DE69619840T2

DE69619840T2 - Abgleichbarer variabler dynamikkompressor für hörgerät

Info

Publication number: DE69619840T2
Application number: DE69619840T
Authority: DE
Inventors: Olle Andersson; Mehrdad Negahban; Jonas Weiland
Original assignee: Zarlink Semiconductor US Inc
Current assignee: Microsemi Semiconductor US Inc
Priority date: 1995-10-19
Filing date: 1996-10-17
Publication date: 2002-09-12
Anticipated expiration: 2016-10-18
Also published as: DK0856209T3; WO1997015114A1; DE69619840D1; EP0856209B1; US5838807A; AU7447596A; EP0856209A1

Description

1. Bereich der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft Tonfrequenzverstärker mit einem Verstärkungsfaktor, der vom Eingangssignalpegel abhängig ist. Die vorliegende Erfindung betrifft insbesondere die Verwendung und Ausführung solcher Verstärker in Hörhilfen.

2. Stand der Technik

Die Entwicklung erfolgreicher Hörhilfeschaltungen ist durch viele Faktoren begrenzt. Eine geringe Größe ist wichtig, besonders für Geräte, die vollständig im Gehörgang getragen werden sollen. Es wird daher bevorzugt, wenn eine nützliche Hörhilfeschaltungsanordnung in eine einzelne integrierte Schaltung (IC) eingebaut werden kann. Da Hörhilfen gewöhnlich mit einer einzelnen 1,5 V Zelle gespeist werden, sollten sie zur Maximierung der Batterielebensdauer einen geringen Leistungsbedarf haben. Die Hörhilfe sollte auch bei niedrigen Batteriespannungen von 1,0 oder 1,1 Volt, die gegen Ende der Batterielebensdauer auftreten, ohne Einbußen an Verstärkungsfaktor oder Tonausgangsqualität arbeiten können. Ferner arbeiten viele Schaltungselemente wie Verstärker, aktive Filter usw. zufriedenstellend nur über einen dynamischen Signalbereich, der weitaus kleiner ist als der, der sich dem Benutzer der Hörhilfe akustisch darbietet. Schalldruckpegel am Eingangswandler der Hörhilfe können über 110 oder 120 Db von der Hörschwelle bis zum Beginn einer unangenehm hohen Lautstärke variieren. Schaltungselemente wie Differentialverstärker haben jedoch häufig keinen dynamischen Bereich von 120 Db vor der Sättigung. Daher werden Verzerrungen vorzugsweise durch Begrenzen der Signalpegel in der Hörhilfe reduziert, so dass hohe Eingangspegel die Verstärkerstufen oder andere Schaltungselemente der Hörhilfe nicht sättigen.
Für einen Hörhilfeverstärker ist es auch nützlich, wenn die Ein-/Ausgangskenndaten der Hörhilfe an das Hörverlustprofil eines bestimmten Patienten angepasst werden können. Einige Menschen haben einen stark verringerten Bereich zwischen der Schallhörschwelle und dem Beginn einer unangenehmen oder sogar schmerzhaften Lautstärke. Dies kann über das gesamte Tonfrequenzspektrum auftreten oder auf bestimmte Frequenzbänder begrenzt sein. Das Ausmaß der Schrumpfung des hörbaren Bereiches relativ zum normalen Hören variiert von Patient zu Patient, und eine erfolgreiche Hörhilfe verfügt vorzugsweise über ein Mittel zum Modifizieren des Tonausgangs zur Erzielung von Kenndaten, die speziell für die Bedürfnisse des jeweiligen Benutzers geeignet sind.
Es wurden verschiedene Signalverarbeitungsschaltungen eingesetzt, die eine geeignete Verstärkungsregulierung bieten. So wurden beispielsweise volldigitale und Analog/Digital-Hybridschaltungen entwickelt, wie aus den US-Patenten Nr. 5,276,739 von Krokstad et al. und Nr. 5,083,312 von Newton et al. bekannt ist. Der Vorteil eines solchen Ansatzes besteht darin, dass moderne digitale Signalverarbeitungsalgorithmen zum Verarbeiten des Toneingangssignals verwendet werden können, um beispielsweise die Ausgangsamplitude zu begrenzen, verschiedene Verstärkungsfaktoren für verschiedene Frequenzbänder zu erzeugen usw. Die für die Ausführung einer solchen Schemas benötigte Schaltung ist jedoch komplex, relativ kostspielig und erfordert im Allgemeinen eine große Leistungsmenge, selbst wenn sie mit CMOS-Technologie ausgeführt wird.
Bei analogen Hörhilfen erfolgt eine gewisse Signalverarbeitung gewöhnlich mit einem Kompressionsverstärker. Diese Verstärker haben einen vom Eingangssignalpegel abhängigen Verstärkungsfaktor und können demgemäß so ausgelegt werden, dass eine geeignete Signalbegrenzung wie oben beschrieben ermöglicht wird. Bestimmte Hörhilfe- Kompressionsschaltungen sind beispielsweise in den US-Patenten Nr. 4,393,770 von Anderson et al. und Nr. 5,278,912 von Waldhauer beschrieben. Ein Kompressionsverstärker sollte vorzugsweise so ausgelegt werden, dass er so wenig Leistung wie möglich verliert. Seine Leistung ist vorzugsweise auch bei hohen und niedrigen Batteriespannungen einheitlich. Ferner ist eine unabhängige Regelung von Kompressionsschwelle und Kompressionsverhältnis wünschenswert. Demgemäß besteht Bedarf an analogen Kompressionsverstärkerdesigns, die diese Merkmale bieten und die einfach und kostengünstig auf einer integrierten Schaltung ausgeführt werden können.
D1 (EP0481528 - Beltone Electronics Corporation) offenbart ein Kompandersystem zum Erhöhen des dynamischen Bereiches sowie eine das System einsetzende Hörhilfe. Es werden ein erster und ein zweiter Verstärker sowie ein Gegenverstärker eingesetzt.

