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Nachrich.tenübertragungsanlage In einer Ubertragungsanlage mit Verstärkern
ist es gewöhnlich üblich, die Verstärkung an jedem Verstärker genügend groß zu machen,
um gerade den Verlust auszugleichen, der durch Dämpfung in einem Verstärkerabschnitt
des Kabels entstanden ist. Nachdem sie durch n Verstärkerabschnitte hindurchgegangen
ist, ist also die Zeichenstärke oder Telegraphierstromstärke unverändert geblieben.
Die Modulationsprodukte jedoch, die zusätzlich durch jeden Verstärker in der Leitung
erzeugt werden, addieren sich linear. Diese Gefahr besteht insbesondere in Übertragungssystemen,
bei denen sehr viele Verstärker hintereinandergeschaltet sind, die einzelne Phasenverschiebungen
von o oder von 18o° aufweisen, während die zwischen den Verstärkern liegenden Leitungsabschnitte
praktisch keine Phasenverschiebung aufweisen, wie z. B. Hohlkabel. In derartigen
Anlagen sollen erfindungsgemäß an vielen Stellen Phasenschieber eingeschaltet werden,
deren Phasenverschiebungen für die einzelnen Oberwellen verschieden sind, und die
bewirken, daß die Additionen der Amplituden der phasenverschobenen Oberwellen jeder
Frequenz maximal die l,'--fache Amplitude am Leitungsende erreichen (n = Verstärkerzahl).
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Zum besseren Verständnis der Erfindung soll zuerst ein einzelner Verstärker
betrachtet werden. Für einen idealen Verstärker (der eine physikalische Unmöglichkeit
ist) wird angenommen, daß die abgegebene Leistung ein getreues Abbild der zugeführten
Spannung ist. Tatsächlich sind aber durch unvermeidliche
Nichtlinearität
harmonische und andere unerwünschte Produkte der Modulation vorhanden. Für die Zwecke
der vorliegenden Erörterung wird es genügen, nur die Produkte zweiter Ordnung und
die Produkte dritter Ordnung der Modulation zu berücksichtigen.
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Betrachtet man eine Widerstandsleitung mit dem Dämgfungsfaktor L,
der ein Verstärker mit geradliniger Frequenzcharakteristik mit dem Verstärkungsfaktor
G folgt, und betrachtet man eine Gruppe solcher identischer Einheiten, die sich
hintereinander befinden. X sei die am Übertragungsende der Leitung zugeführte Leistung,
welche beim Durchgang durch den ersten Abschnitt der Leitung zu x gedämpft wird,
so daß die zugeführte Leistung am ersten Verstärker durch x dargestellt wird. Die
abgegebene Leistung des Verstärkers kann dargestellt werden durch X+k2X2+k3z3+
... z Man wird bemerken, daß eine Umkehrung der zugeführten Leistung des
Verstärkers k,x2 nicht ändert, aber die beiden anderen oben angegebenen Ausdrücke
umkehrt.
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Man geht über zum zweiten Verstärker: seine zugeführte Leistung ist
x + (k2 x2 + k3 x3 + 8-L, (2)
wobei L ein Napierscher Logarithmus ist.
Die abgegebene Leistung des zweiten Verstärkers ist die durch den Ausdruck x bedingte
verstärkte abgegebene Leistung, nämlich X + k2X2 + k, ,X3 + ... plus die durch den
zweiten Verstärker herbeigeführte Verzerrung, welche (k2 x2 + k3 x3 + ..
.) ist. Man bemerkt nun, daß bei Umkehr der zugeführten Leistung zum zweiten Verstärker
die Ausdrücke zweiter Ordnung sich aufheben in der abgegebenen Leistung des Verstärkers,
aber die Ausdrücke dritter Ordnung tun das nicht, so daß - die abgegebene Leistung
des zweiten Verstärkers - x - 2 k3 x3 - . .. ist. Beim Fehlen einer
Phasenverschiebung in Leitung und Verstärker, welche flache Dämpfung und flache
Entdämpfung mit der Frequenz mit sich bringt, wenn jeder andere Verstärker gepolt
ist, sind dann bei gerader Verstärkeranzahl die Modulationsprodukte gerader Ordnung
theoretisch gleich Null, und die Modulationsspannungserzeugnisse ungerader Ordnung
sind in der Amplitude gleich denjenigen eines einzigen Verstärkers, multipliziert
mit der Zahl der Verstärker. Die Modulationsspannungsprodukte für diese Ausdrücke
summieren sich also arithmetisch, und die abgegebene Modulationsleistung ist proportional
n2E2, wobei E die von einem Verstärker aufgebaute Modulationsspannung ist.
