DE10241813A1

DE10241813A1 - Verstärker

Info

Publication number: DE10241813A1
Application number: DE10241813A
Authority: DE
Inventors: Bruce Halcro Candy
Original assignee: BHC Consulting Pty Ltd
Current assignee: BHC Consulting Pty Ltd
Priority date: 2001-09-07
Filing date: 2002-09-06
Publication date: 2003-04-24
Also published as: US6798285B2; AUPR752101A0; JP2003115726A; US20030058044A1

Abstract

Elektronischer Verstärker mit einem Eingang, einem Ausgang und einer Ausgangsstufe, die Ausgangstransistoren enthält, welche an den Ausgang des elektronischen Verstärkers angeschlossen sind, einem Eingang des elektronischen Verstärkers, welcher an die Eingangsstufe angeschlossen ist, und einem Ausgang der Eingangsstufe, welcher an den Eingang der Ausgangsstufe angeschlossen ist, wobei ein globaler Dominant Pole ausgebildet ist, welcher wenigstens für Audiofrequenzen wenigstens von dritter Ordnung ist, wobei Effekte eines lokalen Dominant Poles von einer Ausgangsstufe nicht berücksichtigt sind.

Description

Die Erfindung betrifft einen Verstärker und eine Methode zum Erreichen geringer Verzerrung in einem Verstärker und findet im Besonderen Anwendung bei Audioverstärkern.

