DE69805396T2

DE69805396T2 - Verfahren und geraet zur abtastung eines analogsignals

Info

Publication number: DE69805396T2
Application number: DE69805396T
Authority: DE
Inventors: Thomas Van Zeijl
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1997-02-26
Filing date: 1998-01-27
Publication date: 2002-11-07
Anticipated expiration: 2018-01-28
Also published as: ES2174421T3; US6285307B1; EE9900364A; KR20000075746A; KR100400646B1; JP2001516528A; AU728608B2; AU6618498A; DE69805396D1; BR9807613A; CN1249082A; CN1104092C

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft im allgemeinen Signalverarbeitung und insbesondere Signalabtasten, Signaldiskretisation und Analog-Digital-Umsetzung in Kommunikationseinrichtungen wie zum Beispiel Funkkommunikationseinrichtungen.
Das Abtasten analoger elektrischer Signale umfasst sowohl Zeitdiskretisation als auch Amplitudendiskretisation eines zeitinvarianten Signals, d. h. einer Spannung oder eines Stromes.
Ein einfacher Vertreter einer Abtastoperation ist ein Schalter, der mit einer bestimmten Rate, d. h. der Abtastrate, die Übertragung eines Analogsignals während einer kurzen Zeit relativ zu der Abtastperiode erlaubt. Das derart abgetastete Analogsignal besteht dann aus kurzen Segmenten oder Abtastwerten des Analogsignals mit einer Amplitude, die der Amplitude des Analogsignals zum Zeitpunkt der Abtastung entspricht.
Eine Abtastoperation kann wiedergegeben werden als Multiplikation eines Analogsignals und einer periodischen Impulsreihe, dessen Periode die Abtastrate ist.
Es kann gezeigt werden, dass eine solche Multiplikationsoperation im Frequenzbereich in einem Signalspektrum resultiert, das das Spektrum des abgetasteten Analogsignals und eine periodische Wiederholung des Spektrums in einem durch die Abtastrate festgelegten Abstand umfasst mit abnehmender spektraler Leistung. Die Bedämpfung wird durch den Abtastprozess bestimmt, d. h., die Dauer der Amplitude der Impulse der periodischen Impulsreihe und die Abtastrate.
Die minimale Abtastrate, bei der keine Überlappung wiederholter Analogsignale festgestellt wird, wird als nominelle Nyquist-Rate bezeichnet. Das heißt, dass die minimale Abtastrate mindestens zweimal so groß sein muss wie die höchste Frequenz eines frequenzbandbegrenzten Signals.
Eine weiter ausgearbeitete Behandlung von Abtasten kann in vielen Textbüchern gefunden werden, die sich mit elektrischer Kommunikation beschäftigen wie zum Beispiel "Communication Systems" von A. Bruce Carlson, McGraw-Hill 1975, zweite Ausgabe, Kapitel 8.
In der Praxis sind reale Analogsignale nicht streng bandbegrenzt dahingehend, dass, wann immer Frequenzen im Analogsignal auftreten, die unterabgetastet sind, das bedeutet, dass das Nyquist-Kriterium nicht erfüllt ist für solche Frequenzen, ein Phänomen auftritt, das Aliasing oder Alias-Effekt genannt wird. Durch Aliasing tritt eine spektrale Überlappung wiederholter Spektren derart auf, dass nach der Rekonstruktion des abgetasteten Signals Frequenzen, die ursprünglich außerhalb des Frequenzbandes des abgetasteten Signals gelegen haben, in der rekonstruierten Ausgangsgröße auftreten in Form niedrigerer Frequenzen, die das rekonstruierte abgetastete Analogsignal verzerren.
Aliasing wird bekämpft durch Entfernen oder Filtern von möglichst vielen Frequenzkomponenten oberhalb des Frequenzbandes des abzutastenden Signals vor dessen eigentlichem Abtasten und, falls möglich, Abtasten mit viel höherer Abtastrate als der nominellen Nyquist-Rate. Ein derartiges Filtern wird auch Anti-Aliasing-Filtern genannt. Es wird verwiesen auf die europäische Patentanmeldung 0,335,037.
In der Praxis gibt es einen Kompromiss zwischen der Ordnung des Filters, d. h. eines Tiefpass- (LP) oder eines Bandpass- (BP)-Filters und der Abtastrate, der bezogen sein kann auf die Umsetzgeschwindigkeit eines verwendeten Analog-Ditital- Umsetzers (ADC) und dadurch auf dessen Energieverbrauch.
Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, ein neues Verfahren zum Abtasten eines Analogsignals bereitzustellen, das eine verbesserte Unterdrückung von Störfrequenzen im Falle von nicht strikt bandbegrenzten Analogsignalen hat.
Es ist ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung, die an beim Abtasten von nichtbandbegrenzten Analogsignalen verwendete Aliasing-Filter gestellten Anforderungen zu erleichtern.
Es ist insbesondere ein Ziel der vorliegenden Erfindung, ein Abtastverfahren bereitzustellen zur Verwendung mit Spiegelfrequenzsignalverarbeitungsschaltungen wie sie zum Beispiel in modernen Sender/Empfänger-Entwürfen verwendet werden.
Es ist auch ein Ziel der vorliegenden Erfindung, eine Einrichtung bereitzustellen, in der das Verfahren entsprechend der vorliegenden Erfindung betreibbar ist.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Abtasten eines Analogsignals bereitgestellt, mit den Schritten:
