DE69616126T2

DE69616126T2 - Stabilisierter Leistungsumrichter mit quantisiertem Tastverhältnis

Info

Publication number: DE69616126T2
Application number: DE69616126T
Authority: DE
Inventors: Stanley Canter; Ronald Lenk
Original assignee: Space Systems Loral LLC; Loral Space Systems Inc
Current assignee: Maxar Space LLC
Priority date: 1995-03-31
Filing date: 1996-03-28
Publication date: 2002-07-04
Anticipated expiration: 2016-03-29
Also published as: FI955566A; EP0735656B1; CA2162947A1; KR960036262A; EP0735656A2; HK1010431A1; US5594324A; JPH08294271A; EP0735656A3; TW288226B; CN1061183C; FI955566A0; DE69616126D1; CN1136234A

Description

Diese Erfindung bezieht sich generell auf Leistungsumformer, und im besonderen auf Gleichstrom-Leistungsumformer, die einen digitalen Regelkreis haben, der einen quantisierten Arbeitszyklus erzeugt.
Der Betrieb eines Gleichstrom-Umformers, der einen explizit digitales Steuersystem hat, bereitet eine Anzahl von Problemen, die bei konventionellen Leistungsumformern, die einen analogen Regelkreis haben, nicht auftreten. Obwohl es bekannt ist, daß die Verwendung eines inneren Stromregelkreises für eine Leistungsversorgung einem Abtastsystem mit Verzögerung äquivalent ist, mit einer resultierenden unbegrenzten Zahl von Nullen, haben diese Effekte nur Bedeutung bei Frequenzen, die ungefähr gleich der Hälfte der Schaltfrequenz sind, das heißt bei Frequenzen, die wesentlichen über der Bandbreite liegen. Die Quantisierung der Umformer-Pulsbreite ist andererseits wichtig bei allen Frequenzen und kann daher nicht korrekt mit einer analogen Näherung modelliert werden.
Pulsbreitenquantisierung führt zu einem unkonventionellen Umformerverhalten. Wenn beispielsweise eine Störung in den analogen Teil eines geschlossenen Regelkreises eingeführt wird und die Störung hinreichend klein ist, so daß sie nicht zu einer Vergrößerung des Arbeitszyklusses des Pulsbreiten-Umformers (PWM) um einen ausreichenden Betrag führt, dann bleibt der von dem digitalen Regler erzeugte Arbeitszyklus unbeeinflußt. Das heißt, daß gezeigt werden kann, das ausreichend kleine Störungen keine Verstärkung bewirken (-∞dB).
Ein weiteres Beispiel eines unkonventionellen Verhaltens kann wie folgt beschrieben werden für den Fall, daß die Störung eine Amplitude hat, die für eine Störung des Regelkreises ausreicht. Nehmen wir an, daß eine analoge sinusförmige Störung in den Regelkreis eingeführt wird, und nehmen wir dann ferner an, daß die Störung eine derart ausreichend große Amplitude hat, daß sie einmal in jedem Zyklus den Arbeitszyklus veranlaßt, von einer ersten quantisierten Stufe zu einer nächsten, zweiten quantisierten Stufe anzuwachsen und dann wieder auf die erste quantisierte Stufe für den Rest des Zyklus zurückzufallen. Da die Ausgangsspannung durch das Produkt aus der Eingangsspannung und dem Arbeitszyklus ist, wird eine quantisierte Stufe auch in der Ausgangsspannung einmal in jedem Zyklus auftreten. Der Regelkreis wird versuchen, diese Änderung der Ausgangsspannung zu korrigieren. Jedoch kann der Regelkreis diese Korrektur nicht schneller ausführen als dies seine Bandbreite zuläßt. Wenn daher die Frequenz der Störung größer als die Bandbreite des geschlossenen Regelkreises ist, wird das gesamte System bei dem Versuch, die Störung zu korrigieren, mit der Bandbreite schwingen. Diese Art der Schwingung, die allein auf der Arbeitszyklus-Quantisierung beruht, die dem digitalen Regelkreis innewohnt, wird hier als digitale Schwingung bezeichnet.
Digitale Schwingungen können auch auftreten, wenn eine Ausgangsspannungsgröße, die eine Funktion des Spannungssollwertes und der Eingangsspannung (für einen Gegentakt- Umformer) ist, nicht exakt gleich einem der möglichen Arbeitszyklen ist. In diesem Fall wird das System feststellen, daß die Spannung beispielsweise zu niedrig ist und wird den Arbeitszyklus auf die nächste quantisierte Stufe vergrößern. Das System wird dann feststellen, daß die Spannung zu hoch ist, und wird den Arbeitszyklus auf die ursprüngliche Stufe zurückführen. Diese Korrekturen erfolgen zyklisch mit der Bandbreitenfrequenz und resultieren somit ebenfalls in einer digitalen Schwingung.
Andererseits, wenn die Störungen ausreichend groß werden, ist es klar, daß die Quantisierung des Arbeitszyklus unbemerkt bleibt und das System gut angenähert wird durch einen kontinuierlichen Arbeitszyklus und konventionelles analoges Verhalten, das heißt, das Umformersystem zeigt einen Phasen- und Verstärkungsspielraum.
Zusammengefaßt ist festzustellen, daß es zwei Arten von Stabilität gibt, denen man sich zuwenden muß bei der Implementierung eines Leistungsumformers, der einen digitalen Regelkreis hat, zusätzlich zu der konventionellen analogen Stabilität. Die beiden Arten von Stabilitätsproblemen beziehen sich auf: (a) digitale Schwingungen, bedingt durch das Einschleusen von Rauschen; und (b) Schwingungen, bedingt durch eine fehlende Übereinstimmung zwischen dem vorgegebenen Wert für die Ausgangsspannung und den verfügbaren (quantisierten) Arbeitszyklen. Die erste Art von Stabilitätsproblem ist unabhängig von dem Arbeitspunkt der Leistungsversorgung, während die zweite Art abhängig ist von der Eingangs- und Ausgangsspannung sowie von der Anzahl möglicher Arbeitszyklen.
