DE69809128T2

DE69809128T2 - Stromversorgungsvorrichtung

Info

Publication number: DE69809128T2
Application number: DE69809128T
Authority: DE
Inventors: Joji Nagahira
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 1997-06-06
Filing date: 1998-06-03
Publication date: 2003-04-03
Anticipated expiration: 2018-06-04
Also published as: EP0883231B1; DE69809128D1; EP0883231A2; EP0883231A3; JPH1155949A; US5978234A

Description

Gebiet der Erfindung

Die Erfindung betrifft eine Stromversorgungseinrichtung für ein Kopiergerät, einen Laserstrahldrucker (LBP), einen BJ-Drucker und ein Faxgerät, und insbesondere eine Spannungsresonanz-Stromversorgungsschaltung.

Einschlägiger Stand der Technik

Eine herkömmliche Spannungsresonanz-Stromversorgung wurde in der japanischen Patentanmeldungs-Offenlegungsschrift 5-130776 vorgeschlagen. Fig. 14 zeigt die Schaltungsanordnung dieser Stromversorgung, und die Fig. 15A bis 15D zeigen den Betriebswellenformverlauf eines Transistors 3 in Fig. 14 und die Wellenform eines elektrischen Stroms, der einer Diode 8 auf der Sekundärseite zugeführt wird.
In Fig. 14 enthält die Stromversorgungseinrichtung eine Energiequelle 1, einen Resonanzkondensator 2, einen Transistor 3, einen Übertrager 4 mit einer Primär- und einer Sekundärwicklung 5 bzw. 6, eine Gate-Treiberwicklung 7 für den Transistor 3, eine Diode 8, einen Ausgangskondensator 9 für den Übertrager 4, einen Aktivierungswiderstand 10, einen Einschaltdauerbreiten- Bestimmungsschaltung 11, eine Rückkopplungsschaltung 12, eine Gatestrom- Richtungsschalteinrichtung 13 und einen Kondensator 17.
Fig. 15A zeigt die Wellenform einer Drainspannung Vds des Transistors 3, Fig. 15B zeigt die Wellenform eines elektrischen Drainstroms Id des Transistors 3, Fig. 15C zeigt die Wellenform eines elektrischen Stroms 12, der in die Gleichrichtdiode 8 auf der Sekundärseite fließt, und Fig. 15D zeigt die Drainspannung Vds und den elektrischen Drainstrom (d des Transistors 3 beim Umschalten des Transistors vom leitenden in den gesperrten Zustand, hier auf der zeitlichen Achse vergrößert dargestellt.
Die in Fig. 14 gezeigte Schaltung entspricht einem selbsterregten Rücklauf- Schaltwandler und arbeitet im wesentlichen wie eine sogenannte RCC. Genauer gesagt: der Aktivierungswiderstand 10 schaltet den Transistor 3 vorübergehend an, um die Schaltung zu aktivieren. Wenn der Transistor 3 eingeschaltet ist, gelangt eine Eingangsspannung an die Primärwicklung 5 des Übertragers 4, und in der Treiberwicklung 7 wird eine proportionale Spannung induziert. Diese Spannung gelangt an eine Gatestrom-Richtungsschalteinrichtung 13, deren F-Anschluß ein Drainpotential des Transistors 3 von Null erkennt. Dann wird die Schaltung 13 von ihrem H-Anschluß auf den G-Anschluß geschaltet, um den Transistor 3 über den Kondensator 17 eingeschaltet zu halten. Jetzt steigt der elektrische Drainstrom Id linear an, wie in Fig. 15B gezeigt ist.
Die Rückkopplungsschaltung 12 sendet ein Signal an die Einschalt- Bestimmungsschaltung 11 entsprechend der Ausgangsspannung. Die Schaltung 11 ermittelt die Einschaltbreite und schaltet den Transistor 3 ab. Wenn der Transistor 3 abgeschaltet ist, steigt die Drainspannung des Transistors 3 sofort an, bedingt durch den Energieaufbau an dem Kondensator aufgrund des Spannungs- Resonanzeffekts des Resonanzkondensators 2 und der Primärwicklung 5, und aufgrund der von der Primärwicklung gelieferten magnetischen Energie, und auf der Sekundärseite wird schließlich die Diode 8 leitend, wodurch die Drainspannung unter einem vorbestimmten Wert gehalten wird. Als elektrischer Sekundärstrom fließt ein elektrischer Dreieckstrom, wie er in Fig. 15C gezeigt ist, und es wird Erregungsenergie auf die Sekundärseite abgestrahlt. Nach der Energieabstrahlung beginnt die Drainspannung mit einer gedämpften Resonanz-Schwingung durch den Energieaufbau an dem Kondensator, und klingt relativ langsam ab. Schließlich wird die Drainspannung zu Null. Wenn die Drainspannung Null ist, wiederholt die Gatestrom-Richtungsschalteinrichtung 13 die oben geschilderten Vorgänge.
Wenn allerdings im Stand der Technik die Drainspannung des Transistors 3 durch diese gedämpfte Resonanzschwingung zu Null wird, wird der Transistor 3 eingeschaltet, um einen Umschaltvorgang ohne Spannung zu ermöglichen, so daß Schaltverluste vermindert werden. Wie allerdings in Fig. 15D zu sehen ist, ändert sich bei Ausschalten des Transistors 3 die Drainspannung abrupt, was zu einer Zunahme der Schaltverluste aufgrund der Überlagerung der Drainspannung mit dem elektrischen Strom führt, damit auch zu verstärkter Geräuschentwicklung. Wie in Fig. 15C zu sehen ist, fließt eine elektrische Dreieckwelle des Stroms in die Gleichrichtdiode auf der Sekundärseite, und in der Gleichrichtdiode werden durch die raschen Änderungen des elektrischen Stroms Schaltverluste und Geräusche erzeugt.