a) Erlangen von In-Phase-Komponenten bzw. I-Komponenten und Quadraturphasekomponenten bzw. Q-Komponenten des Analogsignals, wobei das Verfahren gekennzeichnet ist durch die Schritte:
b) Erlangen erster Folgen diskreter Abtastwerte der I- Komponente und Q-Komponente und zweiter Folgen diskreter Abtastwerte der I- und Q-Komponenten, wobei die ersten und zweiten Folgen mit der gleichen Abtastrate erlangt werden und einer gegenseitigen Phasenverschiebung von 90º relativ zu ihrer Abtastratenperiode;
c) Summieren der Abtastwerte der I-Komponente der ersten Folge und der Abtastwerte der Q-Komponente der zweiten Folge und Bilden einer dritten Folge von Abtastwerten;
d) wirksames Subtrahieren von Abtastwerten der I- Komponenten der zweiten Folge von Abtastwerten der Q-Komponenten der ersten Folge und Bilden einer vierten Folge von Abtastwerten, und
e) Wiederholen der Schritte c) und d) für jede Abtastratenperiode.
In dem erfindungsgemäßen Verfahren werden Folgen diskreter Abtastwerte von I- und Q-Komponenten eines analogen Eingangssignals erhalten, entweder eines Basisbandsignals oder eines modulierten Trägersignals. Das Erfordernis, dass sowohl die I-, als auch die Q-Komponenten des Analogsignals verfügbar sein müssen, stimmt mit der Spiegelfrequenztechnik überein, die in Schaltungen zur Frequenzumsetzung in Sender/Empfänger-Einrichtungen verwendet wird.
Erfindungsgemäß werden zwei Folgen diskreter Abtastwerte von I- und Q-Komponenten erlangt mit einer Phasenverschiebung von 90º zueinander, die entweder eine voreilende oder eine nacheilende Phase der einen Folge bezüglich der anderen sein kann.
Selektive Summation und Subtraktion von Abtastwerten von T- und Q-Komponenten beider Folgen führt zu einer Aufhebung der Frequenzkomponenten außerhalb des Frequenzbandes des erwünschten Analogsignals.
Bedingt durch den Aufhebungs- oder Unterdrückungseffekt gemäß der vorliegenden Erfindung werden die Erfordernisse von Anti- Aliasing-Filtern spürbar verringert, was zu weniger hohen Filterordnungen führt oder, bei denselben Filtern, die in konventionellen AD-Umsetzern verwendet werden, zu einem erheblich weniger verzerrten, rekonstruierten, Ausgangssignal führt. Fachleute werden bestätigen, dass ein Entspannen der Filteranforderungen aus Kostensicht sehr vorteilhaft ist und die Möglichkeit der Integration von Abtasteinrichtungen auf einem Halbleitersubstrat verbessert.
Die abgetasteten I- und Q-Komponenten, die gemäß einem Verfahren der vorliegenden Erfindung erlangt werden, können weiterverarbeitet werden, unter anderem durch Anwenden einer Analog-Digital-Umsetzoperation (ADC) auf sowohl die I- als auch die Q-Ausgangskomponenten, um dadurch ein digitales Äquivalent bereitzustellen, beispielsweise eine 8 oder 12 Bit Darstellung des abgetasteten Analogsignals, zu dessen weiterer Verarbeitung im Digitalbereich.
Eine Analogsignalabtasteinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung enthält Vorrichtungen zum Umsetzen eines Analogsignals in In-Phase bzw. I-Komponenten und ist charakterisiert durch eine Vorrichtung zum derartigen Umsetzen der I- und Q-Komponenten mit einer Abtastrate in erste und zweite Folgen diskreter Abtastwerte, dass die ersten und zweiten Folgen eine gegenseitige Phasenverschiebung von 90º relativ zu ihrer Abtastratenperiode haben, eine Vorrichtung zum Summieren von Abtastwerten der Q-Komponente der zweiten Folge zum Ausgeben einer dritten Folge von Abtastwerten, eine Vorrichtung zum Summieren negativer Abtastwerte der I-Komponente der zweiten Folge und Abtastwerten der Q-Komponenten der ersten Folge zum Ausgeben einer vierten Folge von Abtastwerten, wobei die Summenvorrichtungen angeordnet sind, um in jeder Abtastratenperiode betrieben zu werden.
In einer bevorzugten Ausgestaltung der Einrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung, die als Analog-Digital-Umsetzer (ADC) ausgestaltet ist, umfasst die Verarbeitungsvorrichtung beispielsweise eine geeignete Analog-Digital-, Umsetzervorrichtung, um digitale I- und Q-Ausgangssignale des Analogeingangssignals bereitzustellen.
Anstatt die abgetasteten Ausgangskomponenten einer Analog- Digital-Umsetzungsoperation zu unterziehen, kann jeder erhaltene Abtastwert erst analogdigital umgesetzt werden, woraufhin das Summieren und die weitere Verarbeitung im Digitalbereich durchgeführt werden können.
Die vorstehend erwähnten und weitere Merkmale, Vorteile und Anwendungen der Erfindung werden in der nachstehenden detaillierten Beschreibung unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen erläutert.
Fig. 1 zeigt schematisch erste und zweite Impulsfolgen mit einer gegenseitigen 90º Phasenverschiebung zum Abtasten eines Analogsignals gemäß der vorliegenden Erfindung.