Stand der Technik

Es hat bemerkenswerte menschliche Anstrengungen gegeben, um bei Verstärkern für verschiedene Anwendungen bei allen Frequenzen geringe Verzerrungen zu erhalten. Im Jahr 1950 hat der beste Audioleistungsverstärker eine Verzerrung von 0,1% bei 1 kHz produziert und in den 90er Jahren war dies auf einen Betrag von 0,001% bei 1 kHz und ungefähr 0,02% bei 20 kHz reduziert, obwohl ein Hersteller auch 0,0025% bei 20 kHz beansprucht.
Eine Vielzahl der kommerziellen Audioleistungsverstärkern folgen mehr oder weniger Standard-Designs.
Details mehrerer Beispiele dieser Verstärker sind in einem Übersichtsartikel von Douglas Self in einer Artikelreihe in "Electronics World + Wireless World" von August 1993 bis Januar 1994 und auch in seinem Buch, ISBN 0-7506-2788-3, "Audio power amplifier design handbook", Newness, reprinted 1997/8 und einer zweiten Auflage ISBN 0-7506-4527-X, auch Newness, 2000. Ein anderes Buch mit einem verständlichen Übersichtsartikel über Verstärker ist das Buch "High performance Audio Power Amplifiers", Newness ISBN 0-7506-2629-1, 1996, reprinted 1997/8, von Ben Duncan.
Es gibt einige Ausnahmen von diesen Designs: ein Technics SE-A1 Verstärker, von dem bekannt ist, dass er in einigen Ländern einer A-Klasse Ausgangsstufe beinhaltet, die durch eine Floating-Niederspannung-Hochstrom-Energie- Versorgung versorgt wird. Diese Energieversorgung ist an eine B-Klasse Hochspannungs-Ausgangsstufe angeschlossen.
Ein LT1166 integrierter Schaltkreis ist in erster Linie für die Steuerung des Ruhe-Bias zur Versorgung der Ausgangstransistoren in Audioverstärkern gedacht. Der LT1166 besteht aus einem niedrigverstärkenden Transkonduktanz- Differenzialverstäker (Verstärkung von 0,125 mho) mit einem invertierenden und einem nicht-invertierenden Eingang. Der Schaltkreis hat einen lokalen negativen Feedback-Pfad, der einen Ausgang der Leistungsausgangsstufe an den invertierenden Eingang des Transkonduktanzverstärkers anschließt. Der Eingang der Ausgangsstufe ist der nicht-invertierende Eingang des Transkonduktanzverstärkers. Zwei lokale Dominant Poles sind zur Stabilität durch den Gebrauch von Shunt-Kondensatoren zur Erdung von den Ausgängen der Transkonduktanzverstärker. Dieser Lineartechnologie-Anwendungsschaltkreis verspricht keine kleineren Verzerrungen als viele der derzeit existierenden kommerziellen Produkte.
Im Journal of Audio Engineering Society, vol 29, no 1/2, Januar/Februar 1981, Seiten 27-30, offenbart M. J. Hawksford als reine Papierpublikation ein theoretisches Mittel zur Beseitigung von Verzerrungen in jeder Verstärkerstufe einschließlich der Ausgangsstufe. Dies wird durch Subtraktion der Signale zur Versorgung der Eingänge der Ausgangsleistungstransistoren von dem Verstärkerausgang und anschließende Addition dieses Signals zu dem Signal erreicht, das die Ausgangstransistoreingänge ansteuert.
Als eine weitere reine Papierveröffentlichung offenbart Iwamatsu in US 4,476,422 wiederum einen auf den Prinzipien von Hawksford basierten Schaltkreis. In einer Ausführungsform offenbart Iwamatsu Floating- Energieversorgungen, die addierende und subtrahierende Schaltkreise versorgen. Diese Floating-Versorgungen folgen einer Spannung, die der Summe der Ausgangssignale plus einem zu dem durch die Ausgangslast fließenden Strom linear proportionalen Signal gleich ist. Iwamatsu's Schaltkreise beinhalten jedoch keine lokalen Dominant Poles.
Robert R. Cordell offenbart in "MOSPOWER APPLICATIONS", Siliconix Inc. ISBN 0-930519-00-0, 1984, 6.6.3, einen Audioleistungsverstärker, der im Wesentlichen einem von Hawksfords Schaltkreisen gleicht, aber essentiell lokale Dominant Poles beinhaltet, die für die Stabilität benötigt werden. Dieser Schaltkreis trifft keine Vorsehungen, weder für thermische Stabilität noch für Floating- Energieversorgungsschienen, die in Verstärkern selten sind.
Der Erfinder dieser Anmeldung Bruce H Candy offenbart in einer reinen Papierpublikation in US 5,892,398 einen Verstärker, der ebenso die Prinzipien von Hawksford verwendet, aber lokale, für die Stabilität benötigte Dominant Poles, thermische Tracking-Schaltkreise für thermische Stabilität, Floating- Energieversorgungen, die das Ausgangssignal kennzeichnen statt der Summe der Ausgangssignale plus einem zu dem durch die Ausgangslast fließenden Strom linear proportionalen Signal wie im Fall von lwamatsu. Candy offenbart ebenso eine Ausgangsstufen-Eingangsstromquellenlast, die auch von einer Floating-Energieversorgung mit die Energie versorgt wird. Candy beansprucht, dass es möglich ist, mit dieser Anordnung eine Verzerrung der in Größenordnung von einem Part per Million bei 20 kHz bei mehreren Hundert Watt Ausgangsleistung zu erreichen.
Williamson et al. beschreiben in der US 5,396,194 als bloße Papierpublikation einen Switch-Mode-Verstärker mit einer Floating-Niederspannungs-Hochstrom- Energieversorgung, die einen A-Klasse Verstärker versorgt. Dies ist ähnlich zu dem Technics SE-A1 mit der Ausnahme, dass der Antriebsschaltkreis ein Switch-Mode anstatt eines Class-B ist und dass die Energie zur Versorgung des A-Klasse Verstärkers von der Switch-Mode-Energieversorgung anstatt einer separaten Energieversorgung erhalten wird. Alle Ansprüche betreffen die Switching-Energiespartechnik.
In einer Beschreibung der Williamson Aufsätze waren Floating- Energieversorgungen beschrieben, um Kleinsignal-Operationsverstärker zu versorgen, die als Servo-Loops zur Steuerung des Stromflusses durch die Ausgangsgeräte angeschlossen sind. Dabei gibt es zwei Feedback-Pfade mit einem Kondensator, die zwei lokale Dominant Poles ausbilden, die für die Stabilität wichtig sind.
Der Erfinder der vorliegenden Anmeldung Bruce H Candy hat einen Verstärker in Betracht gezogen, der aus wenigstens einem Operationsverstärker und einem ersten Fehlerkorrekturverstärker besteht, der als Servo-Loop zur Steuerung der Ausgangsspannung angeschlossen ist, im Gegensatz zu dem Ausgangsstrom wie in dem Fall von Williamson et al. Diese Operationsverstärker würden durch Energie von Floating-Energieversorgungen versorgt, die die Ausgangsspannung kennzeichnen.
Candy hat ferner einen für die Stabilität benötigten Dominant Pole und die Vorteile des Gebrauchs von Breitband-Operationsverstärkern mit Verstärkungsbandbreitenprodukten von mehr als 100 MHz betrachtet. Zusätzlich hat Candy einen zweiten Fehlerkorrekturverstärker berücksichtigt, der aus einem anderen Operationsverstärker, auch vorzugsweise Breitband, besteht, der als Servo- Loop zur Steuerung der Ausgangsspannungsstufe angeschlossen ist, die den ersten Fehlerkorrekturverstärker enthält. Mit anderen Worten hat Candy einen lokalen Dominant Pole zweiter Ordnung in Betracht gezogen, der durch zwei Signalpfade gebildet ist, die durch zwei Fehlerkorrekturstufen in Reihe verstärkt werden.
Dies würde auch bei den Floating-Energieversorgungen zugeführt. Ferner wurden die Vorteile einer Implementierung von Hochverstärkungsstufen mit lokalem negativem Feedback und den begleitenden lokalen Dominant Poles betrachtet, die für die Stabilität in anderen Stufen des Verstärkers zur Verminderung von Verzerrungen benötigt werden. Diese Anordnung benötigt keine präzise Einstellung der additiven und subtraktiven Elektronik wie von Hawksford und entsprechenden Kreisen offenbart.
Audioleistungsverstärker bestehen gewöhnlich aus drei definierbaren Stufen, einer Eingangsstufe, einer Spannungsverstärkerstufe und einer Ausgangsstufe. Manchmal werden die Verstärkereingangsstufe und die Spannungsverstärkerstufe zusammen als Verstärkereingangsstufe bezeichnet. Bei Leistungsverstärkern verursacht die Ausgangsstufe, die manchmal auch Leistungsausgangsstufe genannt wird, gewöhnlich die meiste Verzerrung. Die Verzerrung der Leistungsausgangsstufe kann jedoch durch einige der zuvor betrachteten Konzepte erheblich verringert werden. Verglichen zu diesen verzerrungsreduzierten Leistungsausgangsstufen verursachen konventionelle Eingangsstufen die geringste Verzerrung und Spannungsverstärkerstufen können wesentlich größere Verzerrungen hervorrufen. Konventionelle Eingangsstufen mit kleiner Verzerrung sind gewöhnlich ein differenzieller Spannungs-zu-Strom-Konverter, der einen Differenzialausgangsstrom produziert. In diesen traditionellen Architekturen mit geringer Verzerrung ist der Differenzialstromausgang dieser Eingangsstufe an einen Stromspiegel angeschlossen, und der Ausgangsknoten des Differenzialstromausgangs der Eingangsstufe und des Stromspiegels ist an einen gemeinsamen Emitterkaskadenverstärker angeschlossen. Dieser gemeinsame Emitterverstärker ist manchmal ein Darlington. Der Dominant Pole des Verstärkers ist durch ein Netzwerk mit einem Kondensator zwischen dem Ausgang und dem Eingang dieser gemeinsamen Emitterkaskadenstufe angeschlossen.
In seiner zweiten Ausgabe hat Douglas Self die Vorteile eines globalen Dominant Poles zweiter Ordnung offenbart, die in einer Aufspaltung des integrierenden Kondensators in der Spannungsverstärkungsstufe bestehen, d. h. dem den Dominant Pole bestimmenden Kondensator, und der Verbindung eines Widerstands zwischen Erde und dem gemeinsamen Aufspaltkondensatorknoten. Dies erlaubt darüber hinaus ein gemeinsames globales Feedback und so verminderte Verzerrung. Dies beeinflusst gegenteilig jedoch die Anstiegsgeschwindigkeit und führt zu einer geringeren Lastimpedanz an dem Ausgang der Spannungsverstärkungsstufe.
Linear Technology beschreibt in der Anwendungsmitteilung AN67 einen "Superverstärkungsblock" für kleine Signalverstärker, bestehend aus einem globalen Dominant Pole effektiv fünfter Ordnung. Dabei wird beansprucht, eine Open- Loop-Verstärkung von 180 dB bei 10 kHz zu erreichen.
Aufgabe dieser Erfindung ist es, Verbesserungen vorzuschlagen, die bei einer noch genaueren Verstärkung helfen oder jedenfalls die Öffentlichkeit mit einer weiteren nützlichen Alternative versorgt. Dies findet im Besonderen Anwendung bei Audioleistungsverstärkern, die hier so definiert sind, dass sie wenigstens 5 W in 8 Ohm bei wenigstens Audiofrequenzen produzieren.