Als Referenzen können genannt werden die US-Patente 4.630.187 und 4.725.940 von C. P. Henze zum Verständnis von Leistungsumformern mit quantisierten Arbeitszyklen und das US-Patent 5.272.614 von Brunk et al. zum Verständnis eines Mikroprozessor-gesteuerten Gleichstromumformers, welcher ein Schaltsteuersignal ausgibt, welches sowohl grobe als auch feine Quantisierungen (Abstufungen) hat.
Die vorhergehend erläuterten und andere Probleme werden gelöst durch ein Verfahren und eine Schaltung zur Stabilisierung eines Leistungsumformers gegenüber Schwingungen, die auf einer fehlenden Übereinstimmung zwischen einer vorgegebenen Ausgangsspannung und den einzelnen verfügbaren quantisierten Arbeitszyklen beruhen. Zu dem Verfahren gehören die folgenden Schritte: (a) Erzeugung eines Spannungs-Sollwertes zur Angabe eines gewünschten Einstellwertwertes für die Ausgangsspannung, (b) Vergleich des Spannungs-Sollwerts mit dem Istwert der Ausgangsspannung des Leistungsumformers zur Gewinnung eines Fehlersignals, (c) Änderung der Pulsbreite eines ersten pulsbreiten-modulierten Steuersignals in Abhängigkeit des Fehlersignals, wobei das erste pulsbreiten-modulierte Steuersignal eine erste Frequenz hat, und (d) Umwandlung des ersten pulsbreiten-modulierten Steuersignals in mindestens ein zweites pulsbreiten-modulierten Steuersignal zur Änderung eines Leitintervalls einer Umformer-Schalteinrichtung in der Weise, daß der Istwert der Ausgangsspannung den Wert der gewünschten Ausgangsspannung annimmt. Der Umwandlungsschritt enthält einen Schritt zur Quantisierung der Pulsbreite entsprechend einem aus einer Vielzahl von quantisierten Arbeitszyklen. Zu dem Verfahren gehört ferner ein Schritt zur Einschleusung eines Zittersignal in den geschlossenen Regelkreis in der Weise, daß das Zittersignal im Fehlersignal erscheint. Das Zittersignal hat eine zweite Frequenz, die kleiner ist als die erste Frequenz und größer ist als eine Bandbreitenfrequenz des Leistungsumformers. Das Zittersignal wirkt in der Weise, daß die Anzahl der möglichen Arbeitszyklen wirksam um einen Faktor vergrößert wird, der durch das Verhältnis der zweiten Frequenz zur Bandbreitenfrequenz bestimmt wird. Bei einem beschriebenen Ausführungsbeispiel der Erfindung beträgt die Frequenz des Zittersignals ein Viertel der ersten Frequenz und ist mindestens um eine Größenordnung größer als die Bandbreitenfrequenz.
Beschrieben wird auch eine Satelliten-Kommunikationsnutzlast, zu der ein Leistungsumformer gemäß der Erfindung gehört, wobei der Leistungsumformer die Betriebsleistung für einen Abwärts-RF-Leistungsverstärker erzeugt.
Das zuvor Gesagte und andere Merkmale der Erfindung werden durch die folgende detaillierte Beschreibung der Erfindung deutlicher gemacht, wenn diese in Verbindung mit den beigefügten Figuren gelesen wird, in denen:
Fig. 1A ein Blockschaltbild eines aus vielen Teileinheiten aufgebauten Leistungsumformers zeigt, der einen digitalen Regelkreis hat,
Fig. 1B ein Blockschaltbild einer FPGA-Schaltung der Fig. 1A zeigt, wobei die Fig. 1A und 1B im folgenden gemeinsam als Fig. 1 bezeichnet werden,
Fig. 2A ein Zeitdiagramm zeigt, welches die Phasenlagen der Teileinheiten des Umrichters der Fig. 1 zeigt,
Fig. 2B ein Zeitdiagramm zeigt, welches die Zeitpunkte für den Gegentaktschalter (buck switch) und den synchronen Gleichrichter des Umformers nach Fig. 1 zeigt,
Fig. 3A und 3B beispielhaft eine sinusförmige Eingangsstörung beziehungsweise die daraus resultierende quantisierte Ausgangsgröße zeigen, die zur Erklärung der Erfindung nützlich sind,
Fig. 4 ein typisches quantisiertes pulsbreiten-moduliertes Signal A zeigt, das zwischen einer ersten Pulsbreite B und einer zweiten Pulsbreite C überwechselt,
Fig. 5 ein Bode-Diagramm für den spannungsstabilisierten Umformer der Fig. 1 zeigt,
Fig. 6 ein Eingangsrauschspektrum für den Umformer der Fig. 1 zeigt und
Fig. 7 eine Satellitenkommunikationsnutzlast eines Typs zeigt, weicher von der Verwendung des stabilisierten Umformers gemäß Fig. 1 profitiert.