Fig. 2 zeigt schematisch abgetastete Signalkomponenten der vorliegenden Erfindung für eine spezielle Abtastperiode.
Fig. 3 zeigt ein Schaltungsdiagramm einer Ausgestaltung einer in Übereinstimmung mit dem Verfahren der vorliegenden Erfindung arbeitenden Einrichtung.
Fig. 4 zeigt ein Schaltungsdiagramm einer weiteren Ausgestaltung einer in Übereinstimmung mit einem Verfahren der vorliegenden Erfindung arbeitenden Einrichtung, die als Analog-Digital-Umsetzer entworfen ist.
Fig. 5 zeigt eine weitere Ausgestaltung einer in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung arbeitenden Einrichtung, die eine Analog-Digital- Umsetzeroperation bereitstellt.
Ohne eine Beschränkung zu beabsichtigen, wird die Erfindung nun beschrieben und unter Bezugnahme auf ein Basisbandanalogsignal dargelegt. Darüber hinaus wird mathematische Kenntnis bezüglich der auf Fourier-Reihen und Fourier-Transformationen beruhenden spektralen Analyse vorausgesetzt, wie sie beschrieben wird in dem Buch "Communication Systems", von A. Bruce Carlson, McGraw-Hill, 1975, zweite Ausgabe, insbesondere Kapitel 2 und 8.
Die Abtastoperation kann generell ausgedrückt werden als Multiplikation eines abzutastenden Analogsignals und einer periodischen Impulsreihe, wie zum Beispiel:
S(t) = U(t) Φ(t) (1)
wobei
U(t) = abzutastendes Analogsignal,
Φ(t) = periodische Impulsreihe, und
S(t) = abgetastetes Signal.
Unter der Annahme einer idealen Abtastung wird die Impulsreihe eine Serie von Impulsen, die auch Einheitsimpulse oder Dirac-Delta-Funktionen genannt werden, und die ausgedrückt werden können als:
Φ(t) = δ(t - nT) (2)
wobei
δ(t - nT) = ein Impuls mit einem Flächenelement
bei t = nT, und
T = die Impulswiederholzeit oder Abtastperiode.
Die Abtastperiode steht zur Abtastrate in folgendem Zusammenhang:
ωs = 2π/T (3)
wobei ωs = Abtastrate.
Zum Zwecke der Erläuterung der vorliegenden Erfindung wird das Analogeingangssignal U(t) ausgedrückt als folgendes Sinus-Signal:
U(t) = A sin (ω&sub0;t) (4)
wobei
A = Signalamplitude (in Volt oder Ampere), und
ω&sub0; = Winkelfrequenz des Signals.
Die Sinusformannahme erlegt keinerlei Beschränkung bezüglich der Anwendbarkeit der Erfindung für einen speziellen Typ von Analogsignalen auf, weil, wie Fachleute eingestehen werden, jedes Analogsignal als eine Serie von Sinusfunktionen ausgedrückt werden kann.
Nun sei angenommen:
UI(t) = A sin (ω&sub0;t) (5)
UQ(t) = A cos (ω&sub0;t) (6)
wobei
UI(t) = In-Phase-Komponente bzw. I-Komponente von U(t), und
UQ(t) = Quadraturphase- bzw. Q-Komponente von U(t).
Darüber hinaus werden die folgenden Impulsreihen angenommen:
Φ&sub1;(t) = δ(t - nT) (7)
Φ&sub2;(t) = δ(t - [n + ¹/&sub4;]T) (8)
Aus den Ausdrücken (7) und (8) ist zu ersehen, dass die Impulsreihe Φ&sub2;(t) eine 90º Phasenverzögerung gegenüber der Impulsreihe Φ&sub1;(t) in Bezug auf die Abtastperiode T hat, wie in Fig. 1 dargestellt.
In einem nächsten Schritt werden die I- und Q-Komponenten unter Verwendung der Abtastsignale Φ&sub1;(t) und Φ&sub2;(t) abgetastet, was zu ersten Folgen diskreter Abtastwerte von I- und Q-Komponenten führt, nämlich S (t) bzw. S (t), und zweite Folgen diskreter Abtastwerte von I- und Q-Komponenten, näml ich S (t) b zw. S (t).
S (t) = UI(t)Φ&sub1;(t) (9)
S (t) = UQ(t)Φ&sub1;(t) (10)
S (t) = UI(t)Φ&sub2;(t) (11)
S (t) = UQ(t)Φ&sub2;(t) (12)
Auf die vorstehenden ersten und zweiten Folgen von Abtastwerten werden Summenoperationen angewendet, die zu dritten und vierten Folgen diskreter Abtastwerte führen, nämlich S³(t) bzw. S&sup4;(t). Mit den Ausdrücken (9) bis (12) kann die Summenoperation ausgedrückt werden als:
S³(t) = S (t) + S (t) = UI(t)Φ&sub1;(t) + UQ(t)Φ&sub2;(t) (13)
S&sup4;(t) = -S (t) + S (t) = -UI(t)Φ&sub2;(t) + UQ(t)Φ&sub1;(t) (14)
* Es ist zu bemerken, dass der Ausdruck (14) die Negative der zweiten Folge von diskreten Abtastwerten der I-Komponenten ist, d. h., -S (t) wird addiert (oder effektiv subtrahiert).
Die Ausdrücke (5)-(8) für die I- und Q-Komponenten und die Abtastimpulsreihen Φ&sub1;(t) und Φ&sub2;(t) verwendend und unter der Annahme, dass ω&sub0; < < ωs ist und wohlbekannte trigonometrische Identitäten anwendend, können die dritte und vierte Folge (13) und (14) ausgedrückt werden als:
S³(t) = A sin(ω&sub0;nT)·δ(t - nT) + A cos(ω&sub0;nT)·δ(t - [n + ¹/&sub4;]T) (15)
S&sup4;(t) = A cos(ω&sub0;nT)·δ(t - nT) - A sin(ω&sub0;nT)·δ(t - [n + ¹/&sub4;]T) (16)
wobei der fett gedruckte Punkt eine Multiplikation der Sinus- oder Kosinus-Terme mit der jeweiligen Impulsreihe kennzeichnet.
Beim Überprüfen des vorstehenden Ausdruckes (15) ist zu sehen, dass sowohl der erste als auch der zweite Teil der Gleichung Abtastwerte repräsentiert mit einem Wert, der dem Signalwert zur Zeit t = nT entspricht, für den zweiten Teil dieser Wert aber nur verfügbar ist von der Zeit t = (n + ¹/&sub4;)T. Dies ergibt sich unmittelbar aus der Definition der Dirac- Delta-Funktion, die ein Flächenelement auf den diskreten Punkt t = (n + ¹/&sub4;)T konzentiert hat. Dasselbe gilt für die Gleichung (16).