OFFENBARUNG DER ERFINDUNG

Es ist ein Ziel der Erfindung, eine Stromversorgungseinrichtung anzugeben, die die oben geschilderten Nachteile vermeiden kann, und die Verluste in einem Transistor und einer Gleichrichtdiode auf der Sekundärseite beim Schaltvorgang vermindern kann.
Es ist ein weiteres Ziel der Erfindung, eine Spannungsresonanz-Stromversorgung anzugeben, die weder eine Spannungsdetektorschaltung für die Umschalteinrichtung noch eine Gatestrom-Richtungsschalteinrichtung benötigt.
Weitere Ziele der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung von Ausführungsformen.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein Schaltungsdiagramm einer Stromversorgungseinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 2 ist ein Wellenformdiagramm des Hauptteils der in Fig. 1 gezeigten Stromversorgungseinrichtung;
Fig. 3 ist ein Schaltungsdiagramm der ersten Modifizierung der Stromversorgungseinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform der Erfindung nach Fig. 1;
Fig. 4 ist ein Schaltungsdiagramm der zweiten Modifikation der Stromversorgungseinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform der Erfindung gemäß Fig. 1;
Fig. 5 ist ein Schaltungsdiagramm der dritten Modifikation der Stromversorgungseinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform der Erfindung gemäß Fig. 1;
Fig. 6 ist ein Schaltungsdiagramm einer Stromversorgungseinrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 7 ist ein Wellenformdiagramm eines Hauptteils der in Fig. 6 gezeigten Stromversorgungseinrichtung;
Fig. 8 ist ein Schaltungsdiagramm einer Modifikation der Stromversorgungseinrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform der Erfindung nach Fig. 6;
Fig. 9 ist ein Schaltungsdiagramm einer Stromversorgungseinrichtung gemäß der dritten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 10 ist ein Wellenformdiagramm eines Hauptteils der in Fig. 9 gezeigten Stromversorgung;
Fig. 11 ist ein Schaltungsdiagramm der ersten Modifikation der Stromversorgungseinrichtung gemäß der dritten Ausführungsform der Erfindung nach Fig. 9;
Fig. 12 ist ein Schaltungsdiagramm der zweiten Modifikation der Stromversorgungseinrichtung nach der dritten Ausführungsform der Erfindung gemäß Fig. 9;
Fig. 13 ist ein Schaltungsdiagramm der dritten Modifikation der Stromversorgungseinrichtung gemäß der dritten Ausführungsform der Erfindung nach Fig. 9;
Fig. 14 ist ein Schaltungsdiagramm einer herkömmlichen Stromversorgungseinrichtung; und
Fig. 15A, 15B, 15C und 15D sind Wellenformdiagramme einer Schalteinrichtung einer herkömmlichen, in Fig. 14 gezeigten Stromversorgungseinrichtung.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Die bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung werden im folgenden anhand der begleitenden Zeichnungen beschrieben. Die erste Ausführungsform der Erfindung wird als erstes erläutert.
Fig. 1 ist ein Schaltungsdiagramm einer Stromversorgungseinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform der Erfindung, und Fig. 2 zeigt die Wellenformen für die jeweiligen Einheiten. In Fig. 1 enthält die Stromversorgungseinrichtung eine handelsübliche Spannungsquelle, einen Streuübertrager T1, ein Schaltelement Q1 in Form beispielsweise eines FET, Transistoren Q2 und Q3, Dioden D1, D2, D3, D4, D5, D6 und D7, einen Nebenschlußregler IC1, einen Photokoppler PC1, Elektrolytkondensatoren C1 und C2, Kondensatoren C3, C6, C7 und CB, und Widerstände R1, R2, R3, R4, R9, R10, R11 und R12.
Es sollen 11 und 12 die elektrischen Ströme sein, die in den Wicklungen des Übertragers T1 entsprechend den Spannungen V1 und V2 fließen, L1 und L2 seien die Eigeninduktivitäten der Wicklungen, M sei die Kopplungsinduktivität der beiden Wicklungen, und N sei das Windungsverhältnis. Außerdem sei der Kopplungskoeffizient durch die Beziehung K = M/ (L1·L2) gegeben.
Im folgenden wird die Arbeitsweise der oben erläuterten Stromversorgungsschaltung erläutert. Die Stromversorgungsschaltung ist als selbsterregte Oszillatorschaltung ausgelegt und durchläuft wiederholt eine Folge von Zuständen. Folglich orientiert sich die Erläuterung an den Zuständen a bis e in Fig. 2, beginnend beim Zustand a, in welchem der Schaltvorgang in Gang gesetzt wird. Eine Wechselspannung von einer handelsüblichen Spannungsquelle 1 wird von den Dioden D1, D2, D3 und D4 gleichgerichtet und von dem Elektrolytkondensator C1 geglättet, wodurch an den beiden Belägen des Kondensators C1 eine Gleichspannung erhalten wird. Wenn die Gleichspannung an den beiden Anschlüssen des Elektrolytkondensators C1 erzeugt ist, fließt ein elektrischer Strom durch den Widerstand R3, mit dem Ergebnis, daß das Schaltelement C1 eingeschaltet wird. Anschließend wird die Primärseite des Übertragers T1 betrieben und es werden Ausgangssignale in den beiden Wicklungen des Übertragers T1 erzeugt, wodurch der erste Schaltvorgang aktiviert wird.
Angenommen, die Spannung an den beiden Anschlüssen des Elektrolytkondensators C1 betrage Vin (positiv), wenn das Schaltelement Q1 eingeschaltet ist und die Diode D5 sperrt, so wird die Spannung V1 etwa -Vin, und die Ausgangsspannung V2 beträgt etwa -K/N·Vin. Damit steigt der elektrische Strom I1 mit einer Geschwindigkeit von etwa Vin/L1 pro Zeiteinheit. Der elektrische Strom I2 beträgt Null.
Eine Spannung V3 ist positiv und schaltet das Schaltelement Q1 über den Kondensator C3 und den Widerstand R2 ein. Wenn allerdings die Spannung V3 (positiv) den Kondensator C8 über den Widerstand R9 auflädt und eine Spannung V4 den Wert Vbe (Basispotential) des Transistors Q3 erreicht hat, wird der Transistor Q3 eingeschaltet und schaltet dabei das Schaltelement Q1 aus. Der oben erläuterte Zustand ist der in Fig. 2 gezeigte Zustand a.
Wenn das Schaltelement Q1 ausgeschaltet wird, steigt die Spannung V1, da die Kapazität des Kondensators C6 mit der Induktivität L1 eine Resonanz hervorruft. Außerdem steigt die Spannung V2 im gleichen Resonanzzustand wie die Spannung V1, und schließlich wird die Diode D5 leitend. Der elektrische Strom I1 fließt als elektrischer Resonanzstrom, der Strom I2 wird auf Null gehalten. Der oben erläuterte Zustand ist der Zustand b in Fig. 2.
Wenn die Diode D5 leitet, wird die Spannung V2 etwa so groß wie die Spannung Vo an den beiden Anschlüssen des Kondensators C2. Die Spannung V1 steigt und fällt schließlich, da die Kapazität des Kondensators C6 mit einer Streu- Induktivitätskomponente L1·(1 - K²) in Resonanz geht, und Wird zu einer Spannung -Vin, wodurch die Diode D7 leitend wird. Beide elektrische Ströme I1 und I2 fließen als elektrische Resonanzströme. Der oben erläuterte Zustand ist der Zustand c in Fig. 2.
Wenn die Gleichrichtdiode auf der Sekundärseite gesperrt ist, ist die Induktivität, die man von der Primärseite her sieht, die Eigeninduktivität L1. Wenn die Gleichrichtdiode auf der Sekundärseite sperrt, ist die von der Primärseite gesehene Induktivität die Streu-Induktivitätskomponente L1 (1 - K²). Wenn zum Beispiel ein lose gekoppelter Übertrager mit einem Kopplungskoeffizienten K = 0,84 verwendet wird, führt dies zu der Verwendung eines Übertragers mit einer relativ großen Streuinduktivität von etwa 0,3 L1. Als Folge davon hat die Spannung V1 in Fig. 2 eine Wellenform, die langsam ansteigt und abfällt.
Wenn die Diode D7 leitet und die Spannung V1 eine Spannung -Vin erreicht hat, entspricht die Spannung V2 etwa der Spannung Vo. Der elektrische Strom I1 nimmt mit einer Geschwindigkeit von etwa (Vin + K·N·Vo)/(L1·(1 - K²)) pro Zeiteinheit zu, und die elektrische Stromstärke wird schließlich positiv, wodurch die Diode D7 ausgeschaltet wird. Andererseits nimmt der elektrische Strom I2 mit einer Geschwindigkeit von etwa N (K·Vin + N·Vo)/(L1·(1 - K²)) pro Zeiteinheit ab. Der vorerwähnte Zustand ist der Zustand d in Fig. 2.
Wenn die Diode D7 sperrt und das Schaltelement Q1 eingeschaltet ist, wird die Spannung V1 zu -Vin, und die Spannung V2 entspricht etwa der Spannung Vo. Der elektrische Strom I1 nimmt mit einer Geschwindigkeit von etwa (Vin + K·N·Vo)/(L1·(1 - K²)) pro Zeiteinheit zu. Andererseits nimmt der elektrische Strom 12 mit einer Geschwindigkeit von etwa (K·Vin + N·Vo)/(L1·(1 - K²)) pro Zeiteinheit ab. Der vorerwähnte Zustand ist der Zustand e in Fig. 2.
Der Zustand des Schaltelements Q1 zwischen dem Zustand a und dem Zustand e wird im folgenden beschrieben. Im Zustand a ist das Schaltelement Q1 eingeschaltet, wie oben erläutert wurde. Der Transistor Q3 wird eingeschaltet, um das Schaltelement Q1 auszuschalten, wodurch in den Zustand b übergegangen wird.
In den Zuständen b und c fällt die Spannung V3 auf einen Wert ab, der das Schaltelement Q1 ausgeschaltet halten kann. Anschließend fällt die Spannung V3 auf eine Spannung gleich der oder unter die Spannung Vbe des Transistors Q3, wodurch der Kondensator C8 über den Widerstand R9 entladen wird. In Ergebnis schaltet die Spannung V3 den Transistor Q3 ab und hält das Schaltelement Q1 ausgeschaltet.
Anschließend daran steigt die Spannung V3 aufgrund von Resonanz und lädt den Kondensator C7 über den Kondensator C3 und den Widerstand R2 auf. Durch Auswahl einer passenden Kapazität für den Kondensator C7 kann allerdings das Schaltelement Q1 ausgeschaltet gehalten werden:
Im Zustand d wird der Kondensator C7 ausgewählt mit einer passenden Kapazität, wonach die Spannung am Kondensator C3 weiter ansteigt, um das Schaltelement Q1 einzuschalten (man beachte, daß die Kapazität des Kondensators C7 auch so gewählt ist, daß sie das Schaltelement Q1 in den Zuständen b und c ausgeschaltet hält, wie oben beschrieben wurde).
Anders ausgedrückt: wenn die Funktion des Kondensators C7 bezüglich der Relation zwischen den Spannungen V3 und V5 untersucht wird (zum Beispiel die Gate-Source-Spannung, wenn das Schaltelement Q1 ein FET wie bei der dargestellten Ausführungsform enthält), so bildet der Kondensator C7 zusammen mit dem Widerstand R2 eine Phasenverzögerungsschaltung. Damit wird die Phase der Spannung V5 (deren Verlauf nicht dargestellt ist) gegenüber derjenigen der Spannung V3 verzögert. Im Ergebnis wird die Spannung V3 im Zustand c (Resonanzzustand) Null, während die Spannung V5 im Zustand d (Nicht- Resonanzzustand) Null wird (selbstverständlich wird die Kapazität des Kondensators C7 vorab so gewählt, daß die Spannung V5 im Nicht- Resonanzzustand Null ist). Genauer gesagt: wenn die zwischen Gate und Source des als FET ausgebildeten Schaltelements Q1 gelegte Sperrspannung und die für den Einschaltzustand des FET hergenommene Spannung V5 Null ist, wird das Schaltelement Q1 eingeschaltet. Im Zustand e wird das Schaltelement Q1 im Einschaltzustand gehalten.
Wie oben beschrieben, wird durch Wiederholen der Zustände a bis e Energie in dem Übertrager T1 im Einschaltzustand des Schaltelements Q1 angesammelt und wird daraus im Ausschaltzustand des Schaltelements Q1 abgegeben, so daß man auf der Sekundärseite das Ausgangssignal erhält. Das Schaltelement Q1 wird im Zustand d eingeschaltet und nach dem Umschalten von Zustand a in den Zustand b ausgeschaltet, das heißt, das Schaltelement Q1 wird zu dem Zeitpunkt geschaltet, zu dem die Spannung = 0 V ist (sie wird vom Zustand AUS in den Zustand EIN im Nicht-Resonanzzustand geschaltet), wodurch eine Spannungs- Resonanzstromversorgung geschaffen wird, die frei von Schaltverlusten ist. Im Zustand b kann eine geeignete Resonanz zwischen der Kapazität des Kondensators C6 und der Streuinduktivitätskomponente L1·(1 - K²) unter Verwendung eines lose gekoppelten Übertragers erhalten werden. Auch im Zustand c kann eine passende Resonanz zwischen der Kapazität des Kondensators C6 und der Streuinduktivitätskomponente L1·(1 - K²) mit Hilfe eines lose gekoppelten Übertragers erreicht werden.
