie 09/788.267. Las caractensticas de lmea pueden incluir, pero no se limitan a, topologfa de lazo, funciones de transferencia y funciones de acoplamiento de diafoma. Por ejemplo, el conocimiento del acoplamiento de diafoma puede permitir mejoras de rendimiento, debido a que la cantidad de degradacion de un enlace debido a la transmision sobre un enlace vecino se puede estimar de forma precisa y, por lo tanto, se puede lograr que un aumento en la potencia transmitida mejore el rendimiento del enlace sin degradar los enlaces vecinos.

En aun otras realizaciones de la presente invencion, tambien (o en su lugar) se comparte la informacion en lo que respecta a las caractensticas de senalizacion. Las caractensticas de senalizacion pueden incluir, pero no se limitan a, la densidad espectral de potencia transmitida, la utilizacion y la asignacion de ancho de banda, el tipo de modulacion y la asignacion de bits. Esto puede permitir la aplicacion de una nueva clase de procedimientos y aparatos, tales como aquellos que comportan la distribucion en frecuencia de potencia disponible, de tal modo que el impacto entre enlaces vecinos se reduce al mmimo.

Ademas de compartir informacion en lo que respecta a las caractensticas de lmea y / o de senalizacion, se pueden emplear procedimientos de procesamiento de senal conjunto que utilizaran el conocimiento de los trenes de bits transmitidos. Este nivel de coordinacion esta directamente relacionado con el concepto de la transmision “vectorizada”, en la que esencialmente se elimina la diafoma. Una vez mas, esto permite una clase diferente de procedimientos de adaptacion, en la que los recursos de potencia y de frecuencia de todos los enlaces se pueden asignar de forma optima con el fin de lograr los requisitos deseados.

Se presentan a continuacion dos puestas en practica espedficas de la presente invencion. La primera usa una metodologfa de control de potencia adaptativa de multiples usuarios, que se presenta, como un ejemplo, como aplicada a un sistema de VDSL. Un sistema de ese tipo es util en un entorno de desagregacion de lmeas en el que diferentes proveedores de servicios pueden tener acceso a diferentes lmeas en un mazo y / o, en las lmeas en el mazo, se proporcionan diferentes servicios que, en potencia, se afectan de forma negativa unos a otros.

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PROCEDIMIENTO DE CONTROL DE POTENCIA ADAPTATIVO

El entorno de lmea de abonado digital (DSL, digital subscriber line) se puede ver como un sistema de multiples usuarios. Una realizacion de la presente invencion tiene por objeto optimizar la asignacion de potencia para identificar las tasas de datos maximas alcanzables para multiples modems de DSL en presencia de una interferencia mutua. El siguiente analisis usara la VDSL como un ejemplo, y mostrara que un diseno de sistema de multiples usuarios con un esquema de asignacion de potencia avanzada puede proporcionar un sistema con una mejora de rendimiento sustancial en comparacion con un diseno de unico usuario que no tiene en cuenta el aspecto de multiples usuarios. Este procedimiento de asignacion de potencia avanzada se puede poner en practica o bien de una forma centralizada o bien de una forma distribuida. El enfoque centralizado asume la existencia de una entidad que adquiere un conocimiento de las funciones de acoplamiento de diafoma y de canal, determina los parametros y las caractensticas de senalizacion deseadas para cada usuario y, por ultimo, da instrucciones a cada usuario para emplear estas caractensticas y parametros de transmision.

Otra realizacion no requiere un conocimiento de las funciones de acoplamiento de diafoma. En una realizacion de este tipo, los modems de cada usuario entran en una fase durante la cual cada usuario ajusta de forma individual sus propias caractensticas de senalizacion con el objeto de lograr su propio nivel deseado de rendimiento, al tiempo que se reduce al mmimo la diafoma que induce el mismo sobre los otros usuarios. En la presente realizacion, puede seguir existiendo una entidad centralizada, pero su papel se puede restringir a establecer los niveles de rendimiento objetivo de cada usuario.

El siguiente analisis evaluara las tecnicas de transmision en las que no tiene lugar deteccion alguna de multiples usuarios, y se centran unicamente en la asignacion de potencia avanzada para cada usuario en la red. Un modelo de canal de interferencia 800 se muestra en la figura 8. Hay N transmisores 810-1 a 810-N y N receptores 820-1 a 824-N en la red 800. El canal del usuario / al usuario j se modela como un canal de ISI, cuya funcion de transferencia

en el dominio de la frecuencia se indica como Hij (f), en la que 0 </SF„F, = ^r, y Ts es la tasa de muestreo.

Ademas del ruido de interferencia, cada receptor tambien observa un ruido de fondo cuya densidad de espectro de potencia se indica como a(f). La asignacion de potencia para cada transmisor se indica como Pi(f), que ha de satisfacer una restriccion de potencia:

f vm < p,

Ecuacion (1)

La tasa de datos alcanzable para cada usuario al tiempo que se trata toda la interferencia como ruido es:

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en la que r indica la separacion de SNR que depende de la probabilidad de error, el esquema de modulacion y la codificacion que se aplica. Un esquema de codificacion y de modulacion que se aproxima a la capacidad teorica de la informacion tiene r = 0 dB.

El objetivo del diseno de sistema es aumentar al maximo el conjunto de tasas {Ri, ... , Rn}, sujeto a las restricciones de potencia de la ecuacion (1). Sera evidente a los expertos en la materia que, para cada transmisor, aumentar su potencia en cualquier banda de frecuencia aumentara su propia tasa de datos. No obstante, un aumento de ese tipo tambien da lugar a mas interferencia para otros usuarios y, por lo tanto, es perjudicial para las transmisiones de otros usuarios. Por lo tanto, una optimizacion u otro diseno avanzado ha de considerar la compensacion redproca entre las tasas de datos de todos los usuarios.

A menudo, un despliegue de DSL realista requiere que multiples tasas de servicio sean soportadas para todos los usuarios, y el nivel requerido de servicio de cada usuario podna ser arbitrario. Por lo tanto, con frecuencia un unico factor de calidad no resulta adecuado para representar el rendimiento del sistema. Asimismo, tal como se ha hecho notar en lo que antecede, puede que se desee conocer todas las combinaciones de tasas de datos alcanzables para los usuarios en un sistema. Por ejemplo, si el objetivo es aumentar al maximo la tasa de suma, entonces no hay garantfa alguna de una tasa de datos minima para uno cualquiera de los usuarios.

Una forma conveniente de caracterizar plenamente la compensacion redproca entre los usuarios y las tasas de datos alcanzables que se encuentran disponibles a los mismos es a traves de la nocion de una region de tasas, que se define como:

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La region de tasas caracteriza todas las posibles combinaciones de tasas de datos entre todos los usuarios. A pesar de que, en teona, la region de tasas se puede hallar por medio de una busqueda exhaustiva a traves de todas las asignaciones de potencia posibles, o por medio de una serie de optimizaciones que comportan las sumas ponderadas de las tasas de datos, las complejidades computacionales de estos enfoques por lo general son prohibitivamente elevadas. Esto es debido a que la formula de la tasa es una funcion no convexa de asignaciones de potencia. En consecuencia, los algoritmos numericos habituales son capaces de hallar solo maximos locales y no el maximo global. La presente invencion evita estas complejidades mediante la definicion de un concepto diferente de optimidad competitiva. A pesar de que la metodologfa de la presente realizacion de la presente invencion no logra todos los puntos en la region de tasas que se han definido en lo que antecede, no obstante, esta presenta un rendimiento mucho mejor que el de los sistemas de DSL actuales.

En lugar de encontrar el maximo global, la presente invencion utiliza la optimidad competitiva, que tiene la ventaja de proporcionar la solucion localmente optima hacia la cual todos los usuarios tienen un aliciente para moverse. Estos puntos competitivamente optimos son sencillos de caracterizar, y los mismos conducen a un procedimiento de control de potencia que ofrece un numero de ventajas en comparacion con los procedimientos previos. En primer lugar, a diferencia de los procedimientos previos que establecen un nivel de PSD para cada transmisor de VDSL en funcion unicamente de su nivel de emision de interferencias, el nuevo procedimiento de asignacion de potencia de la presente invencion alcanza un equilibrio entre aumentar al maximo la propia tasa de datos de cada usuario y reducir al mmimo su emision de interferencias. En particular, se aborda de forma explfcita la naturaleza selectiva en frecuencia del canal. En segundo lugar, al tener en cuenta todas las funciones de transferencia de lazo y acoplamientos cruzados (directamente en la realizacion usando una entidad de control centralizada, usando de forma tacita en la realizacion un procedimiento distribuido), el procedimiento de la presente invencion ofrece a los lazos una oportunidad de negociar el mejor uso de la potencia y la frecuencia unos con otros. En tercer lugar, la restriccion de PSD habitual, que esta en vigor para el fin de controlar la interferencia, ha dejado de ser necesaria. Solo son de aplicacion las restricciones de potencia total. En cuarto lugar, a diferencia de los procedimientos previos, que fijan una tasa de datos para cada lazo con independencia del requisito de servicio real, el nuevo procedimiento soporta naturalmente multiples requisitos de servicio en diferentes lazos. En quinto lugar, el procedimiento propuesto no comporta decisiones arbitrarias acerca del ruido de referencia o la longitud de referencia. Por ultimo, se puede lograr un rendimiento mucho mejor tanto en terminos de las tasas de datos maximas como en terminos de de la selectividad de los servicios y / o tasas dentro de un sistema.