Unter der Annahme einer idealen Abtast-Halte-Operation bzw. SH-Operation, d. h., dass keine Verminderung der Abtastwerte über die Abtastperiode vorliegt, und durch Ausdrücken der Gleichung (15) und (16) als:
S³(t) = I³(t) + Q³(t) (17)
S&sup4;(t) = Q&sup4;(t) - I&sup4;(t) (18)
mit:
I³(t) = A sin(ω&sub0;nT)·δ(t - nT) (19)
I&sup4;(t) = A sin(ω&sub0;nT)·δ(t - [n + ¹/&sub4;]T) (20)
Q³(t) = A cos(ω&sub0;nT)·δ(t - [n + ¹/&sub4;]T) (21)
Q&sup4;(t) = A cos(ω&sub0;nT)·δ(t - nT) (22)
Für eine spezielle Periode kann die abgetastete I-Komponenten SI(t) erhalten werden durch Subtrahieren der obigen Gleichungen (17) und (18) und die abgetastete Q-Komponente SQ(t) kann erhalten werden durch Summieren der obigen Gleichungen (17) und (18), wobei jedoch die gewünschten Abtastkomponenten nur während eines Teiles der Abtastperiode verfügbar sind, in der die dritte und vierte Folge von Abtastwerten beide verfügbar sind, d. h. zwischen t = (n + ¹/&sub4;)T und t = (n + 1)T, d. h. in ³/&sub4;T der Abtastperiode.
Wie in Fig. 2 dargestellt, ist I³(t) während der Abtastrate verfügbar, d. h., zwischen t = nT und t = (n + 1)T, während I&sup4;(t) nur verfügbar ist von einer Zeit t = ¹/&sub4;T nach I&sub3;(t). Entsprechend ist Q³(t) verfügbar vom Periodenstart und Q&sup4;(t) ist verfügbar ¹/&sub4;T nach Q³(t). In Fig. 2 werden aus Gründen der Klarheit I³(t) und I&sup4;(t) sowie Q³(t) und Q&sup4;(t) in separaten Graphen dargestellt, obwohl die Signale wie in den Gleichungen (17) und (18) ausgedrückt, erscheinen.
Das Subtrahieren von S³(t) und S&sup4;(t) führt zu einer vollständigen Auslöschung der Signale Q³(t) und Q&sup4;(t) während des vorstehenden überlappenden Intervalls der Abtastperiode, während der SI(t) verfügbar ist. Demgemäss muss eine weitere Verarbeitung von SI(t) während dieses Intervalls der Abtastperiode bereitgestellt werden. Entsprechend muss SQ(t) während dieses Intervalls der Abtastperiode weiter verarbeitet werden, um die abgetastete Q-Komponente zu rekonstruieren.
Fachleute werden bestätigen, dass die Rekonstruktion der abgetasteten I- und Q-Komponenten auch erhalten werden kann zwischen t = (n + ³/&sub4;)T und t = (n + 1¹/&sub2;)T, falls die Abtastimpulsreihe Φ&sub2;(t) eine Phasenverzögerung von 270º bezüglich der Abtastimpulsreihe Φ&sub1;(t) hat. Oder anders ausgedrückt, die Abtastimpulsreihe Φ&sub1; hat eine 90º Phasenverzögerung bezüglich Φ&sub2;(t). In beiden Fällen halten die Impulsreihen eine 90º-gegenseitige Phasenverschiebung aufrecht.
Nun wird ein Störsignal angenommen, das ausgedrückt werden kann als:
VI(t) = B sin[(ωs - ωi)t] (23)
VQ(t) = B cos[(ωs - ωi)t] (24)
wobei B = die Amplitude, und ωi die Winkelfrequenz des Störsignals sind.
Die Störsignale VI(t) und VQ(t) entsprechen den I- und Q- Komponenten eines Störsignals V(t) = B sin[(ωs - ωi)t] in dem gewünschten Analogsignal, d. h. ein Störsignal bei einer Frequenz ωi unterhalb der Abtastfrequenz ωs.
Dem erfindungsgemäßen Verfahren, wie oben beschrieben, folgend und durch Anwendung relevanter trigonometrischer Zusammenhänge kann gezeigt werden, dass nach dem Abtasten und Summieren der Abtastwerte der ersten und zweiten Folgen diskreter Abtastwerte des vorstehenden Störsignals in Übereinstimmung mit (13) und (14) oben die folgenden Ausdrücke erhalten werden können:
S (t) entspricht der erhaltenen dritten Folge von Abtastwerten des Störsignals V(t) und S (t) entspricht der vierten Folge von Abtastwerten des Störsignals V(t) und die Annahme ω&sub0; < < ωs wurde angewendet.
Es ist noch einmal zu bemerken, dass die zweiten Teile der obigen Gleichungen (25) und (26) die tatsächlichen Abtastwerte bei t = ¹/&sub4;T betreffen, jedoch diese Werte nur verfügbar sind nach t = ¹/&sub4;T vom Start der Abtastperiode, ebenso wie oben erklärt in Zusammenhang mit den Ausdrücken (15) und (16).
Entsprechend sind während ³/&sub4; der Abtastperiode, das ist zwischen t = (n + ¹/&sub4;)T und t = (n + 1)T, sowohl S (t) und S (t) gleich Null. Dies. zeigt, dass Störsignale bei Frequenzen ωs-ωi ausgelöscht werden, was die Anforderungen an die Anti- Aliasing-Filter erleichtert, wie später näher erläutert werden wird.
Demnach können durch Befolgen des Verfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung in dem Intervall einer bestimmten Periode der dritten und vierten Folge, welche startet, nachdem die Abtastwerte sowohl der ersten als auch der zweiten Folge verfügbar sind, das ursprüngliche oder gewünschte Abtastsignal rekonstruiert werden, wohingegen während dieses Intervalls Signale bei Frequenzen außerhalb des gewünschten Frequenzbandes aktiv ausgelöscht werden.