Offenbarung der Erfindung

In einer Form der Erfindung kann dies durch einen elektronischen Verstärker mit einem Eingang, einem Ausgang und einer Ausgangsstufe, die Ausgangstransistoren gelöst werden, welche an den Ausgang des elektronischen Verstärkers angeschlossen sind, einem Eingang des elektronischen Verstärkers, welcher an die Eingangsstufe angeschlossen ist, und einem Ausgang der Eingangsstufe, welcher an den Eingang der Ausgangsstufe angeschlossen ist, wobei ein globaler Dominant Pole ausgebildet ist, welcher wenigstens für Audiofrequenzen und niedrige Ultraschallfrequenzen wenigstens von dritter Ordnung ist, wobei Effekte eines lokalen Dominant Poles von einer Ausgangsstufe nicht berücksichtigt sind.
Vorzugsweise weist der elektronische Verstärker in der Eingangsstufe wenigstens zwei Verstärker auf, einen ersten und einen zweiter Verstärker, wobei der Eingang des elektronischen Verstärkers an einen Eingang des ersten Verstärkers angeschlossen ist, und ein Ausgang des ersten Verstärkers an einen Eingang des zweiten Verstärkers angeschlossen ist, und ein Ausgang des zweiten Verstärkers an einen Eingang der Ausgangsstufe angeschlossen ist, wobei wenigstens zwei lokale negative Feedback-Pfade, ein erster und ein zweiter lokaler negativer Feedback-Pfad vorgesehen sind, ein erster lokaler negativer Pfad zwischen einem Ausgang des ersten Verstärkers und einem Eingang des ersten Verstärkers, ein zweiter lokaler negativer Pfad zwischen einem Ausgang des zweiten Verstärkers und einem Eingang des zweiten Verstärkers, und wobei ein gesamter negativer Feedback-Pfad zwischen einem Eingang des ersten Verstärkers und der Ausgangsstufe angeschlossen ist, wobei wenigstens ein globaler Dominant Pole dritter Ordnung wenigstens bei Audiofrequenzen vorliegt, wenn Effekte eines lokalen Dominant Poles von einer Ausgangsstufe nicht berücksichtigt sind.
Vorzugsweise bildet ein erster lokaler negativer Pfad wenigstens einen lokalen Dominant Pole um den ersten Verstärker, einen ersten lokalen Dominant Pole, und der zweite lokale negative Pfad wenigstens einen lokalen Dominant Pole um den zweiten Verstärker aus, einen zweiten lokalen Dominant Pole, und der erste lokale Dominant Pole ist wenigstens erster Ordnung und der zweite lokale Dominant Pole ist wenigstens zweiter Ordnung, wenigstens bei Audiofrequenzen.
Alternativ ist vorzugsweise der zweite lokale Dominant Pole wenigstens erster Ordnung und der erste lokale Dominant Pole wenigstens zweiter Ordnung, wenigstens bei Audiofrequenzen.
Vorzugsweise besteht der zweite Verstärker aus zwei in Reihe geschalteten Verstärkern, einem dritten und einem vierten Verstärker, wobei der zweite lokale negative Feedback-Pfad zwischen einem Ausgang des vierten Verstärkers und einem Eingang des dritten Verstärkers angeschlossen ist und ein dritter lokaler negativer Feedback-Pfad zwischen einem Ausgang des dritten Verstärkers und einem Eingang des dritten Verstärkers angeschlossen ist.
Vorzugsweise beinhaltet die Ausgangsstufe eine Ausgangsfehlerkorrekturstufe mit wenigstens einem Verstärker, einem fünften Verstärker, und mit einem Eingang zu der Ausgangsstufe, die an den Eingang des fünften Verstärkers angeschlossen ist, wobei wenigstens zwei lokale negative Feedback-Pfade, ein fünfter und ein sechster lokaler negativer Feedback-Pfad vorgesehen sind, ein fünfter lokaler negativer Feedback-Pfad zwischen einem Ausgang der Ausgangsstufe und einem Eingang des fünften Verstärkers und ein sechster lokaler negativer Feedback-Pfad zwischen einem Ausgang des fünften Verstärkers und einem Eingang des fünften Verstärkers ist, und wobei ein Ausgang des fünften Verstärkers an einen Eingang von Transistorbuffern der Ausgangsstufe oder Transistoren der Ausgangsstufe angeschlossen ist, ein Ausgang von Transistorbuffern der Ausgangsstufe, sofern benutzt, an einen Eingang der Ausgangstransistoren angeschlossen ist, wobei die Schaltkreisanordnung und -werte der fünften und sechsten lokalen negativen Feedback-Pfade, des fünften Verstärkers, der Ausgangstransistoren und der Ausgangstransistorbuffer so ausgewählt sind, dass sie wenigstens einen lokalen Dominant Pole erster Ordnung und einen lokalen Dominant Pole dritter Ordnung enthalten, wenigstens bei Audiofrequenzen.
Vorzugsweise weist wenigstens einer der ersten, zweiten, dritten oder fünften Verstärker einen Breitband-Differenzialoperationsverstärker mit einem Verstärkungsbandbreite-Produkt größer als 100 MHz und Direktstrom Open-Loop Differenzialspannungsverstärkung von mehr als 200 V/V auf.
Vorzugsweise wird der fünfte Verstärker durch Energie von Floating- Energieversorgungsmitteln versorgt, die an einen Ausgang der Ausgangsstufe so angeschlossen sind, dass eine Spannung der Floating-Energieversorgung, welche den fünften Verstärker versorgt, im Wesentlichen einer Ausgangsspannung der Ausgangsstufe beim Betrieb folgt.
Vorzugsweise ist der dritte lokale Dominant Pole wenigstens zweiter Ordnung.
Vorzugsweise ist der elektronische Verstärker in der Lage, wenigstens 5 Watt Ausgang in 8 Ohm wenigstens bei Audiofrequenzen zu liefern.
Ein Vorteil der Erfindung liegt in der Erkenntnis, dass globale Dominant Poles höherer Ordnung auch in Audio Leistungstransistoren implementiert werden können, dass dies vergleichsweise einfach durch den Gebrauch von Operationsverstärkern implementiert werden kann und dass dieser Dominant Pole hoher Ordnung sowohl über die Spannungsverstärkungsstufe und die Eingangsstufe ohne entgegenwirkende Verminderung der Anstiegsrate verteilt werden kann.
Dies erlaubt erheblich mehr negatives Feedback bei Audio- und Ultraschallfrequenzen und ermöglicht dabei eine erhebliche Reduktion der Verzerrung über das gesamte Audio-Band und einige niedrige Ultraschall-Bänder.
Weitere Aspekte der Erfindung einschließlich der Ziele der Erfindung werden durch Bezug zu der nachfolgenden Beschreibung und den Ansprüchen ersichtlich.
Zum besseren Verständnis der Erfindung wird diese nun mit Bezug zu einer bevorzugten Ausführungsform beschrieben, die nachfolgend mit Bezug auf die Zeichnung erläutert wird.

Kurzbeschreibung der Zeichnung

Fig. 1 zeigt ein Basisblockdiagramm mit der Stelle des den lokalen und Dominant Pole bildenden Netzes in einem Verstärker;
Fig. 2 zeigt die Eingangsstufe und die Spannungsverstärkungsstufe als Teil eines Verstärkers mit einem globalen Dominant Pole dritter Ordnung, wobei jeder lokale Dominant Pole der Ausgangsstufe nicht beachtet wird.
Fig. 3 zeigt den Fehlerkorrekturteil einer lokalen Dominant Pole fehlerkorrigierten Ausgangsstufe zweiter Ordnung; und
Fig. 4 zeigt die Ausgangsbuffer und Ausgangstransistoren einer Ausgangsstufe.

Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform

Nachfolgend wird die bevorzugte Ausführungsform mit Bezug auf Fig. 1 beschrieben, die ein Basisblock-Diagramm mit der Darstellung der Anordnung des lokalen Pols und des Dominant Poles zeigt, der ein Netzwerk in einem Verstärker bildet:
Ein Verstärkereingang ist bei 500 relativ zu der Erde 501 vorgesehen. Ein Verstärkerausgang ist bei 530 relativ zur Erde 501 vorgesehen. In diesem Basisdiagramm ist die Ausgangsverstärkerstufe mit Ausgangstransistoren durch ein Tiefpassfilter erster Ordnung bestehend aus einem Widerstand 526 und einem mit Erde verbundenen Kondensator 527 sehr näherungsweise modelliert. Der gemeinsame Knoten von 526 und 527 ist mit einem Einheitsverstärkungs- Verstärkerbuffer (Trennstufe) 525 verbunden. Der Ausgang von 525 stellt den Verstärkerausgang 530 dar. Ein negatives Gesamt-Feedback ist durch einen Widerstand 531 vorgesehen, der zwischen 530 und dem invertierenden Eingang 504 des Gesamtverstärkers angeschlossen ist, der an dem nicht-invertierenden Eingang des Differentialverstärker 502 angeordnet ist. Der Widerstand 503 ist zwischen 500 und 504 angeschlossen.
Ein lokaler, dominanter Pol zweiter Ordnung ist in dem lokalen Closed-Loop- Vorwärtstransfer des Verstärkers 502 durch das lokale Negativ-Feedback- Netzwerk vorgesehen, das an 502 angeschlossen ist und besteht aus:
einem zwischen der Erde 501 und dem invertierende Eingang von 502 angeschlossenen Widerstand 513, einem Widerstand 505 und einem Kondensator 506, die in Reihe geschaltet zwischen dem invertierenden Eingang von 502 und einem ersten Knoten,
einem zwischen dem ersten Knoten und 501 angeschlossenen Widerstand 508,
und einem zwischen dem Ausgang von 502 und dem ersten Knoten angeschlossenen Kondensator 507.
Ein lokaler Dominant Pole erster Ordnung ist in dem lokalen Closed-Loop- Vorwärtstransfer des Differenzialverstärkers 509 durch das an 509 angeschlossene lokale negative Feedback-Netzwerk vorgesehen, das besteht aus:
einem zwischen dem Ausgang von 502 und dem invertierenden Eingang von 509 angeschlossenen Widerstand 510,
einem in Reihe geschalteten Widerstand 511 und Kondensator 512, die zwischen dem invertierenden Eingang von 509 und dem Ausgang von 509 angeschlossen sind. Der nicht-invertierende Eingang von 509 ist an die Erde 501 angeschlossen.
Der Ausgang von 509 ist an eine fehlerkorrigierte Einheitsverstärkungs- Ausgangsstufe angeschlossen, die aus einem Differentialverstärker 520, Bufferverstärker (Trennstufe) 525, Widerständen 519, 521, 524, 526 und Kondensatore 522, 523 und 527 besteht.
Der Vorwärts-Transfer von 504 zu dem Ausgang von 509 bildet einen lokalen Dominant Pole dritter Ordnung; eine zweite Ordnung in Reihe mit einer ersten Ordnung. Wenn der lokale Dominant Pole der fehlerkorrigierten Ausgangsstufe ignoriert wird, sieht dieser lokale Dominant Pole dritter Ordnung, der durch den Closed-Loop-Vorwärtstransfer von 502 und 509 hervorgerufen wird, einen globalen Dominant Pole dritter Ordnung für den gesamten Verstärker vor. Die mathematische Vorwärtstransferfunktion in dem Frequenzbereich zwischen 504 und dem Ausgang von 509 ist unter der Annahme idealer Komponenten durch

F1 = {1 + R2/R1 - 1/(w²C1R1C3R3) - j(1/(C1R1) + (1 + R2/R1)/(C3R3))/w}{j/(wC4R4) - R5/R4} (1)

gegeben, wobei die Werte der Komponenten wie folgt sind: R1 = 513, R2 = 505, C1 = 506, R3 = 508, C3 = 507, R4 = 510, R5 = 511, C4 = 512 und w die Frequenz in rads/S.
Wenn bspw. R1 = R3 = R4 = R5 = 100 Ohm, C1 = C3 = 3.3 nF, C4 = 100 pF und R2 = 10 Ohm, dann ist die Vorwärts-Transferfunktion bei Audio- und Ultraschallfrequenzen ungefähr

F1 = -j/(w³C1R1C3R3C4R4) (2).
Diese ist bei bspw. 1 kHz bei ungefähr 190 dB und beträgt bei 100 kHz ungefähr 100³ Mal weniger (= 120 dB weniger) oder daher 70 dB.
Im Vergleich dazu hat ein typischer Verstärker erster Ordnung mit einer Closed- Loop-Verstärkung in der Größenordnung von 30 dB bestenfalls eine Vorwärts- Transferverstärkung von ungefähr 90 dB bei 1 kHz (gesamter Negativ- Feedback-Pfad offen) und 50 dB bei 100 kHz. 100 kHz ist die fünfte Harmonische von 20 kHz, traditionell die höchste gemessene Frequenzmessungen von Harmonischen bei Audioverstärkern.
Da Power-MOSFET-Stufen als typische Komplementärspannungsfolger nützlich Antworten bis zu wenigen MHz für unbedingte Stabilität haben, muss die Forward-Transferfunktion (1) in der Größenordnung der Closed-Loop-Verstärkung des Verstärkers bei diesen Frequenzen liegen. Wenn die Closed-Loop- Verstärkung in der Größenordnung von 30 dB ist, genügen die oben angegebenen Werte einfach diesen Kriterien. Wenn "Video"- oder "Breitband"- Operarationsverstärker und "Breitband"-Transistoren, die jetzt günstig und weit verbreitet sind, im Schaltkreis in 502 und 509 implementiert sind, tragen diese Komponenten nur wenig zur Phasenverschiebung um wenige mHz bei und werden daher die Stabilitätskriterien nicht wirklich beeinflussen.
Die fehlerkorrigierte Ausgangsstufe in Fig. 1 besteht aus einem Differential- Operationsverstärker 520 und Leistungstransistoren der simulierten erster Ordnung Ausgangsstufe, die aus der Einheitsverstärkungsbuffer 525, dem Widerstand 526 und dem Kondensator 527 besteht. Die Zeitkonstante des simulierten Tiefpass-Filters ist der Wert von 526 multipliziert mit dem Wert von 527 und liegt in der Praxis in der Größenordnung von 100 nS. 520 ist als ein lokaler Dominant Pole zweiter Ordnung Servo Loop um die Ausgangsstufe angeschlossen, wobei der Widerstand 521 zwischen dem Ausgang 530 und dem invertierenden Eingang von 520 angeschlossen ist, die in Reihenschaltung verbundenen Widerstand 519 und Kondensator 522 zwischen dem invertierenden Eingang von 520 und einem zweiten Knoten angeschlossen sind, der Widerstand 524 zwischen dem Ausgang 530 und dem zweiten Knoten angeschlossen ist und Kondensator 523 zwischen dem zweiten Knoten und dem Ausgang von 520 angeschlossen ist. Der Ausgang von 520 ist an den Eingang des Tiefpass-Filters, nämlich Widerstand 526, angeschlossen, der mit dem Kondensator 527 verbunden ist. Der Eingang der fehlerkorrigierten Ausgangsstufe hegt an dem nicht-invertierenden Eingang von 520 an. Die Vorteile dieser fehlerkorrigierten Ausgangsstufe zweiter Ordnung wurden bereits in den angegebenen Patenten des Anmelders beschrieben.
Die Vorwärts-Transfer-Funktion des gesamten "Verstärkers" von Fig. 1 ist

