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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine shuntgeregelte Gegentaktschaltung
bzw. SRPP-Schaltung (SRPP = shunt regulated push push (shuntgeregelter Gegentakt)).
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1 der
beigefügten
Zeichnungen zeigt einen Fall, bei dem ein sexinäres (sechspoliges) Tiefpassfilter
als ein aktives Filter ausgebildet ist. Benutzte Verstärker A1
bis A3 sind generell aus Spannungsfolgern gebildet. Die Spannungsfolger
A1 bis A3 (Verstärker
A1 bis A3) können
aus (1) Emitterfolgern, (2) SRPP-Schaltungen, (3) Operationsverstärkern oder dgl.
gebildet sein.
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Nebenbei
bemerkt kann der Emitterfolger (1) beispielsweise wie in 2 gezeigt
strukturiert sein. Das heißt,
der Emitter des Transistors Q1 ist, um einen Emitterfolger zu bilden,
mit einem Konstantstrom-Leistungstransistor
Q2 verbunden, seiner Basis wird eine Eingangssignalspannung Vin
und eine Basisvorspannung VBB zugeführt, und an seinen Kollektor
ist eine Versorgungsspannung VCC angelegt. Auf diese Weise wird
dem Emitter des Transistors Q1 eine Ausgangsspannung oder ein Ausgangsstrom
entnommen.
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Im
Fall des Emitterfolgers variiert unter der Annahme, dass, wie durch
eine durchgezogene Linie in 3 angedeutet,
der Wert des Kollektorstroms des Transistors Q2, gleich IC2 ist,
der Emitterstrom IE1 des Transistors Q1 proportional zu einer Signalspannung
Vin mit dem Wert IC2 als Zentrum. Infolgedessen wird die Größe der Variation
als ein Ausgangssignal entnommen.
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Folglich
kann, wie durch eine gestrichelte Linie in 3 angedeutet,
in einem Bereich, in welchem es die Charakteristiken des Transistors
Q1 während
einer positiven Halbzyklusperiode erlauben, ein Ausgangsstrom so
groß wie gewünscht entnommen
werden. Jedoch während
einer negativen Halbzyklusperiode kann ein Ausgangsstrom größer als IC2
nicht entnommen werden.
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Die
SRPP-Schaltung von (2) kann wie in 4 gezeigt
strukturiert sein. Bei der SRPP-Schaltung wird eine zur Eingangssignalspannung
Vin in der Phase entgegengesetzte Signalspannung an den Kollektor
des Transistors Q1 abgegeben, und die Signalspannung wird durch
einen Kondensator C1 der Basis eines Transistors Q2 zugeführt. Demgemäss variieren,
da die Transistoren Q1 und Q2 mit zueinander entgegengesetzten Phasen
betrieben werden, der Emitterstrom des Transistors Q1 und der Kollektorstrom
des Transistors Q2 in zueinander entgegengesetzten Richtungen, und
die Größe ihrer
Differenz wird als der Ausgangsstrom entnommen. Demgemäss kann
die SRPP-Schaltung auch während
der negativen Halbzyklusperiode einen großen Ausgangsstrom abgeben.
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Jedoch
ist es im Fall der SRPP-Schaltung, da das Basiseingangssignal des
Transistors Q2 vom Kollektor des Transistors Q1 durch den Kondensator C1
zum Gleichsignalschneiden bzw. DC-Schneiden zugeführt wird,
notwendig, den Wert des Kondensators C1 zu erhöhen, um auch bei einer niedrigeren Frequenz
ein großes
Ausgangssignal abzugeben. Demgemäss
ist die SRPP-Schaltung nicht für
eine IC geeignet.
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Unter
dem obigen Gesichtspunkt ist die in 5 gezeigte
SRPP-Schaltung vorgeschlagen worden. Das heißt, bei der SRPP-Schaltung
wird das Kollektorausgangssignal des Transistors Q1 durch den Transistors
Q3, der den Emitterfolger bildet, abgegeben, und von einer Konstantstromdiode
D1 wird eine Gleichspannung verschoben, bevor sie der Basis des
Transistors Q2 zugeführt
wird.
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Demgemäss ist im
Fall dieser SRPP-Schaltung, da kein Element zum Begrenzen der Frequenzcharakteristik
wie beim Kondensator C1 vorhanden ist, die Frequenzcharakteristik
exzellent, und es kann auch bei niedriger Frequenz ein großes Ausgangssignal
entnommen werden.