Zusammenfassung der Erfindung

Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Hörhilfe mit einer Signaleingangsstufe bereitgestellt, umfassend einen Transkonduktanz-Regelverstärker mit einem Ausgangssignalstrom, der durch eine Eingangssignalspannung und einen veränderlichen Vorspannungsstrom definiert wird, wobei der genannte veränderliche Vorspannungsstrom mit einer [sic...] gesteuert wird ..., eine Hörhilfe, ein Verfahren zum Verstärken von Eingangssignalen in einer Hörhilfe, das folgendes umfasst:
Leiten der genannten Eingangssignale zu einem Transkonduktanzverstärker (20) mit einem Verstärkungsfaktor, der von einem von einer ersten Stromquelle (42) kommenden Vorspannungsstrom (24) definiert wird;
Abgleichen einer zweiten Stromquelle (46), um einen konstanten Strom zu definieren;
Koppeln der genannten ersten Stromquelle (42) mit der genannten zweiten Stromquelle (46), so dass sich der von der genannten ersten Stromquelle (42) zugeführte Vorspannungsstrom auf die Strommenge bezieht, die von der genannten zweiten Stromquelle (46) zugeführt wird;
in Reaktion auf den Ausgangssignalpegel (22) von dem genannten Transkonduktanzverstärker (20), Variieren der Beziehung zwischen der von der genannten zweiten Stromquelle (46) zugeführten konstanten Strommenge und dem von der genannten ersten Stromquelle (42) zugeführten Vorspannungsstrom, um den Verstärkungsfaktor des genannten Transkonduktanzverstärkers zu variieren. [sic...] Rückkopplungsschleife die mit Rückkopplungsausgangssignalen gekoppelt ist, deren Pegel vom Ausgangssignalstrom des genannten Transkonduktanzverstärkers abhängig ist, dadurch gekennzeichnet, dass die genannte Hörhilfe folgendes umfasst:
eine erste Stromquelle, die zwischen dem genannten Transkonduktanzverstärker und einer Spannungsgleichtaktreferenz geschaltet ist, um den genannten veränderlichen Vorspannungsstrom zuzuführen;
eine zweite Stromquelle, die zwischen einer Stromschiene und der gemeinsamen Schaltungsgleichtaktfrequenz geschaltet ist, wobei die genannte zweite Stromquelle so abgeglichen wird, dass sie während des normalen Hörhilfebetriebs einen konstanten Strom zuführt;
wobei die genannte erste Stromquelle Strom in einer veränderlichen Beziehung zu der von der genannten zweiten Stromquelle zugeführten Strommenge zuführt und wobei die genannte veränderliche Beziehung vom Ausgangssignalpegel von dem genannten Transkonduktanzverstärker abhängig ist.
Der Eingangsstufen-Transkonduktanzverstärker wird vorzugsweise mit CMOS- Transistoren ausgeführt, die am bevorzugtesten im schwachen Inversionsbereich arbeiten. Gemäß der vorliegenden Erfindung kann der den Verstärkungsfaktor definierende Vorspannungsstrom des Eingangsstufen-Transkonduktanzverstärkers bei hohen Signalpegeln mit Verstärkungsreglern reduziert werden, die eine Kompressionsschwelle und ein Kompressionsverhältnis definieren und die auch eine Ausgangshöchstgrenze bereitstellen. Kompressionsverhältnis und -schwelle sowie die Ausgangshöchstgrenze können vom Arzt oder Audiologen oder sogar vom Hörgerätbenutzer mit Stellwiderständen eingestellt werden, die sich außerhalb der integrierten Schaltung der Hörhilfe befinden. Eine Verstärkungsregelung kann dadurch bereitgestellt werden, dass der Vorspannungsstrom der Eingangsstufe des Transkonduktanzverstärkers auf eine Referenzstromquelle bezogen wird, die während des Gebrauchs der Hörhilfe konstant gehalten wird. Bei hohen Signalpegeln kann die Beziehung zwischen dem Vorspannungsstrom und der Referenzstromquelle variiert werden, um den Vorspannungsstrom und somit den Verstärkungsfaktor des Transkonduktanzverstärkers zu verändern.
In einer bevorzugten Ausgestaltung bildet der Ausgang des Transkonduktanzverstärkers den Eingang zu einem Strom-Spannungs-Umsetzer, und der Ausgang des Strom-Spannungs-Umsetzers wird von den Verstärkungsreglern mit zwei Referenzspannungen verglichen. Ein Verstärkungsregler vergleicht auch vorzugsweise den Hörhilfeausgang am Ausgangswandler mit einer dritten Referenzspannung und begrenzt den Ausgang auf einen Höchstwert, der durch die dritte Referenzspannung definiert wird.
Ein Abgleich kann auf der Basis der niedrigen Signalverstärkung der Hörhilfe erfolgen, wenn Batteriestrom zugeführt wird. Wo der Eingangsstufen- Transkonduktanzverstärker einen Eingang zu einem Strom-Spannungs-Umsetzer erzeugt, da werden sowohl der Rückkopplungswiderstand des Strom-Spannungs-Umsetzers als auch der Vorspannungsstrom des Transkonduktanzverstärkers abgeglichen. Das Abgleichverfahren kann das Anlegen eines Referenzeingangs, der von einem internen Taktsignal erzeugt wurde, und das Vergleichen des nachfolgenden Ausgangs mit der oben erwähnten zweiten Referenzspannung beinhalten. Der Strom in der Referenzstromquelle wird erhöht, so dass auch der Vorspannungsstrom zunimmt, bis das Ausgangssignal die zweite Referenzspannung erreicht, wobei der Referenzstrom während des nachfolgenden Vorgangs von einem Signalspeicher auf diesem Wert gehalten wird. Da der Referenzeingangspegel und die zweite Referenzspannung beide proportional zur Batteriespannung sind, sind die Anfangsverstärkungseinstellungen während der gesamten Lebensdauer der Batterie einheitlich.
Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Verstärken von Eingangssignalen in einer Hörhilfe bereitgestellt, das folgendes umfasst:
Leiten der genannten Eingangssignale zu einem Transkonduktanzverstärker mit einem Verstärkungsfaktor, der von einem von einer ersten Stromquelle kommenden Vorspannungsstrom definiert wird;
Abgleichen einer zweiten Stromquelle, um einen konstanten Strom zu definieren;
Koppeln der genannten ersten Stromquelle mit der genannten zweiten Stromquelle, so dass sich der von der genannten ersten Stromquelle zugeführte Vorspannungsstrom auf die Strommenge bezieht, die von der genannten zweiten Stromquelle zugeführt wird;
in Reaktion auf den Ausgangssignalpegel von dem genannten Transkonduktanzverstärker, Variieren der Beziehung zwischen der von der genannten zweiten Stromquelle zugeführten konstanten Strommenge und dem von der genannten ersten Stromquelle zugeführten Vorspannungsstrom, um den Verstärkungsfaktor des genannten Transkonduktanzverstärkers zu variieren.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm einer derzeit bevorzugten Ausgestaltung des Kompressionsverstärkers der vorliegenden Erfindung, der in einer Hörhilfe eingebaut ist;
Fig. 2 ist ein Schema des Eingangsstufen-Transkonduktanzverstärkers und des Strom-Spannungs-Umsetzers des in Fig. 1 gezeigten Verstärkers;
Fig. 3 ist ein Schema der Stromquellen-Reglerschaltung des in Fig. 1 gezeigten Verstärkers;
Fig. 4a ist ein Schema des ersten Verstärkungsreglers des Verstärkers von Fig. 1;
Fig. 4b ist ein Schema eines logarithmischen Verstärkers des in Fig. 4a gezeigten Verstärkers;
Fig. 4c ist ein Schema des Stromspiegelungs- und Transkonduktanz- Regelverstärkers des in Fig. 4a dargestellten Verstärkers;
Fig. 5a ist ein Schema des zweiten Verstärkungsreglers des in Fig. 1 gezeigten Verstärkers;
Fig. 5b ist ein Schema einer Vergleichsschaltung des in Fig. 5a gezeigten Verstärkers;
Fig. 5c ist ein Schema des Ausgangsstufen-Komparators des in Fig. 5a gezeigten Verstärkers;
Fig. 6 ist eine graphische Darstellung des Ausgangssignals in Abhängigkeit vom Eingangssignal eines Kompressionsverstärkers gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 7 ist ein Blockdiagramm einer Schaltung, die zum Abgleichen des Rückkopplungswiderstands des Strom-Spannungs-Umsetzers des Verstärkers von Fig. 1 verwendet werden kann;
Fig. 8 ist ein Blockdiagramm, das eine bevorzugte Schaltung zum Abgleichen des Verstärkungsfaktors des Eingangs-Transkonduktanzverstärkers nach einer Aktivierung der Hörhilfe zeigt;
Fig. 9 ist ein Ablaufdiagramm, das die Abfolge der Schritte illustriert, die zum Einstellen der niedrigen Signaleingangsverstärkung des Verstärkers durchgeführt werden.

Ausführliche Beschreibung

Die Erfindung wird am besten unter Bezugnahme auf die Figuren verständlich, in denen gleiche Teile überall mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet wurden.
Eine bevorzugte Ausgestaltung des Kompressionsverstärkers der vorliegenden Erfindung ist gemäß der Blockdiagrammdarstellung von Fig. 1 in einer Hörhilfe eingebaut.
Fig. 1 zeigt einen Eingangswandler 10 wie beispielsweise ein Mikrofon zum Empfangen des Toneingangs zur Hörhilfe, wobei der Ausgang mit dem Eingang einer Verstärkungsschaltung 200 verbunden ist, die einen Transkonduktanzverstärker 20 als Eingangsstufe für die Tonfrequenzverstärkung umfasst. Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist diese Eingangsstufe ein echter Stromquellen- Transkonduktanzverstärker, wobei der Ausgangsstrom am Knoten 22 proportional zum Eingangssignalpegel und dem Vorspannungsstrom ist, mit dem der Transkonduktanzverstärker durch den Knoten 24 gespeist wird. Der Ausgang 22 des Transkonduktanzverstärkers 20 wird dann zu einem Strom-Spannungs-Umsetzer 26 einer zweiten Stufe gesendet, wobei ein Ausgang am Knoten 28 den Eingang zu einem Leistungsverstärker 30 bildet.
Der Leistungsverstärker kann von einem beliebigen Typ sein, der für den Einsatz in Hörhilfen geeignet ist. Der Leistungsverstärker 30 ist jedoch vorzugsweise ein Pulsbreitenmodulationstyp der Klasse D, wie er in der zugehörigen US-Patentanmeldung mit dem Titel "CLASS D HEARING AID AMPLIFIER WITH FEEDBACK" (Hörhilfeverstärker mit Rückkopplung nach Klasse D) beschrieben ist, die parallel hierzu eingereicht wurde und deren einziger Erfinder Olle Andersson der Co-Autor der vorliegenden Erfindung ist. Die Offenbarung der Anmeldung "CLASS D HEARING AID AMPLIFIER WITH FEEDBACK" ist hiermit in ihrer Gesamtheit durch Bezugnahme eingeschlossen. Der Ausgang des Verstärkers 30 bildet den Eingang für einen Ausgangswandler wie beispielsweise einen Lautsprecher 32, der das verstärkte Signal zum Ohr leitet.
Ferner ist gemäß der vorliegenden Erfindung eine Vorspannungsstromregelschaltung 300 vorgesehen, die durch den Vorspannungsstromknoten 24 mit dem Transkonduktanzverstärker 20 verbunden ist. Der Vorspannungsstrom wird von der Stromquelle 42 geregelt, die auf den von einer zweiten Stromquelle 46 zugeführten Strom bezogen ist. Wie nachfolgend mit Bezug auf Fig. 8 ausführlicher erläutert wird, ist die Stromquelle 46 einstellbar und wird demgemäß von einem niedrigen Anfangswert auf einen Endsollwert in einem Abgleichsvorgang verstellt, der die niedrige Signalverstärkung des Transkonduktanzverstärkers 20 einstellt.
Nach dem Abgleichen wird die den Vorspannungsstrom zum Transkonduktanzverstärker 20 speisende Stromquelle 42 durch Ändern der Beziehung zwischen der Stromquelle 42 und der Stromquelle 46 mit einem ersten Verstärkungsregler 50 und einem zweiten Verstärkungsregler 60 gesteuert. Der Ausgang des Strom-Spannungs- Umsetzers 26 bildet einen Eingang zum ersten Verstärkungsregler 50, der andere Eingang ist eine verstellbare Referenzspannung 52. Wie nachfolgend ausführlich erläutert wird, führt der erste Spannungsregler 50 einen veränderlichen Strom zu, der den von der Stromquelle 42 zugeführten Vorspannungsstrom um einen Betrag reduziert, der etwa direkt proportional zu dem Betrag ist, um den der Signalausgang vom Strom-Spannungs-Umsetzer 26 am Knoten 28 die Referenzspannung 52 übersteigt.
Der zweite Verstärkungsregler 60 hat ebenfalls einen Eingang, der vom Ausgang des Strom-Spannungs-Umsetzers 26 kommt. Darüber hinaus hat der zweite Verstärkungsregler 60 einen zweiten Eingang, der mit dem Ausgang des Leistungsverstärkers 30 verbunden ist, einen dritten Eingang, der von einer zweiten Referenzspannung 62 kommt, und einen vierten Eingang, der von einer dritten Referenzspannung 64 kommt.
Wie der erste Verstärkungsregler 50, so hat auch der zweite Verstärkungsregler 60 die Aufgabe, einen Strom zuzuführen, der den zum Transkonduktanzverstärker 20 gespeisten Vorspannungsstrom reduziert. Im Gegensatz zum ersten Verstärkungsregler 50 arbeitet der zweite Verstärkungsregler 60 jedoch im Wesentlichen als Ausgangsbegrenzer, der den Verstärkungsfaktor des Transkonduktanzverstärkers 20 um den Betrag reduziert, der benötigt wird, um den Ausgang des Strom-Spannungs-Umsetzers 26 und des Leistungsverstärkers 30 daran zu hindern, einen Höchstwert zu überschreiten, der jeweils dem zweiten und dritten Referenzpegel 62, 64 entspricht.
Somit wird verständlich, dass, wenn der Ausgang von 200 am Knoten 28 kleiner als die erste Referenzspannung 52 ist, keiner der Verstärkungsregler 50, 60 den Vorspannungsstrom 24 reduziert. Der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 20 wird somit anhand des von der Stromquelle 46 zugeführten Stroms bestimmt, der auf eine vorbestimmte niedrige Signalpegelverstärkung eingestellt ist. Wenn der Ausgang des Strom-Spannungs-Umsetzers 26 den Pegel der ersten Referenzspannung 52 überschreitet, beginnt der erste Verstärkungsregler 50 damit, den Verstärkungsfaktor des Transkonduktanzverstärkers 20 zu reduzieren. Wenn der Ausgang am Knoten 28 weiter über den Pegel der zweiten Referenzspannung hinaus ansteigt oder wenn der Ausgang des Leistungsverstärkers 30 den Pegel der dritten Referenzspannung 64 überschreitet, dann reduziert der zweite Verstärkungsregler 60 den Verstärkungsfaktor weiter und begrenzt so den Ausgang der Verstärkungsschaltung 200 und des Leistungsverstärkers 30.