Optimidad competitiva

La vision desde el punto de vista de la teona de la informacion tradicional de un canal de interferencia permite que los diferentes transmisores, a pesar de que envfan trenes de datos independientes, sean cooperativos en sus estrategias de codificacion respectivas, de tal modo que puede tener lugar una cancelacion de interferencia en los receptores. Si tal cooperacion no se puede asumir, el canal de interferencia se puede modelar mejor como un juego no cooperativo. Desde este punto de vista, cada usuario compite por las tasas de datos con el unico objetivo de aumentar al maximo su rendimiento, con independencia de la totalidad de los otros usuarios. Este escenario es particularmente realista en el entorno desagregado actual en el que diferentes lazos en el mismo mazo podnan pertenecer a diferentes proveedores de servicios, y de hecho, los mismos compiten en el mercado de acceso local. Entonces, debido a que cada modem tiene un presupuesto de potencia fijo, cada usuario debena ajustar su asignacion de potencia para aumentar al maximo su propia tasa de datos, al tiempo que se considera toda otra interferencia como ruido.

Si tal ajuste de potencia se realiza de forma continua para todos los usuarios al mismo tiempo, con el tiempo los mismos alcanzaran un equilibrio. Un equilibrio de ese tipo sera un punto de operacion deseado del sistema debido a que, en el equilibrio, cada usuario habra alcanzado su propio maximo local, y nadie tiene un aliciente para moverse lejos de esa asignacion de potencia. Desde una perspectiva de la teona de juegos, este punto de equilibrio se denomina equilibrio de Nash.

Un equilibrio de Nash se define como un perfil de estrategias en el que la estrategia de cada jugador es una respuesta optima a la estrategia de cada uno de los otros jugadores. El siguiente analisis caracterizara el equilibrio de Nash en el juego del canal de interferencia gausiana, y determinara su existencia y unicidad en canales realistas.

Un canal de interferencia de dos usuarios proporciona el siguiente modelo simplificado:

y, = x,+^Xj + n, Ec. (4)

y2 = x2 + A,x, + n2 Ec. (5)

en las que las funciones de transferencia de canal se normalizan a la unidad. La magnitud al cuadrado de las

funciones de transferencia de interferencia A y A se indican como ai (f) y a2(f), de forma respectiva.

Supongase que Ni (f) y N2(f) indican densidades de espectro de potencia de ruido. Los dos emisores se consideran como dos jugadores en un juego. Se supone que la estructura del juego (es decir, las funciones de acoplamiento de interferencia y la potencia de ruido) es un conocimiento comun para ambos jugadores. Una estrategia para cada

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jugador es su espectro de potencia de transmision, Pi (f) y P2 (f), sujeto a las restricciones de potencia

rF,

, I de forma respectiva, considerando en el presente caso solo una

estrategia determinista o pura. La recompensa para cada usuario es su tasa de datos respectiva. Bajo la suposicion simplificadora de que no se realiza sustraccion de interferencia alguna con independencia de la intensidad de la interferencia, las tasas de datos son:

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Ec. (6) Ec. (7)

Si se compara la expresion anterior con la ecuacion (2), se puede identificar:

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y

Por lo tanto, el modelo simplificado no incurre en perdida alguna de generalidad.

El juego de tasa de datos que se analiza en el presente caso no es un juego de suma cero. Es decir, la perdida de un jugador no es igual a la ganancia de otro jugador. Debido a que en un equilibrio de Nash, la estrategia de cada usuario es la respuesta optima a la estrategia de otro jugador, y para cada usuario, la asignacion de potencia optima, dado el nivel de potencia de otro jugador, es el rellenado de agua de la potencia frente al ruido y la interferencia combinados, se alcanza un equilibrio de Nash si se logra un rellenado de agua de forma simultanea para todos los usuarios.

Una completa caracterizacion del punto de rellenado de agua simultaneo en el canal de interferencia puede ser diffcil de realizar, no obstante, hay varias condiciones suficientes para la existencia y unicidad del equilibrio de Nash en el caso de dos usuarios. Para todo ai (f) a 2(f) < 1, Vf entonces existe al menos un equilibrio de Nash de estrategia pura en el juego de la interferencia gausiana. Ademas, si:

= supfot/^supfajt/)} Ec. (12)

Xy = sup{a,(/)«,(/)} Ec. (13)

X2 = supta,(f)}jr ['a2(f)df Ec. (14)

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y uno de

^ < 1,0

A, + ilj < */2, 0

A, + ky < Vi

entonces el equilibrio de Nash es unico y es estable.

Ec. (16) Ec. (17) Ec. (18)

La convergencia del proceso de rellenado de agua iterativo muestra que el equilibrio de Nash es unico. Esto es debido a que el punto de partida es arbitrario, por lo tanto el mismo podna ser otro equilibrio de Nash si este no fuera unico. Pero cada equilibrio de Nash es su propio punto fijo. Por lo tanto, esto no puede tener lugar. La estabilidad del equilibrio de Nash tambien se deduce a partir de la convergencia del procedimiento iterativo.

Ademas, si se satisface la condicion para la existencia y unicidad del equilibrio de Nash, entonces un algoritmo de rellenado de agua iterativo, en el que en cada etapa, cada modem actualiza su densidad de espectro de potencia considerando toda la interferencia como ruido, converge y el mismo converge al equilibrio de Nash unico desde cualquier punto de partida.

Control de potencia adaptativo

Debido a la naturaleza selectiva en frecuencia del canal de DSL y el acoplamiento de diafoma de DSL, no solo es necesario que los algoritmos de control de potencia en el entorno de DSL asignen potencia entre diferentes usuarios, tambien es necesario que los mismos asignen potencia en el dominio de la frecuencia. Este requisito trae muchas variables adicionales y hace diffcil el diseno de un control de potencia avanzado para DSL. No obstante, al concentrarse en las asignaciones de potencia optimas competitivas, y suponer que se satisfacen las condiciones de existencia y de unicidad bajo una restriccion de potencia total para el equilibrio de Nash, la potencia total es, por sf sola, suficiente para representar todas las asignaciones de potencia competitivas. En consecuencia, el control de potencia se puede basar unicamente en la potencia total a pesar de la selectividad de la frecuencia. Esto simplifica enormemente el proceso. A pesar de que las soluciones optimas competitivas no son en general globalmente optimas, se puede seguir obteniendo una mejora impresionante cuando se compara con los algoritmos de retroceso de potencia existentes.

El fin es lograr determinadas tasas objetivo para cada usuario. El proceso adaptativo se ejecuta en dos fases. La fase interna usa unas restricciones de potencia dadas para cada usuario como la entrada y obtiene las tasas de datos y las asignaciones de potencia optimas competitivas como salida. Esto es logrado por el procedimiento de rellenado de agua iterativo. Con una restriccion de potencia total fija para cada usuario, el primer usuario actualiza su asignacion de potencia como el espectro de rellenado de agua de su canal considerando la diafoma de la totalidad de los otros usuarios como ruido. Entonces se aplica un rellenado de agua de forma sucesiva al segundo usuario, al tercer usuario, y asf sucesivamente, entonces una vez mas al primer usuario, al segundo usuario, etc., hasta la convergencia de la asignacion de potencia de cada usuario. Tambien funcionaran ordenaciones alternativas (o incluso aleatorias), con la condicion de que se “atienda” a su debido tiempo a todos los usuarios.

La fase externa encuentra la restriccion de potencia total optima para cada usuario. El procedimiento externo ajusta la restriccion de potencia de cada usuario sobre la base del resultado del rellenado de agua iterativo interno. Si la tasa de datos de un usuario se encuentra por debajo de la tasa objetivo del usuario, entonces se aumentara la restriccion de potencia del usuario, a menos que la misma ya se encuentre en el lfmite de potencia de modem, caso en el cual su potencia sigue siendo la misma. Si la tasa de datos de un usuario se encuentra una cantidad prescrita por encima de su tasa objetivo, se disminuira su potencia. Si la tasa de datos solo se encuentra ligeramente por encima de la tasa objetivo (menor que la cantidad prescrita), su potencia permanecera sin cambios. El procedimiento externo converge cuando se logra el conjunto de tasas objetivo.