F2 = (F1BG)/((B + jwt)(G + 1) - F1B) (3),

wobei G = der Closed-Loop-Verstärkung = (dem Wert von 531)/(den Wert von 503) und

B = 1 + R7/R6 - 1/(w²C6R6C8R8) - j(1/(C6R6) + (1 + R7/R6)/(C8R8))/w

sind, wobei die Werte der Komponenten wie folgt sind: R6 = 521, R7 = 519, C6 = 522, R8 = 524, C8 = 523 und T der Wert der Zeitkonstanten des Werts des Widerstands 526 multipliziert mit dem Wert von 527 sind.
Wenn R6 = R7 = R8 = 100 Ohm und C6 = C8 = 2,2 nF sind, hat der gesamte Verstärker eine Open-Loop-Verstärkung im Sinne eines Durchbrechens des Closed- Loops des Verstärkers bei den Eingangs- zu den Ausgangstransistoren, bspw. beim Eingang zu 525, mit einem geerdeten Verstärkereingang von näherungsweise

F3 = 1/((w⁵C1R1C3R3C4R4C6R6C8R8)(G + 1)) (4)

bei Audio- und Ultraschallfrequenz.
Bei einem kHz ist F3 = 275 dB und bei 20 kHz ist F3 = 75 dB, wobei G = 30 ist. Beachte, dass dies der negative Feedback-Faktor ist, der anders als die vorgenannten Werte für F1 die Verstärkung des Verstärkers berücksichtigt. Für einen traditionellen Audio-Leistungsverstärker mit globalem Dominant Pole erster Ordnung liegen diese Werte höchstens in der Größenordnung von 60 und 20 dB respektive.
Es sollte beachtet werden, dass F1 mit der Frequenz mit einer Rate von 80 dB per Oktave und F3 mit 30 dB per Oktave abnimmt. In dieser Anmeldung wird ein globaler Dominant Pole dritter Ordnung in einem Audio-Verstärker definiert, um wenigstens eine Open-Loop-Verstärkung mit einem lokalen negativen Feedback-Pfad zu zeigen, der die Pol bildenden Netzwerke geschlossen enthält und näherungsweise mit 18 dB pro Oktave für wenigstens einige Dekaden der Audio- und Ultraschallbänder abnimmt. Auf ähnliche Weise zeigt ein Dominant Pole fünfter Ordnung eine Open-Loop-Verstärkung mit lokalem negativem Feedback-Pfad, der die Pol bildenden Netzwerke geschlossen enthält und näherungsweise mit 30 dB pro Oktave für wenigstens einige Dekaden der Audio- und Ultraschallbänder abnimmt.
Fig. 2, 3 und 4 zeigen ein Beispiel eines Schaltplans eines Verstärkers mit einem globalen Dominant Pole fünfter Ordnung wie gemessen mit dem Closed- Loop geöffnet an den Ausgangstransistoren. Fig. 2 zeigt den Teil der Eingangsstufe und der Spannungsverstärkungsstufe eines Verstärkers mit einem globalen Dominant Pole dritter Ordnung, wobei jeder lokale Dominant Pole der Ausgangsstufe ignoriert wurde. Fig. 3 zeigt den Teil der Fehlerkorrektur einer fehlerkorrigierten Ausgangsstufe eines lokalen Dominant Pole zweiter Ordnung und Fig. 4 zeigt die Ausgangsbuffer und Ausgangstransistoren einer Ausgangsstufe.
Dies ist das Beispiel eines asymmetrischen Schaltkreises bezogen auf die positiven und negativen Anschlüsse der Energieversorgung. Dies geschieht zur Vereinfachung, und dieselbe Beschreibung könnte in gleicher Weise auf höher oder vollsymmetrische Schaltkreise angewendet werden.
Mit Bezug auf Fig. 2 wird der Verstärkereingang bei 302 relativ zu der Erde 301 zugeführt. Dieser Eingang ist über einen Kondensator 303 verbunden. Dadurch ist sichergestellt, dass die Eingangsimpedanz niedrig im MegaHertz-Bereich liegt, um eine globale negative Feedback-Stabilität zu gewährleisten. Widerstand 304 verbindet 302 zu dem invertierenden Eingang des Gesamtverstärkers an dem nicht-invertierenden Eingang des Differential-Operationsverstärkers 309. Der negative Feedback-Widerstand 306 des Gesamtverstärkers ist zwischen diesem invertierenden Eingang des Gesamtverstärkers und Verstärkerausgang 305 angeschlossen.
Ein lokaler Dominant Pole zweiter Ordnung ist in dem lokalen Closed-Loop- Vorwärtstransfer des Verstärkers 309 durch das an 309 angeschlossene lokale negative Feedback-Netz vorgesehen, das besteht aus:
einem Widerstand 312, der zwischen der Erde 301 und dem invertierenden Eingang von 309 angeschlossen ist,
einem in Reihe geschalteten Widerstand 327 und einem Kondensator 325, die zwischen dem invertierenden Eingang 309 und einem dritten Knoten angeschlossen sind,
einem Widerstand 326, der zwischen dem dritten Knoten und der Erde 301 angeschlossen ist, und
einem Widerstand 324, der zwischen dem Ausgang von 309 und dem dritten Knoten angeschlossen ist.
Ein lokaler Dominant Pole erster Ordnung ist in dem lokalen Closed-Loop- Vorwärtstransfer der Spannungsverstärkerstufe vorgesehen, die aus Differential-Operationsverstärker 332, Widerständen 330, 331, 333, 348, 391, 361, 362, 382, 385, Kondensatoren 351, 390, 363, 369, Dioden 365, 366, 367, 368, Referenzdiode 364 und Transistoren 346, 347, 360, 380, 381, 383 und 384 besteht. Der Eingang der Spannungsverstärkungsstufe ist an den Ausgang der Eingangsstufe an dem Ausgang von 309 angeschlossen. Dieser Eingang der Spannungsverstärkerstufe ist an 330 angeschlossen, der mit dem nichtinvertierenden Eingang von 332 verbunden ist. Der Ausgang von 332 ist an die Eingangsbasis des Darlington angeschlossenen Transistorpaars 347 und 346 angeschlossen. Der Emitter dieses Darlington angeschlossenen Transistorpaars ist über Widerstand 348 an die Erde 301 angeschlossen. Der Emitter ist über einen lokalen negativen Feedback-Pfad auch an den invertierenden Eingang von 323 über eine Reihenschaltung von Kondensator 351 und Widerstand 333 angeschlossen. Widerstand 331 ist zwischen Erde 301 und dem invertierenden Eingang von 332 angeschlossen. Die Kollektoren des Darlington angeschlossenen Transistorpaars 347 und 346 sind mit dem Kollektor 360 und dem Emitter des Darlington angeschlossenen Transistorpaars 380 und 381 verbunden. Der Emitter 360 ist an die negative Versorgungsspannungsklemme 370 über den Widerstand 361 angeschlossen und die Basis von 360 ist an die Dioden 365 und 366 und Kondensator 363 über den Widerstand 362 verbunden, der für eine hohe Frequenzstabilität vorgesehen ist. In Reihe geschaltete Dioden 365 und 364 sind parallel zu dem Kondensator 363 geschaltet, und 363 und 364 sind an 370 angeschlossen. In