A Eingangsstufen-Transkonduktanzverstärker

Fig. 2 zeigt ein Schema eines Eingangsstufen-Transkonduktanzverstärkers 20 gemäß der vorliegenden Erfindung. Wie in Fig. 2 illustriert, umfasst der Transkonduktanzverstärker 20 ein Differentialpaar von p-Kanal-MOSFET-Transistoren 202, 204, die eine Stromspiegellast von zwei n-Kanal-MOSFET-Transistoren 206, 208 speisen. Die Kaskode-Transistoren 240, 242, 244 und 246 haben die Aufgabe, die Ausgangsimpedanz der Eingangsstufe zu erhöhen.
In der gesamten Beschreibung und in den Figuren sind Stromversorgungsschienen, die von der Stromversorgung erzeugt werden, mit VSS bezeichnet, wenn sie mit dem negativen Batterieanschluss verbunden sind, und mit Vdd, wenn sie über eine Spannungsdopplerschaltung (nicht dargestellt) etwa 2,0 bis 2,9 Vdc betragen (d. h. das Doppelte der Batteriespannung von 1,0 bis 1,5 Volt minus etwa 0,1 Volt). Auch Signalerde ist durch einen Spannungsteiler in der Stromversorgung gegeben und wird vorzugsweise auf einem Wert von etwa 0,86 mal der Batteriespannung gehalten. Wenn nicht anders angegeben, werden Gate-Vorspannungspotentiale mit lokalen Stromspiegeln auf eine in der Technik gut bekannte Weise entwickelt.
Der Signaleingang zum Verstärker 20 am Knoten 12 ist mit dem Gate eines p- Kanal-MOSFET-Transistors 202 mit positivem Eingang verbunden. Das Gate eines anderen p-Kanal-MOSFET-Transistors 204, der den negativen Eingang zum Transkonduktanzverstärker 20 umfasst, ist über einen Widerstand 210 mit Signalerde verbunden. Der Vorspannungsstrom wird von einem p-Kanal-Transistor 234, der eine Hälfte eines aus den Transistoren 232 und 234 bestehenden Stromspiegels 230 bildet, zum Differentialpaar 202, 204 gespeist. Der Strom durch den Transistor 232, der den Strom durch den Transistor 234 regelt, fließt vom Transkonduktanzverstärker 20 am Knoten 24 und wird wie nachfolgend ausführlich beschrieben geregelt, um den Verstärkungsfaktor des Transkonduktanzverstärkers 20 zu regeln.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird der Eingangsstufen- Transkonduktanzverstärker 20 mit CMOS-Transistoren ausgeführt. Größenbeschränkungen machen CMOS als Schaltungsanordnung für einen Hörhilfeverstärker nützlich, weil sie für eine monolithische Integration auf einer einzigen integrierten Schaltung besonders geeignet sind. Es werden vorzugsweise breite Kanäle eingesetzt, so dass die Transistoren 202, 204 im Subschwellenbereich arbeiten, wo die Transkonduktanz, und somit der Verstärkungsfaktor, im Wesentlichen direkt proportional zum Gleichstrom in den Transistoren ist. Ein MOSFET-Transistor arbeitet im Subschwellen- oder schwachen Inversionsbereich, wenn die Stromdichte niedrig ist, und ist durch einen Drainstrom gekennzeichnet, der proportional zum Exponent der Gate-Spannung ist, ähnlich wie bei einem bipolaren Transistor. In diesem Bereich ist die Transkonduktanz proportional zum Strom. Im starken Inversionsbereich, wo die Kanalstromdichte hoch ist, ist die Transkonduktanz proportional zur Quadratwurzel des Stroms, und dieser Bereich ist demgemäß weniger für einen Regelverstärker geeignet. In einer bevorzugten Ausgestaltung wird daher die Stromdichte reduziert, indem eine Gesamtkanalbreite für Transistoren 202 und 204 vorgesehen wird, die einen Betrieb im schwachen Inversionsmodus für diesen Vorspannungsstrom gewährleistet. In einer Ausgestaltung beträgt die Kanalbreite des Eingangsdifferentialpaares 202, 204 vorzugsweise wenigstens das 5fache von der der nachfolgenden Stufen, wobei sich etwa 1300 Mikron als geeignet erwiesen haben.
Ferner wurde die CMOS-Technologie aufgrund der schlechten Rauscheigenschaften im Vergleich zu einer bipolaren Eingangsstufe traditionell als für den Einsatz in analogen Hörhilfeverstärkern allgemein ungeeignet angesehen. Das höhere Rauschen von MOSFET- Verstärkern wird allgemein mit 1/f-Rauschen assoziiert, das durch eingeschlossene Ladungen in der Grenzfläche zwischen Silizium- und Gate-Oxidschicht verursacht wird. Dieses Rauschen wird ebenfalls durch Vergrößern der Fläche der Gates der Transistoren 202, 204 reduziert, die das Eingangsdifferentialpaar bilden. Somit wird durch eine Erhöhung der Gate-Breite, die ausreicht, um einen Betrieb im schwachen Inversionsmodus zu erzwingen, auch der 1/f-Rauschpegel reduziert.
Rauschen von Stromversorgungsschwankungen wird durch eine kapazitive Kopplung der Differentialeingänge zu VSS mit Kondensatoren 236 und 238 sowie durch Verbinden beider Differentialeingänge mit Signalerde mit Widerständen 210 und 212 reduziert. Dadurch wird gewährleistet, dass Rauschen zwischen VSS und Signalerde als Gleichtakteingang zu den Gates beider Transistoren 202 und 204 erscheint, die das Differentialpaar bilden.

B. Strom-Spannungs-Umsetzer der zweiten Stufe

Wie auch aus Fig. 1 hervorgeht, speist der Ausgangsstrom des Eingangs- Transkonduktanzverstärkers am Knoten 22 den Eingang zum Strom-Spannungs-Umsetzer 26. Wieder bezugnehmend auf Fig. 2, der Strom-Spannungs-Umsetzer 26 ist vorzugsweise eine zweistufige Schaltung, deren Eingangsstufe ein p-Kanal-Differentialpaar 260 umfasst, das von Transistoren 262 und 264 gebildet wird, die eine n-Kanal-Stromspiegellast 266 speisen. Das Gate des Transistors 262 ist mit dem Ausgang des Transkonduktanzverstärkers 20 verbunden, und das Gate des Transistors 264 ist mit Signalerde verbunden. Die Drains des durch die Transistoren 262 und 264 gebildeten Differentialpaares sind mit den Gates der n-Kanal-Transistoren 268 und 270 der zweiten Stufe verbunden. Der Ausgang des Transistors 268 bestimmt demgemäß den Eingangsstrom zu einem p-Kanal-Stromspiegel 280, der somit als Stromlast für den Ausgangstransistor 280 fungiert.
Ein Rückkopplungsstellwiderstand 286 ist zwischen dem Eingang zum Verstärker 26 am Gate des Transistors 260 und dem Ausgang des Verstärkers 26 am Knoten 28 vorgesehen, d. h. am Übergang vom Drain des Transistors 270 zur Source des Transistors 284. Wie nachfolgend mit Bezug auf Fig. 7 ausführlicher erläutert wird, ist der Rückkopplungswiderstand 286 verstellbar und wird demgemäß bei einem Abgleichvorgang, bei dem der Verstärkungsfaktor dieser zweiten Stufe eingestellt wird, von einem Anfangswert auf einen Endsollwert verstellt. Während dieses Abgleichvorgangs wird der Widerstand 286 auf einen Referenzwiderstandswert extern zur IC abgestimmt, um Temperatur- und Prozessvariationen von Widerstandswerten kompensieren zu helfen. Der Ausgangsknoten 28 umfasst den Signalausgang des Kompressionsverstärkers 200, der, wie in Fig. 1 illustriert, den Eingang zum Leistungsverstärker 30 umfasst, der wiederum den Ausgangswandler 32 ansteuert.

