DE3686431T2

DE3686431T2 - Schaltung zur detektion eines automatischen verstaerkungsregelungssignals.

Info

Publication number: DE3686431T2
Application number: DE8686302389T
Authority: DE
Inventors: Kazuo Patent Division Hasegawa; Jyoji Patent Division To Maeda; Yasunori Patent Divis Miyahara
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1985-03-29
Filing date: 1986-04-01
Publication date: 1993-04-01
Anticipated expiration: 2006-04-02
Also published as: JPS61224607A; EP0196906A3; DE3686431D1; JPH0347770B2; US4724337A; EP0196906B1; EP0196906A2

Description

Eine Schaltungsanordnung zur automatischen Verstärkungsregelung umfaßt eine Detektionsschaltung, welche die Amplitude eines Signals ermittelt und ein diesem Wert entsprechendes Signal liefert, und einen Differenzverstärker zur Verstärkung des Signals, dessen Verstärkung durch das von der Detektionsschaltung gelieferte Signal derart gesteuert wird, daß die Amplitude des Ausgangssignals des Verstärkers unabhängig von Schwankungen der Amplitude des Eingangssignals konstant ist.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Detektion eines automatischen Verstärkungsregelungssignals. Ein Beispiel eines Differenzverstärkers, der mit der Detektionsschaltung der vorliegenden Erfindung zur Bildung einer Schaltungsanordnung zur automatischen Verstärkungsregelung kombiniert werden kann, ist in Patent Abstracts of Japan, Vol.8, No. 63 (E233) (1500) vom 24.3.1984 offenbart. Die Verstärkung dieses Differenzverstärkers ist durch Verändern des Kollektorstroms von Hilfstransistoren steuerbar, welche parallel zu den den Differenzverstärker bildenden Transistoren angeordnet sind. Zur Beeinflussung der Kollektorströme der Hilfstransistoren wird ein Verstärkungsregelungssignal benutzt, und da die Summe der Kollektorströme der Transistoren des Differenzverstärkers und der Hilfstransistoren konstant ist, wird so die Verstärkung des Differenzverstärkers beeinflußt.
Eine herkömmliche Schaltungsanordnung zur Detektion eines automatischen Verstärkungsregelungssignals (AGC) ist zum Beispiel eine in Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung. Die herkömmliche AGC-Detektionsschaltung ist innerhalb einer allgemein bekannten Vervielfacherschaltung vom doppeltsymmetrischen Typ eingesetzt.
Die Vervielfacherschaltung vom doppelt-symmetrischen Typ weist einen ersten, zweiten und dritten Differenzverstärker D1 bis D3 auf. Der zweite und der dritte Differenzverstärker D2 und D3 ist jeweils in Reihe mit zwei Strompfaden des ersten Differenzverstärkers D1 angeordnet. Die den ersten Differenzverstärker D1 bildenden Transistoren Q1 und Q2 sind jeweils an ihrer Basis mit den Eingangsanschlüssen 11A und 11B verbunden. Die den zweiten Differenzverstärker D2 bildenden Transistoren Q3 und Q4 sind jeweils an ihren Kollektoren mit den Ausgangsanschlüssen 12A und 12B verbunden. Ebenso sind die den dritten Differenzverstärker D3 bildenden Transistoren Q5 und Q6 jeweils an ihren Kollektoren mit den Ausgangsanschlüssen 12A und 12B verbunden.
Eine erste Referenzspannung V1 einer ersten Referenzspannungsquelle E1 ist über einen Widerstand R3 an die Basisanschlüsse der Transistoren Q4 und Q5 gelegt. Eine zweite Referenzspannung V2 einer zweiten Referenzspannungsquelle E2 ist über einen Widerstand R4 an die Basisanschlüsse der Transistoren Q3 und Q6 gelegt. Und eine Netzanschlußspannung V3 eines Netzanschlußteils E3 ist über einen Widerstand R1 an die Kollektoren der Transistoren Q3 und Q5 und über einen Widerstand R2 an die Kollektoren der Transistoren Q4 und Q6 gelegt. Die Basis des Transistors Q1 ist mit den Basisanschlüssen der Transistoren Q3 und Q6 über einen Kondensator C1 verbunden, während die Basis des Transistors Q2 mit den Basisanschlüssen der Transistoren Q4 und Q5 über einen Kondensator C2 verbunden ist. Ein AGC-Detektion-Ausgangssignal Vout erhält man zwischen dem gemeinsamen Verbindungsknoten der Kollektoren der Transistoren Q3 und Q5 und dem gemeinsamen Verbindungsknoten der Kollektoren der Transistoren Q4 und Q6, das heißt, zwischen den Ausgangsanschlüssen 12A und 12B. Der gemeinsame Verbindungsknoten der Emitter der Transistoren Q1 und Q2 ist mit einer Stromquelle 13 verbunden.
Wenn eine Eingangssignalspannung einer Eingangssignalquelle 11 als Vin und ein von der Stromquelle 13 gelieferter Strom als Iee gegeben ist, sind die Kollektorströme Ic1 bis Ic6 der Transistoren Q1 bis Q6 in der oben beschriebenen Schaltungsanordnung wie folgt darstellbar (Vt ist eine Temperaturspannung der Transistoren).
Aus den Gleichungen (1) bis (6) folgt
Angenommen, ein Belastungswiderstand einer Belastungsschaltungsanordnung 12, die zwischen den Ausgangsanschlüsse 12A und 12B anzuordnen ist, sei R1, dann kann das AGC-Ausgangssignal Vout wie folgt dargestellt werden.
Vout = R1 Iout = R1 ((Ic3 + Ic5)-(Ic6+Ic4)) = R1 ((Ic3-Ic6)-(Ic4+Ic5)) = R1 Iee (tanh (Vin/2Vt))² ...(11).