Eine Weiterverarbeitung der abgetasteten I- und Q-Komponenten, wie zum Beispiel eine Analog-Digital-Umsetzung (AD), muss während dieses Intervalls durchgeführt werden, demnach in drei Viertel der Zeit der Abtastperiode T. Diese Zeit wurde um T/4 reduziert, verglichen zur konventionellen Abtastung. Obwohl die AD-Umwandlung in einer kürzeren Zeitperiode abgeschlossen werden muss, wird im Falle von Basisbandsignalen für Audiosignale, wie Sprache mit einer oberen Frequenz von 4 kHz, diese Anforderung an die AD- Operation in der Praxis keine praktischen Probleme mit sich bringen.
Die AD-Umsetzungsoperation kann auch unmittelbar nach der Abtastoperation ausgeführt werden, das ist an den obigen Signalen S (t) und S (t), S (t) und S (t), die angezeigt sind durch die Gleichungen (9)-(12). Die nachfolgenden Summationsoperationen können im Digitalbereich ausgeführt werden an den derart konvertierten ersten und zweiten Folgen digitalisierter Abtastwerte. Es ist verständlich, dass in einem solchen Fall die dritten und vierten Folgen von Abtastwerten auch Folgen von digitalen Abtastwerten sind.
Als ein Beispiel zum Zeigen der Erleichterung der Anforderungen an die Anti-Aliasing-Filter wird einer 8-Bitanalog-digital-umgesetzte und abgetastete Frequenz angenommen, die gleich dem Vierfachen der maximalen Signalfrequenz ist, die analog-digital-umgewandelt werden muss. Eine Unterdrückung von 48 dB für Spiegelfrequenzen, d. h., Signale in dem ersten wiederholten, um die Abtastfrequenz herum konzentrierten Frequenzband, erfordert näherungsweise ein Filter fünfter Ordnung. Durch Anwendung des Verfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung kann eine Spiegelfreuenzunterdrückung von mindestens 20 dB erwartet werden, so dass die verbleibende 28 dB-Unterdrückung durch Filtern bereitgestellt werden muss, was näherungsweise einem Filter dritter Ordnung entspricht. Dem gemäß wurde die Ordnung des Filters um mindestens 2 reduziert. Durch geeignete Implementierungen des Verfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung kann eine höhere Spiegelfrequenzunterdrückung erreicht werden (30 dB ohne Abstimmung), was zu einem Filter zweiter Ordnung führt.
Die Wirksamkeit der Erfindung ist selbstverständlich abhängig von der Abtastrate des Abtastprozesses. Beste Ergebnisse werden erzielt, wenn ω > > ω&sub0; gilt, beispielsweise ωs ≥ 4ω&sub0;, d. h. zweimal die nominelle Nyquistrate oder höher. Die Abtastrate sollte nicht geringer sein als die nominelle Nyquistrate.
Anstelle des Verarbeitens von Basisbandsignalen kann die Erfindung mit ähnlichen Ergebnissen, d. h. Auslöschung von Störsignalen, angewendet werden auf Spiegelfrequenzen von Abtastsignalen bei einer Frequenz, die ein mehrfaches der Abtastrate ist. Dies wird auch Unterabtastung genannt. Das Summieren von (negativen Folgen diskreter Abtastwerte von den I- und Q-Komponenten muss derart ausgeführt werden, dass Interferenzsignale bei der erforderlichen Spiegelfrequenz ausgelöscht werden, d. h., um Ausdrücke wie die obigen (25) und (26) zu erhalten.
Eine Ausgestaltung einer Einrichtung, bei der das Verfahren gemäß der Erfindung implementiert worden ist, ist in Fig. 3 gezeigt.
Die Einrichtung schließt einen ersten Mischer 1 ein, einen zweiten Mischer 2, einen Frequenzgenerator 3, einen ersten Verstärker 4, einen zweiten Verstärker 5, ein erstes Filter 6, ein zweites Filter 7, eine Abtast-Halte-Schaltung (SH)8, eine Summationseinrichtung 9, eine Summationseinrichtung 10 und eine Verarbeitungsschaltung 11, die wie gezeigt miteinander verbunden sind.
Der Frequenzgenerator 3 stellt Ausgangssignale bereit mit einer gemeinsamen 90º Phasenverschiebung, wie gekennzeichnet durch 0º und 90º an den jeweiligen Ausgängen des Frequenzgenerators 3. Fachleute werden eingestehen, dass die erforderliche Phasenverschiebung auch bereitgestellt werden kann durch einen 90º Phasenschieber und einen Frequenzgenerator mit einem einzelnen Ausgang (nicht dargestellt).
Ein Eingangssignal U(t) wird an sowohl den ersten Mischer 1 als auch den zweiten Mischer 2 angekoppelt und gemischt mit der 0º- bzw. 90º-Ausgangsgröße des Frequenzgenerators 3. Das Ausgangssignal des ersten Mischers 1 wird durch den ersten Verstärker 4 verstärkt und durch das erste Filter 6 gefiltert, was zu einer In-Phase-Komponente (I-Komponente) UI(t) des Eingangsanalogsignals U(t) resultiert. Auf ähnliche Weise wird das Ausgangssignal des zweiten Mischers 2 durch den zweiten Verstärker 5 verstärkt und von dem zweiten Filter 7 gefiltert, um die Quadraturkomponente (Q-Komponente) UQ(t) des Analogsignals U(t) bereitzustellen.