C. Vorspannungsstromquelle für den Eingangstranskonduktanzverstärker

Fig. 3 ist ein ausführlicheres Schema der Vorspannungsstromquelle für den Transkonduktanzverstärker 20 und die diesen regulierende Schaltung. Wie in Fig. 3 gezeigt ist, wird der Vorspannungsstrom durch den Knoten 24 und den n-Kanal-MOSFET 310 durch einen bipolaren n-p-n-Transistor 302 geleitet, dessen Emitter mit VSS verbunden ist. Die Basis des bipolaren Transistors 302 ist durch einen Widerstand 306 mit der Basis eines anderen bipolaren n-p-n-Transistors 304 verbunden, dessen Emitter ebenfalls mit VSS verbunden ist. Basisstrom wird von der Quelle eines n-Kanal-MOSFET 312, dessen Drain mit Vdd verbunden ist und dessen Gate, das den n-Kanal-MOSFETs 308 und 310 gemeinsam ist, jeweils in Reihe mit den bipolaren Transistoren 304 und 302 geschaltet ist, direkt zur Basis des Transistors 304 gespeist, wodurch die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 304 im Wesentlichen konstant gehalten wird. Dieser MOSFET 312 speist auch den Basisstrom zu dem anderen bipolaren Transistor 302, jedoch durch den Widerstand 306 und bildet so einen "unabgeglichenen" Stromspiegel mit den Transistoren 302 und 304, wobei das Ausmaß des Unsymmetrie zwischen den von den Transistoren 302 und 304 kommenden Strömen vom Spannungsabfall über den Widerstand 306 zwischen deren Basen abhängig ist.
Dieser Spannungsabfall über den Widerstand 306 wird von den Stromspiegeln 320 und 330 reguliert. Der Stromspiegel 320 wird von den n-Kanal-MOSFET-Transistoren 322 und 324 gebildet, wobei der Drain des Transistors 324 zwischen einer Seite des Widerstandes 306 und der Basis des Transistors 302 geschaltet ist. Ebenso wird der Stromspiegel 330 von den n-Kanal-MOSFET-Transistoren 332 und 334 gebildet, wobei der Drain des Transistors 324 zwischen einer Seite des Widerstandes 306 und der Basis des Transistors 302 geschaltet ist. Der Drain des Transistors 322 ist mit dem Ausgang des ersten Verstärkungsreglers 50 am Knoten 340 verbunden, und der Drain des Transistors 334 ist mit dem Ausgang des zweiten Verstärkungsreglers 60 am Knoten 350 verbunden.
Vorzugsweise ist ein n-Kanal-MOSFET-Freigabeschalter 336 zwischen dem Übergang von der Basis des Transistors 302 zum Widerstand 306 und dem gemeinsamen Eingang zu den Stromspiegeln 320 und 330 vorgesehen. Wie nachfolgend ausführlich beschrieben wird, kann so die niedrige Signalverstärkung des Transkonduktanzverstärkers 20 mit der veränderlichen Stromquelle 46 eingestellt werden.
Es ist somit klar, dass von den Spannungsreglern 50 und 60 in die Stromspiegel 320 und 330 fließender Strom den Strom vom Transistor 312 durch den Widerstand 306 zieht und so die Basisspannung des bipolaren Transistors 302 relativ zum bipolaren Transistor 304 senkt. Dadurch wird der Vorspannungsstrom des Transkonduktanzverstärkers 20 durch den Transistor 302 relativ zu dem konstanten Strom durch den Transistor 304 reduziert, wodurch der Verstärkungsfaktor des Eingangstranskonduktanzverstärkers 20 reduziert wird. Der Mechanismus zum Injizieren von Strom in die Stromspiegel 320 und 330 wird im nächsten Abschnitt ausführlich beschrieben.