El procedimiento que se ha descrito en lo que antecede es de aplicacion a la version distribuida, en la que cada usuario actua de manera independiente, aparte del hecho de que su tasa de datos objetivo ha sido “impuesta” al usuario por un agente o entidad exterior. Es facil obtener una version centralizada, en la que una entidad central realiza las etapas de iteracion interna y externa, y entonces determina las asignaciones de potencia, y entonces la misma da instrucciones a los usuarios para que las adopten. La version centralizada implica que la entidad ha adquirido un conocimiento de algunas o la totalidad de las caractensticas de lmea y / o de senal.

En un sistema de K usuarios, usando P como el lfmite de potencia de modem y Ti como la tasa objetivo del usuario i, el proceso preferido se puede resumir tal como sigue:

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Inicializar P, = P , / = repetir repetir

para i = 1 a K

N{f)- t K</>f £,(/)♦

p,<f) — espectro de rellenado con agua con canal

\H,m, mido N(f), y restriccion de potencia Pi R, = tasa de datos en el canal K(/)f con la asignacion de potencia PfJ), yruidoAf(/) fin

hasta que se halla la precision deseada para i = 1 aK

Si R, > 7* + £ , establecer P, = P,- 5 .

Si % < Tt, establecer /* = pi + 5 .

Si /* > P, establecer P, - P . fin

hasta que RJ > T, para todo i.

Este proceso funciona bien con los parametros 8 = 3 dB y £ iguales a un 10% de la tasa objetivo. La iteracion externa converge solo si el conjunto de tasas objetivo es alcanzable. Desafortunadamente, no se puede conocer a priori que conjunto de tasas objetivo es alcanzable. No obstante, un agente centralizado con pleno conocimiento de todos los canales y las funciones de transferencia de interferencia puede decidir, al repasar todas las posibles restricciones de potencia total, que conjuntos de tasas objetivo se pueden desplegar en un haz de DSL. En efecto, el problema de asignacion de potencia se ha separado en dos partes. Un agente centralizado puede decidir acerca de una tasa objetivo y una restriccion de potencia para cada lazo en el haz. Entonces, los propios lazos pueden experimentar el procedimiento de rellenado de agua iterativo para llegar a las tasas deseadas sin la necesidad de un control centralizado. La cantidad de informacion que es necesario que sea pasada por el control central a cada lazo es pequena.

Comparando la presente invencion con los procedimientos de control de potencia convencionales, este nuevo procedimiento ofrece dos ventajas clave. En primer lugar, debido a que la interferencia se controla de forma sistematica, no son necesarias restricciones de densidad espectral de potencia, permitiendo de ese modo un uso mas eficiente de la potencia total por parte de todos los usuarios. En segundo lugar, debido a que en cada fase se realiza un rellenado de agua de unico usuario, optimizando la tasa de datos de cada usuario considerando los de la totalidad de los otros usuarios como ruido, el algoritmo de rellenado de agua iterativo ofrece una oportunidad para que diferentes lazos en un mazo negocien el uso de frecuencia. Por lo tanto, cada lazo tiene un aliciente para moverse lejos de las bandas de frecuencia cuando la interferencia es fuerte, y para concentrarse en las bandas de frecuencia que el mismo puede utilizar de la forma mas eficiente.

Las simulaciones muestran que el procedimiento de asignacion de potencia competitivamente optima de la presente invencion ofrece una mejora drastica en el rendimiento. Esta mejora es posible debido a que la nueva metodologfa de control de potencia considera todos los lazos en el mazo como un todo, teniendo en cuenta todas las interacciones y asignando globalmente una potencia a cada usuario. A pesar de que los puntos de operacion competitivamente optimos no son necesariamente globalmente optimos, la presente invencion ofrece una mejora sustancial sobre los procedimientos de retroceso de potencia actuales que consideran solo cada lazo por sf mismo. Estos puntos competitivamente optimos son sencillos de hallar debido a que el rellenado de agua iterativo converge muy rapido.

Se debena hacer notar que se pueden usar otras tecnicas y procedimientos de “optimizacion de transmision” en lugar del procedimiento de rellenado de agua divulgado (por ejemplo, procedimientos de carga discreta). Asimismo, el criterio de maximizacion de tasas se puede sustituir por un criterio de maximizacion de margenes, en el que las tasas de datos objetivo son fijas para cada usuario.

TRANSMISION VECTORIZADA

En el siguiente ejemplo, se explica la transmision vectorizada para los sistemas de DSL. Esta puesta en practica de la presente invencion es util en un entorno de desagregacion de paquetes en el que una unica lmea es usada por

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multiples usuarios (por ejemplo, cuando es arrendada por un unico operador o en donde acaba una conexion de fibra en una ONU y provee a multiples partes con un servicio a partir de multiples proveedores de servicios).

Modelo de canal y transmision de DMT

Se presenta a continuacion el modelo de canal de DSL para la arquitectura de la figura 4. Se supone que los L usuarios 420-1 a 420-L se corresponden con un subconjunto de los pares trenzados de un grupo en el mazo 410. La salida muestreada para un usuario espedfico para la transmision o bien en sentido ascendente o bien en sentido descendente depende de los sfmbolos de entrada presentes y pasados tanto del usuario previsto como de los otros usuarios que presentan diafoma. Un bloque de N muestras de salida para el usuario i satisface:

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en la que son unas matrices de convolucion que se obtienen a partir de la matriz de respuestas de

v p

impulso de canal, y, es el vector de N muestras de salida de receptor /, ** es el vector de N + v simbolos de

entrada del usuario k, y n, es el vector de N muestras de ruido de receptor i. v representa la memoria maxima de las funciones de acoplamiento de diafoma y de transferencia, expresadas en numero de muestras. Las muestras de ruido representan la superposicion de varias fuentes de ruido tales como la diafoma a partir de sistemas de DSL vecinos, entrada de frecuencias de radio y ruido de impulso. En lo sucesivo, se considera que n, es blanco y gausiano y que, sin perdida de generalidad, tiene una varianza unidad.

Se usan dos suposiciones fundamentales en conexion con este analisis de una realizacion preferida. En primer lugar, todos los usuarios emplean una transmision de bloques con un prefijo dclico (CP, cyclic prefix) de al menos longitud v. Asimismo, la transmision y recepcion de bloques en la CO / ONU se sincronizan tal como se ilustra en el diagrama de sincronismo de la figura 9.

Dada la suposicion de la ubicacion conjunta para la CO/ONU, una transmision de bloques sincronizada es relativamente sencilla de poner en practica. No obstante, la recepcion de bloques sincronizada requiere una consideracion adicional, a pesar de que diversos procedimientos y configuraciones seran evidentes a los expertos en la materia. Los lfmites de bloque para la transmision en sentido ascendente se alinean de tal modo que los bloques de todos los usuarios llegan de forma simultanea a la CO/ONU. Esta sincronizacion a nivel de bloque se puede realizar durante la inicializacion, y es analoga al problema de la transmision de enlace ascendente sincronizada en un entorno inalambrico.

La sincronizacion en la CO/ONU se logra de forma automatica cuando se usa una FDD de “cremallera”. De acuerdo con esta tecnica, un sufijo dclico (CS, cyclic suffix) mas grande que el retardo de propagacion de canal se incluye ademas del CP. Esta “cremallera” ofrece el beneficio de eliminar la NEXT residual y el eco cercano que resulta de la “fuga espectral” a unas frecuencias cerca de los bordes de banda en sentido ascendente / en sentido descendente. No obstante, en la presente divulgacion se usaran las suposiciones menos restrictivas que se han indicado en lo que antecede, entendiendo que la NEXT residual y el eco cercano se ven mitigados por la conformacion de pulsos de transmisor y el establecimiento de ventanas de receptor que se conocen en la tecnica.

Teniendo en cuenta lo anterior, la ecuacion (19) se vuelve:

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en la que xk es un vector de N sfmbolos de entrada del usuario k, y H,j. i, j = l, ... , L son matrices circulantes. Combinando los L usuarios, la ecuacion (20) se vuelve:

y = Hx+n Ec. (21)

f r r 7"1^" f r r rl^ f r r

en la que x= , y=ly,y,...yj , o= [n, nr..otj , y H es una matriz cuyo bloque de (i, j)

es Hi,j. Se supone que la matriz de covarianza de ruido es Rnn = l.