Hierin ist Iout ein Ausgangsstrom, welcher durch die Belastungsschaltungsanordnung 12 flieht. Unter der Voraussetzung Vin « Vt ist
Vout = R1 Iee (Vin / 2Vt)²...(12).
Wenn das Eingangssignal Vin durch Vo sin ωt ersetzt wird, ist
Wenn das AGC-Ausgangssignal Vout über einen Tiefpaßfilter (nicht dargestellt) nach außen geführt ist, erhält man die folgende Gleichung
Wie oben beschrieben, ist es verständlich, daß die AGC- Detektionsschaltung ein AGC-Ausgangssignal Vout hervorbringen kann, welches proportional zum Quadrat der Spitzenamplitude Vo des Eingangssignals Vin und gleichzeitig umgekehrt proportional zum Quadrat der Temperaturspannung Vt der Transistoren ist.
Die oben beschriebene herkömmliche AGC-Detektionsschaltung erreicht, daß das AGC-Ausgangssignal Vout proportional zu I/Vt² ist. Die Temperaturspannung Vt der Transistoren ist wie folgt festgelegt,
Vt = k T/q,
wobei k die Boltzmann-Konstante, q die Elementarladung und T die absolute Temperatur ist.
Daher ist das AGC-Ausgangssignal umgekehrt proportional zum Quadrat der absoluten Temperatur T, so daß es entsprechend der Temperaturänderung übermäßig schwankt. Ferner steigt das DC- Potential des AGC-Ausgangssignals Vout derart an, daß es bei seiner maximalen Amplitude leicht zu einer Sättigung kommen kann.
Zur Lösung eines solchen Problems sind viele Verbesserungen zur Kompensation des obengenannten Ausgangssignals vorgenommen worden, indem der Strom Iee der Stromquelle 13 proportional zur absoluten Temperatur T eingestellt wurde.
Ein Beispiel einer Stromquelle, deren Ausgangsstrom proportional zur absoluten Temperatur T ist, ist eine Schaltungsanordnung, wie sie in Fig. 2 gezeigt ist.
In Fig. 2 sind die Transistoren Q11 und Q13 gleich dimensioniert und jeder Emitter ist jeweils über die Widerstände R11 und R13 geerdet. Der Transistor Q12 weist einen Bereich der Emitter-Basis-Strecke auf, welcher N mal so groß ist wie der der Transistoren Q11 und Q13. Der Emitter des Transistors Q12 ist mit dem Emitter des Transistors Q11 über einen Widerstand R12 verbunden. Die Transistoren Q14, Q15 und Q16 und die Widerstände R14 und R15 bilden einen spiegelbildlichen Stromkreis und es fließt ein gleicher Strom Io zu den Kollektoren der Transistoren Q11 und Q12. Ferner bilden die Transistoren Q17, Q18 und Q19 und die Widerstände R16 bis R20 eine Anlaßschaltung.
Dann haben, vorausgesetzt Vbe11, Vbe12 und Vbe13 sind die Spannungen zwischen Basis und Emitter der jeweiligen Transistoren Q11, Q12 und Q13 und Is ist der Sättigungsstrom in Sperrichtung der Transistoren Q11 bis Q13, diese die unten angegebenen Beziehungen miteinander.
Vbe11 = Vbe12 + Io·R12 ...(15)
Vbe11 = Vbe13 = Vt·ln (Io/Is) ...(16)
Vbe12 = Vt·ln (Io/ (N Is)) ...(17)
Aus den Gleichungen (15) bis (17) folgt
Da Vbe11 und Vbe13 gleich sind (siehe Gleichung (16)), sind auch die Potentialabfälle an den Widerständen R11 und R13 gleich. Außerdem wird, daß » 0, der Ausgangsstrom Iee(t) der Schaltungsanordnung, welcher durch den Transistor Q13 fließt, durch die folgende Gleichung wiedergegeben.
R13 Iee(t) &sim; R11 (2 Io)
Daher ist
Ersetzt man Vt = k T/q, ergibt sich
Demgemäß kann man einen der absoluten Temperatur proportionalen Ausgangsstrom Iee(t) am Kollektor des Transistors Q13 erhalten.
Wenn man die oben beschriebene Stromquelle verwendet, wird bei der konventionellen AGC-Detektionsschaltung nach Figur 1 der Einfluß infolge der Temperaturänderung reduziert bis das AGC- Ausgangssignal Vout proportional zur absoluten Temperatur wird. Jedoch bleibt das Problem des Einflusses auf Grund der Temperaturänderung bestehen. Das heißt, der Ausgangsstrom Iee(t) der in Fig. 2 gezeigten Schaltungsanordnung ist proportional zu T, aber nicht proportional zu T². Daher wird das AGC-Ausgangssignal Vout noch immer durch den Einfluß der Temperaturänderung negativ beeinflußt.
Als ein Verfahren zur weiteren Reduzierung des Einflusses auf Grund der Temperaturveränderung kann in Betracht gezogen werden, die zweiten und dritten Differenzverstärker in Fig. 1 im Schaltbetrieb zu betreiben. In diesem Fall kann die Gleichung (14) wie folgt ausgedrückt werden.
Auf diese Weise kann der Einfluß der Temperatur soweit reduziert werden, daß das AGC-Ausgangssignal Vout proportional zur absoluten Temperatur wird.