D. Vorspannungsstromquellenregler

Fig. 4a ist eine Darstellung einer bevorzugten Ausgestaltung des in den Fig. 1 und 3 gezeigten ersten Verstärkungsreglers. In dieser Ausgestaltung empfängt der Verstärkungsregler 50 als Eingang den Ausgang des Strom-Spannungs-Umsetzers 26 am Knoten 28. Das Eingangssignal tritt mit einem festen Verstärkungsfaktor von vorzugsweise etwa ein bis zwei in einen Inversionsoperationsverstärker 402 ein. Der Ausgang des Operationsverstärkers 402 tritt in einen zweiten Inversionsoperationsverstärker 404 ein, der einen Verstärkungsfaktor von eins erhält. Die Ausgänge der Verstärker 402 und 404 werden jeweils an die Gleichstromsperrkondensatoren 406 und 408 angelegt und erzeugen ein ACgekoppeltes Signal und dessen Umkehrsignal an den Knoten 410 und 412. Diese beiden Knoten 410, 412 erzeugen negative Eingänge zu zwei weiteren Operationsverstärkern 414, 416, deren Ausgang jeweils mit dem Gate eines p-Kanal-MOSFET 418, 420 verbunden ist. Die beiden MOSFETs 418, 420 haben gemeinsame Drains, die mit Vdd verbunden sind, und gemeinsame Sources am Knoten 422, die zurück zu den positiven Eingängen der Verstärker 414 und 416 gespeist werden. Die gemeinsamen Sources der Transistoren 418 und 420 am Knoten 422 sind durch drei in Reihe geschaltete Widerstände 424, 426 und 428 mit Signalerde verbunden. Der letzte Widerstand 428 dieser Reihe, von dem eine Seite mit Signalerde verbunden ist, ist variabel. Ferner wird ein konstanter Stromeingang vom Knoten 430 am Übergang der Widerstände 424 und 426 durch die Widerstände 426 und 428 zu Signalerde geleitet. Die Stromquelle 431 kann auf eine Reihe verschiedener Weisen erzeugt werden; eine einfache ohmsche Schaltung, die einen Strom proportional zur Batteriespannung erzeugt, hat sich dabei als geeignet erwiesen. Durch Verändern des Widerstandswertes des Stellwiderstandes 428 kann die Spannung am Knoten 430, mit Vref1 bezeichnet, entsprechend variiert werden.
Daraus wird ersichtlich, dass, wenn das Signal an den Knoten 410 und 412 mit den negativen Eingängen der Verstärker 414 und 416 kleiner ist als Vref1, der Widerstand 424 den Knoten 422 zu Vref1 hochzieht und die Transistoren 418 und 420 durch die positiv gesättigten Verstärker 414 und 416 in den Ausschaltzustand vorgespannt werden. Wenn jedoch das Signal an einem der Knoten 410 oder 412 über Vref1 hinaus ansteigt, dann folgt die Spannung am Knoten 422. Somit verfolgt der Knoten 422, der mit einer Seite des Widerstands 424 verbunden ist, die Signalausschläge oberhalb Vref1, fällt aber niemals unter Vref1 ab. Der Knoten 430, der mit der anderen Seite des Widerstandes 424 verbunden ist, wird konstant auf Vref1 gehalten. Mit anderen Worten, das Potential über den Widerstand 424 entspricht dem Betrag, um den die Spannung des Ausgangssignals vom Strom- Spannungs-Umsetzer 26 Vref1, übersteigt.
Der Widerstand 424 ist durch den Knoten 422 mit einem Tiefpassfilter verbunden, der vom Widerstand 438 und vom Kondensator 440 gebildet wird. Der Kondensator 440 kann extern zu der integrierten Schaltung vorgesehen werden. Dieses RC-Netz bietet eine Spitzenerkennungsangriffszeit von vorzugsweise etwa 1 ms und eine Auslösezeit, die zusätzlich vom Wert des Widerstandes 424 abhängig ist, der vorzugsweise etwa 25 oder 30 ms beträgt. Nach dem Passieren durch einen Folgeregler 442 tritt das Signal vom Knoten 422 in den logarithmischen Verstärker 434 am Knoten 444 ein. Die konstante Spannung Vref1 am Knoten 430 legt einen Eingang an einen zweiten logarithmischen Verstärker 436 an. Die logarithmischen Verstärker 434 und 436 sind schematisch identisch, mit Ausnahme der Eingangswiderstände 446 und 448. Aus Gründen, die nachfolgend ausführlicher erörtert werden, wird bevorzugt, dass der Eingangswiderstand 446 des mit dem Signaleingangsknoten 422 verbundenen logarithmischen Verstärkers 434 geringfügig höher ist als der am Knoten 430 mit Vre1 verbundene Eingangswiderstand 448 des logarithmischen Verstärkers 436.
Ein Schema des logarithmischen Verstärkers 434 ist in Fig. 4b dargestellt. Der Eingang am Knoten 444 wird an den Widerstand 446 angelegt und geht dann zur Basis eines Transistors 449 eines Differentialpaares 450 sowie zu der/dem gemeinsamen Basis und Kollektor eines diodengeschalteten Rückkopplungstransistors 454. Die die andere Hälfte des Differentialpaares 450 bildende Basis des Transistors 451 ist mit Signalerde verbunden. Durch die Wirkung des Differentialverstärkers wird die Spannung am Eingangsknoten 444 über den Eingangswiderstand 446 angelegt, wobei der resultierende Strom durch den Rückkopplungstransistor 454 zum Ausgangsknoten 460 passiert, der vom n-Kanal-MOSFET-Transistor 452 auf einem Potential unter Signalerde gehalten wird, das logarithmisch auf die Eingangsspannung am Knoten 444 bezogen ist.
Wieder bezugnehmend auf die oben beschriebene Fig. 4a, für Signalpegel unter Vref1 ist das Potential relativ zu Signalerde an den Eingängen zu beiden logarithmischen Verstärkern 434 und 436 an den Knoten 444 und 430 identisch und gleich Vref1. Wären die Verstärker 434, 436 identisch, dann würden auch gleiche Ausgangsspannungen an den Verstärkerausgangsknoten 460 und 462 erzeugt. Der Widerstand 446 hat jedoch vorzugsweise einen um 10% bis 30% höheren Widerstandwert als der Widerstand 448, wodurch der Verstärkungsfaktor des logarithmischen Verstärkers 434 reduziert und somit das Potential seines Ausgangsknotens 460 relativ zum Ausgangsknoten 462 des anderen logarithmischen Verstärkers 436 geringfügig angehoben wird.
Die Ausgangsknoten 460 und 462 der logarithmischen Verstärker 434, 436 bilden Differentialeingänge zu einem zweiten Transkonduktanzverstärker 464, der einen Verstärkungsfaktor hat, der von dem Vorspannungsstrom abhängig ist, der ihm von einer regelbaren Stromquelle 466 zugeführt wird. Der Ausgang dieses Verstärkers 464, der, wie jetzt einleuchtend sein wird, vom Ausgangssignal des Strom-Spannungs-Umsetzers 26 relativ zu Vref1 abhängig ist, speist den Stromspiegel 320 vom Ausgangsknoten 340 (siehe Fig. 3).
Fig. 4c zeigt ein Schema einer bevorzugten Ausgestaltung dieses Verstärkers 464 und seiner Vorspannungsstromquelle 466. Der Vorspannungsstrom für diesen Transkonduktanzverstärker 464 durch den Knoten 473 wird vom Stromspiegel 468, der sich aus zwei p-Kanal-MOSFETs 467, 469 zusammensetzt, in der Stromquelle 466 erzeugt. Der Strom durch den Stromspiegel 468 wird durch Strom durch einen bipolaren Transistor 470 bestimmt, der durch einen Widerstand 471 mit Vss verbunden ist. Die Basis des Transistors 470 ist mit der Basis eines anderen bipolaren Transistors 475 verbunden, der durch einen externen Stellwiderstand 472 mit VSS verbunden ist. Es ist klar, dass eine Reduzierung des Widerstandswerts des Stellwiderstandes 472 eine Verringerung der Spannung an der Basis des Transistors 470 und somit eine Verringerung des Stroms durch den Transistor 470 und wiederum des Stroms durch den Stromspiegel 468 zur Folge hat. Es wird vorzugsweise ein kleiner Vorspannungsstrom in den Widerstand 471 am Knoten 476 injiziert, um den Transistor 470 vollständig in den Ausschaltzustand vorzuspannen, wenn der Stellwiderstand 472 seinen Mindestwiderstandswert nähert. Der Vorspannungsstrom vom Stromspiegel 468 durch den Knoten 473 ist auf zwei bipolare Transistoren 487, 489 verteilt, die gemeinsame Basen haben, die mit einem Rückkopplungs-MOSFET 491 verbunden sind, dessen Drain mit Vdd und dessen Source mit den Basen der bipolaren Transistoren 487, 489 verbunden sind. Das Potential des Knotens 473 ergibt eine Vorspannung für die Gates der Kaskode-n-Kanal-MOSFETs 484 und 486.
Es sind auch zwei zusätzliche bipolare Transistoren vorgesehen. Der Transistor 488 ist so konfiguriert, dass er eine(n) gemeinsame(n) Basis und Emitter mit dem Transistor 487 hat, und der Transistor 490 ist so konfiguriert, dass er eine(n) gemeinsame(n) Basis und Emitter mit dem Transistor 489 hat. Demzufolge ist der Strom im Transistor 488 etwa gleich dem im Transistor 487, und der Strom im Transistor 490 ist etwa gleich dem im Transistor 489. Der Strom durch die bipolaren Transistoren 488 und 490, und somit die Transkonduktanz der Eingangsstufe des mit den Knoten 460 und 462 verbundenen Verstärkers 464 ist proportional zum Vorspannungsstrom durch den Knoten 473.
Spannungsdifferenzen zwischen den Knoten 460 und 462 erzeugen somit Differenzen im Strom durch die Transistoren 488 und 490, wobei der Strom durch den Transistor 488 den Strom in den Stromspiegeln 494 und 492 regelt. Der Strom durch den Transistor 490 regelt den Strom im Stromspiegel 496, mit der Folge, dass der Stromausgang am Knoten 340 im Wesentlichen proportional zum Vorspannungsstrom am Knoten 473 und der Spannungsdifferenz zwischen Knoten 460 und Knoten 462 ist.
Man wird sich auch erinnern, dass der Transistor 452a bei Signalpegeln unter Vref1 aufgrund der unterschiedlichen Widerstandswerte der in Fig. 4a gezeigten Widerstände 448 und 446 geringfügig stärker vorgespannt wird als im Transistor 452. Bei einem tiefen Signal wird daher der Ausgangsknoten 340 nahe VSS gehalten, und es fließt kein Ausgangsstrom durch den Stromspiegel 320. Wenn der Signaleingang am Knoten 444 über Vref1 hinaus ansteigt, dann senkt jedoch der Transistor 452 das Potential am Knoten 460, so dass der Strom durch den Transistor 497 über den Betrag hinaus erhöht wird, der durch den Transistor 498 geht, wobei der überschüssige Strom vom n-Kanal-Stromspiegel 492 am Knoten 340 hinausgedrückt wird. Auf diese Weise wird der Vorspannungsstrom des Eingangsstufen-Transkonduktanzverstärkers 20 reduziert, wenn der Signalausgang vom Strom-Spannungs-Umsetzer 26 Vref1 übersteigt.