Im folgenden wird das Verfahren zum Steuern der Ausgangsspannung Vo an den beiden Anschlüssen der Last R1 zur Einstellung eines konstanten Werts erläutert werden. Was die Ausgestaltung für die Spannungssteuerung angeht, so enthält die Schaltung einen Spannungsteiler in Form der Widerstände R10 und R11, den Nebenschlußregler IC1 zum Nachweisen einer von dem Spannungsteiler geteilten Spannung und zum Erzeugen der Spannung gemäß der nachgewiesenen Spannung, den Photokoppler PC1 zum Ändern der Lichtmenge, die von seinem lichtemittierenden Element abgestrahlt wird, abhängig von der von dem Nebenschlußregler IC1 erzeugten Spannung, um auf diese Weise die Lichtmenge zu ändern, die von dem Lichtempfangselement empfangen wird, und eine Einrichtung (Transistor Q3, Kondensator C8 und dergleichen) zum Steuern des zeitlichen Ablaufs von Einschalt- und Ausschaltzustand des Schaltelements Q1 entsprechend der elektrischen Stromstärke, die von dem Photokoppler PC1 geändert wird.
Die Gleich-Ausgangsspannung Vo ist die spannungsmäßig von den Widerständen R10 und R11 geteilte Spannung, sie wird von dem Nebenschlußregler IC1 erfaßt. Ist die Ausgangsspannung Vo hoch, emittiert das lichtemittierende Element des Photokopplers PC 1 eine größere Menge Licht, und das dazugehörige Lichtempfangselement empfängt eine größere Lichtmenge und steigert damit den elektrischen Strom, der in dem Photokoppler PC1 fließt. Im Ergebnis wird der Kondensator C8 rascher aufgeladen, das Schaltelement Q1 wird früher ausgeschaltet, und die in dem Übertrager T1 zu speichernde Energie wird verringert, wodurch sich die Ausgangsspannung Vo vermindert.
Ist die Ausgangsspannung Vo niedrig, emittiert das lichtemittierende Element des Photokopplers PC1 eine geringere Lichtmenge, und das dazugehörige Lichtempfangselement empfängt eine geringere Lichtmenge, wodurch der elektrische Stromfluß durch den Photokoppler PC1 geringer wird. Als Folge davon wird der Kondensator C8 langsamer aufgeladen, das Schaltelement Q1 wird später ausgeschaltet, und die in dem Übertrager T1 zu speichernde Energie nimmt zu, wodurch die Ausgangsspannung Vo größer wird. Damit wird die Detektorspannung des Nebenschlußreglers C1 konstant, das heißt, die Ausgangsspannung Vo wird konstant.
Der Überstromschutz wird im folgenden erläutert. Als Einrichtung für den Überstromschutz enthält die Schaltung den Transistor Q3 und den Widerstand R4, die zwischen Basis und Emitter des Transistors Q2 geschaltet sind.
Wenn die Last R1 kleiner wird, steigt der elektrische Strom auf der Primärseite des Übertragers T1, das heißt, der dem Widerstand R4 zufließende elektrische Strom nimmt zu. Wenn die an den beiden Anschlüssen des Widerstands R4 entstehende Spannung den Wert Vbe des Transistors Q2 überschreitet, schaltet der Transistor Q2 ein und schaltet das Schaltelement Q1 aus. Das heißt: der elektrische Spitzenstrom auf der Primärseite des Übertragers T1 wird auf einen gegebenen Wert beschränkt.
Die erste Ausführungsform kann eine Spannungsresonanz-Energieversorgung bilden, die weder eine Detektorschaltung erfordert, die eine Null-Drainspannung detektiert, noch eine Stromschalteinrichtung für den in Richtung des Gates fließenden elektrischen Strom erfordert, welche das Gate steuert und bei einer Spannung von Null schaltet (im Nicht-Resonanzzustand von AUS auf EIN umschaltet).
Es werden keine besonderen Spulen verwendet, und der Übertrager kann eine lose gekoppelte Übertragerform sein, das heißt ein billiger, mit getrennten Wicklungen ausgebildeter Transformator einfachen Aufbaus.
Fig. 3 zeigt die erste Modifizierung der in Fig. 1 dargestellten Stromversorgungseinrichtung gemäß der Erfindung, wie sie in Fig. 1 als erste Ausführungsform der Erfindung dargestellt ist. Die in Fig. 3 gezeigte Stromversorgungseinrichtung enthält eine herkömmliche Energiequelle 1, einen Streuübertrager T1, ein Schaltelement Q1, der zum Beispiel einen FET, einen Transistor Q2, Dioden D1, D2, D3, D4, D5, D6, D7 und D8, einen Nebenschlußregler IC1, einen Photokoppler PC1, Elektrolytkondensatoren C1, C2 und C9, Kondensatoren C3, C6 und C7 sowie Widerstände R1, R2, R3, R4, R10, R11 und R12.
Da der Unterschied gegenüber der ersten Ausführungsform in der Ausgestaltung zum Steuern der Ausgangsspannung sowie derjenigen zum Steuern des Überstromschutzes liegt (das heißt, die erste Modifizierung verwendet eine Ausgestaltung mit einem einzelnen gemeinsamen Transistor Q2 anstelle der Anordnung mit dem Transistor Q3 zum EIN-AUS-Zeitsteuern der Schalteinrichtung und der Anordnung mit dem Transistor Q2 für den Überstromschutz der ersten Ausführungsform), soll im folgenden nur die Betriebsweise einer derartigen Ausgestaltung erläutert werden.
Das Verfahren zum Steuern der Ausgangsspannung Vo an den beiden Anschlüssen der Last R1 auf einen konstanten Wert wird im folgenden beschrieben. Die Gleich- Ausgangsspannung Vo wird von den Widerständen R10 und R11 geteilt und wird von dem Nebenschlußregler IC1 erfaßt. Ist die Ausgangsspannung Vo groß, emittiert das lichtemittierende Element des Photokopplers PC1 eine größere Lichtmenge, und das dazugehörige Lichtempfangselement empfängt eine größere Lichtmenge, wodurch der elektrische Stromfluß durch den Photokoppler PC1 steigt. Im Ergebnis wird dem Widerstand R5 eine größere Menge elektrischen Stroms zugeführt, wodurch an den Anschlüssen des Widerstands R5 eine größere Potentialdifferenz entsteht, und die an den beiden Anschlüssen der Widerstände R4 und R5 entstehende Spannung den Wert Vbe des Transistors Q2 früher übersteigt, wodurch der Transistor Q2 früher eingeschaltet, das Schaltelement Q1 früher ausgeschaltet und die in dem Übertrager T1 zu speichernde Energie vermindert wird, so daß die Ausgangsspannung Vo sinkt.
Ist die Ausgangsspannung Vo niedrig, so emittiert das lichtemittierende Element des Photokopplers PC1 eine geringere Lichtmenge, und das dazugehörige Lichtempfangselement empfängt eine geringere Lichtmenge, wodurch der elektrische Stromfluß in dem Photokoppler PC1 abnimmt. Folglich wird eine geringere elektrische Stromstärke an den Transistor R5 gegeben, so daß nur eine kleine Potentialdifferenz an den beiden Anschlüssen des Widerstands R5 entsteht, und demzufolge die an den beiden Anschlüssen der Widerstände R4 und R5 entwickelte Spannung den Wert Vbe des Transistors Q2 später übersteigt und der Transistor Q2 später eingeschaltet wird, das Schaltelement Q1 später ausgeschaltet wird, und die in dem Übertrager T1 zu speichernde Energie gesteigert wird, so daß die Ausgangsspannung Vo größer wird. Daher wird die Detektorspannung an dem Nebenschlußregler IC1 konstant, das heißt die Ausgangsspannung Vo wird konstant.
Im folgenden wird der Überstromschutz erläutert. Wenn die Last R1 kleiner wird, steigt der elektrische Strom auf der Primärseite des Transformators T1, die Ausgangsspannung Vo fällt, das lichtemittierende Element des Photokopplers PC1 hört auf, Licht zu emittieren, und das dazugehörige Lichtempfangselement hört auf, Licht zu empfangen, so daß der elektrische Stromfluß aufhört. Im Ergebnis wird an den Widerstand R5 kein elektrischer Strom gegeben, mit der Folge, daß die Potentialdifferenz an den beiden Anschlüssen des Widerstands R5 Null wird und die an den beiden Anschlüssen des Widerstands R4 entstehende Spannung den Wert Vbe des Transistors Q2 übersteigt, um den Transistor Q2 einzuschalten und das Schaltelement Q1 auszuschalten. Zu diesem Zeitpunkt ist die in dem Übertrager T1 zu speichernde Energie maximiert und bildet einen Überstromschutz. Wenn der Widerstand R2 abnimmt, sinkt die Ausgangsspannung Vo. Insbesondere läßt sich die Ausgangsspannung auf eine vorbestimmte Spannung einregeln, ohne daß der Transistor Q3 und der Kondensator C8 erforderlich sind, die einen Bestandteil der selbsterregten Oszillatorschaltung der ersten Ausführungsform bilden. Außerdem läßt sich ein Überstromschutz zur gleichen Zeit erreichen.
Fig. 4 zeigt eine zweite Modifizierung der in Fig. 1 dargestellten Spannungsversorgungseinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform der Erfindung.
Die in Fig. 4 gezeigte Spannungsversorgungseinrichtung enthält eine übliche Spannungsquelle 1, einen Streuübertrager T1, ein Schaltelement Q1, beispielsweise mit einem FET, Transistoren Q2 und Q3, Dioden D1, D2, D5, D4, D5, D6 und D7, einen Nebenschlußregler IC1, einen Photokoppler PC1, Elektrolytkondensatoren C1 und C2, Kondensatoren C3, C6 und C8 sowie Widerstände R1, R2, R3, R4, R9, R10, R11 und R12.
Da der Unterschied gegenüber der ersten Ausführungsform in der Schaltungs- Ausgestaltung zum Treiben des Schaltelements sowie des Überstromschutzes liegt (bei der zweiten Modifikation ist eine Steuerwicklung (zweite Ausgangswicklung) zum Erzeugen der Spannung V3 in passender Weise sowohl an die Eingangs- als auch die Ausgangswicklung gekoppelt, so daß die Spannung V3 nahezu eine zusammengesetzte Wellenform aus den Ausgangsgrößen dieser Wicklungen besitzt, anstelle der Phasenverzögerungseinrichtung, die bei der ersten Ausführungsform durch den Widerstand R2 und den Kondensator C7 gebildet wird), wird nur die Arbeitsweise entsprechend der abweichenden Schaltungsanordnung erläutert.
Insbesondere werden im folgenden die Zustände des Schaltelements a bis e erläutert. In einem Zustand a ist das Schaltelement Q1 eingeschaltet, wie oben erläutert wurde. Der Transistor Q3 wird eingeschaltet, um das Schaltelement Q1 auszuschalten, wodurch sich der Zustand b anschließt. In den Zuständen b und c fällt die Spannung V3 auf einen Wert ab, der das Schaltelement Q1 ausgeschaltet halten kann. Im Anschluß daran fällt die Spannung V3 unter eine Spannung gleich oder niedriger als Vbe des Transistors Q3, um den Kondensator C8 über den Widerstand R9 zu entladen. Im Ergebnis schaltet die Spannung V3 den Transistor Q3 aus und hält das Schaltelement Q1 ausgeschaltet. Dann steigt die Spannung V3 aufgrund der Resonanz an und hält das Schaltelement Q1 über den Kondensator C3 und den Widerstand R2 ausgeschaltet.
Im Zustand d wird die Wicklung für V3 so eingestellt, daß sie in passender Weise zwischen den Wicklungen für V1 und V2 gekoppelt ist, so daß die Spannung am Kondensator C3 weiter ansteigt, um das Schaltelement Q1 zu einem Zeitpunkt zwischen den Spannungsverläufen V1 und V2 einzuschalten.
In einem Zustand e wird das Schaltelement Q1 eingeschaltet gehalten.
Wie oben beschrieben, wird durch Wiederholen der Zustände a bis e Energie in dem Übertrager T1 während des Einschaltzustands des Schaltelements Q1 gespeichert, und sie wird aus ihm im Ausschaltzustand des Schaltelements Q1 abgegeben, wodurch man auf der Sekundärseite ein Ausgangssignal erhält. Das heißt: es wird eine Spannungs-Resonanzquelle geschaffen, die das Treiben des Gatters stabiler steuern kann und eine Umschaltspannung von Null erreichen kann (die Umschalteinrichtung kann im Nicht-Resonanzzustand vom Zustand AUS in den Zustand EIN schalten), ohne daß ein Kondensator erforderlich wäre.
Fig. 5 zeigt eine dritte Modifikation der in Fig. 1 gezeigten Spannungsversorgungseinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform der Erfindung.
Die in Fig. 5 gezeigte Spannungsversorgungseinrichtung enthält eine handelsübliche Spannungsquelle 1, einen Streuübertrager T1, ein Schaltelement Q1, umfassend beispielsweise einen FET, einen Transistor Q2, Dioden D1, D2, D3, D4, D5, D6, D7 und D8, einen Nebenschlußregler IC1, einen Photokoppler PC1, Elektrolytkondensatoren C1 und C2, Kondensatoren C3 und C6 und Widerstände R1, R2, R3, R4, R10 und R12.