Die oben erwähnte Schaltung 1-7 umfasst eine typische Umformungsschaltung nach dem Stand der Technik zum Umformen eines Funkfrequenz-(RF)-Analogeingangssignals U(t) A sin(ωc + ω0)t, wobei ωc eine RF-Trägerfrequenz darstellt, in seine Basisband I-Komponente UI(t) und Q- Komponente UQ(t). Siehe (5) und (6). In einem solchen Fall wird der Frequenzgenerator 3 bei der Frequenz ωc betrieben.
Das erste Filter 6 und das zweite Filter 7 in der gezeigten Ausgestaltung sind Tiefpass-(LP)-Filter, die auch Anti- Aliasing-Filter genannt werden, um unerwünschte Hochfrequenzkomponenten oberhalb der Meldungsbandbreite des Analogsignals U(t) auszufiltern und dadurch den Aliasing- Effekt zu reduzieren, der durch das Abtasten der I- und Q- Komponenten durch die Abtast-Halteschaltung 8 eingeführt wird, wie oben beschrieben.
Aus Gründen der Klarheit ist die Abtast-Halteschaltung 8 einfach durch Schalter angedeutet, die mit der Abtastrate ωs geschaltet werden und derart, dass die mit Φ&sub1;(t) gekennzeichneten Schalter und die mit Φ&sub2;(t) gekennzeichneten Schalter mit 90º zueinander verschobenener Phase betrieben werden in bezug auf die Abtastperiode T, der oben angegebenen Gleichung (3) folgend. Die Schaltoperationen Φ&sub1;(t) und Φ&sub2;(t) können dargestellt werden durch Impulsreihen, den obigen Gleichungen (7) und (8) folgend.
Die abgetasteten Signale, das sind S (t), S (t) und S (t) und S (t) werden den Summationseinrichtungen 9 und 10 derart eingespeist, dass die Abtastwerte der I-Komponente S (t) der ersten Folge und die Abtastwerte der Q-Komponente S (t) der zweiten Folge durch die Summationseinrichtung (9) summiert werden und die negativen Abtastwerte der I-Komponente S (t) der zweiten Folge summiert werden mit (oder effektiv subtrahiert werden von) den Abtastwerten der Q-Komponente S (t) der ersten Folge durch die Summationseinrichtung 10. Die negative Operation bei S (t) wird durch ein Minuszeichen (-) am Eingang der Summationseinrichtung 10 dargestellt. Die Summation (und Subtraktion für Basisbandsignale) wird ausgeführt für jede Abtastperiode der ersten und zweiten Folgen.
Das Ausgangssignal der Summationseinrichtung 9 ist eine dritte Folge S³(t) von Abtastwerten, der obigen Gleichung (15) folgend. Das Ausgangssignal der Summationseinrichtung (10) ist eine vierte Folge von Abtastwerten S&sup4;(t), der Gleichung (16) folgend.
Die dritte und vierte Folge von Abtastwerten können derart weiterverarbeitet werden durch die Verarbeitungsschaltung 11, um die abgetastete I-Komponente SQ(t) durch Subtraktion beziehungsweise Summation von S³(t) und S&sup4;(t) während des Intervalls der Abtastperiode, während dem sowohl die Abtastungen der ersten als auch der zweiten Folge verfügbar sind, wie oben beschrieben. Die Verarbeitungseinheit 11 kann aber auch eine weitere Schaltung umfassen, in der die dritte und vierte Folge von Abtastwerten weiterverarbeitet werden, einer speziellen Anwendung folgend, beispielsweise die abgetasteten Signale derart verarbeitend, um beispielsweise einen Lautsprecher anzusteuern.
Wie oben beschrieben, brauchen bedingt durch die Spiegelfrequenzunterdrückungsfähigkeit der Abtastschaltung 8 und der Summationseinrichtung 9 und der Subtraktionseinrichtung 10, die erfindungsgemäß gekoppelt sind, weniger strenge Anforderungen an die Anti-Aliasing- Filter 6 und 7 gestellt zu werden. Das bedeutet, dass zum Erreichen einer erforderlichen Unterdrückung der Spiegelfrequenzen die ersten und zweiten Filter 6, 7 von geringerer Ordnung sein können verglichen mit konventionellen Abtastungen, bei denen die I- und Q-Komponente einzeln abgetastet werden. Die Verwendung von Filtern niedrigerer Ordnung ist nicht nur aus Kostensicht vorteilhaft, sondern auch in bezug auf die Verarbeitungsgeschwindigkeit der Schaltung. Andererseits wird die Verwendung von Anti- Aliasing-Filtern 6 und 7 höherer Ordnung nach dem Stand der Technik gemeinsam mit der vorliegenden Erfindung zu einer viel besseren Unterdrückung von Spiegelfrequenzverzerrungen führen, dadurch weniger verzerrte Abtastungen der Signale bereitstellend verglichen mit denen gemäß dem Stand der Technik.
Die Einrichtung gemäß Fig. 3 ist vollständig aufgebaut mit Hilfe von Analogschaltungen, die eine qualitative amplituden- und zeitdiskrete Darstellung eines Analogsignals bereitstellen. Bei der modernen Signalverarbeitung sind jedoch digitale Darstellungen von Analogsignalen erforderlich, wie sie von Einrichtungen gemäß der Erfindung bereitgestellt werden, die in Fig. 4 gezeigt ist. In dieser Ausgestaltung wird die dritte Folge von Abtastwerten S³(t), die von der Summationseinrichtung 9 ausgegeben wird, einem Analog-Digital-Umsetzer (ADC) 12 zugeführt. Ebenso wird die vierte Folge von Abtastwerten S&sup4;(t), die von der Summationseinrichtung 10 ausgegeben wird, einem ADC 13 zugeführt. Sowohl ADC 12 als auch ADC 13 stellen eine Digitaldarstellung der diskreten Amplitude der Abtastwerte der dritten beziehungsweise vierten Folge bereit. Solche Digitaldarstellungen können aus 8 Bit, 12 Bit, 16 Bit etc. bestehen abhängig von der Genauigkeit der ADC's 12 und 13. Um so viel wie möglich von den Vorteilen der vorliegenden Erfindung zu profitieren, operieren die ADC's 12 und 13, wie oben beschrieben, an der dritten und vierten Folge während des Intervalls der Abtastperiode T, wenn beide Abtastungen der ersten und zweiten Folge S (t), S (t), S (t), S (t) verfügbar sind, d. h., in dem in Fig. 2 dargelegten Überlappungsintervall.