Wie in Fig. 1 illustriert, ist auch ein zweiter Verstärkungsregler 60 vorgesehen, der den Verstärkungsfaktor des Eingangstranskonduktanzverstärkers 20 regelt. Fig. 5a zeigt ein Schema einer bevorzugten Ausgestaltung des zweiten Verstärkungsreglers 60. Aufgabe des zweiten Verstärkungsreglers 60 ist es zu verhindern, das die Verstärker 20 und 26 gesättigt werden und das Signal am Lautsprecher 32 einen voreingestellten Schwellenwert überschreitet. Dazu werden zwei zusätzliche Referenzspannungen mit ohmschen Spannungsteilern 502 und 504 erzeugt.
Wie aus Fig. 5a ersichtlich ist, erzeugt der Spannungsteiler 502 eine Referenzspannung Vref2, die nahe VSS liegt, vorzugsweise bei etwa dem 0,1 bis 0,2fachen der Batteriespannung Vbat. Vref2 erzeugt einen Eingang zu einer Vergleichsschaltung 506, die logisch als zwei Komparatoren mit Ausgängen dargestellt werden kann, die den Eingang zu einem OR-Gate bilden. Auch die Knoten 410 und 412 bilden Eingänge zu dieser Vergleichsschaltung, die, wie oben in Verbindung mit Fig. 4a und einem ersten Verstärkungsregler 50 beschrieben, proportional zum Signalausgang des Strom-Spannungs- Umsetzers 26 und seinem Umkehrwert sind (sie sind gleich dem Signalausgang und seinem Umkehrwert, wenn der Verstärker 402 einen Verstärkungsfaktor von eins hat).
Fig. 5b zeigt ein Schema einer bevorzugten Vergleichsschaltung 506. Gemäß dieser Figur sind die Knoten 410 und 412 mit den Gates der p-Kanal-MOSFET-Transistoren 510 und 512 verbunden, die in Kombination ein Differential-"Paar" mit dem p-Kanal- MOSFET-Transistor 514 bilden, dessen Gate mit Vref2 verbunden ist.
Die Eingangsstufe des Komparators 506 ist vom Faltkaskodentyp. Der Spannungsabfall über den Widerstand 525 (und den Transistor 519) definiert die Gate- Spannung der Transistoren 520 und 522, und der Strom durch die Transistoren 520 und 522 definiert die Spannung an den Knoten 530 und 532 relativ zu dieser Gate-Spannung.
Der Strom im Transistor 520 ist der Strom durch den Stromspiegel 516, der durch den Strom durch den Transistor 519 minus den Strom durch den Komparatoreingangstransistor 514 fixiert ist. Ebenso ist der Strom im Transistor 522 der Strom durch den Stromspiegel 516 minus den kombinierten Strom durch die Komparatoreingangstransistoren 510 und 512. Wenn der Strom im Transistor 520 größer ist als der Strom im Transistor 522, dann wird der Ausgang des Komparators am Knoten 534 auf Vdd gezogen. Wenn der Strom im Transistor 522 größer als der Strom im Transistor 520 ist, dann wird der Ausgang des Komparators am Knoten 534 auf Vss gezogen.
Schematisch ist die in Fig. 5a gezeigte andere Vergleichsschaltung 508 identisch mit der in Fig. 5b gezeigten. Die durch den Spannungsteiler 504 erzeugte Spannungsreferenz Vref3 ist jedoch vorzugsweise mit dem Stellwiderstand 536 zwischen einer Untergrenze von etwa dem 0,05 bis 0,1 fachen von Vbat und einer Obergrenze von gerade unterhalb dem 0,5 fachen von Vbat verstellbar. Ferner kommen die Signaleingänge zur Vergleichsschaltung 508 vom Ausgang des Hörhilfe-Leistungsverstärkers 30, der den Ausgangswandler 32 speist. Wenn der Leistungsverstärker 30 ein Pulsbreitenmodulationstyp der Klasse D ist, dann müssen die Eingänge mit Filtern 538 und 540 tiefpassgefiltert werden, um das Tonfreduenzausgangssignal zu rekonstituieren. Für den Hörgerätbenutzer praktischerweise kann Vref3 über den Widerstand 536 verstellt werden. Mit dem Widerstand 536 kann der maximale Ausgang vom Empfänger 32 für einen bestimmten Hörgerätträger komfortabel eingestellt werden. Mit diesen Eingangsdifferenzen ist der Betrieb der Vergleichsschaltung 508 identisch mit dem, der mit Bezug auf die Vergleichsschaltung 506 und Fig. 5a beschrieben wurde.
Der Ausgang jeder Vergleichsschaltung 506, 508 steuert das Gate eines n-Kanal- MOSFET 542, 544 an, dessen Source jeweils mit VSS und dessen Drain durch einen von einem Reihenwiderstand 546 und dem Kondensator 548 gebildeten Tiefpassfilter mit dem negativen Eingang eines anderen Komparators 550 verbunden ist, im Wesentlichen wie in Bezug auf den Widerstand 438 und den Kondensator 440 gemäß Fig. 4a beschrieben wurde, aber mit einer Ausgangsbegrenzung bei 1,5 dB pro ms, mit einer Auslösezeit von etwa 100 ms.
Der positive Eingang am Knoten 560 zum Verstärker 550 ist an Vbat gebunden. Der negative Eingang am Knoten 562 ist ebenfalls an Vbat durch einen Widerstand 552 gebunden, der beide Eingänge auf Vbat hält, wenn Eingangssignale zur Vergleichsschaltung S06 geringer als Vref2 und Eingangssignale zur Vergleichsschaltung 508 geringer als Vref3 sind. Wenn der Transistor 542 oder der Transistor 544 von der Vergleichsschaltung 506 oder 508 zwangsweise eingeschaltet wird, dann wird der negative Eingang zum Komparator 550 in Richtung auf VSS gezogen, was zu einem positiven Ausgang am Ausgangsknoten 350 führt, so dass der Stromspiegel 330 wie in Fig. 3 gezeigt gespeist wird.
Wie in Fig. 5c gezeigt, ist der Verstärker 550 vorzugsweise einfach ein Differentialpaar 556 der p-Kanal-MOSFETs, die eine n-Kanal-MOSFET-Stromspiegellast 558 speisen. Der Verstärker 550 liefert höchstens den Vorspannungsstromeingang am Knoten 554. Wenn dieser Vorspannungsstrom multipliziert mit dem Widerstand 306, der mit der Basis des Transistors 302 verbunden ist, groß genug ist (vorzugsweise wenigstens etwa 50 mV), dann arbeitet der Verstärkungsregler 60 im Wesentlichen als Ausgangsbegrenzer und erzeugt den Strom, der notwendig ist, um Spannungsausschläge am Ausgang des Strom-Spannungs-Umsetzers 26 über Vref2 hinaus sowie Spannungsausschläge am Ausgang des Leistungsverstärkers 30 über Vref3 hinaus zu beschneiden.
Fig. 6 zeigt eine graphische Darstellung des dB-Ausgangs am Ausgangswandler in Abhängigkeit vom dB-Eingang, der durch die Verstärkungsregelung der vorliegenden Erfindung erzeugt wird. Bei Eingangssignalpegeln unter einem bestimmten Schwellenwert 602, der einen Ausgang am Knoten 28 von weniger als Vref1 erzeugt, bleibt der durch den Vorspannungsstrom des Eingangstranskonduktanzverstärkers 20 definierte Verstärkungsfaktor durch die Verstärkungsregler 50, 60 unmodifiziert. Dies ist in Bereich 604 von Fig. 6 illustriert. Sobald der Knoten 28 Vref1 übersteigt, beginnt der erste Verstärkungsregler 50 mit der Reduzierung des Vorspannungsstroms des Eingangstranskonduktanzverstärkers und produziert so eine Neigungsreduzierung im nächsten Bereich der Kurve 606. Wenn man die in Fig. 4a gezeigte Schaltung untersucht, stellt man fest, dass der Strom vom Knoten 340 proportional zum Logarithmus von [Vref1/Vnode &sub4;&sub2;&sub2;]N ist, wobei N vom Vorspannungsstrom am Knoten 473 und vom Verstärkungsfaktor der logarithmischen Verstärker 434, 436 abhängig ist. Da der Emitterstrom des Transistors 302 exponentiell von seiner Basisspannung abhängig ist, ist der Vorspannungsstrom am Knoten 24 proportional zu [Vref1/Vnode &sub4;&sub2;&sub2;]N. Wie oben erläutert, wenn der Ausgang am Knoten 28 kleiner als Vref1 ist, dann ist Vnode &sub4;&sub2;&sub2; gleich Vref1. Wenn Vnode &sub4;&sub2;&sub2; Vref1 überschreitet, dann wird jedoch der Vorspannungsstrom (und somit der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 20) um den Faktor [Vref1/Vnode &sub4;&sub2;&sub2;]N reduziert, so dass der Bereich 606 mit reduzierter Neigung entsteht.
Bei höheren Eingangssignalpegeln überschreitet entweder die Spannung am Knoten 28 Vref1 oder die Spannung am Ausgangswandler 32 überschreitet Vref1, der Ausgang wird vom zweiten Verstärkungsregler 60 geklemmt, so dass eine Ausgangssignalgrenze für hohe Eingangssignale erzeugt wird, wie in Fig. 6 als Bereich 608 dargestellt ist.
Jetzt sollte die Verstellbarkeit von Verstärkungskenndaten, die ein Aspekt der vorliegenden Erfindung ist, klar sein. Die Neigung des Bereiches 604 wird durch den anfänglichen tiefen Signalvorspannungsstrom des Eingangstranskonduktanzverstärkers 20 bestimmt. Es hat sich in einer bevorzugten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung als geeignet erwiesen, die Beziehung zwischen Eingang und Ausgang des tiefen Signals mit einem ausführlich im nächsten Abschnitt beschriebenen Abgleichverfahren auf 1 : 1 einzustellen. Der die Kompressionsschwelle 602 definierende Eingangspegel ist durch Verändern des Widerstandswertes des Widerstandes 428 in der in Fig. 4a illustrierten ersten Verstärkungsreglerschaltung verstellbar. Dieser Widerstand, an den man sich in Zusammenhang mit dieser Figur erinnern wird, definiert die Spannung Vref1. Ferner ist die Neigung im Bereich 606 der Kurve von Fig. 6 vom Verstärkungsfaktor des Transkonduktanzverstärkers 464 in der in Fig. 4a gezeigten Schaltung des ersten Verstärkungsreglers 50 abhängig. Wie oben erläutert wurde, wird dieser Verstärkungsfaktor mit dem in Fig. 4c gezeigten externen Stellwiderstand 472 eingestellt, so dass auch die Neigung des Bereiches 606 variiert werden kann. Ferner ist auch die Ausgangspegelgrenze, in Fig. 6 als Bereich 608 dargestellt, mit einem externen Stellwiderstand 536 verstellbar, wie oben mit Bezug auf Fig. 5a illustriert und beschrieben wurde.