Fig. 1 zeigt einen Gleichstrom-Leistungsumformer 10, welcher gemäß der Erfindung aufgebaut ist und betrieben wird. Die grundlegende Topologie des Umformers 10 ist nichtisolierter Gegentakt (non-isolated buck). Um einen hohen Ausgangsstrom zu erhalten, ist der Umformer 10 vorzugsweise mit n Gegentakt-Teileinheiten (buck slices) 12 aufgebaut. Bei dem gegenwärtig bevorzugten Ausführungsbeispiel werden fünf Gegentakt-Teileinheiten verwendet, obwohl diese Anzahl nicht als eine. Begrenzung der Realisierbarkeit dieser Erfindung zu verstehen ist. Generell kann n jede ganze Zahl sein, die gleich eins oder größer als eins ist. Die Verwendung von fünf Teileinheiten in dem Umformer 10 schafft eine Fehlertoleranz, denn, wenn eine Teileinheit versagt (beispielsweise seine eigene Sicherung durchbrennt), sind die verbliebenen vier Teileinheiten so bemessen, daß sie den Betrieb mit voller Leistung fortsetzen können. Jede Teileinheit 12 ist aufgebaut als Gegentakt- Umformer-Leistungsstufe mit einem Gegentakt-MOSFET 14 (dargestellt als Schalter) und einen zweiten MOSFET 16, der als synchroner Gleichrichter arbeitet. Jede Teileinheit 12 hat Gittertreiber (nicht dargestellt) für die MOS- FET-Schalter 14 und 16, eine Induktivität 18 und einen Filterkondensator 20. Um eine hohe Effizienz zu erreichen, verwendet die Leistungsstufe keine Schottky-Diodengleichtrichter, sondern verwendet statt dessen den zweiten MOS- FET-Transistor 16 als synchronen Gleichrichter. Um eine Querleitung zu vermeiden, also eine Leitung, bei der beide MOSFETs 14 und 16 gleichzeitig leitend sind und dabei einen Kurzschluß der Eingangsleitung (In) erzeugen, schaltet der Gegentakttransistor 14 nur dann durch, nachdem der synchrone Gleichrichtertransistor 16 abgeschaltet hat, und schaltet ab, bevor der Gleichrichtertransistor 16 durchschaltet. Fig. 2B zeigt die zeitliche Beziehung zwischen der gittersteuernden Wellenform für den Gegentakt-MOSFET 14 und den Gleichrichter-MOSFET 16. Diese Signale zur Steuerung des Gegentakttransistors 14 und des Gleichrichtertransistor 16 sind nicht einfach invers in Bezug zueinander, sondern müssen Verzögerungen aufweisen und benötigen somit zwei separate Steuersignale.
Um die Ausgangswelligkeit zu reduzieren, (welche für dieses Ausführungsbeispiel vorzugsweise weniger als 50 mVpp bei 166 A beträgt, um das Eindringen von Rauschen in die Antennenlast zu vermeiden), sind die Teileinheiten um 360º/5 = 72º gegeneinander phasenverschoben (siehe Fig. 2A), wodurch die Frequenz der Welligkeit von einer Grundwelle von 60 kHz auf 300 kHz erhöht wird. Diese Frequenzerhöhung reduziert auch die Beanspruchung der Kondensatoren. Insgesamt ist eine Gesamtheit von 2 · 5 = 10 verschiedenen Steuersignalen (je eines für den MOSFET-Gegentakttransistor 14 und den MOSFET-Synchrongleichrichter 16 in jeder Teileinheit 12) erforderlich, um die Leistungsstufe zu steuern.
Die Erzeugung der zehn Steuersignale unter Verwendung einer konventionellen analogen Methode wäre kompliziert. Beispielsweise die Verwendung von Einzelsignalgebern würde eine mäßig große Anzahl von integrierten Schaltkreisen, Trimmwiderständen, Kondensatoren mit niedrigen Temperaturkoeffizienten und so weiter erfordern.
Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird ein einziger digitaler integrierter Schaltkreis verwendet, um die Steuersignale künstlich herzustellen. Bei der gegenwärtig bevorzugten Ausführungsform dieser Erfindung wird die digitale integrierte Schaltung verkörpert durch eine feldprogrammierbare Gitteranordnung (FPGA) 22. Bei anderen Ausführungsformen der Erfindung kann stattdessen eine Vielzahl diskreter integrierter Schaltungen verwendet werden, und/oder es könnte ein in geeigneter Weise programmierter sehr schneller digitaler Signalprozessor verwendet werden, um die Steuersignale für die Teileinheiten 12 zu erzeugen sowie auch die anderen Funktionen, die unten beschrieben werden, auszuführen. Die Verwendung der FPGA wird deshalb bevorzugt, weil sie die Implementierung einer kostengünstigen und einfachen digitalen Steuerschaltung auf einem Chip ermöglicht.
Die FPGA 22 betreibt einen 12 MHz-Kristall 24 (Periode = 83,3 nsec) an zwei ihrer Anschlüsse und verwendet die resultierende Rechteckwelle als Uhrensignal. Indem das 12 MHz-Uhrensignal (unter Verwendung eines synchronen Zählers) durch 200 geteilt wird, wird die 60 KHz-Uhr erzeugt, die zur Synchronisierung (SYNC) einer äußeren PWM integrierten Schaltung 26 verwendet wird.
Mit dem auf diese Weise auf 60 kHz festgesetzten PWM-Signalausgang des PWM 26 wird die Erzeugung der erforderlichen Phasenverschiebungen und Verzögerungen für die Steuersignale der Leistungsstufe einfach: Ein erstes Signal bildet exact das Eingangssignal, welches von dem PWM 26 kommt, und nachfolgende Teileinheiten 12, die um 360º/5 = 12 MHz/(60 kHz · 5) = 200 Zählimpulse/5 = 40 Zählimpulse, werden von den FPGA-Zählern 22a erzeugt und 40-Zählimpulse-Verzögerungsgliedern 22b zugeordnet, die von den steigenden und fallenden Flanken des ersten PWM-Signals getriggert werden (siehe Fig. 2A). Ähnlich wird das Vermeiden einer Querleitung dadurch garantiert, daß der Gegentakttransistor 14 und der Gleichrichtertransistor 16 jeder Teileinheit 12 an ihren entsprechenden Flanken zu einer Verzögerung um 250 nsec = 3 Uhrenzählimpulse gezwungen wird (siehe Fig. 2B).