Das Ausgangssignal der ADC's 12, 13 kann derart weiterverarbeitet werden durch Digitalverarbeitungsmittel, um eine Rekonstruktion der abgetasteten I- und Q-Komponenten der abgetasteten Informationssignale bereitzustellen sowie durch irgendwelche andere Verarbeitung, die für die Zwecke spezieller Anwendungen erforderlich sind, wie zum Beispiel ihre Verwendung in einem digitalen Funkempfänger.
Fig. 5 zeigt eine andere Ausgestaltung einer Einrichtung, die in Übereinstimmung der vorliegenden Erfindung betrieben wird, wobei die Abtastwerte die ersten und zweiten Folgen von Abtastwerten ersetzen, d. h. S (t), S (t), S (t), S (t) werden jeweils umgewandelt in eine Digitaldarstellung mit Hilfe von ADC's 14, 15, 16 beziehungsweise 17. Dies führt zu ersten und zweiten Folgen von Digitalabtastwerten, die im Digitalbereich summiert werden durch digitale Summationseinrichtungen 18 und 19, dem Verfahren gemäß der Erfindung wie oben diskutiert folgend.
Das Ausgangssignal der digitalen Summationseinrichtung 18 ist eine dritte Folge von Digitalabtastwerten und das Ausgangssignal der digitalen Subtraktionseinrichtung 19 ist eine vierte Folge von digitalen Abtastwerten, ähnlich den obigen dritten und vierten Folgen von diskreten Abtastwerten S³(t) und S&sup4;(t). Die Digitaldarstellung der Abtastwerte kann weiterverarbeitet werden durch eine Digitalschaltung 20, beispielsweise in Übereinstimmung mit einer speziellen Anwendung.
Wie die ADC's 12, 13 müssen die ADC's 14, 15, 16, 17 ihre Umsetzung abgeschlossen haben vor ³/&sub4; der Abtastperiode, wenn sie zu Beginn jeder neuen Abtastung der ersten und zweiten Folgen von Abtastwerten beginnen. Dies ist erforderlich, um die umgesetzten Signale während des Überlappungsintervalls der Abtastperiode summieren und subtrahieren zu können, wie oben diskutiert.
Obwohl vorstehend eine Abtasthalteschaltung 8 vorausgesetzt worden ist, werden Fachleute eingestehen, dass die Haltefunktion der Abtasthalteschaltung auch ausgeführt werden kann durch die Summations- und Subtraktionseinrichtungen 9, 10 oder beispielsweise die ADC's 14, 15, 16, 17.
Die erfindungsgemäße Anordnung ist nicht beschränkt auf das Abtasten von Basisbandsignalen in Verbindung mit Basisband-I- und Basisband-Q-Umsetzungsschaltungen 1-7. Solche Schaltungen 1-7 können auch angeordnet werden, um I- und Q-Komponenten bei einer Zwischenfrequenz (IF) oder bei Spiegelfrequenzen mit Unterabtastung bereitzustellen, derart, dass die ersten und zweiten Tiefpassfilter 6, 7 beispielsweise ersetzt werden müssen durch Bandpassfilter. Anstelle der Schaltungen 1-7 können andere Mittel zum Bereitstellen der I-Komponente und der Q-Komponente eines Analogsignals verwendet werden beim Abtasten, Summieren und optional dem Analog/Digital-Umsetzen und der Verarbeitungsschaltung der vorliegenden Erfindung. Das Verfahren und die Schaltung der vorliegenden Erfindung kann implementiert werden in integrierten Halbleiterschaltungen, beispielsweise einer anwendungsspezifischen integrierten Schaltung (Application Specific Integrated Circuit; ASIC) zur Verwendung in Kommunikationseinrichtungen wie zum Beispiel Modems, Funkeinrichtungen, insbesondere Mobil- und Schnurlos- Funkeinrichtungen, die im Analog- und/oder Digitalbereich arbeiten. Der Betrieb solcher Kommunikationseinrichtungen und Komponenten wie Mischern, Filtern, Summations- und Subtraktionsschaltungen, Digitalverarbeitungsschaltungen, Abtasthalteschaltungen und Analog/Digital- Umsetzereinrichtungen etc. ist Fachleuten bekannt und braucht hier nicht näher erläutert zu werden.
Fachleute werden eingestehen, dass in der Praxis bedingt durch Komponenten-Toleranzstreuung und/oder Temperaturverhalten, für den Fall, dass eine Phasenverschiebung von 90º erwähnt worden ist, Abweichungen von diesem Idealwert als in der vorliegenden Beschreibung und den beiliegenden Ansprüchen enthaltend anzusehen ist. Demnach sind in der Praxis Phasenverschiebungen zwischen beispielsweise 85º und 95º ebenfalls eingeschlossen in dem Term "Phasenverschiebung von 90º" in der vorliegenden Erfindung.
Das exakte Verhalten, d. h., die Abweichung von einer angestrebten Spiegelfrequenzunterdrückung für Phasenverschiebungen abweichend von 90º kann berechnet werden unter Verwendung der bereitgestellten Gleichungen.

