DE69700031T2 - Vorrichtung zur Erzeugung von Referenzstrom in einer integrierten Schaltung - Google Patents

Description

• Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung für einen stabilen Referenzstrom in einem integrierten Schaltkreis. Derartige Vorrichtungen werden insbesondere verwendet in Speicherschaltkreisen, speziell um notwendige, stabile Taktsignale für das Lesen oder Schreiben in der Speicherzellen zu erzeugen.
• Stromstabilität ist erforderlich in einem Temperaturbereich der Ordnung -50ºC bis 130ºC. Im übrigen ist man bestrebt, Schaltkreise zu entwickeln, die in einem Spannungsbereich zwischen wenigstens 2 V bis ungefähr 5 V arbeiten. Es muß daher die Möglichkeit gegeben sein, bei niedriger Spannung (2 V und weniger) bei gleichzeitiger Sicherstellung der Spannungsstabilität in diesem Bereich zu arbeiten. Schließlich müssen die Merkmalstoleranzen aufgrund des Herstellungsverfahrens ohne Auswirkung auf den Referenzstrom bleiben, damit unabhängig von der Herstellung eine hohe Zuverlässigkeit erreicht wird.
• Es war bereits immer schwierig, Referenzvorrichtungen für den Strom herzustellen, die diesen Stabilitätskriterien genügen, insbesondere in den Logiktechnologien wie der Mos- Technologie oder Cmos-Technologie, da man a priori keine Verfahrenseigenschaft kennt, die eine solche Stromstabilität bewirken würde.
• Die Vorrichtungen zum Erzeugen eines Referenzstroms, die bei der Logiktechnologie bekannt sind, basieren größtenteils auf einer Spiegelstruktur nach Wilson. Jedoch hängt der damit erzielte Referenzstrom immer noch sehr von dem Herstellungsverfahren ab. Man kennt einen anderen Vorrichtungstyp, der in der Anmeldung FR-A-2 737 319 beschrieben ist. Diese Vorrichtung erzeugt einen Strom auf der Grundlage der Differenz zwischen der Schwellenspannung VtN eines angereicherten Transistors und der Schwellenspannung VtNna eines ursprünglichen Transistors vom gleichen Leitfähigkeitstyp. Der ursprüngliche Transistor treibt einen Referenzwiderstand, und der Referenzstrom ist gegeben durch (VtN - VtNna)/R. Dieser Referenzstrom wird durch einen Gegenkopplungskreis stabilisiert, der gebildet wird durch die serielle Schaltung eines Mos-P-Transistors und eines ursprünglichen N-Mos-Transistors, der als Diode am Gate des ursprünglichen Transistors geschaltet ist, der den Referenzwiderstand treibt. Nichtsdestotrotz ist die Verwendung einer Gegenkopplung für die Stabilität keine besonders befriedigende Lösung. Darüber hinaus schwankt bei dieser Vorrichtung die Schwellenspannung des ursprünglichen Transistors, der den Referenzwiderstand treibt, mit der Source- Substrat-Spannung (Substrateffekt).
• Die Anmeldung EP-A-0 052 553 beschreibt einen Stromgenerator, bei dem die Differenz der Schwellen von zwei Transistoren verwendet wird, bei denen jeder in einem Zweig einer Stromspiegelvorrichtung geschaltet ist, wobei ein Widerstand in einem der Zweige angeordnet ist, um diese Spannungsdifferenz nachzuführen und einen stabilen Strom zu erzeugen.
• Erfindungsgemäß wurde eine andere Struktur in einem integrierten Schaltkreis geschaffen, um einen stabilen Referenzstrom zu erzeugen.
• Die Erfindung hat daher als Aufgabe, eine inhärent stabile Referenzstromvorrichtung ohne Gegenkopplung zum Kompensieren irgendeiner Schwankung zu schaffen.