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Jedoch
im Fall dieser SRPP-Schaltung variiert, da der Gleichsignalarbeitspunkt
bzw. DC-Arbeitspunkt der Schaltung entsprechend der Konstantspannungscharakteristik
der Konstantspannungsdiode D1 eingestellt ist, wenn die Versorgungsspannung
VCC variiert, der Arbeitsstrom des Transistors Q1 zu Q2 stark und
unterbindet dadurch, dass die zufriedenstellende Charakteristik
erhalten wird. Insbesondere wenn die Versorgungsspannung VCC niedrig
ist, ist eine solche Tendenz stark.
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Wenn
außerdem
für den
Spannungsfolger wie bei (3) ein Operationsverstärker benutzt wird, nimmt die
Zahl der Operationsverstärker
zu, wenn der Grad höher
ist, wodurch der Schaltungsmaßstab außerordentlich
groß gemacht
wird. Auch wenn entsprechend angewendeten Frequenzen ein Verstärker für Breitbandfrequenzen
benutzt wird, wird bewirkt, dass der Stromverbrauch zunimmt.
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Aus
DE-A-19 616 443 geht eine shuntgeregelte Gegentaktschaltung mit
einem ersten und zweiten Transistor der gleichen Polarität hervor,
wobei der Kollektor des ersten Transistors durch einen Widerstand
mit einem ersten Referenzpotential verbunden ist und der Kollektor
des zweiten Transistors mit dem Emitter des ersten Transistors verbunden
ist. Der Emitter des zweiten Transistors ist mit einem zweiten Referenzpotential
verbunden. Die Schaltung weist außerdem einen dritten Transistor
mit zu der des ersten und zweiten Transistors entgegengesetzter
Polarität
auf, dessen Emitter mit dem Kollektor des ersten Transistors verbunden
ist, dessen Kollektor mit der Basis des zweiten Transistors verbunden
ist und an dessen Basis eine Vorspannung angelegt ist. Der Basis
des ersten Transistors ist ein Eingangssignal zugeführt, und
einem Knoten des Emitters des ersten Transistors und des Kollektors
des zweiten Transistors wird ein Ausgangssignal entnommen.
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Die
vorliegende Erfindung ist zum Reduzieren oder Eliminieren der obigen
Probleme bei der herkömmlichen
Schaltung gemacht worden.
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Zur
Lösung
der obigen Aufgabe ist gemäß der vorliegenden
Erfindung eine shuntgeregelte Gegentaktschaltung (SRPP-Schaltung) bereitgestellt, die
aufweist:
einen ersten Transistor,
einen Widerstand, durch
den der Kollektor des ersten Transistors mit einem ersten Referenzpotentialpunkt verbunden
ist,
einen zweiten Transistor, der die gleiche Polarität wie die
des ersten Transistors aufweist, wobei der Kollektor des zweiten
Transistors mit dem Emitter des ersten Transistors verbunden ist,
wobei der Emitter des zweiten Transistors mit einem zweiten Referenzpotentialpunkt
verbunden ist, und
einen dritten Transistor, der die zu der
des ersten Transistors entgegengesetzte Polarität aufweist, wobei der Emitter
des dritten Transistors mit dem Kollektor des ersten Transistors
verbunden ist und der Kollektor des dritten Transistors mit der
Basis des zweiten Transistors verbunden ist, wobei an der Basis
des dritten Transistors eine Vorspannung angelegt ist,
wobei
der Basis des ersten Transistors ein Eingangssignal zugeführt wird
und von einem Knoten des Emitters des ersten Transistors und des
Kollektors des zweiten Transistors ein Ausgangssignal extrahiert
bzw. entnommen wird,
dadurch gekennzeichnet, dass die SRPP-Schaltung außerdem einen
Kondensator aufweist, der zwischen dem Emitter und dem Kollektor
des dritten Transistors parallelgeschaltet ist.
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Da
der dritte Transistor mit seiner Basis geerdet arbeitet, um das
Kollektorausgangssignal des ersten Transistors der Basis des zweiten
Transistors zuzuführen,
arbeitet demgemäss
die obige Schaltungsstruktur als eine SRPP-Schaltung.