E. Verstärkungsabgleich

Es ist ein weiterer vorteilhafter Aspekt der vorliegenden Erfindung, dass der Verstärkungsfaktor periodisch auf einen voreingestellten Wert abgeglichen werden kann, der für tiefe Signaleingänge geeignet ist. Ein Verstärkungsabgleich erfolgt vorzugsweise automatisch immer dann, wenn die Stromversorgung zur Hörhilfe eingeschaltet wird. Wie aus Fig. 1 ersichtlich ist, wird die Gesamtverstärkung des Verstärkungsteils 200 durch den Vorspannungsstrom des Eingangstranskonduktanzverstärkers 20 und den Rückkopplungswiderstand 286 des Strom-Spannungs-Umsetzers 26 bestimmt. In einer bevorzugten Ausgestaltung werden zwei separate Abgleichvorgänge durchgeführt, einer für den Rückkopplungswiderstand 286 und einer für den Vorspannungsstrom des Eingangstranskonduktanzverstärkers 20.
Dieser Abgleichvorgang wird am besten mit Bezug auf die Fig. 7, 8 und 9 erläutert. Zunächst wird der Rückkopplungswiderstand 286 des Strom-Spannungs- Umsetzers 26 durch Sperren seines Wertes eingestellt, um ihn auf einen in Fig. 7 gezeigten Präzisionswiderstand 712 (vorzugsweise 1% Toleranz) abzustimmen, der extern zu der integrierten Schaltung vorgesehen ist. Dadurch wird die Leistung der Hörhilfe verbessert, weil der Widerstandswert des Rückkopplungswiderstandes 286, der auf dem Chip integriert ist, sich nur sehr schwer genau regeln lässt und, wenn er nicht verstellbar ist, mit der Temperatur sowie aufgrund von Prozessvariationen von Chip zu Chip variiert.
Zweitens wird der Vorspannungsstrom des Transkonduktanzverstärkers 20 auf einen Wert eingestellt, der den Verstärkungsfaktor des Transkonduktanzverstärkers 20 mit tiefen Eingangssignalpegeln definiert. Der tatsächliche Wert des Vorspannungsstroms zu einem bestimmten Zeitpunkt wird durch den Signalpegel durch die Wirkung des ersten und des zweiten Verstärkungsreglers 50 und 60 in der oben beschriebenen Weise beeinflusst. Die niedrige Signalverstärkung wird vorzugsweise auf eine Weise eingestellt, die eine identische Anfangsverstärkungseinstellung bei jedem Einschalten gewährleistet, wobei es besonders nützlich ist, wenn die durch den Abgleichvorgang erzeugte niedrige Signalverstärkungseinstellung nicht mit abnehmender Batteriespannung variiert.
Eine bevorzugte Schaltung zum Durchführen eines Abgleichvorgangs des Rückkopplungswiderstandes 286 des Strom-Spannungs-Umsetzers 26 ist in Fig. 7 dargestellt und auch in den ersten fünf Schritten umrissen, die in der Ablauftabelle von Fig. 9 illustriert sind. Bezugnehmend auf die Fig. 7 und 9, der Rückkopplungswiderstand 286 ist digital in 16 Schritten mit vier Hoch/Tief-Eingängen mit der Fachwelt bekannten Methoden verstellbar. In einer bevorzugten Ausgestaltung beträgt der Zielwiderstandswert des Rückkopplungswiderstands 286 400 kΩ, und durch die schrittweise Verstellung wird der Widerstandswert von etwa 250 kΩ auf etwa 550 kΩ verstellt. Es ist auch ein separater, identischer, digital verstellbarer Widerstand 704 vorgesehen, von dem ein Ende mit VSS verbunden und das andere Ende mit einer konstanten Spannung verbunden ist, die von einem bipolaren Transistor 706 angelegt wird. Dieselbe Spannung wird über den Präzisionsreferenzwiderstand 712 angelegt, der extern zur IC von einem anderen bipolaren Transistor 708 erzeugt wird, der eine gemeinsame Basis mit dem Transistor 706 hat, wobei beide Basen auf einer konstanten Spannung Vset 707 gehalten werden, die mit einem ohmschen Teiler von Vbat erzeugt wird. Beide Transistoren 706 und 708 werden von einem p-Kanal-Stromspiegel 710 gespeist, so dass die Spannung am Knoten 714 nahe VSS gehalten wird, wenn der Widerstandswert des Widerstandes 704 höher ist als der Widerstand des externen Referenzwiderstandes 712, und die Spannung am Knoten 714 wird auf Vbat gezogen, wenn der Widerstandswert des Widerstandes 704 niedriger ist als der Widerstand des externen Referenzwiderstandes 712.
So wird der Widerstandsabgleichvorgang mit den folgenden Schritten abgeschlossen. Bezugnehmend auf die Fig. 7 und 9, Batteriestrom wird der Hörhilfe in Schritt 902 zugeführt, und das Potential von Vdd beginnt zu steigen. Der "RESET"-Eingang, bei dem Vbat an der positiven Schiene anliegt, ist beim Einschalten im H-Zustand, wird jedoch für den Pegel von Vdd sensitiv gemacht, so dass "RESET" in den L-Zustand geht, wenn Vdd etwa das 1,75fache von Vbat erreicht. Der "RESET"-Eingang wird am Knoten 716 mit dem Solleingang eines Flipflop 724 und dem Reset-Eingang eines Zählers 720 verbunden. Wenn "RESET" in Schritt 904 in den L-Zustand geht, dann beginnt der Zähler 720, dessen Ausgang die vier Hoch/Tief-Widerstandseinstellsignale umfasst, mit dem Erhöhen eines Zählwertes. Dem Zähler 720 ist ein Signalspeicher 722 nachgeschaltet, dessen Ausgang die vier Hoch/Tief-Signale umfasst, die vom Zähler empfangen werden, solange er sich in einem freigegebenen Zustand befindet. Der Signalspeicher 722 wird durch den Ausgang des Flipflops 724 freigegeben, der sich im H-Zustand befindet, solange sein Reset-Eingang, der mit dem Knoten 714 verbunden ist, im L-Zustand ist. Der Signalspeicher 722 wiederum gibt die vier Hoch/Tief-Signale an Stellwiderstände 704 und 286 aus, setzt sie auf ihren höchsten Wert, wenn die Zahl null ist, oberhalb des Widerstandswertes des Referenzwiderstandes 712. Da der Widerstand 704 (und demzufolge der Widerstand 286) auf seine Obergrenze oberhalb des Widerstandswertes des Widerstands 712 eingestellt wird, wird die Spannung am Knoten 714 auf VSS gehalten, und dieser niedrige Eingang wird an den Reset-Eingang des Flipflop 724 angelegt.
Der Zähler 720 hat ein Taktsignal von etwa 100 bis 200 Hz an seinem zweiten Eingang, das vorzugsweise von einer einfachen, RC-stabilen Multivibratorschaltung erzeugt wird, die in den Figuren nicht dargestellt ist. Der Zählerausgang wird über den Knoten 718 mit jedem Taktimpuls weitergeschaltet, ebenso steigt auch der Ausgang des Signalsspeichers 722. Wie in Schritt 906 beschrieben, hat dies zur Folge, dass der Widerstandswert der Widerstände 286 und 704 abnimmt, bis der Widerstandswert des Widerstandes 704 in Schritt 908 bis unmittelbar unter den Widerstandswert des Widerstandes 712 abfällt. In Schritt 910 wird daher der Knoten 714 auf Vbac gezogen, und dieses hohe Potential wird an den Reset-Eingang des Flipflop 724 angelegt, so dass sein Ausgang auf Vss geht und den Signalspeicher 722 sperrt, der den Wert speichert, den er zu dem Zeitpunkt hatte, als der Knoten 714 in den H-Zustand ging. So wird bewirkt, dass der Rückkopplungswiderstand 286 (zusammen mit dem Widerstand 704) mit dem Widerstandswert des externen Präzisionswiderstandes 712 übereinstimmt.
Der Abgleich des tiefen Signal-Basislinien-Vorspannungsstroms des Eingangstranskonduktanzverstärkers 20 erfolgt mit einem ähnlichen Verfahren. Eine bevorzugte Schaltung zum Ausführen des Vorspannungsstromabgleichverfahrens ist in Fig. 8 illustriert und auch in den letzten drei Schritten umrissen, die in der Ablauftabelle von Fig. 9 illustriert sind.
Bezugnehmend auf die Fig. 8 und 9, der "TRIM"-Eingang am Knoten 802, bei dem Vbat an der positiven Schiene anliegt, ist im H-Zustand, wenn Batteriestrom zugeführt wird. Dadurch wird ein n-Kanal-MOSFET 806 eingeschaltet, wodurch der positive Eingang des Transkonduktanzverstärkers 20 direkt mit Signalerde verbunden wird. Sowohl der "TRIM"-Eingang als auch ein Tonfrequenz-Taktsignal von vorzugsweise etwa 1000 Hz werden an ein AND-Gate 805 angelegt, das einen Ausgang am Knoten 804 hat, der durch den Widerstand 808 und den Kondensator 810 an den negativen Eingang des Transkonduktanzverstärkers 20 angelegt wird. Das 1000 Hz Taktsignal wird ebenfalls vorzugsweise durch eine einfache RC-stabile Multivibratorschaltung erzeugt, die in den Figuren nicht dargestellt ist. Ein hoher "TRIM"-Eingang hat somit zur Folge, dass das 1000 Hz Taktsignal am Knoten 804 erscheint, und erzeugt ein kapazitiv gekoppeltes Signal zum negativen Eingang des Transkonduktanzverstärkers 20. In einer bevorzugten Ausgestaltung wird daher das 1000 Hz Taktsignal an den Transkonduktanzverstärker 20 angelegt, während der oben beschriebene Widerstandsabgleichvorgang durchgeführt wird, so dass sich der Ausgang des Verstärkers 20 stabilisieren kann, bevor der Vorspannungsstrom- Abgleichvorgang durchgeführt wird.
Dann wird der Vorspannungstrom auf die folgende Weise eingestellt. Der Zähler erhöht seinen Wert ständig weiter, nachdem der Widerstandszählsignalspeicher 722 durch den Flipflop 724 in Schritt 910 von Fig. 9 gesperrt wurde. Wenn der Zähler 720 in Schritt 912 wieder zu null umläuft, dann wird ein "GAIN TRIM"-Signal am Knoten 813 in Schritt 912 in den H-Zustand gezwungen. Das "GAIN TRIM"-Signal erzeugt einen Eingang zu einem AND-Gate 816, das wiederum einen Eingang zum RESET-Eingang eines anderen Flipflop 814 erzeugt. Der Flipflop 814 wird mit dem "RESET"-Signal, dem Zähler 720 und einem Zählsignalspeicher 812 auf eine zu der oben in Bezug auf das Abgleichverfahren des Rückkopplungswiderstandes 286 beschriebenen analogen Weise verbunden. Somit geht der Ausgang des Flipflop 814 in den H-Zustand, und der Signalspeicher 812 kann dem Zähler 720 folgen.
Die Stromquelle 46 wird, ähnlich wie die oben beschriebenen Widerstände 286 und 704, in 16 Schritten mit vier Hoch/Tief-Eingängen veränderlich gemacht, die vom Zähler 720 durch den Signalspeicher 812 angelegt werden. Wenn der Zähler 720 und der Signalspeicher 812 im Verlaufe des Widerstandsabgleichverfahrens null passieren, dann erzeugt die veränderliche Stromquelle 46 ihren niedrigsten Strom.
Wie oben beschrieben wurde, wird an einen Eingang des AND-Gates 816 das "GAIN TRIM"-Signal angelegt, das nach einem Zählerzyklus von 16 Schritten in den H- Zustand geht. Der zweite Eingang zum AND-Gate 816 ist der Ausgang der Vergleichsschaltung 506, wie in Fig. 5a illustriert ist. Der Ausgang der Vergleichsschaltung 506 geht in den H-Zustand, wenn der Ausgang des Strom-Spannungs-Umsetzers 26 eine durch Vref2 definierte Schwellenspannung übersteigt. Während des normalen Betriebs führt dies zu einer Reduzierung des Vorspannungsstroms durch den Stromfluss durch den Stromspiegel 330 von Fig. 3. Während des Vorspannungsstrom-Abgleichvorgangs schaltet jedoch der Kompressionsfreigabetransistor 336 ab, so dass die Stromspiegel 320 und 330 den Vorspannungsstromfluss zum Transkonduktanzverstärker 20 nicht mehr beeinflussen können.
Somit steigt also, wenn die Ausgänge des Zählers 720 und des Signalspeichers 812 wieder von null ansteigen, der Vorspannungsstrom in Schritt 914 wieder an, so dass die Verstärkung des am Knoten 804 anliegenden Taktsignals zunimmt. Daher steigt der Ausgang des Transkonduktanzverstärkers 20 am Knoten 22 an, bis der Ausgang der Vergleichsschaltung 506 in den H-Zustand geht. An dieser Stelle geht, wie in Fig. 9 als Schritt 916 erläutert ist, der Eingang zum AND-Gate 816 am Knoten 818, der mit dem Ausgang der Vergleichsschaltung 506 verbunden ist, in den H-Zustand und bewirkt so, dass der Ausgang des AND-Gates 816 in den H-Zustand geht und den Flipflop 814 zurückstellt und den Signalspeicher 812 sperrt. So speichert der Signalspeicher 812 den Wert, den er hatte, als der Knoten 818 in den H-Zustand ging, und stellt somit einen niedrigen Signalvorspannungsstrom für den Transkonduktanzverstärker 20 ein. Wenn der Takt 720 wieder auf null zurückkehrt, dann werden die Eingänge "TRIM" und "GAIN TRIM" in den L-Zustand gezwungen, und der Verstärkungsfaktor der Hörhilfe wird für den Normalbetrieb abgeglichen.
Der gesamte Abgleichvorgang erfordert 32 Taktzyklen des niederfrequenten Taktes am Knoten 718, der den Zähler 720 ansteuert. Für eine Zählertaktfrequenz von 150 Hz erfordert der Abgleichzyklus etwa 213 ms. Es wird natürlich bevorzugt, dass der Ausgang des Wandlers während des Abgleichvorgangs gesperrt ist.
Es ist ein Aspekt der vorliegenden Erfindung, dass die niedrige Signalverstärkung ohne Referenz auf die Spannung an der Batterie eingestellt wird, die während des Gebrauchs der Hörhilfe mit der Zeit abnimmt. Dies wird durch die Tatsache erreicht, dass der Pegel des am Knoten 804 anliegenden Taktsignals und der Pegel der Referenzspannung Vef2 beide proportional zur existierenden Batteriespannung sind. Da der gewünschte Verstärkungsfaktor durch ein gewünschtes Verhältnis von Vref2 zu dem Referenz- Eingangstaktsignal am Knoten 804 definiert wird, werden wiederholbare Verstärkungsfaktorabgleichungen sichergestellt, obwohl die Batteriespannung beim Einschalten möglicherweise variiert. Natürlich gibt es, wenn der Verstärkungsfaktor durch das Abgleichverfahren eingestellt wird, keine kontinuierliche Nachstellung, weil der Abgleich den Eingang eines Referenzsignals am Eingangsverstärker 20 verlangt. Ein Neuabgleich des Verstärkungsfaktors lässt sich jedoch leicht dadurch erzielen, dass die Hörhilfe abgeschaltet und Strom erneut zugeführt wird, so dass der Verstärkungsfaktor im Einklang mit dem vorhandenen Batteriespannungsniveau automatisch neu abgestimmt wird.
Es wurden oben bestimmte bevorzugte Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung und der derzeit als am besten angesehene Modus beschrieben. Es ist jedoch klar, dass, egal wie ausführlich der obige Text erscheinen mag, die Erfindung auf viele verschiedene Weisen praktiziert werden kann, und die Erfindung ist in Zusammenhang mit den beiliegenden Ansprüchen und ihren Äquivalenten zu sehen.