• Wie beansprucht, betrifft die Erfindung eine Referenzstromvorrichtung im integrierten Schaltkreis mit einem Referenzwiderstand. Erfindungsgemäß umfaßt die Vorrichtung einen ersten und einen zweiten Mos-Transistor vom gleichen Leitfähigkeitstyp, wobei der erste (T1) sein Gate und sein Drain gemeinsam mit einem ersten Anschluß (A) des Referenzwiderstandes verbunden hat, der zweite (T2) sein Gate und sein Drain gemeinsam mit einem zweiten Anschluß (B) des Referenzwiderstandes verbunden hat, der erste Transistor eine Schwellenspannung hat, die größer als die des zweiten Transistors ist, und die zwei Transistoren in den gesättigten Zustand vorgespannt sind, die Source jedes dieser Transistoren auf das gleiche Potential vorgespannt ist, wie das Substrat oder die Wanne, in welcher der Transistor realisiert ist.
• Man erhält einen inhärent stabilen Referenzstrom, der unabhängig von Versorgungsspannung, Temperatur und Herstellungsverfahren ist. Die Vorrichtung kann von einer Herstellungstechnologie auf eine andere ohne Schwierigkeit transferiert werden.
• Weitere Eigenschaften und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung, die das Prinzip darstellen soll und auf die die Erfindung nicht beschränkt ist, bei der Bezug genommen wird auf die beigefügten Zeichnungen, bei denen:
• Fig. 1 eine Ausführungsform einer Referenzstromvorrichtung gemäß der Erfindung darstellt,
• Fig. 2 eine andere Ausführungsform der Erfindung darstellt,
• Fig. 3 eine Variante der Vorrichtung nach Fig. 2 darstellt und
• Fig. 4 die Entwicklung der Spannung am Knoten C der Vorrichtung nach Fig. 3 in Abhängigkeit von der Versorgungsspannung zeigt.
• Fig. 1 stellt das elektronische Schema einer Referenzstromvorrichtung bei einem integrierten Schaltkreis gemäß der Erfindung dar.
• Sie umfaßt grundsätzlich einen Referenzwiderstand Rr, der von dem Referenzstrom Ir durchflossen wird. Ein erster Anschluß A dieses Widerstandes ist mit dem Drain eines ersten Mos-Transistors T1 verbunden. Ein zweiter Anschluß B des Referenzwiderstandes ist mit dem Drain eines zweiten Mos- Transistors T2 verbunden. Diese zwei Transistoren haben ihr Gate jeweils mit ihrem Drain verbunden. Der erste Transistor T1 hat eine Spannungsschwelle, die größer als die des zweiten Transistors T2 ist.
• In dem Beispiel sind die Transistoren T1 und T2 vom N-Typ mit klassischer Technologie auf einem P-Substrat hergestellt. Der Transistor T2 ist daher vom ursprünglichen Typ, während der Transistor T1 angereichert ist, damit die Bedingung bezüglich der Schwellenspannungen (Vt&sub1; < Vt&sub2;) erfüllt wird. Ihre Source ist jeweils mit Masse verbunden. Das P-Substrat wird daher mit dem gleichen Potential wie die Source der Transistoren T1 und T2 verbunden, was zur Folge hat, daß der Substrateffekt unterdrückt wird. Man hat daher gegenüber der Versorgungsspannung eine besonders stabile Schwellenspannung.
• Die zwei Transistoren T1 und T2, die als Diode geschaltet sind, befinden sich daher im gesättigten Zustand, und man hat an ihrem Drain die Schwellenspannung des Transistors. Man hat außerdem an den Anschlüssen des Referenzwiderstan des Rr die Spannung VtN - VtNna, wobei VtN die Schwellenspannung Vt1 des angereicherten Transistors T1 ist und in der Ordnung von 0,8 V liegt und VtNna die Schwellenspannung Vta des ursprünglichen Transistors T2 ist und ungefähr bei 0,2 V liegt. Der Referenzstrom Ir wird daher durch die Beziehung Ir = (VtN - VtNna)/Rr gegeben.