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Die
Erfindung wird mittels eines nicht einschränkenden Beispiels unter Bezugnahme
auf die beigefügten
Zeichnungen weiter beschrieben, in denen.
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1 ein
Schaltbild ist, das ein Beispiel eines Filters zeigt, bei dem die
vorliegende Erfindung angewendet ist;
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2 ein
Schaltbild zur Erläuterung
einer SRPP-Schaltung
gemäß der vorliegenden
Erfindung ist;
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3 ein
Wellenformdiagramm zur Erläuterung
der vorliegenden Erfindung ist;
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4 ein
Schaltbild zur Erläuterung
der SRPP-Schaltung
gemäß der vorliegenden
Erfindung ist;
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5 ein
Schaltbild zur Erläuterung
der SRPP-Schaltung
gemäß der vorliegenden
Erfindung ist;
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6 ein
Schaltbild ist, das eine SRPP-Schaltung gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt; und
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7 ein
Schaltbild ist, das eine SRPP-Schaltung gemäß einer anderen Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt.
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Bezugnehmend
auf die 6 weist ein Transistor Q11 eine
Basis, an die eine Eingangssignalspannung Vin und eine Basisvorspannung
V11 angelegt sind, und einen durch einen Widerstand R11 mit einem
ersten Referenzpotentialpunkt, der beispielsweise ein Energieversorgungsanschluss
T13 ist, verbundenen Kollektor auf. Der Transistor Q11 weist auch
einen mit dem Kollektor eines die gleiche Polarität wie die
des Transistors Q11 aufweisenden Transistors Q12 verbundenen Emitter
auf, und der Emitter des Transistors Q12 ist mit einem zweiten Referenzpotentialpunkt,
der beispielsweise die Erde ist, verbunden. Außerdem ist der Kollektor des
Transistors Q11 mit dem Emitter eines die Polarität entgegengesetzt
zu der des Transistors Q11 aufweisenden Transistors Q13 verbunden,
und der Kollektor des Transistors Q13 ist mit der Basis des Transistors
Q12 verbunden.
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Auch
ist der Emitter des Transistors Q11 mit einem Ausgangsanschluss
T12 verbunden, ist ein Kondensator C11 zwischen den Emitter und
den Kollektor des Transistors Q13 geschaltet, und ist eine Vorspannung
V13 mit dem Energieversorgungsanschluss T13 als Referenzpotentialpunkt
an die Basis des Transistors Q13 angelegt.
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In
der so strukturierten Schaltung nimmt beispielsweise, wenn die Eingangssignalspannung
Vin zunimmt, der Emitterstrom IE11 des Transistors Q11 zu, und in
dieser Situation nimmt auch der Kollektorstrom des Transistors Q11
zu, um sein Kollektorpotential zu erniedrigen. Als Resultat nimmt,
da der Emitterstrom des Transistors Q13 abnimmt, sein Kollektorstrom
auch ab, und der Kollektorstrom IC12 des Transistors Q12 nimmt ebenfalls
ab. Deshalb fließt ein
Strom, der eine Differenz zwischen einem zugenommenen Betrag des
Emitterstroms IE11 und einem abgenommenen Betrag des Kollektorstroms IC12
ist, zum Anschluss T12 ab.
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Andererseits
nimmt, wenn die Eingangssignalspannung Vin abnimmt, der Emitterstrom
IE11 des Transistors Q11 ab. Jedoch in dieser Situation nimmt auch
der Kollektorstrom des Transistors Q11 ab, um sein Kollektorpotential
zu erhöhen.
Als Resultat nimmt auch, da der Emitterstrom des Transistors Q13
zunimmt, sein Kollektorstrom zu, und der Kollektorstrom IC12 des
Transistors Q12 nimmt ebenfalls zu. Deshalb fließt ein Strom, der eine Differenz
zwischen einem abgenommenen Betrag des Emitterstroms IE11 und einem
zugenommenen Betrag des Kollektorstroms IC12 ist, zum Anschluss
T12 ab.
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In
anderen Worten arbeitet bei der Schaltung nach 6 der
Transistor Q13 in Reaktion auf das Kollektorausgangssignal des Transistors
Q11 mit seiner Basis geerdet, und das Kollektorausgangssignal wird
in der gleichen Phase der Basis des Transistors Q12 zugeführt. In
dieser Situation ist die Eingangssignalspannung Vin in der Phase
entgegengesetzt zum Kollektorausgangssignal des Transistors Q11. Demgemäss werden
die Transistoren Q11 und Q12 in Bezug auf die Signalspannung Vin
mit zueinander entgegengesetzten Phasen betrieben, um dadurch die
SRPP-Operation auszuführen.