Jedoch ist es zum Schalten der Differenzverstärker D2 und D3 notwendig, ein Schaltsignal von großer Amplitude zu erzeugen, welches vollständig mit dem Eingangssignal Vin synchronisiert ist. Zu diesem Zweck ist zum Beispiel eine phasensynchronisierte Pegelschleifenschaltungsanordnung (PPL- Schaltung) erforderlich, was aber auf eine Verkomplizierung der Schaltungsanordnung hinausläuft. Um das Schaltsignal verhältnismäßig leicht zu erhalten, gibt es ein Verfahren zur Erlangung des Schaltsignals, bei dem das Eingangssignal Vin in einer zusätzlichen Schaltungsanordnung verstärkt wird. Bei diesem Verfahren neigen jedoch das Schaltsignal und das Eingangssignal Vin dazu ihre Phasen gegeneinander zu verschieben und es entsteht leicht ein Fehler des AGC-Ausgangssignal Vout. In diesem Fall nimmt der Fehler besonders im Bereich hoher Frequenzen zu. Weiterhin sind zum Halten der DC-Werte innerhalb vernünftiger Amplituden viele Niveau-Umschalteanordnungen erforderlich, mit dem Ergebnis, daß alle diese Teile durch Temperaturänderungen in Mitleidenschaft gezogen werden.
Es gibt ein weiteres Verfahren zur Reduzierung des Einflusses auf Grund der Temperaturänderung. Bei diesem Verfahren sind Widerstände mit einem hohen Widerstandswert, der ausreicht, um die Thermospannung Vt zu vernachlässigen, jeweils mit den Emittern der Transistoren Q1 bis Q6 in Reihe geschaltet.
Vorausgesetzt der Widerstandswert der Widerstände ist Re und es gilt Re » 2Vt/Iee, dann ist das AGC-Ausgangssignal Vout wie folgt darstellbar.
Zur Erfüllung der Gleichung (22) ist, wie oben vorausgesetzt, die Bedingung Re » 2Vt/Iee erforderlich. Das ist zum Beispiel der Fall, wenn der Strom Iee = 1mA, die Thermospannung Vt = 26mV und 2Vt/Iee ≤ 0,01 Re ist (Bedingung zur Vernachlässigung der Thermospannung Vt, wobei T = 300K). In diesem Fall ist die Bedingung Re » 5,2k erforderlich. Um das AGC-Ausgangssignal Vout = 0,1V zu erreichen, wenn die Spitzenamplitude des Eingangssignals Vo = 0,5V ist, ist ein Lastwiderstand R1 = 86,5k in der Schaltungsanordnung von Figur 1 erforderlich, wenn ein Emitterwiderstand Re = 5,2k verwendet wird, während der Lastwiderstand R1 = 4,32k in der Schaltungsanordnung von Fig. 1 ist. In diesem Fall, vorausgesetzt, daß der Strom Iee = 1mA beträgt, beträgt der Spannungsabfall an jedem Widerstand R1, R2 der Schaltungsanordnung von Fig. 1 nur 2,16V. Jedoch erreicht dieser Wert 47V, wenn man die Emitterwiderstände Re = 5,2k in Reihe zu den Emittern der Transistoren Q1, Q2 einfügt. Berücksichtigt man weiterhin die Sättigung der Transistoren, so beträgt die notwendige Netzanschlußspannung bei der Schaltungsanordnung in Fig. 1 nur etwa 8V. Jedoch ist eine Hetzanschlußspannung V3 von 55V erforderlich, wenn man die Emitter-Widerstände Re = 5,2k hinzufügt. Daher ist das Verfahren zur Reduzierung des Einflusses auf Grund der Temperaturänderung durch Hinzufügen von Emitter-Widerständen praktisch nicht brauchbar.
Wie oben beschrieben wurde, kann in herkömmlichen AGC- Detektionschaltungen eine ausreichende Gegenmaßnahme zur Verhinderung des Einflusses auf Grund der Temperaturänderung nicht erreicht werden, und es kann keine AGC-Detektionsschaltung von hoher Genauigkeit, die über einen weiten Bereich brauchbar ist, erreicht werden. Weiterhin ist es teilweise möglich, eine Gegenmaßnahme zur Verhinderung des Einflusses auf Grund der Temperaturänderung vorzunehmen. Jedoch werden verschiedene Probleme erzeugt, wie z. B. komplexe Schaltungsanordnungen, Anwachsen des Energieverbrauchs und Anwachsen der Versorgungsspannung, und verringern im Ergebnis die Anwendungsbereiche.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung zu Detektion eines automatischen Verstärkungsregelungssignals anzugeben, welche verhältnismäßig frei von der Beschränkung für den Amplitudenwert eines Eingangssignals ist.
Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine AGC- Detektionsschaltung vorzusehen, die ausreichend betriebsfähig für ein Eingangssignal mit einer hohen Frequenz ist.
Noch eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine AGC-Detektionsschaltung vorzusehen, die auf einfache Weise in der Lage ist, den Einfluß der Temperaturänderung mit hoher Genauigkeit zu kompensieren.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine AGG-Detektionsschaltung vorzusehen, welche mit einer niedrigen Versorgungsspannung betrieben werden kann und einen geringen Energieverbrauch aufweist.
Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine AGC-Detektionsschaltung vorzusehen, die zur Herstellung der Schaltung mit einem integrierten Schaltkreis (IC) geeignet ist.
Diese und andere Aufgaben werden durch die ACG-Detektionsschaltung der vorliegenden Erfindung gelöst, welche im wesentlichen umfaßt:
1. eine Stromquelle,
2. erste bis vierte Transistoren, deren Emitter gemeinsam mit der Stromquelle verbunden sind,
3. eine Referenzspannungsquelle zur Versorgung der Basisanschlüsse der ersten und der zweiten Transistoren mit einer Referenzspannung,
4. Eingangsanschlüsse, die mit den Basisanschlüssen der dritten und der vierten Transistoren zum Empfang eines Eingangssignal verbunden sind,
5. ein Stromversorgungsteil zur Versorgung der ersten bis vierten Transistoren mit einer Versorgungsspannung,
6. einen ersten Kollektor-Lastwiderstand, der zwischen dem Stromversorgungsteil und einem die Kollektoranschlüsse der ersten und zweiten Transistoren miteinander verbindenden Knoten angeordnet ist,
7. einen zweiten Kollektor-Lastwiderstand, der zwischen dem Stromversorgungsteil und einem die Kollektoranschlüsse der dritten und vierten Transistoren miteinander verbindenden Knoten angeordnet ist,
8. ein Ausgangsanschluß, der zwischen den Knoten zum ausgeben eines ACG-Detektionsausgangssignal angeordnet ist.