• Der Referenzstrom ist unabhängig von der Temperatur. Tatsächlich schwanken nach der Theorie und in der Praxis bestätigt die Schwellenspannungen des ursprünglichen Transistors und des angereicherten Transistors parallel zueinander um zwei Millivolt pro Grad, so daß ihre Differenz praktisch unabhängig von der Temperatur ist. Die einzige Schwankung in Abhängigkeit von der Temperatur, die bei dem Referenzstrom möglich ist, wie er durch die erfindungsgemäße Vorrichtung erzeugt wird, kann nur von dem Referenzwiderstand Rr stammen. Man kann diesen Widerstand in einer Technologie herstellen, die "drain extension" genannt wird. Diese Technologie ist diejenige, die in der Mos-Technologie bei niedriger Dotierung des Drains verwendet wird, genannt "LDD", und einer ersten Implantierung und niedrig dotierten Diffusion (N-) vor der stark dotierten Diffusion entspricht, um ein Übergangsprofil zu erhalten, das weniger abrupt ist und das ein besseres Spannungsverhalten zeigt. Man kann außerdem den Referenzwiderstand als Diffusion vom Typ Source/Drain eines Transistors erzeugen, höher dotiert (N&spplus; oder P&spplus;) und temperaturstabiler.
• Die Schwankungen der Eigenschaften aufgrund des Herstellungsverfahrens betreffen alle Schwellenspannungen wie auch den Wert des Referenzwiderstandes. Für die Differenz der Schwellenspannungen (Vtn - Vtna) des angereicherten N-Transistors T1 und des ursprünglichen N-Transistors T2 kann die Schwankung bei der Herstellung nur aus der Schwankung der Implantationsdosis bei der Schwelle des angereicherten Transistors T1 entstehen, und daher ist die Breite des Oxids des Gates die gleiche bei beiden Transistoren, und die Schwelle aufgrund der ursprünglichen Dotierung des Substrats findet sich genausogut bei dem ursprünglichen Transistor wie bei dem angereicherten Transistor. Man kann diese Schwankung auf ± 10% eingrenzen. Die Schwankung des Widerstandes aufgrund des Verfahrens liegt in der gleichen Ordnung. Im schlechtesten Fall ist die Schwankung des Referenzstroms aufgrund des Verfahrens ebenso von der Ordnung ± 20% und damit befriedigend.
• Man hat gesehen, daß der Polarisationswiderstand der Vorrichtung direkt mit der Versorgungsspannung Vcc verbunden werden kann. Die Vorrichtung hat daher den Vorteil, bei sehr geringer Spannung zu arbeiten, da der Rritische Pfad zwischen Versorgungsspannung und Masse gegeben ist durch R1, Rr, T2. Jedoch hängt der Ladungsstrom 11 direkt von der Versorgungsspannung Vcc ab. Wenn sich die Versorgungsspannung Vcc in einem Bereich zwischen 1,6 V und 6 V verändert, wird sich der Ladungsstrom des ersten Transistors stark ändern mit Nachteilen für die Stabilität der Drain-Spannung des ersten Transistors und folglich für den Referenzstrom.
• Aus diesem Grund hat man in einer ersten Variante, die in Fig. 1 dargestellt ist, die Verwendung eines Vorspannungsschaltkreises CP vorgesehen, der einen Mos-Transistor T3, als Diode geschaltet, umfaßt, um an dem Ladewiderstand R1 eine Schwellenspannung des Transistors abfallen zu lassen, die größer als die Schwellenspannung des Transistors T1 ist, anstelle der Versorgungsspannung Vcc. Zum Beispiel wählt man einen ursprünglichen P-Transistor, um den angereicherten N-Transistor T1 vorzuspannen. Die Schwellenspannung eines ursprünglichen P-Transistors (etwa 1,5 V) ist in der Tat größer als die Schwellenspannung eines angereicherten N-Transistors (etwa 0,8 V). Aber man könnte selbstver ständlich ebenso einen N-Transistor wählen, der höher angereichert als der Transistor T1 ist. In dem dargestellten Beispiel spannt man den Transistor T3 vom P-Typ in den gesättigten Zustand mittels eines Widerstandes R2 auf die Versorgungsspannung Vcc vor.
• Man hat damit einen Ladestrom I1 des Transistors T1, der proportional zur Differenz zwischen der Schwellenspannung VtPna eines ursprünglichen P-Transistors und der Schwellenspannung VtN eines angereicherten N-Transistors ist:
• I1 = (VtPna - VtN)/R1.