Die FPGA 22 enthält auch einen Vorwärts- und Rückwärtszähler 22c und eine zugehörige Zählersteuerung 22d, die der Programmierung eines externen 8-bit D/A-Wandlers 28 dient, der seinerseits eine verlangte Sollwertspannung (REF) für den PWM 26 über einen Fehlerverstärker 30 liefert. Der Fehlerverstärker 30 erhält auch ein Eingangssignal von einem Spannungsteiler, bestehend aus den Widerständen R1 und R2, die an den Ausgangspunkt (OUT) angeschlossen sind, in welchem die Ausgänge aller n Teileinheiten 12 angeschlossen sind. Die Spannung, die an der Verbindung zwischen R1 und R2 auftritt (VOUT), wird auf den Fehlerverstärker 30 gegeben, und die Differenz zwischen dieser Spannung und der Sollspannung wird dem PWM 26 als Fehlerspdnnung (FEHLER) zugeführt, wodurch der Regelkreis geschlossen wird.
Die Verwendung der FPGA 22 führt dazu, daß der Regelkreis nicht reduzierbar digital wird. Das bedeutet, daß mit der FPGA in dem Regelkreis des Leistungsumformers nur bestimmte diskrete Pulsbreiten möglich sind. Wenn beispielsweise das Ausgangssignal des PWM 26 irgendwo zwischen 19,5/12 MHz = 1,625 ksec und 20,5/12 MHz = 1,87 usec liegt, liegt das Ausgangssignal der FPGA 22, welche die Signale erzeugt, die tatsächlich die Leistungsstufe steuern, exact bei 20/12 MHz = 1,750 usec. Somit sind nur bestimmte diskrete Pulsbreiten erreichbar, und die Pulsbreite der der Leistungsstufe (das heißt den Teileinheiten 12) zugeführten Signale, ist quantisiert. Im Gegensatz dazu kann bei einem herkömmlichen analogen System jede Pulsbreite als eine kontinuierliche Funktion erzeugt werden.
Die Quantisierung der Pulsbreiten des Steuersignals der Leistungsstufe führt zu den eingangs diskutierten Stabilitätsproblemen. Um es zu wiederholen, es gibt zwei Arten von Stabilitätsproblemen, die infolge der Verwendung des digitalen Regelkreises der Fig. I auftreten, zusätzlich zu dem herkömmlichen analog-typischen Stabilitätsproblem. Diese Stabilitätsprobleme beziehen sich auf: (a) digitale Schwingungen, bedingt durch das Einschleusen von Rauschen; und (b) Schwingungen, bedingt durch eine fehlende Übereinstimmung zwischen dem Sollwert der Ausgangsspannung und den verfügbaren (quantisierten) Arbeitszyklen (Einschaltverhältnissen). Wie bereits festgestellt wurde, ist die erste Art von Stabilitätsproblem unabhängig von dem Arbeitspunkt der Speiseleistung; wogegen die zweite Art abhängig ist von der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung sowie von der Anzahl möglicher Arbeitszyklen, die mit dem PWM-Signal erzielbar sind.
Es wird nun eine Analyse dieser Stabilitätsprobleme präsentiert, um eine bessere Beurteilung und ein besseres Verständnis der Vorteile zu ermöglichen, die aus der Verwendung der Lehre gemäß dieser Erfindung erwachsen.
Als erstes ist die Wirkung von Störungen moderater Größe analytisch zu betrachten, das heißt von solchen, die groß genug sind, eine Änderung des Arbeitszyklus zu verursachen, aber nicht groß genug sind, um die oben genannte analoge Näherung gültig werden zu lassen. In diesem Abschnitt der Analyse wird die Verstärkung und Phase einer sinusförmigen Störung betrachtet, die durch den Schaltbereich des Umformers wandert.
Fig. 3A zeigt eine Sinuskurve mit solcher Amplitude und Verschiebung, daß sie ein Übergangsniveau eines Arbeitszyklus in einem Zeitpunkt während ihrer positiven Halbwelle schneidet und auch einen zweiten Arbeitszyklus-Übergang während ihrer negativen Halbwelle schneidet. Im folgenden wird sich zeigen, daß dieser Fall allgemein ist. Die Sinuskurve braucht nicht symetrisch zu sein, das heißt, sie kann länger über dem hohen Niveau als über dem niedrigen Niveau liegen oder umgekehrt. Die resultierende Ausgangsgröße zeigt Fig. 3B. Es ist zu beachten, daß die gezeigten Schritte nicht bei der Schaltfrequenz liegen: sie sind vielmehr Reaktionen der Ausgangsspannung des Umformers 10 auf die sinusförmige Störung. Es ist in der Tat nützlich diese Schritte als die Ausgangsgröße eines Gleichstrom- Transformators eines "state-spaced-averaged" Modells zu betrachten. Jedes Niveau ist durch einen Phasenwinkel der Sinuskurve charakterisiert oder, gleichbedeutend, durch einen Zeitpunkt, in dem eine Einschaltung oder Ausschaltung erfolgt. Natürlich besteht eine Symmetrie in Bezug auf die Winkel π/2 und 3π/2 für das hohe beziehungsweise niedrige Niveau.