Zusätzliche Aufgaben, Vorteile und Merkmale der vorliegenden Erfindung ergeben sich für die auf diesem Gebiet tätigen Fachleute aus dem Studium der folgenden Beschreibung und der beigefügten Zeichnungen.
Fig. 1 zeigt ein Schaltbild, welches eine herkömmliche Schaltungsanordnung zur Detektion eines automatischen Verstärkungsregelungssignals (AGC) darstellt;
Fig. 2 zeigt ein Schaltbild, welches ein Ausführungsbeispiel einer Stromquelle zur Erzeugung eines einer Temperaturveränderung proportionalen Stroms darstellt;
Fig. 3 zeigt ein Schaltbild, welches eine Ausführungsform einer AGC-Detektionsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt;
Fig. 4 zeigt ein Diagramm, welches die Charakteristiken des Eingangssignals Vin bezüglich der Kollektorströme Ic3 bis Ic6 der Transistoren Q3 bis Q6 in der Schaltungsanordnung von Fig. 1 darstellt;
Fig. 5 zeigt ein Diagramm, welches die Charakteristiken des Eingangssignals Vin bezüglich der Kollektorströme Ic21 bis Ic24 der Transistoren Q21 bis Q24 in der Schaltungsanordnung von Fig. 3 darstellt;
Fig. 6 zeigt ein Diagramm, welches die DC-Übertragungscharakteristik zwischen dem Eingangssignal Vin und dem AGCAusgangssignal Vout in der Schaltungsanordnung von Fig. 3 darstellt;
Fig. 7 zeigt ein Diagramm, welches die DC-übertragungscharakteristik zwischen dem Eingangssignal Vin und dem AGC- Ausgangssignal Vout in einem anderen Ausführungsbeispiel der AGC-Detektionsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt;
Fig. 8 zeigt ein Schaltbild, welches eine Differenzverstärker- Schaltung zur Kompensation der Temperaturcharakteristik darstellt.
Die vorliegende Erfindung wird eingehender mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen, insbesondere die Fig. 2 bis 8, beschrieben. In den Zeichnungen werden durchgehend gleiche Bezugszahlen und -buchstaben zur Kennzeichnung gleicher oder äquivalenter Elemente mit der Absicht verwendet, die Erklärung zu vereinfachen.
In Fig. 3 ist eine Ausführungsform einer AGC-Detektionsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung dargestellt. In der AGC-Detektionsschaltung ist ein Stromversorgungsteil E3 mit den Kollektoren der Transistoren Q21 und Q22 über einen Widerstand R21 und ebenso mit den Kollektoren der Transistoren Q23 und Q24 über einen Widerstand R22 zum Anlegen einer Versorgungsspannung V3 verbunden. Die Transistoren Q21 und Q22 sind an ihren Basisanschlüssen mit einer Referenzspannungsquelle E2 mit einer Spannung von V2 verbunden. Die Transistoren Q23 und Q24 sind an ihren Basisanschlüssen mit den Eingangsanschlüssen 11A und 11B verbunden, welche mit einer Eingangssignalquelle 11 verbunden sind. Die Emitter der Transistoren Q21, Q22, Q23 und Q24 sind mit dem Bezugspotential-Anschluß G verbunden, das heißt, sie sind über eine Konstantstromquelle 13 geerdet. Daher sind die Transistoren Q21 und Q22 mit ihren Kollektor-Emitter-Strecken parallel zueinander angeordnet, und ebenso sind die Transistoren Q23 und Q24 mit ihren Kollektor-Emitter-Strecken parallel zueinander angeordnet. Während die Basisanschlüsse der Transistoren Q21 und Q22 mit dem selben Ende der Referenzspannungsquelle E2 verbunden sind, sind die Basisanschlüsse der Transistoren Q23 und Q24 mit den jeweiligen Enden der Eingangssignalquelle 11 verbunden. Ein AGC- Detektionausgang Vout ist zwischen dem Verbindungsknoten der Kollektoren der Transistoren Q21 und Q22 und dem anderen Verbindungsknoten der Kollektoren der Transistoren Q23 und Q24 herausgeführt.
In einem praktischen Schaltungsentwurf sind die Transistoren Q21 und Q22 in der Art eines Transistors Qm1 mit einer Mehrfachbasis ausgebildet. Auch die Transistoren Q23 und Q24 sind in der Art eines anderen Transistors Qm2 mit einer Mehrfachbasis ausgebildet. In dem Fall sind die jeweiligen Basisanschlüsse der Mehrfachbasis-Transistoren Qm1 und Qm2 mit der Referenzspannungsquelle E2 oder den Eingangsanschlüssen 11A und 11B verbunden.