• Wenn sich somit Vcc ändert, ändert sich die Drain-Spannung des Transistors T1 praktisch nicht mehr. Der Referenzstrom Ir = (VtN - VtNna)/Rr ist damit praktisch unabhängig von der Versorgungsspannung Vcc.
• Wenn alle Schwankungen zusammenfallen, hat man: Versorgungsspannung, Temperatur, Verfahren, und man kann so mit den angegebenen Werten in dem Schema in Fig. 1 und mit Widerständen, die mit Drain Extension erzeugt wurden, einen Referenzstrom erzeugen, der sich in einem Verhältnis Imax/Imin von weniger als 3 verändert.
• In der Praxis muß man beachten, daß der Widerstand R1 aufgeladen wird über den Widerstand R2 und der Referenzwiderstand Rr aufgeladen wird über den Widerstand R1. Damit der Strom zum Vorspannen der Einheit der Vorrichtung ausreicht, muß man die Widerstandswerte mit R2 < R1 < Rr wählen. Und wenn man den Stromverbrauch der Vorrichtung beschränken will, muß man große Widerstände wählen. In Fig. 1 wurden daher die folgenden Werte genommen: 50 k&Omega; für R2, 200 k&Omega; für R1 und 500 k&Omega; für Rr. Mit diesen Widerstandswerten ist es vorteilhaft, die Drain Extension-Technologie zum Erzeu gen der Widerstände zu verwenden, da diese weniger aufwendig ist (2000 Ohm/Quadrat) als die Source/Drain-Technologie (typischerweise 50 bis 100 Ohm/Quadrat bei P&spplus;, 20 bis 50 Ohm/Quadrat bei N&spplus;). Jedoch ist diese Drain-Extension- Technologie weniger temperaturstabil.
• Wenn man Widerstände mit hohen Werten verwendet, vergrößert man im übrigen die Zeitkonstante der Vorrichtung, die mit parasitären Kapazitäten beim Drain gekoppelt ist. Je kleiner der Strom ist, desto langsamer stellt er sich ein. Dies kann ein Nachteil für gewisse Anwendungen sein.
• Fig. 2 stellt ein anderes elektronisches Schema einer Referenzstromvorrichtung im integrierten Schaltkreis gemäß einer Ausführungsvariante der Erfindung dar, bei der die Verwendung von Widerständen mit niedrigeren Werten möglich ist. Bei dieser Variante verwendet man einen Mos-Transistor T4 als Folger, um an den Ladewiderstand R1 eine Vorspannung zu legen, die unabhängig von der Versorgungsspannung ist. In diesem Beispiel ist der Mos-Transistor T4 vom N-Typ und zwischen die Versorgungsspannung Vcc und den Widerstand R1 geschaltet. Dieser Transistor T4 wird über sein Gate durch die Spannung gesteuert, die durch die Reihenschaltung eines Transistors T5, der als Diode in Durchlaßrichtung (Gate und Drain miteinander verbunden) geschaltet ist, und einen Transistor T6, der als Diode in Durchlaßrichtung geschaltet ist, eingeprägt wird. Diese zwei Transistoren T5 und T6 sind in Reihe zwischen Gate des Folgertransistors T4 und Masse geschaltet. Der Transistor T5 ist vorzugsweise vom gleichen Typ wie der Transistor T4 und hat die gleiche Schwellenspannung (damit sie sich kompensieren, wie man gleich sehen wird). In dem Beispiel ist der Transistor T6 vom P-Typ und ursprünglich. Er kann auch vom N-Typ sein. Es ist lediglich erforderlich, daß seine Schwellenspannung größer als die des Transistors T1 ist. Ein Widerstand R3 ist vorgesehen zwischen der Versorgungsspannung Vcc und dem Transistor T5, um die Transistoren T5 und T6 in den Sättigungszustand vorzuspannen. Schließlich sind in dem Beispiel die Transistoren T4 und T5 vom N-Typ ursprünglich gewählt, um die niedrigste Schwellenspannung zu haben, die es der Vorrichtung ermöglicht, bei der niedrigstmöglichen Versorgungsspannung zu arbeiten. Auf diese Art und Weise hat man an dem Anschluß des Ladewiderstandes R1, verbunden mit dem Transistor T4, die Spannung VtNna + VtPna - VtNna) oder Vtpna. Der Ladestrom des Transistors T1 ist daher (VtPna - VtNna)/R1 und damit sehr stabil, wie bereits oben erläutert wurde.