Reihe geschaltete Dioden 366, 367 und 368 sind zwischen Diode 365 und der Eingangsbasis des Darlington angeschlossenen Transistorpaars 380 und 381 angeschlossen. Diese Basis ist über Kondensator 369 an 370 a.c. gekoppelt. Ein konstanter Strom fließt von 360, der ungefähr gleich ist der Spannung über 364 geteilt durch den Wert von 361. Die Kollektoren des Darlington angeschlossenen Transistorpaares 380 und 381 sind an den Emitter des Darlington angeschlossenen Transistorpaares 383 und 384 angeschlossen. Widerstand 382 ist zwischen den Eingangsbasen des Darlington angeschlossenen Transistorpaars 380 und 381 und des Paars 383 und 384 angeschlossen. Widerstand 385 ist zwischen der Eingangsbasis des Darlington angeschlossenen Transistorpaars 383 und 384 und dem Verstärkerausgang 305 angeschlossen. Die Kollektoren des Darlington angeschlossenen Transistorpaars 383 und 384 sind zu dem Ausgang der Spannungsverstärkungsstufe 386 angeschlossen. Ein in Reihe geschalteter Kondensator 390 und Widerstand 391 sind zwischen 386 und dem virtuellen Erdeeingang der Spannungsverstärkungsstufe an dem nicht-invertierenden Eingang von 323 angeschlossen. Der Vorwärts-Dominant Pole erster Ordnung der Spannungsverstärkerstufe wird durch die Wahl von 391 und 390 ausgewählt. Der lokale negative Feedback-Pfad über Widerstand 333 und Kondensator 351 setzt den für die Local-Closed-Loop-Stabilität benötigten lokalen Servo-Loop-Dominant Pole.
309 und 332 werden über Versorgungsklemmen 310 und 311 versorgt, die über die Kondensatoren 399 und 397 an Erde a.c. gekoppelt sind.
Die Vorwärtstransferfunktion zwischen dem invertierenden Eingang des Gesamtverstärkers bei dem nicht-invertierenden Eingang von 309 und dem Ausgang der Spannungsverstärkungsstufe bei 386 ist näherungsweise durch Gleichung (1) gegeben, wobei der Wert von 312 = R1, 327 = R2, 325 = C1, 326 = R3, 324 = C3, 330 = R4, 391 = R5 und 390 = C4 ist.
Mit Bezug auf Fig. 3 ist zu erkennen, dass der Eingang der fehlerkorrigierten Ausgangsstufe bei 400 ist, der an 386 angeschlossen ist. 400 ist an den nichtinvertierenden Eingang des Differenzial-Operationsverstärkers 402 angeschlossen.
Ein lokaler Dominant Pole zweiter Ordnung ist in dem lokalen Closed-Loop- Vorwärtstransfer von Verstärker 402 durch das an 402 angeschlossene lokale negative Feedback-Netz vorgesehen, das besteht aus:
einem zwischen dem Verstärkerausgang 401, dem selben wie 305, und dem invertierenden Eingang von 402 angeschlossen Widerstand 423,
einem in Reihe geschalteten Widerstand 422 und Kondensator 421, die zwischen dem invertierenden Eingang von 402 und einem vierten Knoten angeschlossen sind,
einem zwischen dem vierten Knoten und dem Verstärkerausgang 401 angeschlossenen Widerstand 424
und einem zwischen dem Ausgang von 402 und dem vierten Knoten angeschlossenen Kondensator 420.
Der durch die Kaskadenschaltung der Darlington angeschlossenen Transistorpaare 380, 381, 383 und 384 fließende Ruhestrom wird durch einen von dem Kollektor von Transistor 404 durch eine Ferritperle 403, die für hohe Frequenzstabilität benötigt werden könnte, fließenden konstanten Strom eingestellt. Der Emitter von 404 ist an die positive Floating-Versorgungsklemme 406 über Widerstand 405 angeschlossen. Der Widerstand 442 ist zwischen 401 und der Basis von 404 angeschlossen. Der Kondensator 409, der eine a.c. Kopplung der Basis von 404 bis 406 und der Reihenschaltung von Widerstand 408 und Diode 407 bewirkt, ist zwischen 406 und der Basis von 404 angeschlossen.
Der Ausgang von 402 ist an den Eingang eines N-Kanal Bufferdriver- Verstärkers angeschlossen, der in Fig. 4 bei 425 gezeigt ist und der ebenso an dem nicht-invertierenden Eingang des Bufferverstärkers 450 angeschlossen ist. Der invertierende Eingang von 450 ist an seinen Ausgang angeschlossen, der den Gate-Widerstand 451 des N-Kanal FET 452 versorgt, der thermisch an die Ausgangsleistungs-FETs in Fig. 4 angeschlossen ist. Der Drain von 452 ist an die positive Versorgungsklemme 453 angeschlossen, die über Kondensator 471 an die Erde a.c. gekoppelt ist.
Der Ausgang von 402 ist auch an die Eingänge des P-Kanal Bufferdriver- Verstärkers angeschlossen, der in Fig. 4 bei 433 gezeigt ist und der auch an eine konstante Stromquelle angeschlossen ist, bestehend aus einem Differenzialverstärker 429, Widerständen 428, 431, 423 und 430, und auch an den nichtinvertierenden Eingang von Bufferverstärker 454 über die parallel geschalteten Kondensator 426 und Widerstand 427 angeschlossen ist. Der invertierende Eingang von 454 ist an seinen Ausgang angeschlossen, der den Gate-Widerstand 455 von P-Kanal FET 456 versorgt, welcher thermisch an die Ausgangsleistungs-FETs in Fig. 4 angeschlossen ist. Der Drain von 456 ist an die negative Versorgungsklemme 457 angeschlossen, die über Kondensator 470 an die Erde a.c. gekoppelt ist.
Der durch 452 und 456 über ihre Quellen fließende Strom fließt durch Widerstand 460, wobei eine Spannung erzeugt wird, die durch den differential angeschlossenen Verstärker gemessen und verstärkt wird, der aus einem Differenzialoperationsverstärker 461 und Widerständen 463, 462, 464 und 465 besteht. 463 ist zwischen dem Verstärkerausgang 401 und dem nicht-invertierenden Eingang von 461 angeschlossen. 462 ist zwischen der Quelle von 452 und dem nicht-invertierenden Eingang von 461 angeschlossen. 464 ist zwischen der Quelle 456 und dem invertierenden Eingang von 461, und 465 ist zwischen dem invertierenden Eingang von 461 und seinem Ausgang angeschlossen. Der Ausgang von 461 ist an den invertierenden Eingang des Differenzialoperations- Verstärkers 440 über Widerstand 445 angeschlossen. Die in Reihe geschalteten Widerstand 441 und Kondensator 443 sind zwischen dem Ausgang von 440 und seinem invertierenden Eingang angeschlossen. Der nicht-invertierende Eingang von 440 ist an 401 angeschlossen und der Widerstand 444 ist zwischen dem invertierenden Eingang von 440 und der negativen Floating- Versorgungsklemme 410 angeschlossen. Der Ausgang von 440 ist an den Steuerungseingang der konstanten Stromquelle angeschlossen, die aus dem Differenzialverstärker 429, Widerständen 428, 431, 423 und 430 besteht, nämlich an 423. 428 ist zwischen 433 und der negativen Floating- Versorgungsklemme 410 angeschlossen. 430 ist zwischen 433 und dem Ausgang von 429 angeschlossen. 431 ist zwischen dem Ausgang von 429 und seinem invertierenden Eingang angeschlossen. 423 ist zwischen dem Ausgang von 440 und dem invertierenden Eingang von 429 angeschlossen.