Claims

1. Hörhilfe mit einer Signaleingangsstufe, umfassend einen Transkonduktanz- Regelverstärker (20) mit einem Ausgangssignalstrom (22), der durch eine Eingangssignalspannung (12) und einen veränderlichen Vorspannungsstrom (24) definiert wird, wobei der genannte veränderliche Vorspannungsstrom (24) mit einer Rückkopplungsschleife gesteuert wird, die mit Rückkopplungsausgangssignalen gekoppelt ist, deren Pegel vom Ausgangssignalstrom (22) des genannten Transkonduktanzverstärkers (20) abhängig sind, dadurch gekennzeichnet, dass die genannte Hörhilfe folgendes umfasst:

eine erste Stromquelle (42), die zwischen dem genannten Transkonduktanzverstärker (20) und einer Spannungsgleichtaktreferenz geschaltet ist, um den genannten veränderlichen Vorspannungsstrom (24) zuzuführen;

eine zweite Stromquelle (46), die zwischen einer Stromschiene und der gemeinsamen Schaltungsgleichtaktreferenz geschaltet ist, wobei die genannte zweite Stromquelle (46) so abgeglichen wird, dass sie während des normalen Hörhilfebetriebs einen konstanten Strom zuführt;

wobei die genannte erste Stromquelle (42) Strom in einer veränderlichen Beziehung zu der von der genannten zweiten Stromquelle (46) zugeführten Strommenge zuführt und wobei die genannte veränderliche Beziehung vom Ausgangssignalpegel von dem genannten Transkonduktanzverstärker (20) abhängig ist.

2. Hörhilfe nach Anspruch 1, wobei die genannte zweite Stromquelle (46) einen einen maximalen Vorspannungsstrom definierenden Strom zuführt.

3. Hörhilfe nach Anspruch 2, wobei der von der genannten zweiten Stromquelle (46) zugeführte Strom periodisch abgeglichen wird, um die niedrige Signalverstärkung des genannten Verstärkers zu bewirken.

4. Hörhilfe nach Anspruch 3, wobei die genannte Hörhilfe zusätzlich eine Batteriestromquelle umfasst und wobei der von der genannten zweiten Stromquelle zugeführte Strom nach dem Zuführen von Batteriestrom zu der genannten Hörhilfe variiert wird, so dass die niedrige Signalverstärkung des genannten Verstärkers von der Ausgangsspannung der genannten Batterie im Wesentlichen unabhängig ist.

5. Hörhilfe nach Anspruch 4, bei der das genannte Abgleichen folgendes umfasst:

Anlegen eines Eingangssignals an den genannten Transkonduktanzverstärker (20), wobei der genannte Eingangssignalpegel im Wesentlichen proportional zur Ausgangsspannung der genannten Batteriestromquelle ist;

automatisches Erhöhen des genannten Vorspannungsstroms (24);

Vergleichen des resultierenden Ausgangssignals des Verstärkers (20) mit einer Referenzspannung, wobei die genannte Referenzspannung im Wesentlichen proportional zur genannten Batteriespannung ist;

Ermitteln eines Basislinien-Vorspannungsstroms, bei dem das genannte Ausgangssignal im Wesentlichen gleich der genannten Referenzspannung ist; und

Entfernen des genannten Eingangssignals und Halten des genannten Vorspannungsstroms im Wesentlichen auf dem genannten Basislinienpegel.

6. Hörhilfe nach Anspruch 3, wobei das genannte Abgleichen automatisch jedesmal dann durchgeführt wird, wenn dem genannten Verstärker Batteriestrom zugeführt wird.

7. Hörhilfe nach Anspruch 1, wobei der genannte Transkonduktanzverstärker mit CMOS-Transistoren (202, 204) ausgeführt wird.

8. Hörhilfe nach Anspruch 7, wobei die genannten CMOS-Transistoren (202, 204) im schwachen Inversionsbereich arbeiten.

9. Hörhilfe nach Anspruch 1, zusätzlich umfassend einen Strom-Spannungs-Umsetzer (26), dessen Eingang der Ausgangssignalstrom des genannten Transkonduktanzverstärkers (20) ist.

10. Hörhilfe nach Anspruch 9, wobei der Vorspannungsstrom des genannten Transkonduktanzverstärkers reduziert wird, wenn die Ausgangsspannung des genannten Strom-Spannungs-Umsetzers (26) eine vorbestimmte Referenzspannung überschreitet.

11. Hörhilfe nach Anspruch 10, zusätzlich umfassend einen Leistungsverstärker (30) und einen Ausgangswandler (32), wobei der Ausgang des genannten Strom-Spannungs- Umsetzers (26) einen Eingang zu dem genannten Leistungsverstärker (30) bereitstellt und wobei der Ausgang des genannten Leistungsverstärkers (30) einen Eingang zu dem genannten Ausgangswandler (32) bereitstellt und wobei der Vorspannungsstrom des genannten Transkonduktanzverstärkers (20) reduziert wird, wenn die Ausgangsspannung des genannten Leistungsverstärkers eine vorbestimmte Referenzspannung übersteigt.

12. Verfahren zum Verstärken von Eingangssignalen in einer Hörhilfe, das folgendes umfasst:

Leiten der genannten Eingangssignale zu einem Transkonduktanzverstärker (20) mit einem Verstärkungsfaktor, der von einem von einer ersten Stromquelle (42) kommenden Vorspannungsstrom (24) definiert wird;

Abgleichen einer zweiten Stromquelle (46), um einen konstanten Strom zu definieren;

Koppeln der genannten ersten Stromquelle (42) mit der genannten zweiten Stromquelle (46), so dass sich der von der genannten ersten Stromquelle (42) zugeführte Vorspannungsstrom auf die Strommenge bezieht, die von der genannten zweiten Stromquelle (46) zugeführt wird;

in Reaktion auf den Ausgangssignalpegel (22) von dem genannten Transkonduktanzverstärker (20), Variieren der Beziehung zwischen der von der genannten zweiten Stromquelle (46) zugeführten konstanten Strommenge und dem von der genannten ersten Stromquelle (42) zugeführten Vorspannungsstrom, um den Verstärkungsfaktor des genannten Transkonduktanzverstärkers zu variieren.

13. Verfahren nach Anspruch 12, umfassend das periodische Abgleichen des von der genannten zweiten Stromquelle (46) zugeführten Stroms, um die niedrige Signalverstärkung des genannten Verstärkers herzustellen.

14. Verfahren nach Anspruch 13, umfassend das Abgleichen des von der genannten zweiten Stromquelle (46) zugeführten Stroms nach dem Zuführen von Batteriestrom zu der genannten Hörhilfe, so dass die niedrige Signalverstärkung des genannten Verstärkers von der Ausgangsspannung der genannten Batterie im Wesentlichen unabhängig ist.

15. Verfahren nach Anspruch 14, bei dem das genannte Abgleichen folgendes umfasst:

automatisches Erhöhen des genannten Vorspannungsstroms (24);

Vergleichen des resultierenden Ausgangssignals des Verstärkers (20) mit einer Referenzspannung, wobei die genannte Referenzspannung ebenfalls im Wesentlichen proportional zu der genannten Batteriespannung ist;

16. Verfahren nach Anspruch 13, bei dem das genannte Abgleichen automatisch jedesmal dann durchgeführt wird, wenn dem genannten Verstärker Batteriestrom zugeführt wird.