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Wenn die Widerstandsleitung in dem vorigen Beispiel durch ein Fernsprechkabel
ersetzt wird, für welches die Übertragungsgeschwindigkeit der Welle für alle Frequenzen
dieselbe ist, dann wird eine zeitliche Verzögerung entstehen, wenn eine Welle über
einen Verstärkerkabelabschnitt läuft, aber die Wellenform bei der Zuführung zu eihem
Verstärker ist identisch dieselbe wie die Wellenform beim Austritt aus dem vorhergehenden
Verstärker. Diese Bedingung wird mit sehr weitgehender Annäherung auf einem breiten
Frequenzband in dem sogenannten koaxialen Kabel erreicht, und aus dem, was. oben
gesagt worden ist, geht hervor, daß es bei geeigneter Umkehr an den aufeinanderfolgenden
Verstärkern möglich ist, Ausdrücke gerader Ordnung auszugleichen, aber die Modulationsspannungsausdrücke
ungerader Ordnung sind diejenigen eines einzelnen Verstärkers, multipliziert mit
der Verstärkeranzahl. Für ein solches ideales Übertragungsmittel ist die tatsächliche
Phasenverschiebung; ausgedrückt in Einheiten der Winkelgeschwindigkeit, wenn man
durch einen Verstärkerabschnitt hindurchgeht, proportional der Frequenz, und würde
dargestellt werden durch eine Phasen-Frequenz-Kurve, welche eine gerade Linie ist,
die durch den Nullpunkt geht, wie durch Kurve A in Fig. 6 angezeigt. -Wenn der geradlinigen
Phasenbeziehung, die oben festgesetzt wurde, nicht genügt worden ist, ist die vorher
erwähnte Regel nicht mehr gültig. Nimmt man z. B. an, daß durch zusätzliche Phasenverzögerung
an bestimmten Punkten der Übertragungsleitung, z: B. am Speisepunkt jedes Verstärkers,
die Phasen-Frequenz-Kurve von der vorherigen geradlinigen Beziehung abweicht, wie
durch Kurve B von Fig. 6 angegeben. Nimmt man auch an, daß X eine Sinuswelle ist.
Die abgegebene Leistung des ersten Verstärkers der Leitung wird nicht durch .diese
Veränderungen berührt, desgleichen nicht der Zeichenaufwand für den zweiten Verstärker
in dem Umfange, daß die in dem zweiten Verstärker erzeugten Harmonischen sich nur
auf die angewandte Grundschwingung stützen. Sie sind unverändert. Zusätzlich zu
ihnen kommen jedoch die verstärkten Harmonischen von dem ersten Verstärker, welche
im Vergleich zur ursprünglichen Beschaffenheit in der Phase verzögert sind durch
den Aufwandausgleicher des zweiten Verstärkers. Nimmt man an, daß die geradzahligen
Verstärker gepolt sind, dann ist, wenn die verstärkte zweite Oberschwingung, die
im ersten Verstärker erzeugt wird, der im zweiten Verstärker erzeugten Harmonischen
entgegenwirkte oder sie aufhob, bei der zur Frequenz 2f, aber nicht
f im Vorausgleicher addierten Phasenverzögerung diese entgegenwirkende Einwirkung
oder dieser Ausgleich in einem Umfange beeinträchtigt, der von dem Betrag der herbeigeführten
Phasenzunahme abhängig ist. Wenn man ein Produkt dritter Ordnung, wie z. B. eins
von Frequenz 3f,
betrachtet, wenn ohne die Extraphasenverschiebung im Aufwandausgleicher
zu 3 f die Wirkung der 3 f des ersten Verstärkers genau in gleicher Phase zu den
durch den zweiten Verstärker erzeugten 3 f zu addieren wären, dann ist in ähnlicher
Weise mit der Extraphasenverschiebung die Vektorensumme der beiden geringer. Ähnliche
Wirkungen ergeben sich bei den folgenden Verstärkern. Eine Analyse zeigt, daß, wenn
E die Modulationsspannung eines Verstärkers bei einer spezifischen Frequenz darstellt
und n die Gesamtzahl der Verstärker, der resultierende Vektorzusatz am Ende der
Anlage gegeben ist durch
die entweder für Produkte gerader oder ungerader Ordnung gilt.
6 kann durch die folgende Erläuterung bestimmt werden: Man nimmt an, daß f1 und
f2 sich verbinden zu einer Modulationsfrequenz f 3, die durch Modulation dritter
Ordnung bedingt ist, wie z. B. f 3 = 2 f 2 - f 1. Wenn 01, 02 und $3 die kombinierte
Verschiebung von Leitung plus Verstärker bei diesen Frequenzen ist, ist B = (P3
- (2 02 - 01). Wiederum wenn f3 = f1 + f2 (eine Frequenz zweiter Ordnung),
dann 8 = 03 - (0l + 02), oder wenn f3 = 3 f1, dann B = 03 - 3 01,
alles in einer Weise, die leicht bewiesen werden kann. B stellt dann die Phasendifferenz
zwischen jeder in einem gegebenen Verstärker erzeugten Modulationsfrequenz dar im
Vergleich zur Phase derselben Modulationsfrequenz, die am Speisepunkt des Verstärkers
vom vorhergehenden Verstärker aus ankommt.
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Ein günstiges Verhältnis, soweit Modulationsprodukte betroffen sind,
würde erzielt sein, wenn in der oben gegebenen Beziehung die Summe der Kosinusausdrücke
gleich Null ist, in welchem Falle die Modulationsspannung durch M j/n gegeben
ist. Wenn (n - r) 8 im Vergleich mit 2 n groß ist, dann werden die Werte von cos
yO nahezu gleichmäßig zwischen -# z verteilt sein und das gewünschte Verhältnis
annähernd erreicht. In anderen Worten, die Vektoren, welche die in den hintereinanderliegenden
Verstärkern erzeugte Modulationsspannung darstellen, werden in bezug auf den ersten
dieser Vektoren Phasenwinkel haben, die über alle Werte von o bis 2 n verteilt sind
und eine zufällige Winkelverteilung erreichen werden, in welchem Falle der Ausdruck
für die Summe Null erreicht. Um dieses Verhältnis zu erreichen, schlagen wir vor,
am Speisepunkt jedes Verstärkers oder bestimmter spezifizierter Verstärker oder
an bestimmten spezifizierten Punkten der Leitung einen Phasenverschiebungskettenleiter
oder Ausgleicher einzufügen, dessen Kurve von der Geraden in der Weise abweicht,
wie es durch Kurve B in Fig. 6 angegeben ist.