Eine Referenzspannung V2 einer Referenzspannungsquelle E2 wird gemeinsam den Basisanschlüssen der Transistoren Q21 und Q22 zugeführt, und ein Eingangssignal Vin einer Eingangssignalquelle 11 wird zwischen den Basisanschlüssen der Transistoren Q23 und Q24 zugeführt. Die Eingangssignalquelle 11 erzeugt jeweils Eingangssignale Vin1 und Vin2 mit einander entgegengesetzten Phasen und mit den gleichen Amplituden im Verhältnis zu der absoluten Temperatur T. Vin wird zur Vereinfachung der Erklärung im folgenden zur Darstellung von sowohl Vin1 als auch Vin2 verwendet. Weiterhin sind die Eingangsanschlüsse 11A und 11B mit einer DC-Vorspannung Vd in Ergänzung zum Eingangssignal Vin verbunden. Die DC-Vorspannung Vd hat den gleichen Wert wie die Referenzspannung V2, damit die Transistoren Q21 bis Q24 jeweils in ihren Vorspannungs-Bedingungen übereinstimmen. In dem Fall ist die Eingangssignalquelle äquivalent darzustellen, indem sie zwei Quellen zum Anlegen der Eingangssignale Vin1 und Vin2 aufweist und eine DC-Vorspannungsquelle Ed zum Anlegen der DC- Spannung Vd. In dem Fall wird die DC-Vorspannung Vd zum Eingangssignal Vin am jeweiligen Eingangsanschluß 11A und 11B hinzugefügt. Das heißt
Vin-a = Vd + Vin = Vd + Vo sinωt. ...(23)
wobei Vin-a das Potential an den Eingangsanschlüssen 11A und 11B ist, und Vo, wie zuvor beschrieben, die Spitzenamplitude des Eingangssignal Vin ist.
Eine DC-Übertragungscharakteristik zwischen dem Eingangssignal Vin und dem AGC-Ausgangssignal Vout dieser Schaltungsanordnung wird später beschrieben. Hier ist angenommen, daß der von der Konstantstromquelle 13 erzeugte Strom Iee sei, das Emitterpotential der Transistoren Q21 bis Q24 Ve sei, und die Kollektorströme der Transistoren Q21 bis Q24 Ic21 bis Ic24 seien. Ebenso ist angenommen, daß alle Transistoren Q21 bis Q24 gleiche Merkmale aufweisen. In dem Fall haben die in Sperrichtung fließenden Sättigungsströme Is21 bis Is24 und die Stromverstärkungs-Faktoren α 21 bis α 24 der jeweiligen Transistoren Q21 bis Q24 die folgenden Beziehungen miteinander.
Is21 = Is22 = Is23 = Is24 = Is ...(24)
α 21 = α 22 = α 23 = α 24 = α ...(25).
Dann sind die Kollektorströme Ic21 bis Ic24 der Transistoren wie folgt darstellbar.
Wie aus den Gleichungen (26) und (27) zu ersehen ist, erhält man die folgende Beziehung.
Ic21 = Ic22 ...(31).
In dem Fall ist die Gleichung (30) unter Benutzung der obigen Gleichungen (28), (29) und (31) wie folgt darstellbar.
Hierbei ist
Die Steilheit gm1 bis gm4 der Transistoren Q21 bis Q24 wird wie folgt ausgedrückt.
Zur Vereinfachung der Gleichung wird angenommen
gm3 erhält man wie folgt:
Aus den Gleichungen (39) bis (41) ergibt sich
gm1 (Vin = 0) = gm2 (Vin = 0)...(42)
gm3 (Vin = 0) = i0/(4Vt) ...(43)
gm4 (Vin = 0) = i0/(4Vt) ...(44)
wobei i0 eine DC-Komponente des AGC-Detektion-Ausgangsstrom ist.
Aus den Gleichungen (32) bis (44) ergibt sich die DC- Übertragungskennlinie, wie sie in Fig. 4 gezeigt ist. Die Ströme Ir21 und Ir22, die durch die Widerstände R21 und R22 fließen, können wie folgt angegeben werden.
Ir21 = Ic21 + Ic22 ...(45)
Ir22 = Ic23 + Ic24 ...(46).
Die Beziehungen zwischen dem Eingangssignal Vin und den Strömen Ir21 und Ir22 sind darstellbar, wie es in Fig. 5 gezeigt ist. Die Beziehungen zwischen den Strömen Ir21 und Ir22 und dem Eingangssignal Vin können mittels der folgenden Gleichungen ausreichend angenähert werden.
Auf Grund der Gleichungen (47) und (48) ergibt sich die Beziehung zwischen dem Eingangssignal Vin und dem AGC-Detektion- Ausgangssignal Vout bei der vorliegenden Erfindung derart, wie sie in Fig. 6 gezeigt ist. Und es entsteht die folgende Beziehung.
Vout = R1 (Ir22-Ir21) ...(49)
wobei R1 der Widerstandswert der Widerstände R21 und R22 ist.
Entsprechend kann man das AGC-Ausgangssignal Vout als ein gleichgerichtetes Signal erhalten, wie in Fig. 6 gezeigt ist. Schließlich erhält man das AGC-Ausgangssignal Vout nach Durchlaufen eines Tiefpaßfilters. Das AGC-Ausgangssignal Vout' hinter dem Tiefpaßfilter ist wie folgt darstellbar.
Es sollen nun einige Überlegungen über die Gleichung (50) getätigt werden. Was die Amplitude des Eingangssignals Vin betrifft (bei der herkömmlichen AGC-Detektionsschaltung ist das Eingangssignal Vin mit seiner Amplitude auf einen relativ niedrigen Pegel begrenzt), so kann die AGC-Detektionsschaltung der oben in Fig. 3 dargestellten Ausführungsform mit einer relativ großen Amplitude des Eingangssignals Vin betrieben werden, indem einige schaltungstechnische Ausgestaltungen angewendet werden, wie sie schon vorher mit Hinweis auf die herkömmliche in Fig. 1 gezeigte AGC-Detektionsschaltung beschrieben worden sind. Dieses sind einige Gegenmaßnahmen, wie das Verändern des Stroms Iee der Stromquelle 13, das Verändern des Widerstandes R1, oder das Anschließen von Widerständen Re in Reihe mit den Emittern der Transistoren Q21 bis Q24 zum Einstellen der Verstärkung und des Aussteuerungsbereichs der Schaltungsanordnung, ähnlich der Vorgehensweisen, wie sie bei gewöhnlichen Differenzverstärkern gebräuchlich sind. Da die AGC- Detektionsschaltung der Ausführungsform vom Schaltungstyp eines Differenzverstärkers ist, ist sie für Eingangssignale in einem verhältnismäßig hohen Frequenzbereich anwendbar.