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Bei
der obigen Struktur kann vom Anschluss T12 in einem Bereich, in
welchem das Ausgangssignal durch die Charakteristiken der Transistoren
Q11 und Q12 erlaubt ist, ein großes Ausgangssignal erhalten
werden, und in dieser Situation gibt es keinen Fall, bei dem, wie
in 3 gezeigt, der Ausgangsstromwährend eines einzelnen Halbzyklus
begrenzt ist.
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Auch
ist, da der Transistor Q13 mit seiner Basis geerdet arbeitet, die
Frequenzcharakteristik exzellent, und es kann ein großes Ausgangssignal vom
Gleichsignal bzw. DC bis hinauf zu einer hohen Frequenz erhalten
werden. Insbesondere kann, wenn der Kondensator C11 mit dem Transistor
Q13 verbunden ist, da die Verschlechterung der Charakteristiken
des Transistors Q13 bei einer höheren
Frequenz kompensiert werden kann, ein großes Ausgangssignal bis hinauf
zu einer höheren
Frequenz erhalten werden. Bei diesem Beispiel kann, da der Kondensator
C11 zur Kompensation bei der hohen Frequenz vorhanden ist, sein
Wert auf etwa 1 bis 3 pF eingestellt werden, und die ganze Schaltung
kann ohne Probleme in eine IC gesetzt werden.
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Außerdem wird,
selbst wenn die Versorgungsspannung Vcc des Anschlusses T13 variiert, eine
solche Variation durch Änderung
einer Spannung zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors
Q13 absorbiert, und die Schaltung ist in einem weiten Bereich einer
Versorgungsspannung VCC anwendbar. Auch wird, da die Zahl erforderlicher
Elemente klein ist, selbst in dem Fall, bei dem die Schaltung bei
einem hochgradig aktiven Filter angewendet wird, der Schaltungsmaßstab nicht
vergrößert. Außerdem ist,
da wie oben beschrieben die Frequenzcharakteristik exzellent ist,
die Schaltung auch bei einem an eine hohe Frequenz angepassten aktiven
Filter ohne Probleme anwendbar.
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Außerdem ist,
da die Ausgangsimpedanz niedrig ist, und eine Änderung der Ausgangsimpedanz
aufgrund der Signalfrequenz klein ist, die Schaltung beim aktiven
Filter als der Spannungsfolger geeignet.
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7 zeigt
eine Ausführungsform
einer Vorschaltung (bias circuit), die derart ausgebildet ist, dass
an die oben beschriebenen N SRPP-Schaltungen, bei denen die Bezugszeichen 11 bis 1N die
oben beschriebenen jeweiligen SRPP-Schaltungen bezeichnen, eine
Vorspannung V13 angelegt werden kann. Es sei darauf hingewiesen,
dass diese SRPP-Schaltungen 11 bis 1N zur Vereinfachung
der Figur nicht mit dem Kondensator C11 zur Verbesserung einer Hochfrequenzcharakteristik
verbunden sind, aber die erstere kann mit dem letzteren verbunden
sein.
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Ein
Transistor Q21 weist eine Basis, an die eine gegebene Vorspannung
V21 angelegt ist, einen über
einen Widerstand 21 geerdeten Emitter und einen mit dem
Kollektor und der Basis eines Transistors Q22 verbundenen Kollektor
auf. Der Transistor Q22 strukturiert eine Stromspiegelschaltung 22,
bei welcher der Transistor Q21 auf einer Eingangsseite angeordnet
ist, und die Transistoren Q13 bis Q13 der SRPP-Schaltungen 1 bis 1N sind
auf einer Ausgangsseite angeordnet. Bei der Schaltung ist die Basis
des Transistors Q22 mit den Basen der Transistoren Q13 bis Q13 verbunden,
und der Emitter des Transistors Q22 ist über einen Widerstand R22 mit dem
Energieversorgungsanschluss T13 verbunden.