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Wir beziehen uns nun auf Fig. i:: dort ist eine Sendestation T1 gezeigt
und eine Empfangsstation T2, die durch eine Übertragungsleitung verbunden sind,
welche mit vielen Verstärkern R hintereinander ausgestattet ist. Vor jedem Verstärker
ist ein Phasenausgleicher PE gezeigt, welcher eine Phasen-Frequenz-Kurve hat, die
vorzugsweise von nicht linearer Form ist, wie es in Kurve B von Fig.6 angegeben
ist. Während dieser Ausgleicher als eine vom Verstärker getrennte Einheit angegeben
ist, ist zu beachten, daß sie als integrierender Teil in den Verstärker eingebaut
werden kann. Die besondere Form der Phasen-Frequenz-Kurve für einen Verstärkerkabelabschnitt
plus Ausgleicher kann eine große Formenverschiedenheit annehmen, da jede Abweichung
von der einfachen Beziehung der Kurve A in Fig. 6 dazu neigt, den gewünschten Effekt
herbeizuführen. Da die Summe in Ausdruck (3) durch ein Durchschnittsverfahren klein
gemacht worden ist, ist es offensichtlich, daß eine große Anzahl von Ausdrücken
erforderlich sein wird, um einen hohen Genauigkeitsgrad zu schaffen; trotzdem würde
auch bei einer relativ kleinen Anzahl Verstärker ein solches Durchschnittsverfahren,
wie es erreicht ist, im allgemeinen eine Reduktion im Modulationsergebnis darstellen,
die über dem liegt, welches ohne diese Verschiebung erzielt wird. Ein gewisser Betrag
der Phasenverschiebung oder -verlagerung ist gewöhnlich in jedem Kabelabschnitt
vorhanden, aber häufig, und besonders beim koaxialen Kabel, wird er nicht ausreichen,
das Ausmaß an Phasenverschiebung zu sichern, das durch zusätzliche Phasenverlagerung
zustande gebracht wird.
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Das Vorhandensein der Phasenausgleicher wird natürlich eine kumulative
Phasenverlagerungswirkung auf das Zeichen selbst haben, ganz abgesehen von der Wirkung,
die es auf die Modulationsprodukte hat. Diese Phasenverlagerung des Zeichens kann,
wenn sie merklich wird, vollständig an irgendeinem Punkte in der Übertragungsleitung
ausgeglichen werden, wie z. B. am Empfangsende, wo ein umgekehrter Phasenausgleicher
IPE gezeigt ist.
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Während in Fig. z ein Phasenausgleicher vor jedem Verstärker gezeigt
ist, ist es offensichtlich, daß dies in einigen Fällen nicht notwendig sein muß,
sondern daß, wie in Fig. 2 gezeigt, ein Phasenausgleicher für Gruppen von zwei,
drei oder mehr Verstärkern vorhanden sein kann. In diesem Falle kann die Verstärkergruppe
plus ihren Kabeln, die mit einem Phasenausgleicher verbunden sind, als einem der
Verstärker plus seinem Kabel in Fig. z gleichwertig betrachtet werden. Die Leitung
kann sogar in nur zwei Abschnitte an einem gewünschten Punkte geteilt sein und doch
durch eine geeignete Wahl der Phasenverschiebung eine wesentliche Verbesserung erreichen.
Im allgemeinen ist es jedoch erwünscht, aber nicht notwendig, daß die Zahl der Punkte,
an welchen die Phasenausgleicher eingefügt sind, genügend groß sein sollte, so daß
statistische Verhältnisse dazu neigen, zu gelten.
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In einigen Fällen kann die Phasenverschiebung für einen Abschnitt
schwanken entweder wegen Temperatur- oder Feuchtigkeitsveränderungen, die das Kabel
beeinflussen, oder wegen Alterung der Verstärker oder aus anderen Gründen. Bei einer
kurzen Leitung brauchen solche Schwankungen nicht bedeutsam zu sein, aber bei einer
Leitung, die z. B. mehrere hundert oder mehrere tausend Verstärker hintereinander
enthält, kann der angehäufte Effekt sehr erheblich sein, und in diesem Falle kann
es erwünscht sein, den Phasenausgleicher am Speisepunkt eines Verstärkers veränderlich
zu machen in der Weise, daß er die sonst im Verstärkerabschnitt entstehenden Schwankungen
ausgleicht. Eine große Anzahl verschiedener Schaltanordnungen kann für diesen Zweck
verwandt werden, und eine solche Anordnung ist, nur zum Zwecke der Erläuterung,
in Fig. 3 gezeigt. In Fig. 3 ist am Anfang eines Verstärkerabschnittes eine Meldezeichenstromquelle
gezeigt, welche aus einem Generator der beiden Frequenzen f1 und f2 besteht, wobei
diese als typische Frequenzen gewählt worden sind, für welche ein Ausgleich erfolgen
sollte. Selbstverständlich können bei Bedarf mehr Meldefrequenzen (Pilotfrequenzen)
verwandt werden. Zeichen dieser Frequenzen sind dem Verstärkerabschnitt aufgeprägt,
und es wird gezeigt, daß sie der abgegebenen Leistung des Verstärkers R entnommen
werden durch
scharf selektive Siebgebilde, wie z. B. die Kristallsiebgebilde
CFl und CF, Diese beiden Frequenzen können nun verstärkt und durch eine Detektorvorrichtung
D geführt werden, welche eine abgegebene Leistung haben wird, deren Phase und Amplitude
von der Phasenbeziehung zwischen f 1 und f 2 abhängig sind und die
dazu verwandt werden können, eine Vorrichtung zu kontrollieren, wie z. B. einen
Motor M zur Änderung des Phasenausgleichers um einen Betrag, der ausreicht, um die
Schwankung auszugleichen, welche in dem Verstärkerabschnitt erfolgt ist. Der Motor
kann z. B. dazu verwandt werden, einen veränderlichen Luftkondensator zu kontrollieren.