Da der Unterschied gegenüber der zweiten Modifikation in der Art und Weise der Steuerung der Ausgangsspannung sowie des Überstromschutzes liegt (das heißt, die dritte Modifikation verwendet eine Ausgestaltung, die einen einzelnen gemeinsamen Transistor Q2 anstelle des Transistors Q3 zum Steuern des EIN- AUS-Zeitpunkts der Schalteinrichtung verwendet, außerdem die Anordnung mit dem Transistor Q2 für den Überstromschutz der zweiten Modifikation, soll nur die Arbeitsweise basierend auf dieser Ausgestaltung im folgenden erläutert werden.
Das Verfahren zum Steuern der Ausgangsspannung Vo an den beiden Anschlüssen der Last R1 auf einen konstanten Wert soll im folgenden erläutert werden. Die Gleich-Ausgangsspannung Vo wird von den Widerständen R10 und R11 geteilt und von dem Nebenschlußregler IC1 erfaßt. Ist die Ausgangsspannung Vo groß, so emittiert das lichtemittierende Element des Photokopplers PC1 eine größere Lichtmenge, und das dazugehörige Lichtempfangselement empfängt eine größere Lichtmenge, was den elektrischen Stromfluß durch den Photokoppler PC1 steigert. Als Folge wird eine größere Menge elektrischen Stroms an den Widerstand R5 gegeben, so daß sich an dessen Anschlüssen eine größere Potentialdifferenz einstellt und die an den beiden Anschlüssen der Widerstände R4 und R5 gebildete Spannung den Wert Vbe des Transistors Q2 früher überschreitet, damit der Transistor Q2 früher eingeschaltet wird, was das Schaltelement Q1 früher ausschaltet und die in dem Übertrager T1 zu speichernde Energie mindert, folglich die Ausgangsspannung Vo senkt.
Wenn die Ausgangsspannung Vo niedrig ist, emittiert das lichtemittierende Element des Photokopplers PC1 eine geringere Lichtmenge, das dazugehörige Lichtempfangselement empfängt eine geringere Lichtmenge und vermindert damit den elektrischen Stromfluß durch den Photokoppler PC1. Folglich gelangt eine geringere Menge elektrischer Strom an den Widerstand R5, so daß die Potentialdifferenz an dessen Anschlüssen klein ist und die an den beiden Anschlüssen der Widerstände R4 und R5 anstehende Spannung den Wert Vbe des Transistors Q2 später übersteigt, wodurch der Transistor Q2 später eingeschaltet und das Schaltelement Q1 später ausgeschaltet wird, demzufolge in dem Übertrager T1 zu speichernde Energie zunimmt, was die Ausgangsspannung Vo höher macht. Die Detektorspannung an dem Nebenschlußregler IC1 wird damit konstant, das heißt die Ausgangsspannung Vo wird konstant.
Im folgenden wird der Überstromschutz erläutert. Wenn die Last R1 kleiner wird, nimmt der elektrische Strom auf der Primärseite des Übertragers T1 zu, die Ausgangsspannung Vo fällt ab, das lichtemittierende Element des Photokopplers PC1 hört auf, Licht abzustrahlen, und das dazugehörige Lichtempfangselement empfängt kein Licht mehr, so daß der elektrische Stromfluß zum Stillstand kommt. Im Ergebnis gelangt an den Widerstand R5 kein elektrischer Strom, und an dessen Anschlüssen gibt es eine Null betragende Potentialdifferenz, und die an den beiden Anschlüssen des Widerstands R4 anstehende Spannung überschreitet Vbe des Transistors Q2, um diesen einzuschalten und das Schaltelement Q1 auszuschalten. Jetzt ist die in dem Übertrager T1 zu speichernde Energie maximiert, um einen Überstromschutz zu erreichen. Wenn der Widerstand R1 abnimmt, sinkt die Ausgangsspannung Vo. Insbesondere läßt sich die Ausgangsspannung auf eine vorbestimmte Spannung einregeln, ohne daß der Transistor Q2 und der Kondensator C8 erforderlich sind, die einen Teil der selbsterregenden Oszillatorschaltung der zweiten Modifikation bilden. Außerdem läßt sich gleichzeitig der Überstromschutz erreichen.
Im folgenden wird die zweite Ausführungsform der Erfindung erläutert.
Die oben beschriebene erste Ausführungsform beschreibt ein Beispiel für das Rücklaufsystem, welches Energie transferiert, wenn die Schalteinrichtung ausgeschaltet ist. Die zweite Ausführungsform ist ein Beispiel für ein Vorwärtssystem, welches Energie dann transferiert, wenn die Schalteinrichtung eingeschaltet ist.
Fig. 6 zeigt eine erfindungsgemäße Spannungsversorgungseinrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform der Erfindung, und Fig. 7 zeigt die Wellenformen der jeweiligen Einheiten. In Fig. 6 enthält die Spannungsversorgungseinrichtung eine handelsübliche Netzspannung 1, einen Streuübertrager T1, ein Schaltelement Q1 aus zum Beispiel einem FET, Transistoren Q2 und Q3, Dioden D1, D2, D3, D4, D5, D6 und D7, einen Nebenschlußregler IC1, einen Photokoppler PC1, Elektrolytkondensatoren C1, C2 und C9, Kondensatoren C3, C6, C7 und C8 und Widerstände R1, R2, R3, R4, R9, R10, R11 und R12.
Es seien 11 und 12 die elektrischen Ströme, die in den Wicklungen des Übertragers T1 entsprechend den Spannungen V1 und V2 fließen, L1 und L2 seien die Eigeninduktivitäten der Wicklungen, M sei die Gegeninduktivität der beiden Wicklungen, und N sei das Windungsverhältnis. Außerdem ist der Kopplungskoeffizient gegeben durch K = M/ (L1·L2).
Im folgenden wird die Arbeitsweise der oben beschriebenen Spannungsversorgungsschaltung erläutert. Die Spannungsversorgungsschaltung ist als selbsterregende Oszillatorschaltung ausgelegt und durchläuft wiederholt eine Folge von Zuständen. Folglich orientiert sich die Erläuterung anhand der Zustände a bis e in Fig. 7, beginnend beim Zustand a, in welchem der Schaltvorgang aktiviert wird. Eine Spannung des Netzes 1 wird von Dioden D1, D2, D3 und D4 gleichgerichtet und von dem Elektrolytkondensator C1 geglättet, so daß an den beiden Belägen des Kondensators C1 eine Gleichspannung erhalten wird.
Nachdem die Gleichspannung an den beiden Belägen des Kondensators C1 vorhanden ist, fließt in dem Widerstand R3 ein elektrischer Strom, der das Schaltelement Q1 einschaltet, um die Primärseite des Übertragers T1 zu treiben und an den beiden Wicklungen des Übertragers T1 Ausgangsgrößen zu erhalten, wodurch der erste Schaltvorgang aktiviert wird. Angenommen, die Spannung an den beiden Anschlüssen des Elektrolytkondensators C1 betrage Vin (positiv), wenn das Schaltelement Q1 eingeschaltet und die Diode D5 gesperrt ist, so wird die Spannung V1 etwa zu -Vin, und die Ausgangsspannung V2 wird etwa gleich einer Spannung Vo an den beiden Anschlüssen des Kondensators C2. Folglich steigt der elektrische Strom I1 mit einer Geschwindigkeit von etwa (Vin - K·N·Vo)/(L1·(1-K²)) pro Zeiteinheit. Außerdem steigt der elektrische Strom I2 mit einer Geschwindigkeit von etwa (K·Vin - N·Vo)/(L1·(1-K2)) pro Zeiteinheit.
Eine Spannung V3 ist positiv und schaltet das Schaltelement Q1 über den Kondensator C3 und den Widerstand R2 ein. Wenn allerdings die Spannung V3 (positiv) den Kondensator C8 über den Widerstand R9 auflädt, und eine Spannung V4 den Wert Vbe (das Basispotential) des Transistors Q3 erreicht hat, wird der Transistor Q3 eingeschaltet, um das Schaltelement Q1 auszuschalten. Der oben erläuterte Zustand ist der Zustand a in Fig. 7.
Wenn das Schaltelement Q1 ausgeschaltet ist, steigt die Spannung V1 an, da die Kapazität des Kondensators C6 im Verein mit einer Streuinduktivitätskomponente L1·(1-K²) eine Resonanz bildet. Die Spannung V2 hat den Wert Vo. Die elektrischen Ströme I1 und I2 fließen als elektrische Resonanzströme, und der elektrische Strom I2 wird schließlich Null, um die Diode D5 zu sperren. Der obige Zustand ist der Zustand b in Fig. 7.
Wenn die Diode D5 sperrt, bildet der Kondensator C6 mit der Induktivität L1 einen Resonanzkreis, und die Spannung V2 steigt alsbald auf eine Spannung Vo an, um die Diode D5 leitend zu machen. Die Spannung V1 entspricht dem gleichen Resonanzzustand wie V2. Der elektrische Strom I1 fließt als elektrischer Resonanzstrom, und der elektrische Strom I2 hat den Wert Null. Der obige Zustand ist der Zustand c in Fig. 7.
Die Diode D5 wird geöffnet, die Spannung V2 wird nahezu zu der Spannung Vo, und die Spannung V1 entspricht schließlich in etwa der Spannung -Vin als Ergebnis der Resonanz zwischen der Kapazität des Kondensators C6 und den Streuinduktivitätskomponente L1·(1-K²). Die beiden elektrischen Ströme I1 und I2 schwingen in Resonanz. Der oben erläuterte Zustand ist der Zustand d in Fig. 7.
Wenn die Gleichrichterdiode auf der Sekundärseite ausgeschaltet ist, ist die von der Primärseite gesehene Induktivität die Eigeninduktivität L1; wenn die Gleichrichterdiode auf der Sekundärseite ausgeschaltet ist, ist die von der Primärseite gesehene Induktivität die Streuinduktivitätskomponente L1 (1-K²). Wenn zum Beispiel ein lose gekoppelter Übertrager mit einem Kopplungskoeffizienten K = 0,84 verwendet wird, führt dies zu dem Einsatz eines Übertragers mit einer relativ großen Streuinduktivitätskomponente von etwa 0,3 L1. Als Folge davon hat die in Fig. 7 gezeigte Spannung V1 einen Verlauf, der langsam ansteigt und abfällt.
Wenn die Dioden D7 und D5 leiten, beträgt die Spannung V1 dann -Vin, die Spannung V2 beträgt etwa Vo, und der elektrische Strom I1 steigt mit einer Geschwindigkeit von etwa (Vin - K·N·Vo)/(L1·(1-K²)) pro Zeiteinheit an. Die Stromstärke wird alsbald positiv, und die Diode D7 wird gesperrt. Der elektrische Strom I2 nimmt mit einer Geschwindigkeit von etwa (K·Vin - N·Vo)/(L1·(1-K²)) pro Zeiteinheit zu. Der obige Zustand ist der Zustand e in Fig. 7.
Im folgenden wird der Übergang des Schaltelements Q1 aus dem Zustand a in den Zustand e beschrieben. Im Zustand a ist das Schaltelement Q1 eingeschaltet, wie es oben erläutert wurde. Der Transistor Q3 wird eingeschaltet, wodurch das Schaltelement Q1 ausgeschaltet wird, so daß der Zustand b eingenommen wird.
In den Zuständen b, c und d fällt die Spannung V3 auf einen Wert ab, der das Schaltelement Q1 ausgeschaltet hält, um dann auf eine Spannung gleich oder niedriger als Vbe des Schaltelements Q3 abzufallen, wodurch der Kondensator C8 über den Widerstand R9 entladen und damit der Transistor Q3 ausgeschaltet und das Schaltelement Q1 ausgeschaltet gehalten wird.
Wenn die Spannung V3 aufgrund von Resonanz ansteigt, lädt sich der Kondensator C7 über den Kondensator C3 und den Widerstand R2 auf. Durch Auswählen des Kondensators C7 mit einem passenden Wert wird allerdings das Schaltelement Q1 ausgeschaltet gehalten.
In einem (Nicht-Resonanz-)Zustand e ist die Kapazität des Kondensators C7 so gewählt, daß die Spannung des Kondensators C7 weiter ansteigt, um das Schaltelement Q1 einzuschalten (man beachte, daß die Kapazität des Kondensators C7 auch so gewählt ist, daß durch seinen Wert das Schaltelement Q1 in den oben beschriebenen Zuständen b, c und d ausgeschaltet bleibt).
Anders ausgedrückt: wenn die Funktion des Kondensators C7 hinsichtlich der Beziehung zwischen den Spannungen V3 und V5 untersucht wird (zum Beispiel der Gate-Source-Spannung, wenn das Schaltelement Q1 wie beim dargestellten Ausführungsbeispiel einen FET enthält), so bildet der Kondensator C7 zusammen mit dem Widerstand R2 eine Phasenverzögerungsschaltung. Folglich wird die Phase der Spannung V5 (deren Wellenform nicht dargestellt ist) gegenüber derjenigen der Spannung V3 verzögert. Im Ergebnis wird die Spannung V3 in den Zuständen b, c und d (Resonanzzuständen) Null, während die Spannung V5 in einem Zustand e (Nicht-Resonanz-Zustand) Null wird (natürlich wird die Kapazität des Kondensators C7 vorab so gewählt, daß die Spannung V5 im Nicht-Resonanz- Zustand Null beträgt). Wenn insbesondere die an Gate und Source des den FET aufweisenden Schaltelements Q1 gelegte Sperrspannung verschwindet, wird, wenn die Spannung V5 als Einschaltbedingung für den FET Null geworden ist, das Schaltelement Q1 eingeschaltet. Im Zustand e wird das Schaltelement Q1 eingeschaltet gehalten.