Die mathematischen Einzelheiten zu dem Vorhergesagten sind in dem Anhang enthalten, der den Ansprüchen vorausgeht. Um jene Ergebnisse hier zusammen zu fassen, ist festzustellen: Um die Übergangsfunktion zu bestimmen, wird die Sinuswelle injiziert und das Ergebnis bestimmt. Von Interesse sind nur die Komponenten, die die gleiche Frequenz haben, wie das injizierte Signal. Das bedeutet, und zwar genauso wie für die analogen Stabilitätsanalysen, daß die höheren Frequenzoberwellen die Stabilität nicht beeinflussen. Statt-dessen repräsentieren sie nur die Nichtlinearitäten des Systems. Wenn eine Fourier-Analyse des Ausgangssignals durchgeführt wird, wobei nur die Eingangsfrequenz zurückbehalten wird, so beobachtet man, daß keine Phasenverschiebung zwischen der Eingangsstörung und der quantisierten Reaktion auftritt.
Unter Bezug auf die Herkunft der verschiedenen Terme in Gleichung (6) des Anhangs und wie sie in Gleichung (7) verschwinden, wird klar, daß die Symmetrie der stückweise konstanten Ausgangswellenform die gleiche ist, wie die der Eingangs-Sinuskurve. Somit wird der Phasenterm, unabhängig von der Anzahl geschnittener Niveaus, Null bleiben.
Schauen wir als nächstes auf den Amplitudenterm, so finden wir (aus dem Anhang), daß die maximale Verstärkung beträgt:
Gmax = 2ΔV/πVa (13)
und das Verhältnis der digitalen zur analogen Verstärkung beträgt:
Gmax,digital/Gmax,analog = 2/π < 1. (14)
Dies ist die maximal mögliche Verstärkung für jede beliebige Anzahl von Schritten; somit ist die digitale Verstärkung stets geringer als die Verstärkung des angenäherten analogen Systems, und da die Phasenverschiebung Null ist, ist das digitale System stets stabil, wenn das analoge System stabil ist. Dies ist eine wichtige Erkenntnis, wie unten offenbar werden wird.
Obwohl gezeigt wurde, daß die Stabilität des digitalen Systems durch die Stabilität des analogen Systems bestimmt wird, hat diese Erkenntnis keine direkte Auswirkung auf das Problem, welches infolge digitaler Schwingungen auftritt, die auf nicht erreichbaren Arbeitszyklen statt auf Regelkreisstörungen zurückzuführen sind. Da die Eingangsspannung eine kontinuierliche Variable ist, würden, wie oben gezeigt wurde, diese Schwingungen tatsächlich existieren, so daß es notwendig ist, für Schaltungsmaßnahmen zur Unterdrückung dieser Schwingungen zu sorgen.
Gemäß einem Aspekt dieser Erfindung enthält die FPGA 22 der Fig. 1 Schaltmittel (beispielsweise einen durch vier teilenden Zähler) um eine Rechteckwelle von 15 kHz zu erzeugen das heißt von einem Viertel der 60 kHz Schaltfrequenz. Diese Rechteckwelle wird dann in einem RC-Schaltpunkt 32 gefiltert, um eine dreieckförmige Welle zu bilden und diese dreieckförmige Welle wird in dem Summierungsglied 34 zu dem Gleichspannungssollwert addiert. Das Ergebnis ist die Erzeugung einer kleinen Welligkeitskomponente in der Sollwertspannung (REFin) für den PWM 26.
Die Frequenz der Welligkeit wird so gewählt, daß sie viel höher ist als die Bandbreite des Umformers 10 (das heißt eine Größenordnung höher). Als Folge davon, kann der Fehlerverstärker 30 nicht auf die Welligkeitskomponente reagieren. Als Folge davon bewirkt ein Teil jedes Zyklus der 15 kHz-Welligkeit, daß der von dem PWM 26 erzeugter Arbeitszyklus einen ersten Wert hat, und der Rest des Welligkeitszyklus bewirkt, daß der von dem PWM 26 erzeugte Arbeitszyklus einen zweiten Wert hat.
Eine geringe Anpassung der Verstärkung des Fehlerverstärkers 30 (bei einer niedrigen Frequenz) erzeugt eine geringe Anpassung der Anzahl der PWM-Pulse, die sich auf dem höheren Arbeitszyklus gegenüber dem unteren Arbeitszyklus befinden. Somit ist bei einer relativ niedrigen Frequenz der Umformerbandbreite eine wirksame kontinuierliche Anpassung des Fehlerverstärkers 30 möglich, die eine im wesentlichen kontinuierliche Anpassung der Ausgangsspannung liefert. Hierdurch wird dann die Möglichkeit einer digitalen Schwingung eliminiert, da das Zittern (Schwanken) der Sollwertspannung mit dem 15 kHz-Signal praktisch eine Unterteilung der möglichen Arbeitszyklen bewirkt (durch einen Faktor von 15 kHz/Bandbreite). Die Zitterfrequenzkomponente erscheint auch nicht in einem signifikanten Maße am Ausgang oder am Eingang des Umformers 10, da ihre Frequenz weit jenseits der Frequenzen der Eingangs- und Ausgangs-LC-Filter liegt.
Gemäß diesem Aspekt der Erfindung wurde gezeigt, daß die Schwingung, die auf nicht erreichbaren Arbeitszyklen beruht, durch die Hinzufügung eines vorbestimmten Maßes an Schwankung (Zittern) zu der Sollwertspannung für den PWM 26 unterdrückt wird.
Es wurde ein 1300W-Laborschaltbrett, welches die hier beschriebene FPGA 12 verwendet, gebaut, stabiliert und getestet. Fig. 4 zeigt das Ausgangssteuersignal der FPGA 12, das direkt an die Leistungsstufen geht. Für die in Fig. 4 gezeigte Wellenform wurde die Sollwertspannung mit einer überlagerten kleinen Wechselspannung versehen, welche den Arbeitszyklus zwingt, sich kontinuierlich anzupassen. In einem herkömmlichen analogen System würde dies in einem kontinuierlichen Spektrum von Arbeitszyklen resultieren. Für ein digitales Steuersystem ist jedoch nur eine diskrete Anzahl von Arbeitszyklen möglich (hier zwei mit B und C bezeichnete), wobei die beiden Arbeitszyklen voneinander getrennt sind um (1/12 MHz) = 83,3 nsec.