Aplicando una modulacion de Transformada Discreta de Fourier (DFT, Discrete Fourier Transform), que se conoce en la tecnica, se realiza una operacion de Transformada Discreta Inversa de Fourier (IDFT, Inverse Discrete Fourier Transform) sobre cada bloque de datos transmitido (antes de adjuntar el CP), y se realiza una operacion de DFT sobre cada bloque de datos recibido (despues de descartar el CP), dando de este modo una descripcion de canal en la que las muestras se apilan en grupos que se corresponden con usuarios, y cada uno de los grupos contiene muestras que se corresponden con tonos. Es deseable reorganizar estas muestras para un procesamiento adicional mediante la apilacion en grupos que se corresponden con tonos, en el que cada grupo contiene muestras que se corresponden con diferentes usuarios. Para este fin, se define una matriz de permutacion P que tiene NL filas y NL columnas, que esta compuesta por los N x N bloques Pij en los que i, j = l, ... , L. El bloque Pij esta constituido

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10

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40

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completamente por ceros, excepto por un uno en la posicion (j, i). Cuando la matriz P se multiplica por la derecha con un vector de tamano NL, los elementos de P se reordenan, de L grupos de N componentes, a N grupos de L componentes. Asimismo, observese que P-1 = P* = P. La aplicacion de esta operacion de reordenacion tanto a las muestras de transmisor como a las de receptor produce:

Z,=r,U,+N(1i = U.,JV Ec. (22)

Por lo tanto, Zi, U, y N, contienen las muestras recibidas, los sfmbolos transmitidos y las muestras de ruido de todos los usuarios que se corresponden con el tono i, y Ti caracteriza plenamente la transmision de MIMO dentro del tono i. En lo sucesivo, se realizara una distincion entre el sentido ascendente y el sentido descendente mediante la adopcion de la notacion Ti, arriba, y Ti,abajo.

La ecuacion (22) muestra que la cancelacion de diafoma se puede realizar de manera independiente en cada tono. Por lo tanto, tal como se explica con mayor detalle en lo sucesivo, se puede emplear una matriz de bloques de cancelacion en la CO/ONU para eliminar la diafoma dentro de cada tono para la comunicacion en sentido ascendente. De forma similar, los bloques de precodificacion se pueden usar en la CO/ONU para predistorsionar las senales transmitidas dentro de cada tono, de tal modo que las senales que se reciben en el CPE se encuentran libres de diafoma. La determinacion de los parametros de los bloques de cancelacion / precodificador se basa en un conocimiento perfecto de la matriz de canal y la matriz de covarianza de ruido en la CO / ONU. Esta suposicion es razonable para DSL, debido a que los canales de par trenzado son estacionarios, y los sistemas pueden proporcionar una identificacion de canal basada en aprendizaje durante la inicializacion.

El requisito adicional de tener un CP mas largo que la memoria tanto de las funciones de transferencia como de las de acoplamiento de diafoma se puede satisfacer sin sufrir una perdida excesiva. La figura 10 muestra unas mediciones de acoplamiento de FEXT para lazos con una longitud de 1640 pies (500 m). Debido a que solo se proporcionan datos de magnitud, se supuso una fase lineal con el fin de obtener las respuestas de impulso. Se hallo que un 99,9 % de la energfa de senal esta contenida dentro de un periodo de 9 ps. Con un tamano de bloque de DMT de 4096 muestras y una tasa de muestreo de 17,664 MHz, esto se corresponde con 159 muestras. Por lo tanto, una longitud de CP de 320 muestras (que se corresponden con un lanzamiento de un 7-8 %) es mas que adecuada.

El retardo promedio de un par trenzado tfpico es de aproximadamente 1,5 ms / pie (4,3 m / s). Dado que los lazos de VDSL tienen por lo general unas longitudes mas cortas que 6000 pies (1829 m), y con las suposiciones de DMT previas, el retardo de propagacion se corresponde con menos de 160 muestras. Por lo tanto, incluso si se usa una “cremallera”, la longitud del CP mas el CS no supera las 320 muestras propuestas. Tal como es conocido por los expertos en la materia, en los casos en los que el canal tiene una memoria inusualmente larga, se encuentran disponibles diversas tecnicas para “acortar” la memoria. Por ejemplo, se puede usar un igualador en el dominio del tiempo de MIMO en la CO / ONU y una extension de MIMO de un precodificador apropiado se puede utilizar para la comunicacion en sentido descendente.

Cancelacion de diafoma por medio de la descomposicion de QR

Comenzando con la ecuacion (22), los procedimientos para eliminar la diafoma dentro de cada tono se describen en primer lugar para la comunicacion en sentido ascendente y, entonces, para la de sentido descendente. En lo sucesivo, se supone que las matrices Ti,arriba y Ti,abajo son no singulares (la justificacion para esta suposicion y las consecuencias de un mal condicionamiento se analizan en lo sucesivo).

Sentido ascendente

Para la transmision en sentido ascendente, la ubicacion conjunta del equipo de transceptor de CO/ONU da la oportunidad de realizar un procesamiento de senal conjunto de las muestras recibidas. La computacion de la descomposicion de QR de la matriz Ti,arriba produce:

T,„r„t„ = Q.R, Ec.(23)

en la que Q, es una matriz unitaria y R, es una matriz triangular superior. Si las muestras recibidas son “rotadas / reflejadas” por medio de Ql entonces la ecuacion (22) se vuelve:

Q]Z( Ec. (24)

+N, . Ec. (25)

imagen12

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30

en las que Nr = Qt N(. tiene una matriz de covarianza identidad. Debido a que R, es triangular superior y N, tiene

componentes no correlacionados, la entrada U/ se puede recuperar por sustitucion regresiva de la matriz triangular en combinacion con una deteccion sfmbolo a s^bolo. Por lo tanto, tal como se observa en la figura 11, una estructura de realimentacion de decision 1100 se crea con el modulo de matriz de prealimentacion 1110 usando

y el modulo de matriz de realimentacion 1120 usando I-R/. La deteccion del k-esimo elemento de U, se expresa como:

imagen13

en la que /jj es el elemento (kj) de Ri. Suponiendo que las decisiones previas sean correctas, la diafonia se

cancela completamente, y se crean L canales “paralelos” dentro de cada tono. Las operaciones que se han descrito en lo que antecede se pueden usar para definir un bloque de cancelacion preferido que se corresponde con un unico tono, que se muestra en la figura 11. Combinando los bloques de cancelacion de todos los tonos, y teniendo en cuenta la transmision de DMT, un sistema 1200 para la transmision de DMT vectorizado en sentido ascendente se muestra en la figura 12. Los transmisores 1210-1 a 1210-L envfan sus respectivas senales a traves del canal 1220. Los receptores 1230-1 a 1230-L reciben las senales a partir del canal 1220 y procesan las senales recibidas usando los bloques de cancelacion 1240-1 a 1240-L que, en la realizacion preferida, se asemejan al bloque de la figura 11.

Sentido descendente

Para la transmision en sentido descendente en la realizacion preferida, se usa un procesamiento de serial conjunto de los simbolos transmitidos. La descomposicion de QR de Ti abaj0 da como resultado:

Ti.abujo - Qi R,

Ec. (27)

en la que, una vez mas, Q, es una matriz unitaria y R, es una matriz triangular superior. Suponiendo que los simbolos sean “rotados / reflejados” por medio de Q. antes de transmitirse:

Ec. (28)

Por lo tanto, eligiendo:

imagen14

se logra una recepcion libre de diafonia, en la que los simbolos transmitidos en el tono / son los elementos de Uf-. Se realiza la siguiente operacion en el receptor:

imagen15

en la que r m, se define como:

imagen16

y M,,k es el tamano de constelacion del usuario k en el tono /, mientras que d es la separacion del punto de

constelacion (si x es compleja, entonces

imagen17

). Estas operaciones dan como

resultado:

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50

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imagen18

lo que implica una recepcion libre de diafoma. El precodificador de MIMO preferido que se ha descrito en lo que antecede se corresponde con un unico tono y se muestra en la figura 13. Combinando los precodificadores de todos los tonos e incluyendo los transmisores y receptores de DMT, el sistema de DMT vectorizado para la transmision en sentido descendente se muestra en la figura 14. Este sistema se asemeja al sistema de la figura 12, excepto por que las senales se “preprocesan” con los precodificadores 1420-1 a 1420-L antes de ser enviadas por los transmisores de sistema 1410-1 a 1410-L, de forma respectiva.