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Bei
der obigen Struktur ist der Kollektorstrom IC21 des Transistors
Q22 durch IC21 = (V21–VBE)/R21gegeben, wobei
VBE eine Spannung zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors
Q21 ist.
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Auch
ist, da der Kollektorstrom des Transistors Q22 annähernd gleich
dem Kollektorstrom IC21 des Transistors Q21 ist, der Basisstrom
IB22 des Transistors Q22 durch IB22 = IC21/hFEgegeben,
wobei hFE ein Stromverstärkungsfaktor des
Transistors Q22 ist. Die Basisspannung, die dem Transistor Q22 den
Basisstrom IB22 zuführt,
ist auch an die Basen der Transistoren Q13 bis Q13 angelegt. Demgemäss ist die
Vorspannung V13 an die Transistoren Q13 bis Q13 angelegt. Bei der
so strukturierten Vorschaltung kann die Vorspannung V13 an N SRPP-Schaltungen 11 bis 1N mit
einer extrem einfachen Struktur, wie sie aus der Zeichnung hervorgeht, angelegt
sein. Auch kann, da die Transistoren Q13 bis Q13 mit ihren Basen
geerdet arbeiten und die Basisströme der Transistoren Q13 bis
Q13 extrem klein sind, selbst wenn die Basisspannung V13 an die
Basen der Transistoren Q13 bis Q13 gemeinsam angelegt wird, eine
Beeinflussung bzw. Störung
zwischen den SRPP-Schaltungen 11 bis 1N ausreichend
reduziert werden.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung kann, wie oben beschrieben, ein großes Ausgangssignal in einem
Bereich, in welchem das Ausgangssignal durch die Charakteristiken
der Transistoren Q11 und Q12 erlaubt ist, erhalten werden, und in
dieser Situation gibt es keinen Fall, bei dem der Ausgangsstrom während eines
einzelnen Halbzyklus begrenzt ist.
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Auch
ist die Frequenzcharakteristik exzellent, und es kann selbst bei
einer hohen Frequenz ein großes
Ausgangssignal aus dem Gleichsignal erhalten werden. Außerdem kann
bei der Zuschaltung des Kondensators C11 ein großes Ausgangssignal bis hinauf
zu einer höheren
Frequenz erhalten werden. Dann kann, da der Kondensator C11 in diesem
Fall zur Kompensation einer hohen Frequenz vorhanden ist, der Wert
des Kondensators C11 klein sein, und selbst wenn der Kondensator
C11 in die Schaltung geschaltet ist, kann die ganze Schaltung ohne
Probleme in eine IC gesetzt werden.
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Außerdem kann
die Schaltung in einem weiten Bereich einer Versorgungsspannung
benutzt werden. Auch wird, da die Zahl erforderlicher Elemente klein
ist, selbst in dem Fall, bei dem die Schaltung bei einem hochgradig
aktiven Filter benutzt wird, der Schaltungsmaßstab nicht größer. Außerdem ist, da
die Ausgangsimpedanz niedrig ist und eine Änderung der Ausgangsimpedanz
aufgrund der Signalfrequenz klein ist, die Schaltung beispielsweise
im aktiven Filter als der Spannungsfolger geeignet.
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Überdies
kann die Vorschaltung sehr einfach strukturiert sein. Auch kann,
selbst wenn die Vorspannung an mehrere SRPP-Schaltungen gemeinsam angelegt wird,
eine Beeinflussung bzw. Störung zwischen
den jeweiligen SRPP-Schaltungen ausreichend reduziert werden.
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Die
vorhergehende Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung
ist zu Illustrations- und Beschreibungszwecken gegen worden. Es
ist nicht beabsichtigt, dass sie erschöpfend ist oder die Erfindung
auf die offenbarte genaue Form einschränkt, sondern es sind im Licht
der obigen Lehren Modifikationen und Variationen möglich oder
können
aus der Praktizierung der Erfindung gewonnen werden. Die Ausführungsformen
wurden gewählt
und beschrieben, um die Prinzipien der Erfindung und ihre praktische
Anwendung zu erläutern,
damit ein Fachmann die Erfindung bei verschiedenen Ausführungsformen
und mit verschiedenen Modifikationen, wie sie bei der beabsichtigten
besonderen Verwendung geeignet sind, benutzen kann. Der Schutzbereich
der Erfindung ist durch die hier beigefügten Ansprüche und ihre Aquivalente definiert.