Fig. 5 zeigt ein Bode-Diagramm für den (im Spannungsmodus arbeitenden) Umformer 10. Die Stabilisierung wird als erfolgreich gezeigt mit einem Phasengrenzwert von 45º bei 500 Hz. Die niedrige Bandbreite wurde aus anderen Gründen und zwar Systemgründen gewählt und war nicht bedingt durch den digitalen Regelkreis. Die Kompensation (30a in Fig. 1) für den Fehlerverstärker 30 bestand aus einem einzigen Pol am Nullpunkt.
Fig. 6 zeigt das Eingangs-Rauschspektrum des Umformers 10. Nur Hintergrundrauschen ist sichtbar bei 300 kHZ, der Gesamtschaltfrequenz, was die korrekte Phasenlage der Teileinheiten 12 anzeigt. Spitzen von 20 dB über dem Hintergrund sind sichtbar bei 60 kHz und der dritten Oberwelle 180 kHz. Es wird angenommen, daß dies auf einer Unausgeglichenheit im Leistungsverteilungssystem beruht, welches einige Teileinheiten veranlaßt, mehr Leistung zu übernehmen als andere (der Eingangsstrom kann eine Höhe von 100 A bei der gezeigten Ausführungsform des Umformers 10 erreichen). Schließlich ist eine Spitze sichtbar bei 15 kHz, der Zitterfrequenz. Außer durch Vergrößerung des Eingangsfilters kann diese Spitze auch durch Verkleinerung der Größe des Zittersignals reduziert werden. Jedoch würde diese Reduzierung auch den Stabilitäts-Sicherheitsabstand gegenüber Schwingungen infolge nicht erreichbarer Arbeitszyklen verkleinern.
Es wurde gezeigt, daß die Verwendung der FPGA 22 zur Erzeugung der Steuersignale der Leistungsstufe des Umformers 10 dazu führt, daß der Regelkreis nicht umkehrbar digital wird. Da der Arbeitszyklus nur einen oder eine bestimmte kleine Gruppe von Werten annehmen kann, stellen sich zwei Arten von Stabilitätsfragen: (a) die Stabilität des Regelkreises gegenüber Signalen, welche den Arbeitszyklus veranlassen, zwischen zwei diskreten Werten hin und her zu kippen; und (b) die Stabilität gegen Schwingungen, die durch den Regelkreis verursacht werden bei dem Versuch, einen Arbeitszyklus zu erreichen, der nicht zu den möglichen Werten gehört. Es wurde oben gezeigt, daß die erste Art von Schwingung nicht auftritt, wenn der Regelkreis stabil ist wie ein analoges System; und zweitens, daß die Hinzufügung eines kleinen hochfrequenten Zittersignls zu dem Spannungssollwert des PWM 26 ausreicht, um zu garantieren, daß die zweite Art von Schwingung in adäquater Weise kontrolliert wird.
Nachdem detailliert die gegenwärtig bevorzugte Ausführungsform dieser Erfindung beschrieben wurde, wird nunmehr Bezug auf Fig. 7 genommen zur Erläuterung eines allgemeinen Modells für eine Nutzlast (payload) eines Kommunikationssatelliten 1a von der Art, bei welcher diese Erfindung angewendet werden kann. Eine Konstellation von 48 solcher Satelliten ermöglicht es Benutzern, Telefongespräche überall auf der Welt zu führen.
Genauer, zeigt Fig. 7 einen Satelliten-Transponder 1b, der für vollständige duplexe Kommunikation konfiguriert ist. Zu der Kommunikation-Nutzlast gehören ein oder mehrere Transponder, die eine Mehrzahl von Antennen 2 zum Empfang von Signalen von der Erdoberfläche haben, rauscharme Verstärker 3, Frequenzwandler oder Umformer 4, zu denen ein lokaler Osszilator und ein Mischer gehören, gefolgt von Verstärkern 5, Hochleistungsverstärkern 6 und Übertragungsantennen 7. Ferner sind Filter 8 vorhanden, welche erwünschte, in die Bandbreite gehörende Signale durchlassen und unerwünschte, außerhalb der Bandbreite liegende Rauschsignale zurückweisen. Ein Transponder empfängt Signale von Benutzeranschlüssen 9a frequenzwandelt die empfangenen Benutzersignale und überträgt die frequenzgewandelten Signale zu einer Bodenstation, wie zum Beispiel einem Gateway 9b, welche an das öffentliche Telefonnetz (PSTN) angeschlossen ist. Ein zweiter Transponder empfängt Signale von einem oder mehreren der Gatesways 9b, frequenzwandelt die empfangenen Signale und überträgt die frequenzgewandelten Signale zu den Benutzeranschlüssen 9a. Auf diese Weise wird ein voll duplexer Kommunikationspfad (Stimme und/oder Daten) hergestellt zwischen Benutzeranschlüssen und Anschlüssen, die an das PSTN angeschlossen sind.