Wie oben beschrieben wurde, speichert durch Wiederholen der Zustände a bis e der Übertrager T1 Energie und liefert sie im EIN-Zustand des Schaltelements Q1 an die Sekundärseite, und er kann im AUS-Zustand des Schaltelements Q1 in Resonanz schwingen.
Das Schaltelement Q1 wird im Zustand e eingeschaltet und wird nach dem Umschalten vom Zustand a in den Zustand b ausgeschaltet. Insbesondere wird das Schaltelement Q1 bei einer Spannung von 0 V umgeschaltet (das heißt es wird vom AUS- in den EIN-Zustand geschaltet, wenn der Nicht-Resonanz-Zustand vorliegt), so daß eine von jeglichen Schaltverlusten freie Spannungsresonanzquelle realisiert wird.
In den Zuständen b und d läßt sich eine geeignete Resonanz zwischen der Kapazität des Kondensators C6 und der Streuinduktivitätskomponente L1·(L-K²) dadurch erhalten, daß man einen lose gekoppelten Übertrager einsetzt. Im Zustand c kann eine geeignete Resonanz zwischen der Kapazität des Kondensators C6 und der Induktivität L1 durch einen lose gekoppelten Übertrager erhalten werden.
Im folgenden soll das Verfahren zum Steuern der Ausgangsspannung Vo an den beiden Anschlüssen der Last R1 auf einen konstanten Wert erläutert werden. Was die Ausgestaltung für die Spannungssteuerung angeht, so enthält die Schaltung einen aus den Widerständen R2 und R11 gebildeten Spannungsteil, den Nebenschlußregler IC1 zum Erfassen der von dem Spannungsteiler geteilten Spannung und zum Erzeugen einer Spannung entsprechend der nachgewiesenen Spannung, den Photokoppler PC1 zum Ändern der von dessen lichtemittierendem Element abzustrahlenden Lichtmenge nach Maßgabe der von dem Nebenschlußregler IC1 erzeugten Spannung, um auf diese Weise die von seinem Lichtempfangselement empfangene Lichtmenge zu ändern, und eine Einrichtung (Transistor Q3, Kondensator C8 und dergleichen) zum Steuern des EIN-AUS- Schaltzeitpunkts des Schaltelements Q1 nach Maßgabe der von dem Photokoppler PC1 geänderten Stärke des elektrischen Stroms.
Die Gleich-Ausgangsspannung Vo ist die von den Widerständen R10 und R11 geteilte Spannung, und sie wird von dem Nebenschlußregler IC1 erfaßt. Ist die Ausgangsspannung Vo groß, so emittiert das lichtemittierende Element des Photokopplers PC 1 eine größere Menge Licht, das dazugehörige Lichtempfangselement empfängt eine kleinere Lichtmenge, und so wird der in dem Photokoppler PC1 fließende Strom erhöht. Auf diese Weise wird der Kondensator C8 rascher aufgeladen, das Schaltelement Q1 wird früher ausgeschaltet, und die in dem Übertrager T1 zu speichernde Energie wird geringer, was die Ausgangsspannung Vo senkt. Wenn die Ausgangsspannung Vo niedrig ist, emittiert das lichtemittierende Element des Photokopplers PC1 eine geringere Lichtmenge, das dazugehörige Lichtempfangselement empfängt eine geringere Lichtmenge und vermindert damit den in dem Photokoppler PC1 fließenden elektrischen Strom. Im Ergebnis wird der Kondensator C8 langsamer aufgeladen, das Schaltelement Q1 wird später ausgeschaltet, und die in dem Übertrager T1 zu speichernde Energie wird erhöht, was die Ausgangsspannung Vo höher macht. Folglich wird die Detektorspannung des Nebenschlußreglers IC1 konstant, und damit wird die Ausgangsspannung Vo konstant.
Im folgenden wird der Überstromschutz erläutert. Was die Ausgestaltung für den Überstromschutz angeht, so enthält die Schaltung den Transistor Q2 und den Widerstand R4 zwischen Basis und Emitter des Transistors Q2.
Wenn die Last R1 kleiner wird, nimmt der elektrische Stromfluß auf der Primärseite des Übertragers T1 zu, das heißt der dem Widerstand R4 zufließende Stromfluß wird stärker. Wenn die Spannung an den beiden Anschlüssen des Widerstands R4 den Wert Vbe des Transistors Q2 übersteigt, wird der Transistor Q2 eingeschaltet und das Schaltelement Q1 ausgeschaltet. Das heißt, der elektrische Spitzenstromwert auf der Primärseite des Übertragers T1 wird auf einen gegebenen Wert beschränkt.
Es kann also eine Spannungsresonanzquelle bereitgestellt werden, die weder eine Detektorschaltung zum Erfassen einer Drainspannung von Null erfordert, noch eine das Gate steuernde Schaltvorrichtung zum Leiten der elektrischen Stromrichtung (Umschalten von AUS auf EIN im Nicht-Resonanz-Zustand). Es werden keine Extra-Induktivitäten verwendet, und der Übertrager kann eine lose gekoppelte Struktur besitzen, das heißt es kann ein billiger Übertrager mit Treppenwicklung einfachen Aufbaus verwendet werden.
Fig. 8 zeigt eine Modifizierung der in Fig. 6 gezeigten Spannungsversorgungseinrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform der Erfindung.
Die in Fig. 8 gezeigte Spannungsversorgungseinrichtung enthält eine übliche Netzquelle 1, einen Streuübertrager T1, ein Schaltelement Q1 in Form beispielsweise eines FET, einen Transistor Q2, Dioden D1, D2, D3, D4, D5, D6, D7 und D8, einen Nebenschlußregler IC1, einen Photokoppler PC1, Elektrolytkondensatoren C1, C2 und C9, Kondensatoren C3, C6 und C7 sowie Widerstände R1, R2, R3, R4, R10, R11 und R12.
Da der Unterschied gegenüber der zweiten Ausführungsform in der Ausgestaltung zum Steuern der Ausgangsspannung und derjenigen für den Überstromschutz liegt (das heißt, diese Modifikation verwendet eine Anordnung mit einem gemeinsamen Transistor Q2 anstelle der Anordnung unter Verwendung des Transistors Q2 zum Steuern des Zeitpunkts des EIN- und AUS-Schaltens der Schalteinrichtung und der Anordnung mit dem Transistor Q2 für den Überstromschutz der zweiten Ausführungsform), wird im folgenden nur die Arbeitsweise basierend auf dieser abweichenden Ausgestaltung erläutert.
Das Verfahren zum Steuern der Ausgangsspannung Vo an den beiden Anschlüssen der Last R1 auf einen konstanten Wert wird im folgenden erläutert. Die Gleich- Ausgangsspannung Vo wird von den Widerständen R10 und R11 geteilt und von dem Nebenschlußregler IC1 erfaßt. Ist die Ausgangsspannung Vo groß, emittiert das lichtemittierende Element des Photokopplers PC1 eine größere Lichtmenge, und das dazugehörige Lichtempfangselement empfängt eine größere Menge Licht, wodurch der elektrische Stromfluß durch den Photokoppler PC1 ansteigt. Ein größerer elektrischer Stromfluß in den Widerstand R5 bildet eine größere Potentialdifferenz an dessen beiden Anschlüssen, und die an den beider Anschlüssen der Widerstände R4 und R5 erzeugte Spannung übersteigt den Wert Vbe des Transistors Q2 früher, wodurch der Transistor Q2 früher öffnet und das Schaltelement Q1 früher sperrt, wodurch die in dem Übertrager T1 zu speichernde Energie vermindert und dementsprechend die Ausgangsspannung Vo gesenkt wird.
Wenn die Ausgangsspannung Vo niedrig ist, emittiert das lichtemittierende Element des Photokopplers PC1 eine geringere Lichtmenge, und das dazugehörige Lichtempfangselement empfängt eine kleinere Lichtmenge, was den elektrischen Stromfluß durch den Photokoppler PC1 vermindert. Folglich gelangt eine geringere Menge elektrischen Stroms zu dem Widerstand R5, so daß sich an dessen Anschlüssen eine kleinere Potentialdifferenz bildet, demzufolge die an den beiden Anschlüssen der Widerstände R4 und R5 entstehende Spannung den Wert Vbe des Transistors Q2 später übersteigt und somit der Transistor Q2 später einschaltet und das Schaltelement Q1 später ausschaltet, wodurch die in dem Übertrager T1 zu speichernde Energiemenge erhöht und damit die Ausgangsspannung Vo erhöht wird. Daher wird die Detektorspannung des Nebenschlußreglers IC1, mithin die Ausgangsspannung Vo konstant.
Im folgenden wir der Überstromschutz erläutert. Wenn die Last R1 kleiner wird, steigt der elektrische Strom auf der Primärseite des Transformators T1 an, die Ausgangsspannung Vo fällt ab, das lichtemittierende Element des Photokopplers PC1 hört mit der Lichtabgabe auf, das Lichtempfangselement hört mit dem Empfangen von Licht auf, und dementsprechend kommt der Fluß des elektrischen Stroms zum Erliegen. Im Ergebnis wird an den Widerstand R5 kein elektrischer Strom gegeben, so daß an dessen Anschlüssen eine Potentialdifferenz von Null herrscht, und die an den beiden Anschlüssen des Widerstands R4 gebildete Spannung den Wert Vbe des Transistors Q2 übersteigt, wodurch der Transistor Q2 eingeschaltet und das Schaltelement Q1 ausgeschaltet wird. Zu dieser Zeit ist die in dem Übertrager T1 zu speichernde Energie maximiert, wodurch ein Überstromschutz erreicht wird. Wenn der Widerstand R1 kleiner wird, sinkt die Ausgangsspannung Vo. Insbesondere läßt sich die Ausgangsspannung auf eine vorbestimmte Spannung einregeln, ohne daß der Transistor Q3 und der Kondensator C8 benötigt werden, die einen Teil der selbsterregenden Oszillatorschaltung der zweiten Ausführungsform bilden. Darüber hinaus läßt sich gleichzeitig der Überstromschutz erreichen.
Im folgenden wird die dritte Ausführungsform der Erfindung erläutert.
Die oben beschriebene erste oder zweite Ausführungsform stand beispielhaft für ein System, welches Energie transferiert, wenn die Schalteinrichtung entweder ausgeschaltet oder eingeschaltet ist. Die dritte Ausführungsform steht für ein System, welches Energie unabhängig vom EIN/AUS-Zustand der Schalteinrichtung transferieren kann.
Fig. 9 ist ein Schaltungsdiagramm einer Spannungsversorgungseinrichtung gemäß der dritten Ausführungsform der Erfindung, und Fig. 10 zeigt die Wellenformen der jeweiligen Einheiten. In Fig. 9 enthält die Spannungsversorgungseinrichtung eine übliche Netzspannungsquelle 1, einen Streuübertrager T1, ein Schaltelement Q1, beispielsweise in Form eines FET, Transistoren Q2 und Q3, Dioden D1, D2, D3, D4, D5, D6, D7 und D9, einen Nebenschlußregler IC1, einen Photokoppler PC1, Elektrolytkondensatoren C1 und C2, Kondensatoren C3, C6, C7 und C8 sowie Widerstände R1, R2, R3, R4, R9, R10, R11 und R12.
11 und 12 sollen die elektrischen Ströme sein, die in den Wicklungen des Übertragers T1 entsprechend den Spannungen V1 und V2 fließen, L1 und L2 sind die Eigeninduktivitäten der Wicklungen, M ist die Gegeninduktivität der beiden Wicklungen, und N ist das Windungsverhältnis. Außerdem ist der Kopplungskoeffizient gegeben durch K = M/ (L1·L2).
Im folgenden wird die Arbeitsweise der oben beschriebenen Spannungsversorgungsschaltung beschrieben. Die Spannungsversorgungsschaltung ist als selbsterregende Oszillatorschaltung ausgebildet, die wiederholt eine Reihe von Zuständen durchläuft. Folglich konzentriert sich die Erläuterung auf die Zustände a bis e in Fig. 9, beginnend im Zustand a, in welchem der Schaltvorgang aktiviert wird. Eine Wechselspannung von dem Netz 1 wird von den Dioden D1, D2, D3 und D4 gleichgerichtet und von dem Elektrolytkondensator C1 geglättet, wodurch an dessen Anschlüssen eine Gleichspannung erhalten wird. Wenn die an den Anschlüssen des Elektrolytkondensators C1 entwickelte Gleichspannung vorhanden ist, fließt ein elektrischer Strom in dem Widerstand R3, und folglich wird das Schaltelement Q1 eingeschaltet. Dann wird die Primärseite des Übertragers T1 getrieben, und in den beiden Wicklungen des Übertragers T1 werden Ausgangsgrößen erzeugt, was den ersten Schaltvorgang aktiviert.
Angenommen, die Spannung an den beiden Belägen des Elektrolytkondensators C1 betrage Vin (positiv), wenn das Schaltelement Q1 eingeschaltet und die Diode D2 gesperrt ist, so wird die Spannung V1 zu etwa -Vin, und die Ausgangsspannung V2 wird annähernd zu einer Spannung Vo an den beiden Belägen des Kondensators C2. Folglich steigt der elektrische Strom I1 mit einer Geschwindigkeit von etwa (Vin - K·N·Vo)/(L1·(1-K²)) pro Zeiteinheit. Außerdem steigt der elektrische Strom I2 mit einer Geschwindigkeit von etwa (K·Vin - N·Vo)/(L1·(1-K²)) pro Zeiteinheit. Eine Spannung V3 ist positiv und schaltet das Schaltelement Q1 über den Kondensator C3 und den Widerstand R2 ein.