Weiterhin ist die AGC-Detektionsschaltung der Ausführungsform einfach in ihrem Schaltungsaufbau. Die AGC-Detektionsschaltung kann mit einem geringen Leistungsverbrauch und einer niedrigen Versorgungsspannung betrieben werden und ist zur Bestückung mit ICs geeignet. Da das AGC-Detektion-Ausgangssignal Vout, welches man bei der AGC-Detektionsschaltung der Ausführungsform erhält, proportional der absoluten Temperatur ist, wie aus Gleichung (50) ersichtlich ist, kann auch der Einfluß auf Grund der Temperaturänderung leicht kompensiert werden, indem man eine in Fig. 2 gezeigte bekannte Stromquelle vom bandgap-Typ als Stromquelle 13 von Fig. 3 verwendet.
Betrachtet man die kennzeichnende Veränderung des AGC- Ausgangssignals Vout auf Grund einer Temperaturänderung, sind die Steilheiten gm1 bis gm4 der Transistoren Q21 bis Q24 in der Schaltungsanordnung von Fig. 3 durch die Gleichungen (39) bis (41) bestimmt. Wie aus den Gleichungen (39) bis (41) ersichtlich ist, heben sich die kennzeichnenden Veränderungen des Eingangssignals Vin und des Stroms Iee auf Grund der Temperaturänderung auf, wenn das Eingangssignal Vin und der Strom Iee der Stromquelle 13 in der Schaltungsanordnung von Fig. 3 in ein Verhältnis zur absoluten Temperatur gebracht werden. Daher werden die Steilheiten gm1 bis gn4 der Transistoren Q21 bis Q24 frei vom Einfluß der Temperaturänderung. In dem Fall wird das AGC-Detektion-Ausgangssignal Vout vom Einfluß der Temperaturänderung unabhängig. Das Ausführungsbeispiel der Stromquelle, welche die Charakteristik aufweist, daß der Strom Iee proportional zur absoluten Temperatur ist, ist in Fig. 2 gezeigt und bereits schon früher beschrieben.
Nun wird, bezugnehmend auf Fig. 8, ein Ausführungsbeispiel der Eingangsschaltung 11 zur Veränderung des Eingangssignals Vin im Verhältnis zur absoluten Temperatur beschrieben. Die in Fig. 8 gezeigte Schaltungsanordnung setzt sich im wesentlichen aus einem Differenzverstärker D4 und einer Stromquelle 14 zusammen.
Der Differenzverstärker D4 enthält Transistoren Q31 und Q32, deren Emitter gemeinsam mit der Stromquelle 14 verbunden sind. Ihre Kollektoren sind jeweils über die Widerstände R31 und R32 mit einem Stromversorgungsteil E4 mit einer Spannung von V4 verbunden. Ihre Emitter sind gemeinsam mit der vorher genannten Stromquelle 14 verbunden. Das Eingangssignal Vin liegt zwischen den Basisanschlüssen der Transistoren Q31 und Q32 an, während die Kollektoren der Transistoren Q31 und Q32 mit den Basisanschlüssen der Transistoren Q23 und Q24 der in Fig. 3 gezeigten Schaltungsanordnung zum Bereitstellen der Ausgangssignale Vin1(t) und Vin2(t) der Schaltungsanordnung verbunden sind. Die Ausgangssignale Vin1(t) und Vin2(t) haben einander entgegengesetzte Phasen, aber die gleiche Amplitude, und Vin(t) wird im folgenden zur Vereinfachung der Erklärung sowohl zur Darstellung von Vin1(t) als auch von Vin2(t) benutzt. Vin(t) verläuft, wie später beschrieben wird, proportional zur absoluten Temperatur T.
Die Stromquelle 14 umfaßt die Transistoren Q33 bis Q38. Der Transistor Q33 ist an seiner Basis und seinem Kollektor mit einem Stromversorgungsteil E5 mit einer Spannung V5 verbunden und an seinem Emitter über eine Konstantstromquelle S33 mit einem Konstantstrom I33 mit einem Referenz-Potentialanschlup G verbunden. Der Transistor Q34 ist an seinem Kollektor mit dem Stromversorgungsteil E5, an seiner Basis mit dem Emitter des Transistors Q33 und an seinem Emitter über eine Konstantstromquelle S35 mit einem Konstantstrom I35 mit dem Referenz-Potentialanschluß G verbunden. Der Transistor Q36 ist an seiner Basis und seinem Kollektor mit dem Stromversorgungsteil E5 und an seinem Emitter mit der Basis des Transistors Q35 verbunden. Die Transistoren Q37 und Q38 sind an ihren Emittern miteinander verbunden und dann weiter über eine Konstantstromquelle Sd5 mit einem Konstantstrom Id5 mit einem Referenzpotential-Anschluß G verbunden, so daß sie gemeinsam einen Differenzverstärker D5 bilden. Der Transistor Q37 ist an seinem Kollektor mit der Basis des Transistors Q35 und an seiner Basis mit dem Emitter des Transistors Q34 verbunden. Der Transistor Q38 ist an seinem Kollektor mit den Emittern der Transistoren Q31 und Q32 des Differenzverstärkers D4 und an seiner Basis mit dem Emitter des Transistors Q35 verbunden.