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Während die Detektorvorrichtung D eine große Anzahl verschiedener
Formen annehmen kann, ist eine solche Form zum Zwecke der Erläuterung in Fig. 4
gezeigt. Hier-ist die abgegebene Leistung des Siebgebildes CFl mit Hilfe eines Umspanners
einem Stromkreis aufgeprägt, der zwei Gleichrichter i und a, z. B. Kupferoxydgleichrichter
enthält. Der Stromkreis enthält auch eine Impedanz, wie z. B. die Widerstände 3
und 4. In Brücke geschaltet zu diesem besonderen Netz ist ein Umspanner, dessen
Primärwicklung von der abgegebenen Leistung des Siebgebildes CF2 gespeist wird.
Die Strömungsrichtung des gleichgerichteten Stromes in den Widerständen wird nach
der einen oder anderen Richtung führen, je nachdem, ob eine Verschiebung in der
Phase der Meldezeichen in bezug aufeinander in der einen oder anderen Richtung erfolgt
ist.
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Wir haben hier einen durchzuführenden Ausgleich für Veränderungen
in dem Verstärkerabscbnitt beschrieben, wie sie durch Temperaturänderungen bedingt
sein können. Zeitweise werden jedoch andere Veränderungen auftreten, z. B. durch
Feuchtigkeit oder Altern der Röhren, die vollständig unabhängig von der Temperaturveränderung
sein können. Ein Ausgleich für eine derartige Veränderung kann in ähnlicher Weise
erfolgen oder, wenn notwendig, durch ähnliche zusätzliche Anzeigefrequenzen, welche
durch eine D analoge Detektorvorrichtung eine solche andere Einstellung in dem Verstärkerstromkreis
zustande bringen, daß die in Frage stehende Veränderung ausgeglichen würde, und
diese Schwankungen können sich entweder auf Änderungen der Amplitude als Funktion
der Frequenz oder Phasenänderungen als Funktion der Frequenz beziehen. Das Interesse
ist bei der vorliegenden Erfindung natürlich in erster Linie mit den Veränderungen
in der Phasen-Frequenz-Beziehung verbunden.
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Berichtigungen, wie sie beschrieben wurden, können an jedem und für
jeden Verstärker oder jeden Phasenausgleicher oder in Verstärkergruppen in jeder
gewünschten Anordnung angebracht werden, je nach der Art und Größe der Schwankungen.
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Während die Erfindung bisher für einen physischen Aufbau, wie z. B.
ein koaxiales Kabel, beschrieben worden ist, ist zu beachten, daß sie auch für andere
Fälle benutzt werden kann, z. B. in Ultrakurzwellenrichtfunkanlagen mit Verstärkern.
Eine solche Anlage ist in Fig. 5 gezeigt, in welcher ein von RT, ausgeschickter
Radiostrahl von weiteren Stationen, welche ziemlich dicht zusammenliegen können,
aufgefangen und mit Relais übertragen wird. An jeder dieser Relaisstationen, die
gewöhnlich eine Änderung der Trägerfrequenz mit sich bringen, befinden sich Verstärker,
was grundsätzlich zu Problemen führt, die genau der gleichen Art sind wie diejenigen,
die oben in Verbindung mit Fig. i erörtert wurden. Die Tatsache, daß keine Drahtleitung
zwischen den Stationen vorhanden ist, ändert nichts an den Verhältnissen. Bei idealen
Bedingungen ist die Geschwindigkeit der Übertragung der Welle von einer Station
zur nächsten unabhängig von der Frequenz, obgleich in einem tatsächlichen Falle
Änderungen im Medium zwischen den beiden Stationen oder andere Gründe eine Abweichung
hiervon verursachen können. Um nun die Modulationsprodukte auf einem annelunbaren
kleinen Wert zu halten, schlagen wir vor, eine Phasenausgleichsvorrichtung an jeder
Station anzubringen oder an besonders bezeichneten Stationen, eine Vorrichtung,
die denselben Zweck hat und in, gleicher Weise funktioniert, wie es schon beschrieben
worden ist. Solche Zeichenrinnen würden auch Veränderungen der in Zusammenhang mit
Fig. 3 beschriebenen Art unterliegen, und wenn diese groß genug werden, um störend
zu wirkeri, würden Ausgleichungsmittel analog den in Zusammenhang mit Fig. 3 gezeigten
hinzuzufügen sein.