• Das Interessante bei dieser Variante ist, daß man am Widerstand R3 nur den Strom verbraucht, der notwendig ist, um die Transistoren T5 und T6 vorzuspannen, im Gegensatz zum Schema nach Fig. 1, wo der Widerstand R2 nicht nur den Transistor T3 vorspannen muß, sondern auch genügend Strom liefern muß für den Vorspannungswiderstand R1 und den Referenzwiderstand Rr. Das Schema nach Fig. 2 ermöglicht in der Praxis einen Stromverbrauch, der größer bei den Widerständen R1 und Rr ist, und daher, den Wert dieser Widerstände abzusenken. Man hat daher einen Referenzstrom, der sich schneller einstellt.
• Wenn darüber hinaus die Widerstandwerte kleiner sind, ist man in der Ebene durch die Enge weniger eingeschränkt, um wenigstens den Referenzwiderstand in der Soure/Drain-Technologie herstellen zu können. Man verbessert außerdem das Temperaturverhalten der Vorrichtung, da die Widerstände höher dotiert sind. Man kann den Ladewiderstand R1 ebenso durch Soure/Drain-Diffusion herstellen, aber dies hat einen geringeren Effekt auf die Stabilität.
• Man erhält damit eine sehr stabile Vorrichtung. Dagegen verschlechtert sich die Funktion bei niedriger Spannung durch den Folgertransistor T4, der einen zusätzlichen Spannungsabfall (0,5 V) auf dem Rritischen Pfad des Aufbaus bewirkt. In der Praxis konnte man mit den angegebenen Werten in Fig. 2 und einem Referenzwiderstand, der durch Diffusion vom Source/Drain-Typ eines P-Transistors hergestellt wurde, verifizieren, daß der Strom stabil über einen Spannungsbereich von 2 V bis 5,5 V und einen Temperaturbereich zwischen -50 und +150ºC ist. Selbstverständlich arbeitet diese zweite Variante auch mit hohen Widerstandswerten, aber es ergeben sich die gleichen Nachteile (Antwortzeit größer, Platzproblem).
• Fig. 3 zeigt eine Variante der Vorrichtung nach Fig. 2, die eine weitere Verbesserung der Stabilität des Referenzstromes erlaubt.
• Tatsächlich ist bei der Vorrichtung nach Fig. 2 der Widerstand R3 direkt versorgt durch die logische Versorgungsspannung des Schaltkreises. Wenn die Versorgungsspannung schwankt, wenn sie z. B. steigt, hat man eine Auswirkung auf das Gate des Folgertransistors T4, was dazu führt, daß der Referenzstrom Ir steigt.
• Eine Verbesserung der Stabilität des Stroms kann mit der Vorrichtung nach Fig. 3 erreicht werden.
• Bei dieser Vorrichtung ist ein Widerstand R4 zwischen die Versorgungsspannung Vcc und den Anschluß C des Widerstandes R3 geschaltet. Ein identischer Zweig zu dem Zweig (T5, T6) ist zwischen dem Anschluß C und Masse vorgesehen, umfassend zwei Transistoren T8 und T9. Der Transistor T8 ist als Diode geschaltet und identisch mit Transistor T5. Der Transistor T9 ist als Diode geschaltet und identisch mit Transistor T6. In dem Beispiel sind sie vom gleichen angereicherten N-Typ und haben die gleiche Geometrie (W/L). In der Praxis ist es wichtig, daß T5 und T8 sowie T6 und T9 paarweise identisch sind, um die erhoffte Kompensation zu haben.
• Dieser Zweig (T8, T9) dient als Begrenzer der Spannung am Knoten C, damit dieser Knoten weniger abhängt von Schwankungen der Versorgungsspannung Vdd.