Suponiendo que el filtrado de transmision y de recepcion en la CO/ONU y en el CPE sea identica, y que el ruido dentro de un tono tenga las mismas estadisticas para todos los usuarios, la propiedad de reciprocidad para la

transmision por par trenzado implica que En ese caso, las ecuaciones (23) y (27) dan la

descomposicion de QR de la misma matriz.

Para el canal en sentido ascendente, con independencia de la topologfa de lazo, el elemento diagonal de una columna de Ti es de una magnitud mas grande que la de los elementos no diagonales de la misma columna. Esto tiene lugar debido a que, en la transmision en sentido ascendente, la senal acoplada de diafoma que tiene su origen en un transmisor espedfico nunca puede superar la senal “directamente” recibida del mismo transmisor, y por lo general la diferencia de magnitud es de mas de 20 dB. La perdida de insercion de una senal siempre es mas pequena que la perdida de acoplamiento que experimenta la misma cuando esta se propaga a un par vecino.

Visualizando las columnas de Ti en el espacio vectorial, se observa que las columnas son casi ortogonales unas con respecto a otras, lo que implica que Qi se encuentra cerca de ser una matriz identidad. Por lo tanto, las magnitudes de los elementos diagonales de Ri no difieren de forma significativa con respecto a las de los elementos diagonales de Ti, lo que indica que la cancelacion de QR presenta un comportamiento casi tan bueno como una eliminacion de diafoma perfecta. Esto se ilustra en la figura 15 para un caso de dos usuarios. Tal como se muestra en la figura 15, esto es cierto para ambas ordenaciones de deteccion posibles.

El analisis precedente con respecto a la transmision en sentido ascendente se puede extender facilmente a la transmision en sentido descendente al comenzar con la observacion de que las senales de diafoma en un receptor espedfico nunca pueden superar la magnitud de una senal “directamente” recibida. Como alternativa, se puede llegar a las mismas conclusiones mediante el uso de la relacion de trasposicion entre las matrices de canal en sentido ascendente y en sentido descendente.

El coste computacional en el que incurre la cancelacion de QR se descompone en el coste de las descomposiciones de QR y el coste que esta asociado con el procesamiento de senales. Los canales de DSL son estacionarios, por lo tanto es necesario que las descomposiciones de QR se computen de forma no frecuente (preferiblemente, durante la inicializacion). En general, el numero de flops por tono (por ejemplo, usando la transformada de Householder) se puede reducir en gran medida al sacar partido de las caractensticas del entorno de diafoma. Se sabe que el ruido de diafoma en un par tiene su origen principalmente en unicamente tres o cuatro pares vecinos, lo que implica que una matriz Ti tfpica es casi dispersa con solo tres o cuatro elementos no diagonales relativamente grandes por fila. Por lo tanto, aproximando Ti como una matriz dispersa, se pueden emplear rotaciones de Givens para hacer que Ti sea triangular con un numero reducido de flops. Por otro lado, no se puede reducir la carga computacional en tiempo real debido a los bloques de cancelacion y de precodificacion. En una puesta en practica sencilla, las operaciones que dominan el coste total son las de las ecuaciones (24) y (28).

A pesar de que la suposicion de un conocimiento de matriz de canal perfecto es razonable en el entorno dado, la misma sigue siendo valiosa considerando brevemente los efectos de los errores de estimacion de canal. Se puede estimar la matriz de canal en sentido ascendente para un tono dado, incluyendo un error de estimacion de canal. Entonces, se puede realizar la descomposicion de QR con la suposicion de reciprocidad para conseguir las estimadas de factor de QR. Comenzando por la ecuacion (24), se puede computar el efecto sobre la comunicacion en sentido ascendente. Al hacer esto, se descubre que los errores de estimacion inciden sobre la transmision al introducir un “sesgo” en la deteccion y tambien al permitir una cierta diafoma residual. Se puede aplicar un analisis similar para la comunicacion en sentido descendente, pero la aritmetica modular complica las expresiones. Ignorando las operaciones modulo, los efectos de los errores de estimacion se pueden separar en un termino de sesgo de deteccion y un termino de diafoma residual.

Los resultados de este analisis revelan que el impacto de los errores de estimacion de canal se ve agravado cuando

A

cualquiera de los elementos diagonales de R- son pequenos. A pesar de que la singularidad de la matriz de canal es casi imposible en el entorno de DSL, no se puede descartar un canal mal condicionado (lo que implica unos elementos diagonales pequenos), aumentando de este modo el impacto de los errores de estimacion de canal y planteando varios problemas computacionales. Tales casos se plantean en altas frecuencias (por ejemplo, en topologfas de lazo que tienen unas diferencias de longitud de lazo extremas) o en presencia de tomas puenteadas. No obstante, los algoritmos de asignacion de energfa que se analizan en lo sucesivo evitan la aparicion de tales fenomenos al no permitir la transmision en unas frecuencias en las que los elementos diagonales de Ri son

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pequenos.

Tal como se ha observado en lo que antecede, la eliminacion de diafoma en las senales de un sistema mejorara de forma sustancial el rendimiento del sistema. La optimizacion de las asignaciones de energfa en el sistema, cuando se toma junto con la eliminacion de la diafoma, mejora de forma similar el rendimiento del sistema. Asimismo, tal como se ha hecho notar en lo que antecede, una asignacion de energfa apropiada puede ayudar a evitar los problemas que resultan del impacto de los errores de estimacion en canales mal condicionados.

Optimizacion de transmision

La “optimizacion de transmision” tal como se usa en el siguiente ejemplo se referira a la maximizacion de una suma ponderada de tasas de datos. No obstante, en el sentido mas amplio de la presente invencion, la expresion “optimizacion” no esta tan limitada. La optimizacion tambien puede querer decir determinar las tasas maximas disponibles y asignar o proporcionar lo recursos disponibles (incluyendo las tasas de datos para diversos usuarios) dentro de un sistema de comunicacion digital.

Los procedimientos que se divulgan en el siguiente analisis se refieren a la asignacion de energfa en frecuencia en general, a la asignacion de energfa en frecuencia al tiempo que se observan restricciones sobre la diafoma inducida y a la asignacion de energfa en combinacion con la seleccion de frecuencia en sentido ascendente / en sentido descendente.

Asignacion de energia en general

La optimizacion objetivo es la maximizacion de la suma ponderada de las tasas de datos de todos los usuarios:

L

max^a^ Ec.(33)

lal

en la que ak s 0 es el peso que se asigna al K-esimo usuario, y Rk es la tasa de datos alcanzable del K-esimo usuario, que se puede referir al sentido o bien ascendente o bien descendente. Con el fin de computar la tasa de datos, se emplea una aproximacion de separacion conocida apropiada. Teniendo en cuenta el hecho de que, en esencia, la vectorizacion “diagonaliza” el canal (y suponiendo la ausencia de propagacion de errores en el sentido ascendente), se obtienen las tasas alcanzables en sentido ascendente y en sentido descendente:

imagen19

Ec. (34) Ec. (35)

en las que r se define como la separacion de transmision, y depende de la probabilidad del requisito de error, la ganancia de codificacion y el margen requerido. Asimismo, Narrta, y Nabajo son los conjuntos de indices de tono en sentido ascendente y en sentido descendente de forma correspondiente, que dependen del plan de FDD. En general, los efectos de la propagacion de errores son limitados debido a que los sistemas de DSL operan a unas probabilidades de error muy pequenas.

Los parametros con respecto a los cuales tiene lugar la optimizacion son Ek,u,nbu para la transmision en sentido

ascendente y £*ia4a/a para la transmision en sentido descendente. Estos parametros se ven restringidos por limites sobre la energfa transmitida. En la transmision en sentido ascendente, la energfa de transmision total se ve restringida por:

l<<-

'eN„,

f A „ arriba

Ec. (36)

en la que es la energia de {Ui)k en la ecuacion (25), y zariba es la maxima energia transmitida en sentido ascendente permitida del usuario k. Debido a que e'k arrjb~ 6, se deduce que:

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imagen20

En la transmision en sentido descendente, la restriccion de ene^a de transmision total se expresa como:

Z£t- £*.«»«JO Ec- (38)

f abajo

en la que sf es la energia de (U,jk en la ecuacion (21), y Zkabajo es la maxima energia transmitida en sentido descendente permitida del usuario k. Desafortunadamente, esta restriccion no se traduce directamente en una restriccion para = £‘ttBbaJot debido a la precodificacion no lineal.