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Die Phasenausgleicherschaltungen von Fig. i müssen in anderer Weise
konstruiert werden, die nun unter Bezug auf Fig. 7, 8, io und ii beschrieben werden
soll. Wenn die Zeichenspannungen und die Modulationsspannungen E am Ausgang des
ersten Verstärkers am Eingang des nächsten Verstärkers ankommen, nachdem sie einen
Kabelabschnitt und einen Phasenausgleicher passiert haben, wird die Phase der Spannung
des Modulationsproduktes in bezug auf , ihre Erzeugungszeichenspannungen eine Modifizierung
erfahren haben. Das den zweiten Verstärker passierende Zeichen wird Veranlassung
zur Entstehung eines weiteren Elementes der Modulationsspannung des Wertes E geben,
das dieselbe Phasenbeziehung zu den Erzeugungszeichenspannungen hat, wie sie zwischen
dem ersten Modulationsprodukt und dem Zeichen am Ausgang des ersten Verstärkers
bestand, und dieses zweite erzeugte Modulationsprodukt wird phasenverschoben in
bezug auf dasjenige sein, das vom ersten Verstärker ankam und im zweiten Verstärker
verstärkt wurde. Diese Phasendifferenz wird durch B bezeichnet und als die gleiche
für jeden Abschnitt angenommen. Auf dieser Grundlage wird die resultierende Modulationsspannung
am Ende von n Verstärkern sein: m (n) - E (i + ei' +. Ei s e +
... + 8j (u - 1)0 ) . (4) Das ist eine geometrische Reihe, welche leicht
zusammengezählt wird zu:
An der Empfangsendstelle ist die besondere Phase des Modulationsproduktes nicht
von Bedeutung, wohl
aber ihre Größe, und die Größe der Modulationsspannung
erhält man leicht aus Gleichung (5) als:
Eine Vereinfachung der Gleichung (6) ergibt:
und man sieht, daß diese einen Maximalwert für
hat. Die maximale Modulation ohne Rücksicht auf die Zahl der Verstärker ist also
gegeben durch
und für einige Werte irgendwelcher Art von n wird sie geringer sein.
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Der Wert der Modulationsspannung, die in einem Verstärker von einer
bestimmten Modulationsquelle erzeugt worden ist, ist durch E dargestellt worden.
Das Gesamtmodulationsprodukt, das durch diese Quelle bedingt ist, ist am Ende der
Leitung natürlich größer. Wenn der Betrag der Modulationsspannung, von dieser Quelle
für die ganze Anlage abgegeben, an der Endstation Ei ist, wird die Anlage wirksam
sein, ohne Rücksicht auf die Anzahl der Verstärker, wenn man absichtlich eine Phasenverlagerung
an jedem Verstärker von solcher Art einführt, daß der Modulationsphasenzuwachs B
der Beziehung genügt:
Der Phasenzuwachs für ein einzelnes Produkt wird leicht bestimmt aus der Phasen-Frequenz-Kurve
der Anlage und die genaue Beschreibung einer Form des Produktes in folgender Weise:
Die Frequenz des Modulationsproduktes sei u f1 + v f2, wobei u +
v
die Größenordnung der Modulation ist, und die Phasenverschiebung pro Spannweite
sei 99 (f). Dann kann gezeigt werden, daß e = T (u fl +
v f2) - u T (fl) - v P (f2) - (=O)
Wenn nun mehrere Quellen
statt einer vorhanden sind, werden sie im allgemeinen nicht zusammenhängen. Die
Verbindung wird deshalb eine abgegebene Gesamtmodulationskraftleistung ergeben gleich
der Summe der abgegebenen Kraftleistungen der einzelnen Quellen, und so wird die
Modulationsspannung gegeben sein durch
wobei ih die Anzahl der Quellen ist, n die .Zahl der Verstärker und E als für alle
Modulationsquellen gleich angenommen wird. Wenn nun die Werte für 0,
unmeßbar
sind, wird der höchste mögliche Wert von M bei dem n vorkommen, daß alle
n0, = kn macht, und in diesem Falle ist
Wenn die Werte für 0, meßbar sind, findet man, daß kein Wert von M vorhanden
ist, welcher dieser Bedingung genügen kann, und das tatsächliche Maximum des Modulationsproduktes
wird geringer sein als diese begrenzte Kraft. Jedoch gibt Gleichung (1a) immer noch
eine obere Grenze für das Modulationsprodukt.
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Man sieht also, daß man für den Betrag der Modulationsinterferenzspannung,
welche in einer Anlage vorkommen kann, eine obere Grenze setzen kann, indem man
nötigenfalls zusätzliche und ausreichende Phasenverlagerung mit Hilfe eines geeigneten
Netzes in regelmäßigen Abständen, vorzugsweise an jedem Verstärker einfügt, so daß,
wenn E die erzeugte Spannung für eine Quelle in einem Verstärker ist und E, die
zulässige Modulation der ganzen Anlage,
Wenn weiterhin diese Phasenverlagerung ausreicht, um vom Standpunkt der Übertragung
aus nicht einwandfrei zu sein, kann sie an einem Ende der Anlage oder an einem beliebigen
Punkt ausgeglichen werden, ohne die Modulation irgendwie zu beeinflussen.