Der differenziell angeschlossene Verstärker bestehend aus Differenzial- Operationsverstärker 461 und Widerständen 463, 462, 464 und 465,
und die konstante Stromquelle bestehend aus Differenzialverstärker 429, Widerständen 428, 431, 423 und 430
und der den Servo-Loop-Dominant Pole setzende Verstärker, der den aus dem Differenzial-Verstärker 440, Widerständen 441, 444 und 445 und Kondensator 443 besteht
bilden zusammen mit Widerstand 427, Buffern 450 und 454 und FETs 452 und 456 und Widerstand 460 einen thermischen Tracking-Servo-Loop, der den Ruhestrom der Ausgangsleistungstransistoren bestimmt. Dies wird durch eine Wahl von 445 und 444 ausgewählt. Die Floating-Versorgungsklemmen 406 und 410 kennzeichnen den Ausgang von 401 und sind an diesen a.c. gekoppelt durch die Kondensatoren 472, 473, 474 und 475. 402, 429 und 440 werden durch 406 und 410 mit Energie versorgt, und 450 durch 406 und 401, und 454 durch 401 und 410.
Fig. 4 zeigt drei komplementär-identische parallele Leistungsausgangspaare. Ein solches Paar besteht aus zwei Trennstufen 200 und 210, Widerständen 201, 202, 204, 205, 211, 212, 214, 215, einem N-Kanal Ausgangs-FET-Quellenfolger 203 und einem P-Kanal Ausgangs-FET-Quellenfolger 213. Der Knoten 150, der an 425 angeschlossen ist, ist einem nicht-invertierenden Eingang von 200 zugeführt. Die Versorgung zu 200 wird durch den Verstärkerausgang 18, der derselbe ist wie 305 und 401, und die positive Floating-Versorgungsklemme 100, die dieselbe sein kann wie 406, erreicht. Der Ausgang von 200 ist über einen Widerstand 201, der nur notwendig ist, wenn 200 ein "Strom-Feedback"- Operationsverstärker ist, zurück an den invertierenden Eingang von 200 angeschlossen. Der Ausgang von 200 ist an einen Widerstand angeschlossen, der an das Gate von 203 angeschlossen ist. Der Drain von 203 ist an die positive Versorgungsklemme 209 angeschlossen und ihre Source ist an den Ausgang 18 über parallele Widerstände 204 und 205 angeschlossen. Der an 443 angeschlossene Knoten 151 führt in den nicht-invertierenden Eingang von Verstärker 210. Die Versorgung zu diesem Verstärker wird von dem Ausgang 18 und der negativen Floating-Versorgungsklemme 101 erhalten, die dieselbe sein kann wie 410. Der Ausgang von 210 ist über einen Widerstand 211, der nur notwendig ist, wenn 210 ein "Strom-Feedback"-Operationsverstärker ist, zurück an den invertierenden Eingang von 210 angeschlossen. Der Ausgang von 210 ist an einen Widerstand angeschlossen, der an das Gate von 213 angeschlossen ist. Der Drain von 213 ist an die negative Versorgungsklemme 219 und seine Source ist über parallele Widerstände 214 und 215 an den Ausgang 18 angeschlossen. 200 und 210 können einfach "Buffer Amplifier" sein. Entkopplungskondensatoren 206 und 207 sind zwischen 209 und Erde 2 und Entkopplungskondensatoren 216 und 217 sind zwischen 219 und Erde 2 angeschlossen. Entkopplungskondensator 264 ist zwischen der Floating-Klemme 100 und 18 und Entkopplungskondensator 271 ist zwischen der Floating-Klemme 101 und 18 angeschlossen.
Dieses komplementäre Paar von Ausgangs-Transistoren sind einfach Quellenfolger, deren Gates durch Buffer versorgt werden.
Jede Anzahl dieser Stufen kann einfacher Weise parallel verbunden sein, wie in Fig. 3 beispielhaft gezeigt, wobei drei solche parallelen Paare gezeigt sind. Die Rolle und Verbindungen der folgenden sind identisch: Verstärker 200, 220, 240, Widerstände 201, 221, 241, Kondensatoren 264, 260, 262, Widerstände 202, 222, 242, N-Kanal Leistungs-Transistoren 203, 223, 243, Widerstände 204, 205, 224, 225, 244, 245, Verstärker 210, 230, 250, Widerstände 211, 231, 251, Kondensatoren 271, 273, 275, Widerstände 212, 232, 252, P-Kanal Transistoren 212, 223, 253, Widerstände 214, 215, 234, 235, 254, 255, Kondensatoren 206, 207, 226, 227, 246, 247 und Kondensatoren 216, 217, 236, 237, 256, 257.
Für Operationsverstärker mit integrierten Schaltkreisen kann "Breitband" als ein Verstärkungsbandbreiteprodukt von mehr als bspw. 100 MHz angesehen werden, mit einer Open-Loop-Verstärkung von mehr als bspw. 200 V/V, und ein "Breitband"-Transistor ist ein Bauteil mit einer Übergangsfrequenz, die bspw. 500 MHz übersteigt.
In Übereinstimmung mit der Lehre dieser Erfindung wurde ein Verstärker geschaffen, der Verzerrungsharmonische zu einer 20 kHz Sinuswellenfunktion in der Größenordnung von 100 Parts per Billion produziert, das ist in der Größenordnung von -140 dB bei mehreren Hundert Watt Ausgangsleistung.
Damit wurde ein elektronischer Verstärker mit ultrageringer Verzerrung geschaffen, bei dem der globale Dominant Pole durch eine Selektion von Schaftkreis und Bauteil-Anordnungen in der Eingangsstufe derart gebildet wird, dass der globale Dominant Pole von dritter Ordnung bei Audiofrequenzen ist. Dieser Audio-Leistungsverstärker implementiert einen globalen Dominant Pole höherer Ordnung durch den Einsatz von Operationsverstärkern und dieser Dominant Pole hoher Ordnung ist über die Spannungsverstärkungsstufe und die Eingangsstufe ohne ungünstige Reduktion in der Anstiegsgeschwindigkeit verteilt. Der Verstärker hat das negative Feedback bei Audio- und Ultraschallfrequenzen erhöht, wobei eine Reduktion der Verzerrung über das gesamte Audioband und einige der niedrigeren Ultraschallbänder gegeben ist.