Beispielsweise sind die (festen oder mobilen) Benutzeranschlüssen 9a in der Lage, in einem vollständig duplexen Modus zu arbeiten, und über beispielsweise L-Band-RF-Verbindungen (Aufwärtsverbindung) und S-Band-RF-Verbindungen (Abwärtsverbindung) über die Rückwärts- beziehungsweise Vorwärts-Satelliten-Transponder zu kommunizieren. Aufwärts-L-Band-RF-Verbindungen können in einem Frequenzbereich von 1,61 GHz bis 1,6265 GHz, Bandbreite 16,5 MHz, arbeiten und sind vorzugsweise mit Sprachsignalen und/oder digitalen Signalen moduliert gemäß einer ausgebreiteten Spektrumtechnik (spread spectrum technique). Abwärts-S- Band-RF-Verbindung können in einem Frequenzbereich von 2,4835 GHz bis 2,5 GHZ, Bandbreite 16,5 MHz, arbeiten. Der Gateway 9b kann mit dem Satelliten 1a über die Empfangsantenne 2b und die Sendeatenne 7a über beispielsweise eine voll duplexen C-Band-RF-Verbindung kommunizieren, welches in einem Frequenzbereich um 5 GHz arbeiten kann. Die C- Band-RF-Verbindungen übertragen bidirektional Kommunikations-Zubringerverbindungen und übertragen auch Satellitenbefehle (Vorwärtsverbindung) und empfangen telemetrische Informationen (Rückwärtsverbindung). Die L-Band und die S- Band Satellitenantennen 2a beziehungsweise 7b sind Vielstrahlantennen (vorzugsweise 16 Strahlen), die für einen Erdüberdeckung innerhalb eines zugeordneten Dienstbereiches sorgen. Die L-Band und die S-Band Satellitenantennen 2a beziehungsweise 7b sind vorzugsweise untereinander kongruent. Beispielsweise kann eine Gesamtzahl von annähernd 3000 voll duplexen Verbindungen über einen der vorhandenen Satelliten erfolgen. Jeder von zwei oder mehr Satelliten· 1a können die gleiche Kommunikation zwischen einem gegebenen Benutzeranschluß 9a und einem der Gateways 9b durch die Verwendung von ausgebreiteter Spektrumtechnik übertragen. Diese Art von Betrieb sorgt somit für eine Vielgestaltigkeitskombination an den entsprechenden Empfängern, was zu einem verstärkten Widerstand gegen Fading führt und die Implementierung einer sanften "handoff"-Prozedur erleichtert.
Es wird darauf hingewiesen, daß alle oben beschriebenen Frequenzen, Bandbreiten und dergleichen nur für ein einzelnes System repräsentativ sind. Andere Frequenzen und Frequenzbänder können ohne Änderung der behandelten Prinzipien verwendet werden. Als nur ein Beispiel, kann die Zubringerverbindungen zwischen dem Gateway 9b und dem Satelliten 1a Frequenzen in einem anderen als dem C-Band benutzen, wie zum Beispiel in dem Ku-Band oder dem Ka-Band.
Es kann davon ausgegangen werden, daß der S-Band-Transmitter 6 das stärkste Leistungslement in dem Raumschiff ist. Der S-Band-Transmitter wird vorzugsweise gespeist durch den Gleichstrom-Umformer 10 wie oben detailliert beschrieben wurde.
Die Ausgangsleistung des S-Band-Transmitter-Leistungsverstärkers 6 wird durch die ihm zugeführte Spannung bestimmt und um somit die S-Band-Transmitter-Leistung zu steuern, hat der Leistungsumformer 10 eine anpaßbare Ausgangsspannung, die von 2 V bei 66 A bis 8,3 V bei 166 A reicht. Ein (in Fig. 1 nicht gezeigtes) Signal wird der FPGA 22 zugeführt zur Steuerung der Größe des digital programmierten REF-Spannungsausgangs des D/A 28 und somit zur Steuerung der Ausgangsleistung des Umformers 10 und der Ausgangsleistung des S-Band-Transmitter-Leistungsverstärkers 6.
Mit einem Eingangsspannungsbereich von 14 bis 23 V (erhalten von an Bord befindlichen Solarzellen oder Batterien) wird eine hohe Effizienz verlangt, um das Satelliten-Leistungsbudget praktikabel zu machen. Außerdem sollte der Umformer klein sein, ein geringes Gewicht haben und fehlerumempfindlich sein, da er zum Betrieb im Weltraum bestimmt ist.
Der Umformer 10 gemäß der Erfindung stellt die notwendige steuerbare Ausgangsleistung für den S-Band-Transmitterverstärker 6 zur Verfügung und macht so Gebrauch von dem digitalen Regelkreis, der durch die FPGA 12 und die Stabilisiertechniken, die oben detailliert erläutert wurden, implementiert wird.
Es sollte beachtet werden, daß eine Anzahl von Modifikationen an der gegenwärtig bevorzugten Ausführungsform diese Erfindung vorgenommen werden kann. Beispielsweise kann das Zittersignal, welches von der FPGA 12 erzeugt wird, statt dessen in den digitalen Daten inkorporiert sein, welche den D/A 28 steuern, wodurch die Notwendigkeit, das RC-Netzwerk 32 und den Summierungsglied 34 vorzusehen, entfällt. Diese Ausführungsform geht davon aus, daß der D/A 28 über eine genügende Auflösung verfügt. Ferner ist die Lehre dieser Erfindung auch auf Leistungsumformer anwendbar, welche feste Sollwertspannungen verwenden, im Gegensatz zu den programmierbaren (veränderlichen) Sollwertspannungsausgang der D/A 28.
Ferner können beispielsweise andere Schaltfrequenzen und andere Arten von Umformertopologien verwendet werden.
Auch kann beispielsweise der synchrone Gleichrichter 16 · durch einen konventionellen Schottky-Gleichrichter ersetzt werden, wodurch eines der verlangten Steuersignale pro Teileinheit überflüssig wird.
Generell ist das Zittersignal ein periodisches Signal, welches beispielsweise eine sinusförmige oder eine dreieckige Wellenform hat. Eine minimale Amplitude für das Zittersignal ist eine solche, welche mindestens zwei Quantisierungsstufen überdeckt, während eine maximale Amplitude im allgemeinen durch Systemrauschanforderungen bestimmt wird.