Wenn allerdings die Spannung V3 den Kondensator C8 über den Widerstand R9 auflädt, und wenn eine Spannung V4 den Wert Vbe (das Basispotential) des Transistors Q2 erreicht hat, wird der Transistor Q3 eingeschaltet, um das Schaltelement Q1 auszuschalten. Der oben erläuterte Zustand ist der Zustand a in Fig. 10.
Ist das Schaltelement Q1 ausgeschaltet, so steigt die Spannung V1, da die Kapazität des Kondensators C6 eine Resonanz bildet mit einer Streuinduktivitätskomponente L1·(1-K²). Der elektrische Strom I2 fließt als elektrischer Resonanzstrom und wird schließlich Null.
Jetzt wechselt die Diode D5 von leitend auf gesperrt, die Diode D9 wechselt von gesperrt auf leitend, und die Spannung V2 ändert sich von Vo auf -Vo. Der elektrische Strom I1 fließt als elektrischer Resonanzstrom. Der oben erläuterte Zustand ist der Zustand b in Fig. 10.
Wenn die Diode D9 leitet, wird die Spannung V2 nahezu zu der Spannung Vo an den beiden Anschlüssen des Kondensators C2. Da die Kapazität des Kondensators C6 mit der Streuinduktivitätskomponente L1·(1-K²) in Resonanz geht, steigt die Spannung V1 an, um dann abzufallen. Die Spannung V1 wird zu einer Spannung -Vin, wodurch die Diode 07 freigegeben wird. Die beiden elektrischen Ströme I1 und 12 fließen als elektrische Resonanzströme. Der obige Zustand ist der Zustand c in Fig. 10.
Wenn die Gleichrichterdiode auf der Sekundärseite ausgeschaltet ist, ist die von der Primärseite gesehene Induktivität die Eigeninduktivität L1; wenn die Gleichrichterdiode auf der Sekundärseite ausgeschaltet ist, ist die von der Primärseite gesehene Induktivität die Streuinduktivitätskomponente L1(1-K²). Wenn zum Beispiel ein lose gekoppelter Übertrager mit einem Kopplungskoeffizienten K = 0,84 verwendet wird, führt dies zu dem Einsatz eines Übertragers mit einer relativ großen Streuinduktivitätskomponente von etwa 0,3 L1. Als Folge hat die Spannung V 1 in Fig. 10 eine Wellenform, die langsam ansteigt und abfällt.
Wenn die Diode D7 geöffnet und die Spannung V1 einer Spannung -Vin entspricht, wird die Spannung V2 etwa zu der Spannung Vo, und der elektrische Strom I1 steigt mit einer Geschwindigkeit von etwa (Vin - K·N·Vo)/(L1·(1-K²)) pro Zeiteinheit, Im Anschluß daran wird der Strom positiv und die Diode D2 sperrt. Der elektrische Strom I2 steigt mit einer Geschwindigkeit von etwa (K·Vin + N·Vo)/(L1·(1-K²)) pro Zeiteinheit. Der obige Zustand ist der Zustand d in Fig. 10.
Wenn die Diode D7 ausgeschaltet und das Schaltelement Q1 eingeschaltet ist, beträgt die Spannung V1 dann -Vin, und die Spannung V2 wird etwa zu der Spannung Vo. Der elektrische Strom I1 steigt mit einer Geschwindigkeit von etwa (Vin + K·N·Vo)/(L1·(1-K²)) pro Zeiteinheit. Andererseits steigt der elektrische Strom I2 mit einer Geschwindigkeit von etwa (K·Vin + N·Vo)/(L1·(1-K²)) pro Zeiteinheit. Der Strom wird später dann zu Null, die Diode D1 wechselt vom leitenden in den Sperrzustand, und die Diode D5 wechselt vom gesperrten in den leitenden Zustand. Der oben erläuterte Zustand ist der Zustand e in Fig. 10.
Der Wechsel des Schaltelements Q1 vom Zustand a zu dem Zustand e wird im folgenden beschrieben. Im Zustand a ist das Schaltelement Q1 eingeschaltet, wie oben erläutert wurde. Der Transistor Q3 wird eingeschaltet, um das Schaltelement Q1 auszuschalten, wodurch der Zustand b erreicht wird.
In den Zuständen b und c beginnt die Spannung V3 auf eine Spannung zu fallen, die das Schaltelement Q1 ausgeschaltet hält. Danach fällt die Spannung V3 unter eine Spannung gleich oder niedriger als Vbe des Transistors Q3, um den Kondensator C8 zu entladen, den Transistor Q3 auszuschalten und das Schaltelement Q1 ausgeschaltet zu halten. Dann steigt V3 aufgrund der Resonanz an und lädt den Kondensator C7 über den Kondensator C3 und den Widerstand R2 auf. Durch geeignete Auswahl des Kondensators C7 wird das Schaltelement Q1 ausgeschaltet gehalten.
Im Zustand d (ein Nicht-Resonanz-Zustand) steigt die Spannung des Kondensators C7 weiter an, um das Schaltelement Q1 einzuschalten. Man beachte, daß die Kapazität des Kondensators C7 so gewählt ist, daß das Schaltelement 31 eingeschaltet wird (man beachte, daß die Kapazität des Kondensators C7 auch so gewählt wird, daß ihr Wert das Schaltelement Q1 in den Zuständen b und c ausgeschaltet hält, wie dies oben beschrieben wurde).
Anders ausgedrückt: wenn die Funktion des Kondensators C3 in Bezug auf die Relation zwischen den Spannungen V3 und V5 untersucht wird (zum Beispiel die Gate-Source-Spannung, wenn wie beim dargestellten Ausführungsbeispiel das Schaltelement Q1 einen FET aufweist), so bildet der Kondensator C7 zusammen mit dem Widerstand R2 eine Phasenverzögerungsschaltung. Folglich wird die Phase der Spannung V5 (deren Wellenform nicht gezeigt ist) gegenüber derjenigen der Spannung V3 verzögert. Im Ergebnis wird die Spannung V3 im Zustand c (Resonanzzustand) Null, während die Spannung V5 im Zustand d (Nicht-Resonanz- Zustand) Null wird (natürlich wird die Kapazität des Kondensators C7 vorab so gewählt, daß die Spannung V5 im Nicht-Resonanz-Zustand den Wert Null hat). Wenn insbesondere die an Gate und Source des aus einem FET bestehenden Schaltelements Q1 gelegte Sperrspannung verschwindet, und die Spannung V5 als die Einschaltbedingung für den FET Null wird, wird das Schaltelement Q1 eingeschaltet.
Im Zustand e wird das Schaltelement Q1 eingeschaltet gehalten.
Wie oben beschrieben, wird durch Wiederholen der Durchgänge durch die Zustände a bis e im Übertrager T1 Energie gespeichert, die dieser im Einschaltzustand des Schaltelements Q1 an die Sekundärseite liefert. Der Übertrager T1 gibt Energie im Ausschaltzustand des Schaltelements Q1 ab, um auf diese Weise das Ausgangssignal auf der Sekundärseite zu erhalten.
Das Schaltelemente Q1 wird in dem Zustand d eingeschaltet und wird beim Wechsel vom Zustand e in den Zustand b ausgeschaltet. Das heißt: das Schaltelement Q1 wird zum Zeitpunkt einer Spannung = 0 V geschaltet (von AUS im Nicht-Resonanz-Zustand auf EIN geschaltet), wodurch eine von jeglichen Schaltverlusten freie Spannungsresonanzquelle gebildet wird.
In den Zuständen b und c läßt sich eine geeignete Resonanz zwischen der Kapazität des Kondensators C6 und der Streuinduktivitätskomponente L1·(1-K²) mit Hilfe eines lose gekoppelten Übertragers erhalten.
Im folgenden soll das Verfahren zum Steuern der Ausgangsspannung Vo an den beiden Anschlüssen der Last R1 auf einen konstanten Wert erläutert werden. Was die Anordnung für eine Spannungssteuerung angeht, so enthält die Schaltung einen Spannungsteiler aus den Widerständen R10 und R11, den Nebenschlußregler IC1 zum Erfassen der von dem Spannungsteiler geteilten Spannung und zum Erzeugen einer Spannung gemäß der erfaßten Spannung, den Photokoppler PC1 zum Ändern der Lichtmenge, die sein lichtemittierendes Element emittierte abhängig von der von dem Nebenschlußregler IC1 erzeugten Spannung, um dadurch die von dem dazugehörigen Lichtempfangselement empfangene Lichtmenge zu ändern, und eine Einrichtung (Transistor Q3, Kondensator C8 und dergleichen) zum Steuern des EIN-AUS-Schaltzeitpunkts des Schaltelements Q1 nach Maßgabe des von dem Photokoppler PC1 geänderten Stroms.
Die Gleich-Ausgangsspannung Vo wird von den Widerständen R10 und R11 geteilt und von dem Nebenschlußregler IC1 erfaßt. Ist die Ausgangsspannung Vo groß, emittiert das lichtemittierende Element des Photokopplers PC1 eine größere Lichtmenge, und das dazugehörige Lichtempfangselement empfängt eine größere Lichtmenge, wodurch der elektrische Stromfluß in dem Photokoppler PC1 steigt. Folglich wird der Kondensator C8 schneller aufgeladen, das Schaltelement C21 wird früher ausgeschaltet, und die in dem Übertrager T1 zu speichernde Energie wird vermindert, was die Ausgangsspannung Vo senkt.
Wenn die Ausgangsspannung Vo niedrig ist, emittiert das lichtemittierende Element des Photokopplers PC1 eine geringere Lichtmenge, sein Lichtempfangselement empfängt eine geringere Lichtmenge und vermindert damit den Fluß des elektrischen Stroms durch den Photokoppler PC1. Im Ergebnis wird der Kondensator C8 langsamer aufgeladen, das Schaltelement Q1 wird später ausgeschaltet, die in dem Übertrager T1 zu speichernde Energie nimmt zu, was die Ausgangsspannung Vo höher macht. Folglich wird die Detektorspannung des Nebenschlußreglers IC1 und damit die Ausgangsspannung Vo konstant.
Im folgenden wird der Überstrom kurz erläutert. Was die Ausgestaltung für den Überstromschutz angeht, so enthält die Schaltung den Transistor Q1 und den Widerstand R4, der zwischen Basis und Emitter des Transistors Q2 liegt.
Wenn die Last R1 kleiner wird, nimmt der elektrische Stromfluß auf der Primärseite des Transformators T1 zu, das heißt der dem Widerstand R4 zugeführte elektrische Strom nimmt zu. Wenn die an den beiden Anschlüssen des Widerstands R4 erzeugte Spannung den Wert Vbe des Transistors Q2 übersteigt, wird der Transistor Q2 eingeschaltet, und das Schaltelement Q1 wird ausgeschaltet. Das heißt, der elektrische Spitzenstromwert auf der Primärseite des Übertragers T1 wird auf einen gegebenen Wert beschränkt.
Wie oben beschrieben wurde, kann die dritte Ausführungsform eine Spannungsresonanzquelle bereitstellen, die weder eine Detektorschaltung aufweist, die eine Drainspannung von Null nachweist, noch eine Schaltvorrichtung zum Lenken des elektrischen Gatestroms besitzt, und die bei einer Spannung von Null schaltet (im Nicht-Resonanz-Zustand von AUS auf EIN umschaltet). Es werden keine Extra-Induktivitäten verwendet, und der Übertrager kann eine lose gekoppelte Struktur besitzen, das heißt ein billiger Übertrager mit Treppenwicklung sein, der eine einfache Struktur besitzt.
Fig. 11 zeigt eine erste Modifizierung der in Fig. 9 gezeigten Spannungsversorgungseinrichtung gemäß der dritten Ausführungsform der Erfindung.
Die in Fig. 11 gezeigte Spannungsversorgungseinrichtung enthält eine übliche Netzspannungsquelle 1, einen Streuübertrager T1, ein Schaltelement Q1 in Form beispielsweise eines FET, einen Transistor Q2, Dioden D1, D2, D3, D4, D5, D6, D7, D8 und D9, einen Nebenschlußregler IC1, einen Photokoppler PC1, Elektrolytkondensatoren C1, C2 und C9, Kondensatoren C3, C6 und C7 sowie Widerstände R1, R2, R3, R4, R10, R11 und R12.
Da der Unterschied gegenüber der dritten Ausführungsform in der Ausgestaltung zum Steuern der Ausgangsspannung und derjenigen für den Überstromschutz liegt (das heißt die erste Modifizierung verwendet eine Anordnung mit einem einzigen gemeinsamen Transistor Q2 anstelle der Anordnung mit dem Transistor Q3 zum Steuern des EIN-AUS-Schaltzeitpunkts der Schalteinrichtung und der Anordnung mit dem Transistor Q3 für den Überstromschutz der dritten Ausführungsform), soll im folgenden lediglich die auf diese Ausgestaltung basierender Arbeitsweise erläutert werden.
Das Verfahren zum Steuern der Ausgangsspannung Vo an den beiden Anschlüssen der Last R1 auf einen konstanten Wert soll im folgenden erläutert werden. Die Gleich-Ausgangsspannung Vo wird von den Widerständen R10 und R11 geteilt und von dem Nebenschlußregler IC1 erfaßt. Ist die Ausgangsspannung Vo groß, emittiert das lichtemittierende Element des Photokopplers PC1 eine größere Lichtmenge, und sein Lichtempfangselement empfängt eine größere Lichtmenge, was den elektrischen Stromfluß durch den Photokoppler PC1 steigert. Folglich wird die Potentialdifferenz an den beiden Anschlüssen des Widerstands R5 größer, und die an den beiden Anschlüssen der Widerstände R4 und R5 gebildete Spannung übersteigt Vbe des Transistors Q2 früher, so daß der Transistor Q2 früher einschaltet, was wiederum das Schaltelement Q1 früher ausschaltet und die in dem Übertrager T1 zu speichernde Energie mindert und damit auch die Ausgangsspannung Vo.