• Wenn die Vorrichtung unter Spannung gesetzt wird, folgt der Knoten C dem Anstieg der Versorgungsspannung über den Widerstand R4. Aber sobald der Knoten C ein Potential in der Ordnung von 2 · Vtn erreicht (Summe der Schwellenspannungen der Transistoren T8 und T9 in Reihe), tendiert der Zweig T8, T9 dazu, diesen Pegel am Knoten C beizubehalten: die Spannung Vc wird sich sehr viel weniger bewegen, wie in Fig. 4 dargestellt ist. Tatsächlich haben T8 und T9 nicht den Widerstand R3 in ihrem Zweig, sie werden einen größeren Strom (I) als T5 und T6 leiten. So ist die Spannung in diesem Zweig gegeben durch Vt8 + Vt9 + Ron · I, wobei Ron der äquivalente Durchlaßwiderstand der zwei Transistoren ist, und sie wird immer etwas größer sein als Vt5 + Vt6 (wobei Vti die Schellenspannung des Transistors Ti ist). Dadurch ist es möglich, eine sehr geringe Spannung über den Widerstand R3 zu haben. Außerdem ermöglicht diese Regelung der Spannung am Knoten C des Widerstandes R3, den Strom in dem Zweig (T5, T6) zu begrenzen. Auf diese Art hat man eine bessere Regelung der Spannung am Gate des Folgertransistors T4 und der Spannung am Drain des Transistors T5.
• Die dargestellte Vorrichtung kann sehr gut in NNOS-Technologie hergestellt werden.
• In Fig. 3 sind außerdem Transistoren für die Einschaltung der Spannung der Vorrichtung gezeigt.
• In dem Beispiel erlaubt es ein Transistor T10 vom P-Typ, die Versorgungsspannung Vcc an die Vorrichtung anzulegen (Signal EN = 0), während ein Transistor T11 vom N-Typ den Ausgang auf Null zwingt, wenn die Vorrichtung außerhalb der Spannung sein muß (Signal EN = 1). Aber diese Transistoren sind nicht obligatorisch.
• Mit einer Vorrichtung nach einer der oben beschriebenen Varianten erhält man einen Referenzstrom Ir, mit dem man weitere Referenzströme über Stromspiegelschaltungen erzeugen kann. Eine solche Schaltung ist z. B. gezeigt in Fig. 2: ein Transistor T7 vom N-Typ und ursprünglich ist als Stromspiegel in bezug auf den Transistor T2 geschaltet: sein Gate wird angesteuert durch das Gate des Transistors T2. Ein weiterer Referenzwiderstand Rr' ist mit dem Drain des Transistors T7 über einen Anschluß verbunden. Der andere Anschluß ist mit der Versorgungsspannung Vcc verbunden. Man verwendet vorzugsweise die gleiche Herstellungstechnologie für die Referenzwiderstände. Man erhält einen stabilen Referenzstrom Ir'. Insbesondere kann man in der Praxis verifizieren, daß die Entwicklung der Spannung am Drain des Transistors T7 in Abhängigkeit von der Versorgungsspannung Vcc perfekt parallel verläuft zwischen 1,6 und 6 V. Für die praktische Realisierung der Vorrichtung ist zu beachten, daß man vorzugsweise einen Transistor 7 mit langem Kanal wählt, z. B. mit einer Länge des Kanals von mehr als 5 um in der 1 u-Technologie, um Effekte aufgrund kurzer Kanäle zu vermeiden, die die Stabilität des Stroms in gesättigtem Zustand beeinträchtigen (mit einem langen Kanal hängt der Sättigungsstrom nicht mehr von der Drain/Source-Spannung ab).
• Die Erfindung wurde beschrieben, indem spezielle Leitungstypen für die Transistoren gewählt wurden. Selbstverständlich kann man Transistoren vom inversen Leitungstyp wählen, ohne die unterschiedlichen dargestellten Rriterien zu beachten. Der Aufbau des Schemas ergibt sich ohne weiteres, indem die Leitungstypen und die Polaritäten in den Schemata der Fig. 1 bis 3 invertiert werden.