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Die oben gegebene Analyse kann durch die graphische Darstellung in
Fig. zo klarer gemacht werden. Wenn der Vektor AB die Modulationsspannung
von einer besonderen Modulationsquelle am Ausgang des ersten Verstärkers darstellt,
wird ein gleiches Modulationsprodukt im zweiten Verstärker erzeugt, aber wegen der
zwischen dem Ausgang des ersten und dem Ausgang des zweiten Verstärkers vorhandenen
Phasenverlagerung wird dieser zweite Vektor zu dem ersten um den Winkel 6 phasenverschoben
und in Fig, zo durch den Vektor BC dargestellt sein. Die Resultante dieser beiden
Vektoren ist die die Punkte A und C verbindende Linie. Wenn weitere Verstärker berücksichtigt
werden, erhält man das Vektorendiagramm, indem man weiter die Vektoren einzeichnet,
jeweils mit einem Phasenzuwachs 6, und man wird sehen, daß der höchste Wert, den
die Modulationsspannung erreichen kann, durch den Durchmesser des umschreibenden
Kreises gegeben ist, der allein durch drei solcher Punkte wie A, B und C
geht. Die Bedingung
für den Höchstwert des Modulationsproduktes
in der oben beschriebenen Lage entspricht dem Durchmesser des Kreises. Es ist die
Möglichkeit ins Auge gefaßt, dieses tatsächliche Modulationsprodukt auf einen Wert
zu reduzieren, der wirklich unter dem dem Durchmesser des Kreises entsprechenden
liegt, aber bedeutsam ist, daß es auf einem bestimmten niedrigen Wert gehalten werden
kann, ohne Rücksicht auf die Zahl der Verstärker. Speziell wird man sehen, daß in
einer solchen Anlage ein besonderes Modulationsprodukt als Funktion der Zahl der
Verstärker abwechselnd Maximum- und Minimumwerte mit steigender Zahl der Verstärker
erreicht, mit periodischem Wechsel. Es ist zu beachten, daß der Durchmesser des
Kreises durch
gegeben ist, und bis zu dem Maße, zu dem B kontrolliert werden kann, kann die maximale
Modulationsspannung kontrolliert werden. -Es erhebt sich nun die Frage, welche Phasenkennzeichnung
einem Verstärkerabschnitt zu geben ist, damit die durch die Analyse angegebenen
Resultate erreichbar sind. Die Frage wird durch die Tatsache verwickelt, daß in
jeden Kanal jede der für die Bandbreite dieses Kanals verfügbaren Frequenzen irgendwann
in den Zeichenfrequenzen vertreten ist und daß diese von denselben Frequenzen überlagert
werden, die als Modulationsfrequenzen von irgendeiner Quelle erscheinen, z. B. die
Modulation zwischen den Kanälen.
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Es ist festgestellt worden, daß die oben angegebenen Bedingungen,
nämlich daß die vorhandene maximale Modulation einen dem Kreis von Fig. io entsprechenden
Wert nicht übersteigen soll; erzielt werden können mit beträchtlicher Breite der
Phasen-Frequenz-Kurve des Verstärkerabschnittes (einschließlich des Phasenausgleichers),
aber von den zahlreichen möglichen ist die durch Kurve C in Fig. 7 dargestellte
als einfach in der Form und in Wirklichkeit möglich festgestellt worden. Sie ist
besonders wirksam, falls die Harmonische zweiter Ordnung wichtig ist. Eine andere
geeignete Kurve ist in Fig. 12 dargestellt und soll im folgenden beschrieben werden.
Die Kurve B in Fig. 7 ist die Summe der Kurven A und C. Kurve A
stellt
die Phasen-Frequenz-Kurve der Leitung des Verstärkerabschnittes dar, welche im Falle
einiger Leitungen, wie z. B. ein koaxiales Kabel, im wesentlichen eine Gerade sein
muß, die durch den Nullpunkt geht. Kurve A stellt die Phasen-Frequenz-Kurve des
Phasenausgleichers dar, welcher so konstruiert ist, daß Kurve B eine Kurve einer
Parabelgruppe ist, von denen jede durch den Nullpunkt geht. Wenn Kurve A eine Gerade
ist, dann ist Kurve C selbst eine Parabel mit der Spitze im Nullpunkt. Wenn die
Kurve B parabolisch ist, kann sie dargestellt werden durch die Gleichung m(f)= klf+k2f2.
Nachdem man die gewünschte Form der Phasen-Frequenz-Kurve bestimmt hat, wie sie
z. B. durch eine Kurve wie derjenigen von Fig: -7 dargestellt wird, wird es nun
möglich, einen Kettenleiter zu konstruieren, der allein oder in Verbindung mit dem
Kabelabschnitt jene besondere Phasen-Frequenz-Kurve ergeben wird. Die Konstruktion
eines solchen Kettenleiters bildet nicht einen Teil der Erfindung, aber das Verfahren
für eine solche Konstruktion ist in der Literatur in Artikeln, wie -z. B. demjenigen
von Zobel in »The Bell System Technical Journal«, Bd. 7, S. 488, oder in
der USA-Patentschrift Nr. 1603 305 dargestellt. Fig. 8 zeigt einen Typ des
Kettenleiters, gewöhnlich Allfrequenz-Struktur genannt, der großes Anpassungsvermögen
besitzt, was die Phasen-Frequenz-Kurve anbetrifft. Die Wellenwiderstände Z, und
Z2 in dem Kettenleiter können aus Drosselspulen oder aus Kapazitätswiderständen
oder aus beiden bestehen, und jede Drosselspule kann eine einfache oder zusammengesetzte
Einheit sein. Durch sorgfältige Auswahl der Kapazitätswiderstände und Drosselspulen,
die jedem der Wellenwiderstände zugeordnet sind, können Phasen-Frequenz-Kurven von
weitem Spielraum erzielt werden.