Ist die Ausgangsspannung Vo gering, emittiert das lichtemittierende Element des Photokopplers PC1 eine kleinere Lichtmenge, und sein Lichtempfangselement empfängt eine geringere Lichtmenge, was den elektrischen Stromfluß durch den Photokoppler PC1 verringert. Im Ergebnis wird die Potentialdifferenz an den beiden Anschlüssen des Widerstands R5 kleiner, und die an den beiden Anschlüssen der Widerstände R4 und R5 gebildete Spannung übersteigt Vbe des Transistors Q2 später, wodurch der Transistor Q2 später eingeschaltet und das Schaltelement Q1 später ausgeschaltet wird, womit die in dem Übertrager T1 zu speichernde Energie ansteigt und damit auch die Ausgangsspannung Vo. Daher wird die Detektorspannung des Nebenschlußreglers IC1 und damit auch die Ausgangsspannung Vo konstant.
Im folgenden wird der Überstromschutz erläutert. Wenn die Last R1 kleiner wird, erhöht sich der elektrische Strom auf der Primärseite des Übertragers T1, die Ausgangsspannung Vo fällt ab, das lichtemittierende Element des Photokopplers PC1 hört mit der Lichtemission auf, und das Lichtempfangselement empfängt kein Licht mehr, so daß der elektrische Stromfluß gestoppt ist. Als Ergebnis gelangt an den Widerstand R5 kein elektrischer Strom, so daß sich an dessen Anschlüssen eine Potentialdifferenz von Null ergibt, demzufolge die Spannung an den beiden Anschlüssen des Widerstands R4 den Wert Vbe des Transistors Q2 übersteigt und diesen einschaltet und das Schaltelement Q1 ausschaltet. Zu dieser Zeit ist die in dem Übertrager T1 zu speichernde Energie maximiert, wodurch der Überstromschutz erhalten wird. Wenn der Widerstand R1 sinkt, sinkt die Ausgangsspannung Vo. Insbesondere läßt sich die Ausgangsspannung auf einen vorbestimmten Spannungswert bringen, ohne daß der Transistor Q3 und der Kondensator C5 erforderlich wären, die einen Teil der selbsterregenden Oszillatorschaltung der dritten Ausführungsform bilden. Außerdem läßt sich gleichzeitig ein Überstromschutz erreichen.
Fig. 12 zeigt eine zweite Modifizierung der in Fig. 9 gezeigten Spannungsversorgungseinrichtung gemäß der dritten Ausführungsform der Erfindung.
Die in Fig. 12 gezeigte Spannungsversorgungseinrichtung enthält eine übliche Netzspannungsquelle 1, einen Streuübertrager T1, ein Schaltelement Q1 in Form beispielsweise eines FET, Transistoren Q2 und Q3, Dioden D1, D2, D3, D4, D5, D6, D7 und D9, einen Nebenschlußregler IC1, einen Photokoppler PC1, Elektrolytkondensatoren C1 und C2, Kondensatoren C3, C6 und C5 und Widerstände R1, R2, R3, R4, R9, R10, R11 und R12.
Da der Unterschied gegenüber der dritten Ausführungsform in der Ausgestaltung der Schaltung zum Treiben des Schaltelements liegt (bei der zweiten Modifizierung ist die Steuerwicklung (die zweite Ausgangswicklung) zum Erzeugen der Spannung V3 passend gekoppelt zu sowohl der Eingangs- als auch der Ausgangswicklung eingestellt, so daß die Spannung V3 eine nahezu zusammengesetzte Wellenform der Ausgangsgrößen dieser Wicklungen besitzt, stellvertretend für die Phasenverzögerungseinrichtung, die durch den Widerstand R2 und den Kondensator C7 der dritten Ausführungsform gebildet wird), soll im folgenden nur die auf der unterschiedlichen Schaltungs-Ausgestaltung basierende Arbeitsweise beschrieben werden.
Folglich werden im folgenden die Übergänge des Schaltelements in den Zuständen a bis e beschrieben. Im Zustand a ist das Schaltelement Q1 eingeschaltet, wie oben beschrieben wurde. Der Transistor Q3 wird ausgeschaltet, um das Schaltelement Q1 einzuschalten, wodurch ein Übergang in den Zustand b erfolgt.
In den Zuständen b und c fällt die Spannung V3 auf einen Wert ab, der das Schaltelement Q1 ausgeschaltet halten kann. Daran anschließend fällt die Spannung V3 auf einen Spannungswert gleich oder kleiner Vbe des Transistors Q3, um den Kondensator C8 über den Widerstand R9 zu entladen. Im Ergebnis schaltet die Spannung V3 den Transistor Q3 aus und hält das Schaltelement Q1 ausgeschaltet. Dann steigt die Spannung V3 aufgrund von Resonanz an und hält das Schaltelement Q1 über den Kondensator C3 und den Widerstand R2 ausgeschaltet.
Im Zustand d ist die Wicklung für V3 passend zwischen den Wicklungen für V1 und V2 derart gekoppelt, daß die Spannung des Kondensators C3 weiter ansteigt und das Schaltelement Q1 zu einem Zeitpunkt zwischen den Wellenformen V1 und V2 einschaltet. Aus diesem Grund wechselt das Schaltelement Q1 vom ausgeschalteten in den eingeschalteten Zustand entsprechend dem Zustand d (Nicht-Resonanz-Zustand).
Im Zustand e wird das Schaltelement Q1 eingeschaltet gehalten.
Wie oben beschrieben, wird durch Wiederholung der Zustände a bis e Energie in dem Übertrager T1 gespeichert, wenn das Schaltelement Q1 eingeschaltet ist, und aus ihm wird Energie im ausgeschalteten Zustand des Schaltelements Q1 abgegeben, wodurch auf der Sekundärseite eine Ausgangsgröße erhalten wird. Das heißt: es kann eine Spannungsresonanzquelle erhalten werden, die das Treiben des Gates des Schaltelements Q1 stabiler steuern kann und eine Spannungsumschaltung bei einer Spannung von Null erreichen kann (sie kann die Schalteinrichtung im Nicht-Resonanz-Zustand vom Ausschaltzustand in den Einschaltzustand bringen), ohne daß ein Kondensator erforderlich wäre.
Fig. 13 zeigt eine dritte Modifizierung der in Fig. 9 gezeigten Spannungsversorgungseinrichtung gemäß der dritten Ausführungsform der Erfindung.
Die Spannungsversorgungseinrichtung nach Fig. 13 enthält eine übliche Netzspannungsquelle 1, einen Streuübertrager T1, ein Schaltelement Q1 in Form zum Beispiel eines FET, einen Transistor Q2, Dioden D1, D2, D3, D4, D5, D6, D7, D8 und D9, einen Nebenschlußregler IC1, einen Photokoppler PC1 Elektrolytkondensatoren C1, C2, C9, Kondensatoren C3 und C6 und Widerstände R1, R2, R3, R4, R10, R11 und R12.
Da der Unterschied gegenüber der zweiten Modifikation in der Ausgestaltung zum Steuern der Ausgangsspannung und derjenigen für den Überstromschutz liegt (das heißt, die dritte Modifikation verwendet eine Anordnung mit einem einzelnen gemeinsamen Transistor Q2 anstelle der Anordnung mit dem Transistor Q3 zum Steuern des EIN-AUS-Zeitpunkts der Schalteinrichtung und der Anordnung mit dem Transistor Q2 für den Überstromschutz der zweiten Modifikation), wird nur die auf dieser Ausgestaltung basierende Arbeitsweise im folgenden erläutert.
Das Verfahren zum Steuern der Ausgangsspannung Vo an den beiden Anschlüssen der Last R1 auf einem konstanten Wert wird im folgenden erläutert. Die Gleich- Ausgangsspannung Vo wird von den Widerständen R10 und R11 geteilt und von dem Nebenschlußregler IC1 erfaßt. Wenn die Ausgangsspannung Vo hoch ist, emittiert das lichtemittierende Element des Photokopplers PC1 eine größere Lichtmenge, und sein Lichtempfangselement empfängt eine größere Lichtmenge, was den elektrischen Stromfluß durch den Photokoppler PC1 erhöht. Folglich wird die Potentialdifferenz an den beiden Anschlüssen des Widerstands R5 größer, und die an den beiden Anschlüssen der Widerstände R4 und R5 entwickelte Spannung übersteigt Vbe des Transistors Q2 früher, um den Transistor Q2 früher einzuschalten und das Schaltelement Q1 früher auszuschalten und so die in dem Übertrager T1 zu speichernde Energie und damit die Ausgangsspannung Vo zu verringern.
Wenn die Ausgangsspannung Vo niedrig ist, emittiert das lichtemittierende Element des Photokopplers PC1 eine kleinere Lichtmenge, und sein Lichtempfangselement empfängt eine kleinere Lichtmenge, wodurch der elektrische Stromfluß durch den Photokoppler PC1 gesenkt wird. Im Ergebnis wird die Potentialdifferenz an den beiden Anschlüssen des Widerstands R5 kleiner, und die an den beiden Anschlüssen der Widerstände R4 und R5 entwickelte Spannung übersteigt den Wert Vbe des Transistors Q2 später, um den Transistor Q2 später einzuschalten und das Schaltelement Q1 später auszuschalten und damit die in dem Übertrager T1 zu speichernde Energie und somit die Ausgangsspannung Vo zu erhöhen. Daher wird die Detektorspannung des Nebenschlußreglers IC1 und damit die Ausgangsspannung Vo konstant.
Im folgenden wird der Überstromschutz erläutert. Wenn die Last R1 kleiner wird, steigt der elektrische Strom auf der Primärseite des Transformators T1 an, die Ausgangsspannung Vo wird niedriger, das lichtemittierende Element des Photokopplers PC1 hört auf, Licht abzugeben, und sein Lichtempfangselement hört auf, Licht zu empfangen, so daß der elektrische Stromfluß zum Erliegen kommt. Folglich gelangt kein elektrischer Strom an den Widerstand R5, wodurch eine Potentialdifferenz von Null an dessen beiden Anschlüssen entsteht und die Spannung an den beiden Anschlüssen des Widerstands R4 den Wert Vbe des Transistors Q2 übersteigt, um diesen einzuschalten und das Schaltelement Q1 auszuschalten. Jetzt ist die in dem Übertrager T1 zu speichernde Energie maximiert, wodurch ein Überstromschutz erhalten wird. Wenn der Widerstand R1 kleiner wird, senkt sich die Ausgangsspannung Vo ab. Insbesondere läßt sich die Ausgangsspannung auf eine vorbestimmte Spannung regeln, ohne daß der Transistor und der Kondensator erforderlich sind, die einen Teil der selbsterregenden Oszillatorschaltung der zweiten Modifikation bilden. Außerdem läßt sich gleichzeitig ein Überstromschutz erreichen.
Wie oben im einzelnen beschrieben wurde, wird erfindungsgemäß eine Spannungsversorgungseinrichtung geschaffen, in der eine Schalteinrichtung zum Steuern der Energiezufuhr zu der Eingangswicklung eines Transformators an einen Resonanzkondensator gekoppelt ist, der an die Eingangswicklung des Übertragers angeschlossen ist, um eine vorbestimmte Gleichspannung an einem Ausgangskondensator zu gewinnen, der an die Ausgangswicklung des Übertragers gekoppelt ist, entsprechend dem Schaltvorgang der Schalteinrichtung. Die Einrichtung enthält als Übertrager einen Streuübertrager, und sie enthält eine Steuereinrichtung zum Steuern des Schaltvorgangs der Schaltvorrichtung. Die Steuereinrichtung wird von der Ausgangsspannung seitens der zweiten Ausgangswicklung des Übertragers gesteuert und besitzt eine Einrichtung zum Bilden von Resonanz zwischen dem Resonanzkondensator und einer Streuinduktivität zwischen der Eingangswicklung und der ersten Ausgangswicklung des Streuübertragers beim Schaltvorgang der Schalteinrichtung, Die Steuereinrichtung verzögert die Anstiegszeit der Klemmenspannen der Schalteinrichtung unter Verwendung jener Einrichtung, um Verluste beim Schaltvorgang der Schalteinrichtung zu mindern und damit den Wirkungsgrad zu steigern und eine rauscharme Spannungsversorgung zu bilden.
Außerdem läßt sich eine Resonanzspannungsversorgung erhalten, die weder eine Detektorschaltung erfordert, die eine Drainspannung von Null detektiert, roch eine Schaltvorrichtung für einen gerichteten elektrischen Gatestrom erfordert, die das Gate ansteuert und bei einer Spannung von Null umschaltet (im Nicht-Resonanz- Zustand von AUS auf EIN umschaltet). Es werden keine Extra-Induktivitäten verwendet, und der Übertrager kann eine lose gekoppelte Struktur aufweisen, das heißt er kann ein billiger Übertrager mit Treppenwicklung einfachen Aufbaus sein. Das Treiben des Gates läßt sich stabiler steuern, ohne daß ein Kondensator erforderlich wäre, und die Ausgangsspannung läßt sich auf eine vorbestimmte Spannung bringen, ohne daß ein Transistor und ein Kondensator erforderlich wären, die einen Bestandteil einer selbsterregenden Oszillatorschaltung bilden.