• Die Referenzstromvorrichtung im integrierten Schaltkreis gemäß der Erfindung ermöglicht daher eine große Stabilität. Und aufgrund ihrer Konzeption ohne Gegenkopplung ist sie von einer Herstellungstechnologie auf eine andere ohne Simulation transferierbar, was kein unwesentlicher Vorteil ist.

Claims (10)

1. Referenzstromvorrichtung im integrierten Schaltkreis, umfassend einen Referenzwiderstand (Rr), gekennzeichnet durch einen ersten und einen zweiten Mos-Transistor vom gleichen Leitfähigkeitstyp, wobei der erste (T1) sein Gate und sein Drain gemeinsam mit einem ersten Anschluß (A) des Referenzwiderstandes verbunden hat, der zweite (T2) sein Gate und sein Drain gemeinsam mit einem zweiten Anschluß (B) des Referenzwiderstandes verbunden hat, der erste Transistor eine Schwellenspannung hat, die größer als die des zweiten Transistors ist, und die zwei Transistoren in den gesättigten Zustand vorgespannt sind, die Source jedes dieser Transistoren auf das gleiche Potential vorgespannt ist, wie das Substrat oder die Wanne, in welcher der Transistor realisiert ist.

2. Referenzvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen dritten Mos-Transistor (T3) mit einer Schwellenspannung umfaßt, die größer als die des ersten Transistors ist und dessen Gate mit seinem Drain verbunden ist, derart, daß an den ersten Transistor ein Vorspannungsstrom (I1), der proportional zu der Differenz der genannten Schwellenspannungen des ersten und dritten Transistors ist, über einen Vorspannungswiderstand (R1), der zwischen den ersten und den dritten Transistor geschaltet ist, angelegt wird.

3. Referenzvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Vorspannungsschaltkreis einen vierten Mos-Folgertransistor (T4) umfaßt, der in Reihe geschaltet ist mit einem ersten Widerstand (R1), um den ersten Transistor (T1) vorzuspannen, wobei der Folgertransistor gesteuert wird über sein Gate durch die Serienschaltung eines fünften und eines sechsten Mos-Transistors, wobei der fünfte Transistor (T5) vom selben Leitfähigkeitstyp ist und die gleiche Schwellenspannung hat wie der Folgertransistor und als Diode geschaltet ist und der sechste Mos-Transistor (T6) eine Schwellenspannung hat, die größer als die des ersten Transistors (T1) ist, und als Diode geschaltet ist, wobei die zwei Transistoren in dem gesättigten Bereich über einen zweiten Widerstand (R3) vorgespannt sind, der zwischen den Drain des Transistors T5 und die Versorgungsspannung Vcc geschaltet ist.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen dritten Vorspannungswiderstand (R4), der zwischen die Versorgungsspannung und den zweiten Widerstand (R3) auf einen Knoten C geschaltet ist, und eine Serienschaltung zwischen diesem Knoten C und der Masse eines siebten Transistors (T8), der als Diode geschaltet ist und identisch ist mit dem fünften Transistor (T5), und einen achten Transistor (T9), der als Diode geschaltet ist identisch zum sechsten Transistor (T6), umfaßt.

5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Referenzwiderstand (Rr) realisiert wird durch Diffusion vom Typ Drain-Extension.

6. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Referenzwiderstand (Rr) realisiert wird durch Diffusion vom Typ Source/Drain.

7. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungswiderstände (R1, R3, R4) ebenfalls realisiert werden durch Diffusion vom Typ Source/Drain.

8. Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß sie außerdem wenigstens eine Stromspiegelstruktur (T7) in bezug auf den zweiten Transistor (T2) umfaßt zum Erzeugen eines weiteren Referenzstroms (Ir') in einem weiteren Referenzwiderstand Rr'.

9. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der andere Referenzwiderstand realisiert ist in der gleichen Technologie wie der erste Widerstand (Rr).

10. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoren (T2, T7), die in der Stromspiegelstruktur verwendet werden, einen langen Kanal aufweisen.