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In den obigen Darstellungen ist angenommen worden, daß alle Verstärkerspannweiten
identisch sind, sowohl was den Betrag der erzeugten Modulation als auch die Phasenzunahme
des Produktes anbetrifft. Diese Bedingung wird natürlich in der Praxis niemals verwirklicht
werden, da im allgemeinen etwas von der Phasenzunahme durch die Leitung beigesteuert
und deshalb mit der Länge der Spannweite wechseln wird. Der Betrag der erzeugten
Modulation wird auch mit den Veränderungen in den Vakuumröhren, Schaltelementen
usw. schwanken. Jedoch wird das Ausmaß der Schwankung begrenzt sein, bedingt durch
die Tatsache, daß nicht alle möglichen Längen der Spannweite benutzt werden, sondern
nur diejenigen zwischen gewissen Grenzen, und dadurch, daß eine Prüfung der Verstärker
jeden, in welchem die Modulation einen gewissen Betrag übersteigt, ablehnen wird.
Die Wirkung der - Schwankungen kann bis zu einem gewissen Ausmaß durch eine einfache,
in Fig. ii dargestellte geometrische Methode bestimmt werden, und so können die
annehmbaren Grenzen der Schwankung festgesetzt werden. Wenn die Verstärkerabschnitte
in jeder Hinsicht identisch sind, ist das Vektordiagramm von Fig. io geeignet. Wenn
wir den Fall berücksichtigen, daß E und 6 veränderlich sind, müssen wir die Kreise
konstruieren, die dem Höchstwert von E mit dem Mindestwert von B und dem Mindestwert
von E mit dem Höchstwert von B entsprechen. Solche Vektordiagramme mit ihren umschreibenden
Kreisen sind in Fig. ii gezeigt. Die eigentliche Resultante wird im allgemeinen
nicht weit außerhalb des Gebietes zwischen den beiden Kreisen liegen, ohne Rücksicht
auf die Verteilung der Werte für B und E.
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Wenn festgestellt worden ist, daß die Verstärker nicht alle identisch
sind, auch wenn sie in der unter Bezug auf Fig. 3 und q. beschriebenen Art ausgeglichen
sind, ist es möglich, zu berücksichtigen, daß die gesamte Modulation aus zwei Teilen
besteht, einem systematischen Teil, der dem Durchschnittswert entspricht und einer
zufälligen Abweichung von diesem Wert. Der systematische Teil wird sich in der schon
beschriebenen
Weise addieren. Die zufälligen Abweichungen werden einen Wert haben, der höchstwahrscheinlich
gleich der Quadratwurzel aus der Anzahl der Verstärker mal der Normalabweichung
ist, und sie werden einen Höchstwert haben, der gleich der Anzahl der Verstärker
mal der höchsten möglichen Abweichung ist. Die Resultante dieser Abweichungen muß
als Vektor zu der Resultanten des bereits erwähnten systematischen Teils hinzugefügt
werden. Wenn die Anzahl der Verstärker groß ist, wird dieser Betrag der Abweichungen
begreiflicherweise ziemlich groß sein, verglichen mit dem systematischen Teil, und
es ist deshalb wünschenswert, die Abweichungen der in den Verstärkern erzeugten
Modulation so viel wie möglich zu reduzieren. Zusätzlich zu solchen anderen Kompensierungen,
wie sie herbeigeführt werden können, kann solch eine Reduktion durch die Verwendung
von Rückkopplungsverstärkern durchgeführt werden, in denen der Verstärkungsüberschuß
der Verstärkerröhre entweder mit der Hand oder automatisch in solch einer Weise
umgewandelt wird, daß ein konstanter Modulationskoeffizient von Verstärker zu Verstärker
erhalten bleibt. Fig. g zeigt eine Ausführung dieses Gedankens. Hier ist ein typischer
Verstärkerabschnitt mit einer stabilisierenden Rückkopplungsschaltung N angezeigt.
Die Kathode und ein veränderlicher Widerstand 16, der sowohl den Eingangs- als auch
den Ausgangskreisen gemeinsam ist und als eine Art von lokalem Rückkopplungsschalter
dient, sind hintereinandergeschaltet dargestellt. Indem man diesen Widerstand und
damit die Entdämpfung des Verstärkers verändert, kann seine Kurve mit der Hand oder
automatisch so verändert werden, daß ein konstanter Modulationskoeffizient für den
Verstärkerabschnitt erhalten bleibt.
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Es ist auch festgestellt worden, daß eine Phasenkennlinie, wie sie
durch die Kurve B in Fig. 12, dargestellt wird, besonders geeignet ist für den Verstärkerabschnitt
(einschließlichdesPhasenausgleichers). In dieser Fig. 12 kann man bemerken, daß
die Phasenverschiebung über das Übertragungsband zur Frequenz in Beziehung steht
durch eine gerade Linie, welche, auf Nullfrequenz extrapoliert, bei einer von Null
verschiedenen Phasenverschiebung, sagen wir 99o, schneidet. Unter diesen Umständen
wird jedes Modulationsprodukt zweiter Ordnung, das durch zwei Frequenzen innerhalb
des übertragenen Bandes erzeugt wurde und selbst innerhalb des übertragenen Bandes
liegt, einen Phasenzuwachs gleich iL cpo haben. Desgleichen wird jedes Modulationsprodukt
dritter Ordnung, mit Ausnahme der positiven Differenzen dritter Ordnung, einen Phasenzuwachs
von :L cpo haben. Das kann durch eine Erläuterung leicht bewiesen werden. Betrachtet
man z. B. eine Modulationsfrequenz dritter Ordnung von 2f1+f2, wobei f 1
und f 2 die Frequenzquellen sind, welche diese Modulationsfrequenz entstehen
lassen. Die Gleichung für die Phasenverschiebungsfrequenzkennzeichnung von Kurve
B ist gegeben durch (p = cpo + k f . Wenn man f = 2
fi+ f 2 einsetzt, erhält man für 8 = -299o. Jede Modulation dritter Ordnung
von der Form 2 f 1-E- f 2 von zwei Quellen wird dieselbe relative
Verschiebung haben, wenn sie sich von einem zum anderen Verstärker bewegt. Das gleiche
gilt für Modulationsprodukte von der Form 3 f 1. Modulationsfrequenzen zweiter Ordnung
werden eine konstante Phasenverschiebung pro Verstärkeräbschnitt von B = - 99, haben.