Claims

1. Stromversorgungseinrichtung, in der eine Schalteinrichtung (Q1) zum Steuern der Leistungszufuhr zu einer Eingangswicklung eines Transformators (T1) an einem Resonanzkondensator (C6) angeschlossen ist, der an die Eingangswicklung des Transformators gekoppelt ist, und eine vorbestimmte Gleichspannung an einem Ausgangskondensator (C2) erhalten wird, welcher an einer Ausgangswicklung des Transformators angeschlossen ist, abhängig von dem Schaltbetrieb der Schalteinrichtung, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung aufweist: einen Streuungstransformator (T1) als Transformator, und eine Steuereinrichtung (Q2, Q3, R9, C8, C7, R2, C3) zum Steuern des Schaltbetriebs der Schalteinrichtung, wobei die Steuereinrichtung von einer Ausgangsspannung einer zweiten Ausgangswicklung (7) des Transformators gesteuert wird, und, wenn ein Resonanzzustand zwischen dem Resonanzkondensator (C6) und einer Streuinduktivität zwischen der Eingangswicklung und der ersten Ausgangswicklung des Streutransformators erzeugt wird, die Steuereinrichtung eine Anstiegszeit einer Klemmenspannung der Schalteinrichtung (Q1) unter Verwendung der Einrichtung verzögert, um Verluste beim Schaltbetrieb der Schalteinrichtung zu verringern.

2. Stromversorgungseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung eine Treibereinrichtung (C3, R2) zum Treiben der Schalteinrichtung aufweist, und die Schalteinrichtung von einer Ausgangsspannung der zweiten Ausgangswicklung des Transformators, die über die Treibereinrichtung zugeführt wird, gesteuert wird.

3. Einrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung die Schalteinrichtung sperrt, indem sie einen Transistor (Q3) über eine CR-Lade-/Entladeschaltung (R9, C8) unter Verwendung einer Spannung von der zweiten Ausgangswicklung des Transformators treibt, und eine Phasenverzögerungseinrichtung (R2, C7) zum Treiben der Schalteinrichtung über die Treibereinrichtung unter Verwendung der Spannung von der zweiten Ausgangswicklung des Transformators und zum Verzögern einer Phase des Schaltvorgangs der Schalteinrichtung aufweist.

4. Einrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung die Schalteinrichtung sperrt durch Treiben eines Transistors (Q3) über eine CR-Lade-/Entladeschaltung (R9, C8) unter Verwendung einer Spannung von der zweiten Ausgangswicklung des Transformators, die Schalteinrichtung über die Treibereinrichtung unter Verwendung der Spannung von der zweiten Ausgangswicklung des Transformators treibt, und die zweite Ausgangswicklung des Transformators zwischen die Eingangswicklung und die erste Ausgangswicklung koppelt.

5. Einrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß sie weiterhin aufweist:

eine Spannungserzeugungseinrichtung (D5, C2) zum Erzeugen einer Spannung nach Maßgabe der Ausgangsspannung der ersten Ausgangswicklung des Transformators; und

eine Spannungsdetektoreinrichtung (R10, R11, PC1) zum Erfassen der Ausgangsspannung von der ersten Ausgangswicklung des Transformators und zum Erzeugen eines Signals entsprechend der erfaßten Ausgangsspannung, und das

die Spannungsdetektoreinrichtung einen Schaltbetriebspegel der Steuereinrichtung entsprechend dem von der Spannungsdetektoreinrichtung erzeugten Signal einstellt.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung aufweist: eine Stromdetektoreinrichtung (Q2) zum Erfassen eines Stroms der Schalteinrichtung und zum Sperren der Schalteinrichtung dann, wenn die Einrichtung feststellt, daß der erfaßte Strom eine vorbestimmte Stromstärke erreicht hat, eine Einrichtung (Q2, PC1, R4, R5) zum Steuern unter Verwendung einer Kombination aus der Stromdetektoreinrichtung und Steuerung durch Erfassen der Spannung, und eine Phasenverzögerungseinrichtung (R2, C7) zum Treiben der Schalteinrichtung über die Treibereinrichtung unter Verwendung einer Spannung von der zweiten Ausgangswicklung des Transformators, und zum Verzögern einer Phase des Schaltvorgangs der Schalteinrichtung.

7. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung aufweist: eine Stromdetektoreinrichtung (Q2) zum Erfassen eines Stroms der Schalteinrichtung und zum Sperren der Schalteinrichtung dann, wenn die Einrichtung feststellt, daß der erfaßte Strom eine vorbestimmte Stromstärke erreicht hat, und eine Einrichtung (Q2, PC1, R4, R5) zur Steuerung unter Verwendung einer Kombination der Stromdetektoreinrichtung und Steuerung durch Erfassen der Spannung, wobei die Steuereinrichtung die Schalteinrichtung über die Treibereinrichtung unter Verwendung einer Spannung von der zweiten Ausgangswicklung des Transformators treibt und die zweite Ausgangswicklung des Transformators zwischen die Eingangswicklung und die erste Ausgangswicklung koppelt.

8. Einrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltvorgang der Schalteinrichtung ein Ein-Aus-Vorgang ist, und, wenn die Schalteinrichtung ausgeschaltet ist, die Einrichtung zum Erzeugen des Resonanzzustands arbeitet und die vorbestimmte Spannung an dem Ausgangskondensator erhalten wird.

9. Einrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltvorgang der Schalteinrichtung ein Ein-Aus-Vorgang ist, und, wenn die Schalteinrichtung eingeschaltet ist, die vorbestimmte Spannung am Ausgangskondensator erhalten wird.

10. Einrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltbetrieb der Schalteinrichtung ein Ein-Aus-Vorgang ist, und die vorbestimmte Spannung an dem Ausgangskondensator unabhängig vom Ein- oder Aus- Zustand der Schalteinrichtung erhalten wird.