No obstante, los resultados de simulacion para topolog^as de lazo extremas indican que el uso del precodificador preferido que se ha descrito en lo que antecede no da como resultado una correlacion considerable entre las senales transmitidas de diferentes usuarios. Es razonable suponer que este resultado es cierto en general, debido a que los lazos simulados se corresponden con una situacion de caso mas desfavorable en lo que respecta al acoplamiento de diafoma.

i /

Por lo tanto, se realiza la aproximacion €k » €k - SkflbaJO y la ecuacion (38) para el sentido descendente se vuelve:

^ abajo ~ ^k/ibajo Ec. (39)

r fiN abajo

Con esto en mente, se observa que el problema de asignacion de energia de la ecuacion (33) se vuelve independiente para cada usuario y, por lo tanto, los pesos ak son irrelevantes en este escenario. El problema de optimizacion para cada sentido de transmision se descompone en k problemas de rellenado de agua que se expresan mediante:

max

sujeto a

y mediante: max

sujeto a

Z ^ l°E;

fu VJ'I

, |1 ;

Mrriba

Ec. (40)

£ktarriba^kmarrib<

EC. (41)

imagen21

abajo “ ^k.

«Ha:

abajo

Ec. (43)

Se pueden obtener soluciones a estos problemas usando tecnicas conocidas. Los espectros de transmision resultantes son optimos en el contexto del DMT vectorizado.

Asignacion de energia con retroceso de potencia

Tal como se ha analizado en lo que antecede, todos los usuarios en la transmision vectorizada preferida se corresponden con un grupo de pares trenzados vecinos. Esto no excluye el funcionamiento de otros sistemas de

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DSL “extranos” en pares trenzados vecinos que, por un lado dan lugar a diafoma en los sistemas vectorizados y, por otro lado, adolecen de una diafoma que tiene su origen en los sistemas vectorizados. El enfoque actual para abordar este problema es imponer lfmites sobre las densidades espectrales de potencia (PSD, power spectral density) transmitidas, de tal modo que el rendimiento de los sistemas no se ve afectado en exceso por la diafoma.

Adicionalmente, al igual que en la situacion que se ilustra en la figura 5, los sistemas de VDSL adolecen del hecho de que las senales en sentido ascendente en lmeas cortas afectan de forma perjudicial al rendimiento de aguas arriba en las lmeas largas (de forma similar a la situacion de cerca - lejos en las comunicaciones inalambricas). Con el fin de evitar la imposicion de una mascara de PSD universal excesivamente restrictiva, se han propuesto unos procedimientos de retroceso de potencia que hacen eficazmente que la mascara de PSD dependa unicamente de la longitud de lazo del usuario espedfico. Un escenario similar, en el que la comunicacion en sentido descendente de sistemas de DSL vecinos se puede resentir de forma considerable se muestra en la figura 16. Unas diferencias de longitud de lazo drasticas tendran lugar con mas frecuencia a medida que se instalan ONU en algunas lmeas al tiempo que siguen existiendo las conexiones de par trenzado con las CO.

La vectorizacion en combinacion con un pleno conocimiento de matriz de canal se puede mostrar eficaz en la limitacion de la diafoma que es inducida por los sistemas vectorizados, sin recurrir a la introduccion de una mascara de PSD universal, o el uso de procedimientos de retroceso de potencia (que no tienen necesariamente en cuenta el conocimiento en torno al acoplamiento de diafoma que resulta de la identificacion de canal de matriz).

La ecuacion (22) se puede aumentar para incluir las muestras recibidas de sistemas extranos:

imagen22

T

C

imagen23

imagen24

+

imagen25

Ec. (44)

en la que Zn, Un y Nn son vectores de las muestras recibidas, de los sfmbolos transmitidos y de las muestras de ruido, de forma respectiva, de los sistemas extranos. Las definiciones de las matrices de bloque C, Cn y Tn dependen tanto del canal como de las caractensticas de los sistemas de DSL extranos; y, a pesar de que T es diagonal por bloques, esta propiedad no sera cierta en general para las otras matrices.

Cuando Z y Zn se corresponden con sistemas que pertenecen a diferentes proveedores de servicios, puede que sea diffoil identificar las matrices de acoplamiento de diafoma C y Cn, debido al hecho de que el marco de desagregacion actual no permite que el primer proveedor obtenga acceso o bien a Z o bien a Zn, y de forma similar para el segundo proveedor. No obstante, un “tercero” del tipo que se divulga en el documento de Estados Unidos con n.° de serie 09/788.267, supera esta dificultad al introducir el sitio u operacion de una tercera parte imparcial, que captura todos los datos transmitidos y recibidos para producir estimadas de las matrices de acoplamiento de diafoma.

Limitando la FEXT en el sentido de la media cuadratica, da como resultado las siguientes condiciones:

XI £t.arriba ~ £j,arriba *j ~ MN # ^C. (45)

*-l ieN,.

imagen26

en las que M es el numero de sistemas vecinos, Nn es el numero de “dimensiones” (por ejemplo, el numero de

C C

tonos) por sistema vecino, £j arribc/t £jtabajo son las maximas energias de diafoma admisibles en la muestra j de los

sistemas vecinos para el sentido ascendente y el sentido descendente, y c, es el elemento (j, l) de la matriz MN x LN C. Observese que este enfoque se puede generalizar, de tal modo que se restringen tanto FEXT como NEXT.

El conjunto de desigualdades en las ecuaciones (45) y (46), que se combinan de forma correspondiente con las de las ecuaciones (37) y (39), forman un conjunto de restricciones de desigualdad lineal. La inclusion del objetivo de maximizacion de tasas de la ecuacion (33) produce los siguientes problemas de optimizacion:

imagen27

sujeto a £ £l < etMtk =

reN

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35

SZ i l .(arriba ™ ^ jjirriba j j=

*«i »>w -

Ec. (49)

y mediante:

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sujeto a £ E'i uhajn < sk^,k = I......L

»*N

*- I jj

X X F/ft-njvJ £k jibajo — £j/ibajo *J ^ * ■ • ■ » N

Ec. (50) Ec. (51) Ec. (52)

*= t teKt,

Las funciones objetivo son concavas (debido a que las mismas son sumas de funciones logaritmicas), y las restricciones forman unos conjuntos convexos (debido a que las mismas son desigualdades lineales). Por lo tanto, se pueden producir, de forma eficiente, soluciones usando tecnicas conocidas de programacion convexa. En los problemas de optimization anteriores se pueden incluir otras restricciones (tales como mascaras de PSD o topes de bits), debido a que los mismos solo requieren la introduction de restricciones de desigualdad lineal, que conservan la convexidad del problema.

Asignacion de energia y seleccion de frecuencia en sentido ascendente / en sentido descendente

A pesar de que todos los sistemas de DSL existentes que emplean FDD tienen un plan de banda de duplexacion de frecuencia en sentido ascendente / en sentido descendente, un plan de banda configurado de forma dinamica puede ofrecer unas ventajas significativas. Un plan de ese tipo es comun para todos los usuarios, pero se determina durante la initialization del modem, dependiendo del entorno de transmision espetifico, asi como requisitos de usuario.

Ejemplos de las desventajas de un plan de banda fija se plantean en presencia de tomas puenteadas, en las que la transmision en un sentido puede afrontar una degradation desproporcionada, al tiempo que la transmision en el sentido opuesto puede seguir intacta. La adoption de una metodologia de banda dinamica en un caso de ese tipo puede proporcionar una distribution mas razonable del impacto sobre la actividad tanto en sentido ascendente como en sentido descendente.

El objetivo de la optimizacion se puede expresar entonces por medio de:

maX X (at,arritaRt,arriba + ^.abajo) EC. (53)

en la que a^bs, ak,abajo ^ 0 son los pesos que se asignan a la transmision en sentido ascendente y en sentido descendente para el usuario k, y Rk,arriba, Rk,abajo son las tasas en sentido ascendente y en sentido descendente alcanzables del usuario k. En el presente caso, los parametros de optimizacion comportan no solo las energias que se asignan sino tambien la seleccion de tonos en sentido ascendente / en sentido descendente. No obstante, si se usan las ecuaciones (34) y (35), la division del conjunto de tonos en Namba y Nabajo es un problema con restricciones binarias, cuya solucion presenta una complejidad muy elevada.