Claims

1. Verfahren zum Abtasten eines Analogsignals, mit den Schritten:

a) Erlangen einer In-Phase-Komponente bzw. I- Komponente und einer Quadratur-Phase-Komponente bzw. Q- Komponente des Analogsignals,

wobei das Verfahren gekennzeichnet ist durch die Schritte:

b) Erlangen erster Folgen diskreter Abtastwerte der I- Komponente und Q-Komponente und zweiter Folgen diskreter Abtastwerte der I- und Q-Komponenten, wobei die ersten und zweiten Folgen mit der gleichen Abtastrate erlangt werden und einer gegenseitigen Phasenverschiebung von 90º relativ zu ihrer Abtastratenperiode;

c) Summieren der Abtastwerte der I-Komponente der ersten Folge und der Abtastwerte der Q-Komponente der zweiten Folge und Bilden einer dritten Folge von Abtastwerten;

d) wirksames Subtrahieren von Abtastwerten der I- Komponenten der zweiten Folge von Abtastwerten der Q- Komponenten der ersten Folge und Bilden einer vierten Folge von Abtastwerten, und

e) Wiederholen der Schritte c) und d) für jede Abtastratenperiode.

2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei die dritten und vierten Folgen in einem Intervall der Abtastratenperiode verarbeitet werden, in dem die Abtastwerte der zweiten und dritten Folge verfügbar sind.

3. Verfahren nach Anspruch 2, wobei während dieses Intervalls diese Abtastwerte der dritten und vierten Folgen einer Analog-Digitalumsetzung (ADC) unterzogen werden.

4. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei beim Schritt b) die Abtastwerte der ersten und zweiten Folge derart einer Analog-Digital-Umsetzung (ADC) unterzogen werden, dass sie erste und zweite Folgen von digitalisierten diskreten Abtastwerten bilden und wobei die Schritte c) und d) im Digitalbereich ausgeführt werden.

5. Analogsignalabtasteinrichtung, enthaltend:

Vorrichtungen (1-7) zum Umsetzen eines Analogsignals in In-Phase- bzw. I- und Quadratur-Phase- bzw. Q- Komponenten, gekennzeichnet durch eine Vorrichtung (8) zum Umsetzen der I- und Q-Komponenten mit einer Abtastrate in erste und zweite Folgen diskreter Abtastwerte derart, dass die ersten und zweiten Folgen eine gegenseitige Phasenverschiebung von 90º relativ zu ihrer Abtastratenperiode haben,

eine Vorrichtung (9) zum Summieren von Abtastwerten der I-Komponente der ersten Folge und Abtastwerten der Q- Komponente der zweiten Folge zum Bereitstellen einer dritten Folge von Abtastwerten,

eine Vorrichtung (10) zum Summieren der negativen Abtastwerte der I-Komponente der zweiten Folge und der Abtastwerte der Q-Komponente der ersten Folge zum Bereitstellen einer vierten Folge von Abtastwerten, wobei die genannte Summationsvorrichtung (9, 10) angeordnet ist, um zu jeder Abtastratenperiode betrieben zu werden.

6. Einrichtung nach Anspruch 5 außerdem eine Vorrichtung (11) enthaltend zum Verarbeiten der dritten und vierten Folgen in einem Intervall der Abtastratenperiode, in dem die Abtastwerte der ersten und zweiten Folge verfügbar sind.

7. Einrichtung nach Anspruch 6, wobei die genannte Verarbeitungsvorrichtung (11) eine Analog-Digital- Umsetzvorrichtung (12, 13) umfasst.

8. Einrichtung nach Anspruch 5 oder 6, wobei die Vorrichtung (8) zum Erlangen der ersten und zweiten Folgen diskreter Abtastwerte Analog-Digital- Umsetzervorrichtungen (14-17) zum Digitalisieren der diskreten Abtastwerte umfasst und wobei die genannte Summationsvorrichtung (9; 10) eine digitale Summationsvorrichtung ist.

9. Kommunikationseinrichtung, enthaltend

eine Analog-Abtasteinrichtung mit Vorrichtungen (1-7) zum Umsetzen eines Analogsignales in In-Phase- bzw. I- und Quadraturphase- bzw. Q-Komponenten, und

eine Vorrichtung zum Empfangen eines Analogsignales, dadurch gekennzeichnet, dass die Abtasteinrichtung wirkungsmäßig verbunden ist, um das Analogsignal zu empfangen und eine Vorrichtung (8) enthält zum Umsetzen der I- und Q-Komponenten bei einer Abtastrate in erste und zweite Folgen diskreter Abtastwerte derart, dass die ersten und zweiten Folgen eine gegenseitige Phasenverschiebung von 90º relativ zu ihrer Abtastratenperiode haben,

eine Vorrichtung (9) enthält zum Summieren der Abtastwerte der I-Komponente der ersten Folge und der Abtastwerte der Q-Komponente der zweiten Folge zum Bereitstellen einer dritten Folge von Abtastwerten,

eine Vorrichtung (10) enthält zum Summieren der negativen Abtastwerte der I-Komponente der zweiten Folge und der Abtastwerte der Q-Komponente der ersten Folge zum Bereitstellen einer vierten Folge von Abtastwerten, wobei die Summationsvorrichtung (9; 10) angeordnet ist, um zu jeder Abtastratenperiode zu arbeiten.

10. Kommunikationseinrichtung nach Anspruch 9, außerdem eine Vorrichtung (11) enthaltend zum Verarbeiten der dritten und vierten Folgen in einem Intervall der Abtasratenperiode, in dem die Abtastwerte der ersten und zweiten Folge verfügbar sind.

11. Kommunikationseinrichtung nach Anspruch 10, wobei die Verarbeitungseinrichtung (11) eine Analog-Digital- Umsetzvorrichtung (12; 13) umfasst.

12. Kommunikationseinrichtung nach Anspruch 10 oder 11, wobei die Vorrichtung (8) zum Erlagen erster und zweiter Folgen diskreter Abtastwerte Analog-Digital- Umsetzvorrichtungen (14-17) umfasst zum digitalisieren der diskreten Abtastwerte und wobei die genannte Summationsvorrichtung (9; 10) eine digitale Summationsvorrichtung ist.

13. Kommunikationseinrichtung nach Anspruch 9, 10, 11 oder 12, wobei das Analogsignal ein Hochfrequenzsignal ist und die Vorrichtung zum Empfangen des Analogsignals ein Hochfrequenzempfängervorrichtung umfasst.