Die Arbeitsweise der in Fig. 8 gezeigten Signaleingangsschaltung soll näher beschrieben werden. Das Ausgangssignal des Differenzverstärkers D4, das heißt, das Eingangssignal Vin(t) für die AGC-Detektionsschaltung von Fig. 3 ist im Hinblick auf seine Amplitude wie folgt gegeben.
Vin(t) = Vin·gm·R1 = Vin·(I14/Vt)·R31 ...(51).
Hierbei ist I14 ein Strom, der von der Stromquelle 14 an den Differenzverstärker D4 geliefert wird.
Für den Strom I14 gilt unter der Annahme, daß die Transistoren Q33 bis Q38 von gleicher Art sind, für die in Sperrichtung fließenden Sättigungsströme Is33 bis Is38 der Transistoren Q33 bis Q38 folgendes
Is33 = Is34 = Is35 = Is36 = Is36 = Is37 = Is38 ...(52).
In diesem Fall sind die Emitterpotentiale Ve37 und Ve38 der Transistoren Q37 und Q38 gleich und entsprechen einem Potential Vd5 am Anschlup der Stromquelle Sd5. Angenommen, die Basis- Emitter-Spannungen der Transistoren Q33 bis Q38 sind Vbe33 bis Vbe38, so können die folgenden Gleichungen aufgestellt werden.
V5-Vd5=Vbe33+Vbe34+Vbe37
= Vbe36+Vbe35+Vbe38.
Hierbei ist Vd4 ein Potential, das die gleichen Emitterpotentiale Ve31 und Ve32 der Transistoren Q31 und Q32 im Differenzverstärker D4 repräsentiert.
Wenn man die Vbe-Werte unter Verwendung der Konstantströme I33, I34, I35 und Id5 der Stromquellen S33, S34, S35 und Sd5 ausdrückt, ergibt sich
Aus der Gleichung (52) erhält man die folgenden Beziehungen.
Setzt man die Gleichung (53) in die Gleichung (51) ein, so ergibt sich
Wenn die Stromquellen S33 und S34 so ausgebildet sind, daß die in Fig. 2 gezeigte Konstantstromquelle vom bandgap-Typ benutzt wird, erhält man die folgende Gleichung.
Folglich wird bei Verwendung einer Stromquelle, die durch den Faktor des Temperaturkoeffizienten unbeeinflußt ist, wie der Konstantstromquelle S35, das Ausgangssignal der in Fig. 8 gezeigten Signaleingangsschaltung, das heißt, das Eingangssignal für die in Fig. 3 gezeigte AGC-Detektionsschaltung, proportional zur Temperaturspannung.
In der gleichen wie oben beschriebenen Weise werden durch Zuschalten des von der in Fig. 8 gezeigten Eingangssignalschaltung ausgegebenen Signals Vin(t) zur Erreichung eines zur absoluten Temperatur proportionalen Eingangssignal Vin und eines zur absoluten Temperatur proportionalen Strom Iee die Temperaturkoeffizienten der Steilheiten gm1 bis gm4 der Detektionsschaltung zu Null, und es wird eine bezüglich der Temperatur stabiler Betrieb erreicht.
Gemäß der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird die in Fig. 3 gezeigte AGC-Detektionsschaltung von nur vier Transistoren gebildet. Dennoch ist die für die Temperaturstabilisierung erforderliche Eigenschaft zufriedenstellend, wenn jeweils die durch die Transistoren Q21 bis Q24 fließenden Kollektorströme Ic21 bis Ic24 die gleichen sind, wenn das AC-Eingangssignal null ist. Das heißt, man erhält die folgende Gleichung.
Dabei stellt Ic den gleichen Strom für die Kollektorströme Ic21 bis Ic24 dar. In dem Fall erhält man auch die folgende Gleichung.
Is1 + Is2 = 2 Is3 = 2 Is4.
wie aus der obigen Gleichung zu entnehmen ist, ist es erforderlich, daß jeweils die in Sperrichtung fliegenden Sättigungsströme Is23 und Is24 der zwei Transistoren Q23 und Q24 in dem mit der Signaleingangsschaltung 11 verbundenen Differenzverstärker gleich sind, und daß die Summe der in Sperrichtung fließenden Sättigungsströme Is21 und Is22 der zwei Transistoren Q21 und Q22 in dem mit der Referenzspannungsquelle E2 verbundenen Differenzverstärker oder in dem Mehrfachbasis- Transistor Qm1 das Zweifache der in Sperrichtung fließenden Sättigungsströme Is23 oder Is24 beträgt. Der in Sperrichtung fließende Sättigungsstrom Is der Transistoren ist abhängig von der Emitterzone des Transistors. Dementsprechend gibt es keine Einschränkung im Hinblick auf die anderen Kennwerte der Transistoren, wenn die oben beschriebene Beziehung zwischen den in Sperrichtung fließenden Sättigungsströmen Is21 bis Is24 erfüllt ist.
Weiterhin ist das AGC-Detektions-Ausgangssignal Vout der in Fig. 3 gezeigten Schaltung in Form von zwei sich unterschiedlich zueinander verhaltenden Ausgangssignalen zu den Ausgangsanschlüssen 12A und 12B herausgeführt. Jedoch kann auch ein einziger Ausgang benutzt werden. Das AGC-Detektion- Ausgangssignal kann als Spannungs-Ausgangssignal ausgeführt sein, aber es sollte auf Grund der offensichtlichen Tatsache, daß die verschiedenen Eigenschaften der Schaltung von Fig. 3 auf Grund der Beziehungen zwischen den Strömen analysiert worden sind, als Strom-Ausgangssignal ausgeführt werden.
Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die oben beschriebenen Ausführungsformen beschränkt. Es können AGC-Detektion- Ausgangssignale unterschiedlicher Art durch Verändern der Potentiale der Konstantstromquellen oder der Amplituden des Eingangssignals erhalten werden.