En su lugar, se pueden relajar las restricciones binarias, lo que simplifica en gran medida las computaciones. Esta idea se ha usado previamente para la computacion de la capacidad de FDMA del canal de acceso multiple gausiano en presencia de interferencia intersimbolo. Con mayor detalle, inicialmente se supone que cada tono es compartido en el tiempo entre el sentido ascendente y el sentido descendente, obteniendo de este modo las siguientes tasas alcanzables:

N

pi 1

k,tl,rihtl u ^i'tirriba ^ log2|

1+

ini

M £k,arriba

r .. r

I. arriba

Ec. (54)

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35

imagen29

en las que ti,arriba, ti,abajo describen la fraccion de tiempo en el tono i que se usa para la transmision en sentido ascendente y en sentido descendente de forma correspondiente, y ti,arriba + ti,abap = l; ti,arriba, habap > 0. La existencia de ti,arriba y ti,abajo en los denominadores en el interior de las expresiones logaritmicas implica que “se refuerza” la ene^a asignada debido a que la transmision tiene lugar sobre solo una cierta fraccion de tiempo. Las restricciones de energia para el usuario k son:

imagen30

S &k,dbajo - ,abajo

Por lo tanto, el problema de optimization tiene la siguiente forma:

Ec. (57)

imagen31

N

sujeto a £ B[ arrib< ekarriba.k = l,..L

»- I

^ ^k,abajo ” ^k iibujiji ^

■ b|

^i,arriba ^ ^i,abajo

- I,/=1.......N

Ec. (59)

Ec. (60)

Ec. (61)

La funcion objetivo es concava, debido a que la misma es una suma de funciones de la forma X

l08('+f) •

que

se sabe que es concava en x, y > 0. Los conjuntos de restricciones son claramente convexos, debido a que los mismos se definen por medio de desigualdades lineales. Por lo tanto, el problema es convexo y se puede usar una diversidad de procedimientos para obtener de forma eficiente una solution.

Aun asi, una solucion de ese tipo produciria en la practica un hforido entre una puesta en practica de FDD y una puesta en practica de una duplexacion por division en el tiempo (TDD, Time Division Duplexing). Debido a que se requiere una puesta en practica de FDD, se obtiene una solucion aproximada mediante el redondeo de Naturalmente, esto es suboptimo, pero cuando el numero de tonos es bastante grande, este se encontrara adecuadamente cerca de la solucion optima. Los resultados de la simulation validan esta afirmacion. Observese que las restricciones de retroceso de potencia de la subsection previa tambien se pueden incluir en la formulation del problema sin afectar de forma considerable a la dificultad de obtener una solucion.

En el analisis anterior, el objetivo ha sido la maximization de una suma ponderada de tasas de datos. Sera evidente a un experto en la materia, no obstante, que mediante el ajuste de los pesos, se pueden determinar diferentes puntos superficiales de la region de tasas de datos alcanzable por transmision vectorizada y, por lo tanto, tambien se puede determinar la totalidad de la superficie multidimensional. No obstante, la visualization de las compensaciones retiprocas inherentes se vuelve diffcil cuando las sumas ponderadas incluyen mas de tres terminos. Una pregunta practica que se puede plantear a un proveedor de servicios es si un sistema vectorizado dado puede soportar un conjunto de requisitos de tasa y, de ser asi, que asignacion de energia se requiere para lograr los requisitos. Este problema presenta en la practica una relacion de dualidad con el problema de la suma ponderada de tasas de datos y, por lo tanto, el problema de la suma ponderada proporciona un procedimiento alternativo para resolver el problema de “factibilidad”.

La vectorizacion sin planeamiento de frecuencia o retroceso de potencia puede mejorar de forma significativa el rendimiento en varios aspectos. Para una longitud de lazo dada, VDMT permite la consecucion de unas tasas de datos mucho mas altas. Estos aumentos de tasa son considerables para unas longitudes en el intervalo de 3500-

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4500 pies (1067 - 1372 m) o menos. Las ganancias pueden ser incluso mas grandes en lazos cortos, en los que obviamente la transmision esta limitada en cuanto a la FEXT. Asimismo, el DMT vectorizado puede extender la longitud de lazo maxima dado un requisito de tasa de datos. Por ejemplo, un requisito de tasa en sentido descendente de 50 Mbps limita por lo general un sistema de DMT convencional a unas longitudes de lazo mas cortas que 1150 pies (351 m). El uso de la presente invencion puede extender el alcance a unas longitudes del orden de 2650 pies (808 m) y posiblemente mas largas.

Cuando la asignacion de energfa se ve adicionalmente restringida por el requisito de que tambien se ha de proteger un cierto sistema de DSL “extrano” frente a la diafoma a partir del sistema vectorizado, entonces un proveedor de servicios puede realizar el retroceso de potencia de una forma “selectiva”, de tal modo que el impacto del rendimiento se puede distribuir de acuerdo con las prioridades de servicio. Se observan mejoras adicionales cuando se permite que el plan de frecuencia de duplexacion en sentido ascendente / en sentido descendente vane en cada haz vectorizado dependiendo de las caractensticas de lazo y los requisitos de servicio.

En general, algunas realizaciones de la presente invencion emplean diversos procesos que comportan datos que se transfieren a traves de uno o mas sistemas informaticos y / o modems. Algunas realizaciones de la presente invencion tambien se refieren a un dispositivo de soporte ffsico u otro aparato para realizar estas operaciones. Este aparato se puede construir especialmente para los fines requeridos, o el mismo puede ser un ordenador de proposito general que se activa de forma selectiva o que se reconfigura por medio de un programa informatico y / o estructura de datos que esta almacenado en el ordenador. Los procesos que se presentan en el presente documento no se refieren de forma inherente a ordenador, u otro aparato, particular alguno. En particular, diversas maquinas de proposito general se pueden usar con programas escritos de acuerdo con las ensenanzas en el presente documento, o puede que sea mas conveniente construir un aparato mas especializado para realizar las etapas de procedimiento requeridas. Una estructura particular para una diversidad de estas maquinas sera evidente a los expertos en la materia sobre la base de la presente descripcion.

Ademas, algunas realizaciones de la presente invencion se refieren a soportes legibles por ordenador o a productos de programa informatico que incluyen instrucciones de programa y/o datos (incluyendo estructuras de datos) para realizar diversas operaciones puestas en practica por ordenador. Los ejemplos de soportes legibles por ordenador incluyen, pero no se limitan a, soportes magneticos tales como discos duros, discos flexibles y cinta magnetica; soportes opticos tales como discos en formato CD-ROM; soportes magneto-opticos; dispositivos de memoria de semiconductores, y dispositivos de soporte ffsico que estan especialmente configurados para almacenar y realizar instrucciones de programa, tales como dispositivos de memoria de solo lectura (ROM, read only memory) y memoria de acceso aleatorio (RAM, random access memory). Los datos y las instrucciones de programa de la presente invencion tambien se pueden materializar en una onda portadora u otro medio de transporte. Los ejemplos de instrucciones de programa incluyen tanto codigo maquina, tal como es producido por un compilador, como archivos que contienen un codigo de mas alto nivel que puede ser ejecutado por el ordenador usando un interprete.

Las muchas caractensticas y ventajas de la presente invencion son evidentes a partir de la descripcion escrita, y por lo tanto, las reivindicaciones adjuntas tienen por objeto cubrir la totalidad de tales caractensticas y ventajas de la invencion. Ademas, debido a que a los expertos en la materia se les ocurriran facilmente numerosas modificaciones y cambios, la presente invencion no se limita a la construccion y el funcionamiento exactos segun se ilustra y se describe. Por lo tanto, se considera que todas las modificaciones y equivalentes adecuados caen dentro del alcance de la invencion.

Claims

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REIVINDICACIONES

1. Un procedimiento de transmision vectorizada en un sistema de lmea de abonado digital, DSL, usando comunicaciones por multitono discreto por una pluralidad de lmeas de comunicaciones, cada una de la pluralidad de lmeas de comunicacion tiene al menos un transmisor y al menos un receptor, y en el que una interferencia de diafoma entre la pluralidad de lmeas de comunicacion tiene lugar durante la transmision, comprendiendo el procedimiento:

proporcionar unas senales dentro de una pluralidad de tonos a un bloque de precodificacion,

determinar unos parametros del bloque de precodificacion usando una unidad de adaptacion de comunicacion y

las caractensticas de lmea y de senal de la pluralidad de lmeas de comunicacion,

predistorsionar las senales dentro de la pluralidad de tonos usando el bloque de precodificacion y los parametros determinados, y

transmitir las senales predistorsionadas por al menos una de la pluralidad de lmeas de comunicacion, en el que la interferencia de diafoma se elimina o se reduce mediante la transmision de la senal predistorsionada en la al menos una de la pluralidad de lmeas de comunicaciones mediante el uso del sistema de DSL para realizar una transmision de bloques sincronizada, caracterizado porque:

la eliminacion o reduccion en la interferencia de diafoma usa una asignacion de energfa en frecuencia que se determina mediante una optimizacion de rellenado de agua, que se realiza de manera independiente para usuarios respectivos que transmiten de forma concurrente en la pluralidad de lmeas de comunicacion, y en el que la transmision de bloques se refiere a la transmision de bloques que tienen un prefijo dclico y un sufijo dclico de al menos una longitud minima, mayor que el retardo de propagacion de canal.
2. El procedimiento de la reivindicacion 1, en el que la reduccion o eliminacion de diafoma mediante predistorsion se realiza de manera independiente en cada tono de la pluralidad de tonos.
3. El procedimiento de la reivindicacion 1, que incluye ademas alinear los lfmites de bloque para la transmision en sentido ascendente, de tal modo que los bloques de todos los usuarios que proporcionan una transmision en sentido ascendente se reciben de forma simultanea.
4. El procedimiento de la reivindicacion 3, en el que realizar una transmision de bloques sincronizada incluye ademas realizar una sincronizacion a nivel de bloque durante la inicializacion.
5. El procedimiento de la reivindicacion 1, en el que determinar los parametros del bloque de precodificacion se basa en el conocimiento de al menos una de una matriz de canal y una matriz de covarianza de ruido.
6. Un procedimiento de transmision vectorizada para un sistema de lmea de abonado digital, DSL, usando el sistema de DSL una transmision por multitono discreto, en el que el sistema de DSL incluye una pluralidad de lmeas de comunicaciones que tienen, cada una, al menos un transmisor y al menos un receptor, y en el que una interferencia de diafoma tiene lugar entre la pluralidad de lmeas de comunicaciones, comprendiendo el procedimiento:

recibir unas senales dentro de una pluralidad de tonos a partir de al menos una de la pluralidad de lmeas de comunicacion,

determinar unos parametros de un bloque de cancelacion usando una unidad de adaptacion de comunicacion y las caractensticas de lmea y de senal de la pluralidad de lmeas de comunicacion,

eliminar o reducir, usando el bloque de cancelacion y los parametros determinados, la diafoma dentro de cada tono de la pluralidad de tonos de las senales que se reciben de al menos una de la pluralidad de lmeas de comunicacion,

recibir unas senales dentro de cada tono a partir del bloque de cancelacion, y

emplear una transmision de bloques sincronizada usando el sistema de DSL para facilitar la eliminacion o reduccion de diafoma, caracterizado porque: la eliminacion o reduccion en la interferencia de diafoma usa una asignacion de energfa en frecuencia que se determina mediante una optimizacion de rellenado de agua, que se realiza de manera independiente para usuarios respectivos que transmiten de forma concurrente en la pluralidad de lmeas de comunicacion, y

en el que la transmision de bloques se refiere a la transmision de bloques que tienen un prefijo dclico y un sufijo dclico de al menos una longitud minima, mas grande que el retardo de propagacion de canal.
7. El procedimiento de la reivindicacion 6, en el que la eliminacion o reduccion de diafoma se realiza de manera independiente en cada tono.
8. El procedimiento de la reivindicacion 6, que incluye ademas alinear los lfmites de bloque para la transmision en sentido ascendente, de tal modo que los bloques de todos los usuarios que proporcionan una transmision en sentido ascendente se reciben de forma simultanea.
9. El procedimiento de la reivindicacion 8, en el que emplear una transmision de bloques sincronizada usando el sistema de DSL incluye realizar una sincronizacion a nivel de bloque durante la inicializacion.

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10. El procedimiento de la reivindicacion 6, en el que determinar los parametros del bloque de cancelacion se basa en el conocimiento de al menos una de una matriz de canal y una matriz de covarianza de ruido.
11. El procedimiento de las reivindicaciones 5 o 10, que incluye ademas la etapa de obtener el conocimiento de matriz de canal mediante una identificacion de canal basada en aprendizaje que se realiza durante la inicializacion.
12. El procedimiento de las reivindicaciones 1 o 6, en el que la transmision es al menos una de una comunicacion en sentido ascendente y una comunicacion en sentido descendente.
13. El procedimiento de la reivindicacion 1, en el que el transmisor esta ubicado en una oficina central y/o unidad de red optica.
14. El procedimiento de la reivindicacion 1, en el que el al menos un afijo incluye al menos un prefijo dclico.
15. El procedimiento de la reivindicacion 1, en el que el al menos un afijo incluye al menos un sufijo.
16. El procedimiento de la reivindicacion 1, en el que el al menos un afijo incluye tanto un sufijo cfclico como un

prefijo dclico.
17. Un sistema de lmea de abonado digital, DSL, para una transmision vectorizada que comprende:

una pluralidad de transmisores (1410) configurados y dispuestos para usar comunicaciones por multitono discreto por una pluralidad de lmeas de comunicaciones (230), en el que una interferencia de diafoma entre las lmeas de comunicacion tiene lugar durante la transmision;

un bloque de precodificacion (1420) configurado y dispuesto para recibir unas senales dentro de una pluralidad de tonos y para predistorsionar las senales dentro de cada tono en respuesta a una pluralidad de parametros, y para proporcionar las senales predistorsionadas a al menos uno de la pluralidad de transmisores para la transmision sobre al menos una de la pluralidad de lmeas de comunicacion (1430),

una unidad de adaptacion de comunicacion (715) configurada y dispuesta para determinar, sobre la base de las caractensticas de lmea y de senal de la pluralidad de lmeas de comunicacion, el conjunto de parametros del bloque de precodificacion, en el que la interferencia de diafoma se elimina o se reduce con respecto a las senales predistorsionadas segun se transmiten sobre al menos una de la pluralidad de lmeas de comunicaciones, y

en el que la pluralidad de transmisores estan ademas configurados y dispuestos para realizar una transmision de bloques y para sincronizar la transmision de bloques, facilitando de ese modo la eliminacion o reduccion de diafoma, estando ademas el sistema caracterizado porque:

la eliminacion o reduccion en la interferencia de diafoma usa una asignacion de energfa en frecuencia que se determina mediante una optimizacion de rellenado de agua, que se realiza de manera independiente para usuarios respectivos que transmiten de forma concurrente en la pluralidad de lmeas de comunicacion, y en el que la transmision de bloques se refiere a la transmision de bloques que tienen un prefijo dclico y un sufijo dclico de al menos una longitud minima, mas grande que el retardo de propagacion de canal.
18. El sistema de la reivindicacion 17, en el que el bloque de precodificacion esta ademas configurado y dispuesto para realizar una reduccion o eliminacion de la interferencia de diafoma mediante la realizacion de una predistorsion de manera independiente sobre cada tono de la pluralidad de tonos.
19. Un sistema de lmea de abonado digital, DSL, para una transmision vectorizada, comprendiendo el sistema:

una pluralidad de receptores (1230) configurados y dispuestos para la recepcion por multitono discreto de senales dentro de una pluralidad de tonos a partir de una pluralidad de lmeas de comunicaciones (230), en el que una interferencia de diafoma tiene lugar entre la pluralidad de lmeas de comunicaciones, un bloque de cancelacion (1240) configurado y dispuesto para eliminar o reducir la diafoma dentro de cada tono de la pluralidad de tonos de las senales que se reciben de la al menos una de las lmeas de comunicacion, usando el bloque de cancelacion y los parametros, y para proporcionar unas senales dentro de cada tono, y una unidad de adaptacion de comunicacion (715) configurada y dispuesta para determinar los parametros del bloque de cancelacion usando las caractensticas de lmea y de senal de la pluralidad de lmeas de comunicacion, y

una pluralidad de transmisores (1210) que estan configurados y dispuestos para realizar una transmision de bloques y para sincronizar la transmision de bloques, facilitando de ese modo la eliminacion o reduccion de diafoma, estando ademas el sistema caracterizado porque:

la eliminacion o reduccion en la interferencia de diafoma usa una asignacion de energfa en frecuencia que se determina mediante una optimizacion de rellenado de agua, que se realiza de manera independiente para usuarios respectivos que transmiten de forma concurrente en la pluralidad de lmeas de comunicacion, y en el que la transmision de bloques se refiere a la transmision de bloques que tienen un prefijo dclico y un sufijo dclico de al menos una longitud minima, mas grande que el retardo de propagacion de canal.
20. El sistema de las reivindicaciones 17 o 19, en el que la unidad de adaptacion de comunicacion esta ademas configurada y dispuesta para determinar los parametros del bloque de cancelacion sobre la base del conocimiento de al menos una de una matriz de canal y una matriz de covarianza de ruido.
21. El sistema de las reivindicaciones 17 y 20, en el que la unidad de adaptacion de comunicacion esta ademas 5 configurada y dispuesta para obtener el conocimiento de matriz de canal mediante una identificacion de canal

basada en aprendizaje que se realiza durante la inicializacion.
22. El sistema de la reivindicacion 19, en el que la pluralidad de receptores estan configurados y dispuestos para al menos una de una comunicacion en sentido ascendente y una comunicacion en sentido descendente.