Claims

1. Elektronischer Verstärker mit einem Eingang, einem Ausgang und einer Ausgangsstufe, die Ausgangstransistoren enthält, welche an den Ausgang des elektronischen Verstärkers angeschlossen sind, einem Eingang des elektronischen Verstärkers, welcher an die Eingangsstufe angeschlossen ist, und einem Ausgang der Eingangsstufe, welcher an den Eingang der Ausgangsstufe angeschlossen ist, wobei ein globaler Dominant Pole ausgebildet ist, welcher wenigstens für Audiofrequenzen wenigstens von dritter Ordnung ist, wobei Effekte eines lokalen Dominant Poles von einer Ausgangsstufe nicht berücksichtigt sind.

2. Elektronischer Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass in der Eingangsstufe wenigstens zwei Verstärker, ein erster und ein zweiter Verstärker, vorgesehen sind,
wobei der Eingang des elektronischen Verstärkers an einen Eingang des ersten Verstärkers angeschlossen ist,
und ein Ausgang des ersten Verstärkers an einen Eingang des zweiten Verstärkers angeschlossen ist,
und ein Ausgang des zweiten Verstärkers an einen Eingang der Ausgangsstufe angeschlossen ist,
wobei wenigstens zwei fokale negative Feedback-Pfade, ein erster und ein zweiter lokaler negativer Feedback-Pfad, vorgesehen sind,
ein erster lokaler negativer Pfad zwischen einem Ausgang des ersten Verstärkers und einem Eingang des ersten Verstärkers,
ein zweiter lokaler negativer Pfad zwischen einem Ausgang des zweiten Verstärkers und einem Eingang des zweiten Verstärkers,
und wobei ein gesamter negativer Feedback-Pfad zwischen einem Eingang des ersten Verstärkers und der Ausgangsstufe angeschlossen ist,
wobei wenigstens ein globaler Dominant Pole dritter Ordnung wenigstens bei Audiofrequenzen vorliegt, wobei Effekte eines lokalen Dominant Poles von einer Ausgangsstufe nicht berücksichtigt sind.

3. Elektronischer Verstärker gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass ein erster lokaler negativer Pfad wenigstens einen lokalen Dominant Pole um den ersten Verstärker ausbildet, einen ersten lokalen Dominant Pole, und der zweite lokale negative Pfad wenigstens einen lokalen Dominant Pole um den zweiten Verstärker ausbildet, einen zweiten lokalen Dominant Pole, und der erste lokale Dominant Pole wenigstens erster Ordnung und der zweite fokale Dominant Pole wenigstens zweiter Ordnung ist, wenigstens bei Audiofrequenzen.

4. Elektronischer Verstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite lokale Dominant Pole wenigstens erster Ordnung und der erste lokale Dominant Pole wenigstens zweiter Ordnung ist, wenigstens bei Audiofrequenzen.

5. Elektronischer Verstärker nach einem der Ansprüche 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Verstärker aus zwei in Reihe geschalteten Verstärkern besteht, einem dritten und einem vierten Verstärker, dass der zweite lokale negative Feedback-Pfad zwischen einem Ausgang des vierten Verstärkers und einem Eingang des dritten Verstärkers angeschlossen ist und dass ein dritter lokaler negativer Feedback-Pfad zwischen einem Ausgang des dritten Verstärkers und einem Eingang des dritten Verstärkers angeschlossen ist.

6. Elektronischer Verstärker nach einem der Ansprüche 3, 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangsstufe eine Ausgangsfehlerkorrekturstufe mit wenigstens einem Verstärker, einem fünften Verstärker, und mit einem Eingang zu der Ausgangsstufe beinhaltet, die an den Eingang des fünften Verstärkers angeschlossen ist, wobei wenigstens zwei lokale negative Feedback- Pfade, ein fünfter und ein sechster lokaler negativer Feedback-Pfad, vorgesehen sind, ein fünfter lokaler negativer Feedback-Pfad zwischen einem Ausgang der Ausgangsstufe und einem Eingang des fünften Verstärkers und ein sechster lokaler negativer Feedback-Pfad zwischen einem Ausgang des fünften Verstärkers und einem Eingang des fünften Verstärkers ist, und wobei ein Ausgang des fünften Verstärkers an einen Eingang von Transistorbuffern der Ausgangsstufe oder Transistoren der Ausgangsstufe angeschlossen ist, ein Ausgang von Transistorbuffern der Ausgangsstufe, sofern benutzt, an einen Eingang der Ausgangstransistoren angeschlossen ist, wobei die Schaltkreisanordnung und Werte der fünften und sechsten lokalen negativen Feedback-Pfade, des fünften Verstärkers, der Ausgangstransistoren und der Ausgangstransistorbuffer so ausgewählt sind, dass sie wenigstens einen lokalen Dominant Pole erster Ordnung und einen lokalen Dominant Pole dritter Ordnung enthalten, wenigstens bei Audiofrequenzen.

7. Elektronischer Verstärker nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass wenigstens einer der ersten, zweiten, dritten oder fünften Verstärker einen Breitband-Differenzialoperationsverstärker mit einem Verstärkungsbandbreite-Produkt größer als 100 MHz und Direktstrom Open-Loop Differenzialspannungsverstärkung von mehr als 200 V/V aufweist.

8. Elektronischer Verstärker nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass der fünfte Verstärker durch Energie von Floating- Energieversorgungsmitteln versorgt wird, die an einen Ausgang der Ausgangsstufe so angeschlossen sind, dass eine Spannung der Floating- Energieversorgung, welche den fünften Verstärker versorgt, im Wesentlichen einer Ausgangsspannung der Ausgangsstufe beim Betrieb folgt.

9. Elektronischer Verstärker nach einem der Ansprüche 6, 7 oder 8, wobei der dritte lokale Dominant Pole wenigstens zweiter Ordnung ist.

10. Elektronischer Verstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der elektronische Verstärker ein Leistungsverstärker ist.

11. Elektronischer Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass der elektronische Verstärker in der Lage ist, wenigstens 5 Watt Ausgang in 8 Ohm wenigstens bei Audiofrequenzen zu liefern.