Zur Vereinfachung der Beschreibung wird nun vorausgesetzt, daß beim Aufbau der Schaltung, bei den Widerständen R11 und R12, beim Strom Iee der Konstantstromquelle 13, bei der Spannung V3 des Stromversorgungsteils E3 und beim Eingangssignal Vin der Eingangssignal-Quelle 11 keine Veränderungen erfolgen.
Wie in Gleichung (23) gezeigt wurde, ergibt sich das Potential Vin-a der Eingangssignalquelle wie folgt.
Vin-a = Vd + Vin = Vd + Vo·sinωt ...(23).
Andererseits ergibt sich die Referenzspannung V2 der Spannungsquelle E2 wie folgt.
V2 = Vd + Vx ...(56)
Das heißt, die Vorspannungen für die Mehrfachbasis-Transistoren Qm1 und Qm2 sind so gewählt, daß sie sich durch die Spannung Vx voneinander unterscheiden. Die Spannung Vx wirkt als eine Basis- Wechselvorspannung.
Weiterhin wird, wobei zur Vereinfachung der Beschreibung angenommen ist, daß Vx = 4Vt (Vt; Temperaturspannung) ist, die Eingangssignal-Ausgangssignal-Übertragungscharakteristik im Ausführungsbeispiel so, wie in Fig. 7 gezeigt ist, wobei die Abszisse in der Zeichnung die Basispotentialdifferenz zwischen den Mehrfachbasis-Transistoren Qm1 und Qm2 darstellt.
Wie in Fig. 7 gezeigt ist, wird das AGC-Ausgangssignal Vout als ein Halbwellen gleichgerichtetes Signal des Eingangssignal Vin erhalten. Wenn das gleichgerichtete Signal mittels eines Tiefpaßfilters bearbeitet worden ist, erhält man schließlich das folgende AGC-Detektion-Ausgangssignal.
Betrachtet man nur die Veränderung des Ausgangssignals bezogen auf das Eingangssignal, ist der Ausdruck mit R1 Iee auf der rechten Seite konstant und kann vernachlässigt werden. Unter der Annahme, daß das Eingangssignal unter dieser Voraussetzung Vin-b ist, kann dieses wie folgt ausgedrückt werden.
Vergleicht man Gleichung (58) mit Gleichung (50), ist 2 in Gleichung (50) ersetzt durch 4 in Gleichung (58), aber alles andere blieb unverändert. Daher besitzt die AGC- Detektionsschaltung im Ausführungsbeispiel die gleiche Charakteristik und die gleiche Wirkung wie die vorher beschriebene Ausführungsform. Im obigen Ausführungsbeispiel gilt die Beschreibung für den betrachteten Fall, wenn die Basis- Wechselvorspannung Vx = 4 Vt ist. Jedoch ergibt sich für den Fall, daß die Basis-Wechselvorspannung Vx anders als oben angegeben ist, keine Änderung in der grundlegenden Wirkungsweise, außer der Differenz der DC-Offset-Größe.
Wie oben beschrieben, ist es gemäß der vorliegenden Erfindung möglich eine AGC-Detektionsschaltung vorzusehen, deren Voraussetzungen bezüglich der Ausgangsamplitude und des Eingangssignals weiter reichen als bei den herkömmlichen Schaltungen, die eine hohe Genauigkeit aufweist, die eine Ausgangssignalveränderung auf Grund der Temperatur leicht kompensiert, die einfach im Schaltungsaufbau ist, die gering im Leistungsverbrauch ist, mit einer niedrigen Spannung zu betreiben ist, und zur Herstellung mit ICs geeignet ist.

Claims

1. Schaltungsanordnung zur Detektion eines automatischen Verstärkungsregelungssignals mit einer Stromquelle (13), einer Referenzspannungsquelle (E2), Eingangsanschlüssen (11A, 11B) und Ausgangsanschlüssen (12A, 12B) sowie einem Stromversorgungsteil (E3), dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung zur Detektion weiterhin vier Transistoren (Q21 bis Q24) aufweist, deren Emitteranschlüsse gemeinsam mit der Stromquelle (13) verbunden sind,

daß ein erster Kollektor-Lastwiderstand (R21) zwischen dem Stromversorgungsteil (E3) und einem die Kollektoranschlüsse des ersten und zweiten Transistors (Q21, Q22) miteinander verbindenden Knoten angeordnet ist,

daß ein zweiter Kollektor-Lastwiderstand (R22) zwischen dem Stromversorgungsteil (E3) und einem die Kollektoranschlüsse des dritten und vierten Transistors (Q23, Q24) miteinander verbindenden Knoten angeordnet ist,

daß die Basisanschlüsse des ersten und zweiten Transistors (Q21, Q22) mit der Referenzspannungsquelle (E2) verbunden sind,

daß die Basisanschlüsse des dritten und vierten Transistors (Q23, Q24) mit den Eingangsanschlüssen (11A, 11B) verbunden sind,

und daß die Ausgangsanschlüsse (12A, 12B) jeweils mit den Knoten verbunden sind.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, bei der die Basispotentiale des dritten und vierten Transistors (Q23, Q24) so gewählt sind, daß sie der von der Referenzspannungsquelle (E2) gelieferten Referenzspannung entsprechen.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, bei der die Basispotentiale des dritten und vierten Transistors (Q23, Q24) so gewählt sind, daß sie einen vorgegebenen Potentialunterschied gegenüber der von der Referenzspannungsquelle (E2) gelieferten Referenzspannung aufweisen.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, die weiterhin einen Eingangssignalschaltkreis (11t) aufweist, der den Eingangsanschlüssen (11A, 11B) ein der absoluten Temperatur proportionales Eingangssignal zuführt.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, bei der die Stromquelle (13) einen der absoluten Temperatur proportionalen Strom abgibt.