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Im allgemeinen nimmt die Bedeutung eines Modulationsproduktes ab,
wenn die Größenordnung des Modulationsproduktes zunimmt. Auch die Modulationsprodukte
dritter Ordnung entsprechen alle demselben Wert von 8, mit Ausnahme der positiven
Differenzen dritter Ordnung. Da die letzteren einen relativ kleinen Teil der gesamten
Modulationsprodukte .darstellen, können sie gewöhnlich außer acht gelassen werden.
Wenn sie andererseits von Bedeutung werden, können sie weitgehend reduziert werden,
indem man veranlaßt, daß die Phasenfrequenzkennlinie des Abschnitts von der geradlinigen
Beziehung der Kurve B in Fig. z2 abweicht. Eine solche Abweichung ist z. B. in Fig.
13 gezeigt, in welcher der Kennlinie eine Sinusform gegeben worden ist. Diese Sinusform
kann jede Form annehmen, solange sie die Bedingung erfüllt, daß eine gerade Linie,
die durch drei Punkte der Kennlinie gezogen wird, keine Unterbrechung hat, die kleiner
als 99, ist.
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Gewöhnlich pflegt es schwierig zu sein, eine Phasen-Frequenz-Kennlinie
entsprechend der Kurve B von Fig. 12 zu erhalten, die sich bis zur Nullfrequenz
erstreckt. Wenn man sich der Nullfrequenz nähert, erreicht die Kennlinie selbst
Null in einer solchen Weise, wie sie durch die ausgezogene Linie von Kurve B angegeben
ist. Die Frequenz F1, unter welcher die geradlinige Kennlinie nicht durchgeführt
ist, kann durch geeignete Konstruktion ganz niedrig gemacht werden, und das Frequenzband
von o bis F1 wird für den gedachten Zeichentyp nicht benutzt. In der Praxis ist
das keine ernsthafte Begrenzung, denn es gibt ändere Gründe, die es wünschenswert
machen, dieses niedere Frequenzband anderen Verwendungen zuzuweisen.
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Für die besten Ergebnisse in der Verwendung der Kennlinie von Fig.
12 ist es von Bedeutung, daß die aufeinanderfolgenden Ausgleicherabschnitte so nahezu
identisch wie möglich sind und daß sie während der Betätigung in diesem Verhältnis
bleiben. Hier ist ein Ausgleicherabschnitt genommen zur Darstellung der Leitung
zwischen zwei angrenzenden Phasenausgleichern plus allem Anhang dazu. In der Praxis
kann das ideale Verhältnis der vollkommenen Identität und Konstanz nicht erreicht
werden, denn es werden Veränderungen in den Abschnitten bestehen, die durch zahlreiche
Ursachen, wie Temperatur- oder Feuchtigkeitsveränderungen oder Altern der Röhren
bedingt sind. Wenn diese von Bedeutung werden, ist es erwünscht, vorzugsweise automatische
Ausgleichsvorrichtungen einzufügen, wie schon beschrieben.
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Nachdem die gewünschte Form der Phasen-Frequenz-Kennlinie bestimmt
worden ist, wie sie durch Kurve B von Fig. 12 dargestellt wird und weiter durch
q9=cpo+kf dargestellt ist, wird es möglich, ein Netz zu konstruieren, welches allein
oder in Verbindung mit dem Ausgleicherabschnitt die gewünschte Phasen-Frequenz-Kennlinie
ergeben wird. Durch geeignete Wahl der
jeder der Impedanzen der
all-pass-Struktur von Fig. 8 zugewiesenen Aufnahmefähigkeiten und Induktanzen kann
eine Phasen-Frequenz-Kennlinie des gewünschten Typs erhalten werden.
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Nachdem man den Wert von B bestimmt hat, um M gleich oder kleiner
als El zu halten, welcher durch die Praxis des Ingenieurs genau bekannt ist, findet
man oft die Unterbrechung cpo. Die niedrigste Modulätionsordnung ist also 2, für
welche cp = ± 0o. Für die Produkte dritter Ordnung ist 9p =-± 299,
Da 8 hier größer ist als für die Produkte zweiter Ordnung, bedeutet es, daß, wenn
der Wert von E derselbe ist wie für die Wirkungen zir3iter Ordnung, der Vektorkreis
einen kleineren Durchmesser hat. Modulationsprodukte dritter Ordnung werden also
wirksamer verkleinert als die Produkte zweiter Ordnung.
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Die Neigung der Kurve B von Fig. 12 ist durch die Konstante k gegeben.
Gewöhnlich wird die Neigung dieser Kurve nicht sehr verschieden von derjenigen der
Kurve A sein, welche die des Übertragungsleitungsabschnittes ohne den Ausgleicher
ist.