Das Zittersignal hat eine Frequenz, die kleiner ist als die Frequenz des PWM und größer ist als eine Bandbreitenfrequenz des Umformers. Das Zittersignal bewirkt eine effektive Vergrößerung der Anzahl möglicher Arbeitszyklen um einen Faktor, der durch das Verhältnis der Zitterfrequenz zu der Bandbreitenfrequenz bestimmt ist. Bei der Ausführungsform der Erfindung, die oben im Detail beschrieben wurde, beträgt die Zittersignalfrequenz ein Viertel der PWM-Frequenz und ist mindestens um eine Größenordnung größer als die Bandbreitenfrequenz.
Während die Erfindung im besonderen dargestellt und beschrieben wurde hinsichtlich eines ihrer bevorzugten Ausführungsbeispiele, ist es für die einschlägigen Fachleute klar, daß an diesem Ausführungsbeispiel Änderungen in Form und Details vorgenommen werden können, ohne den beanspruchten Schutzbereich der Erfindung zu verlassen.

Anhang

Im folgenden wird eine Sinuswelle eingeschleust und die Ausgangsgröße des Quantisierungsprozesses wird bei derselben Frequenz beobachtet. In Gleichungsform wird die Sinuswelle dann wie folgt dargestellt
V = VO + Va sin(ωt) (1)
wobei f = ω/(2π) = 1/T die Frequenz der Störung ist. Den Zeitpunkt, in welchem die Sinuswelle das Niveau Vh erreicht, erhält man durch Lösung von (1):
Der Zeitpunkt, in dem sie Vh erneut schneidet, ist aus Symmetriegründen (T/2) - td. Entsprechend erhält man den Zeitpunkt, in welchem die Sinuswelle das Niveau V1 schneidet, zu
und der Zeitpunkt des erneuten Schneidens ist (3T/2) - te.
Die Ausgangsgröße f(t) hat nun die Niveaus V1 und V1 ± ΔV (siehe Fig. 3). Da sie periodisch ist, kann sie durch eine Fourier Reihe ausgedrückt werden
Wie oben erläutert, sind wir nur an den Komponenten mit der Frequenz des eingeschleusten Signals interessiert. Daher schreiben wir näherungsweise
Zum Auffinden der Fourierkoeffizienten haben wir das folgende:
Werden die Kosinusse alle durch Sinusse ersetzt, so erhalten wir:
Streicht man die sich offensichtlich aufhebenden Ausdrücke und verwendet man die Tatsache daß sin(3π - α) = sin(π - α) = sin(α), so finden wir, daß A1 = 0, was bedeutet, daß, da A den Kosinusausdruck in der Fourier-Expansion multipliziert, keine Phasenverschiebung vorhanden ist.
Betrachtet man den Ursprung der verschiedenen Ausdrücke in Gleichung (6) und wie sie sich gegenseitig aufheben in Gleichung (7), so ist es offensichtlich, daß die Symetrie der stückweisen konstanten Ausgangswellenform die gleiche ist wie dieder Eingangssinuskurve. Somit bleibt, unabhängig von der Anzahl der gekreuzten Niveaus, der Al-Ausdruck Null.
Die Auswertung des B1-Ausdrucks ergibt,
Wieder erhält man beim Ersetzen der Sinusausdrücke durch Konsinusausdrücke
Wieder heben sich Ausdrücke gegenseitig auf und dieses mal gilt cos(3π - α) = cos(π - α) = -cos(α):
Wir können nun in den Ausdrücken td und te, (2) und (3) substituieren,
Dies ist der den Sinusausdruck multiplizierende Ausdruck; da die Eingangsgröße die Amplitude Va hatte ergibt sich für die Verstärkung des Systems
Eine Untersuchung der beiden Ausdrücke in G zeigt, daß der positive Ausdruck von dem Kreuzen des oberen Übergangsniveaus herrührt und der negative Ausdruck von dem unteren Übergangsniveau. Offensichtlich gibt es immer einen positiven Ausdruck für jeden Übergang, der oberhalb des Mittelwertes der Eingangssinuskurve (V0) liegt, und einen negativen Ausdruck für jeden unteren Übergang; und die Differenz zwischen der Anzahl der positiver und negativer muß entweder Null oder Eins sein. Das bedeutet, daß, wenn die sinusförmige Störung beispielsweise drei Niveaus passiert, es entweder zwei positive Ausdrücke und einen negativen Ausdruck in G geben muß oder einen positiven Ausdruck und zwei negative Ausdrücke.
Wenn dies der Fall ist, wird die maximale Verstärkung stattfinden, wenn: 1) V0 = Vh, was bedeutet, daß eines der Übergangsniveaus beim Mittelwert der Sinuskurve liegt; und 2) (V1 - V0)/Va = 1, was bedeutet, daß ein anderer Übergang exact beim Spitzenwert der Sinuskurve stattfindet. Mit diesen beiden Bedingungen ist der Ausdruck in den geschwungenen Klammern gleich 1 und
1 In dem kontinuierlichen (analogen) Fall erhält man nun unter der Annahme eines sinuswellen-förmigen Arbeitszyklus eine sinuswellen-förmige Ausgangsspannung. Wenn der Arbeitszyklus zwischen 0 und 1 variiert, variiert die Ausgangsgröße von 0 bis Vin; somit ist die Verstärkung Vin. Da der Schritt, ΔV, Vin mal der Änderung im Arbeitszyklus ist, unterscheidet sich Gmax von dem kontinuierlichen Fall nur durch den numerischen Faktor

der kleiner als 1 ist. Übersetzung der Texte in den Zeichnungen/(geordnet nach Figuren und dann alphabetisch)

Übersetzung der Zeichnungstexte in alphabetischer Ordnung

Fig. 1A:
1 of n slices 1 von n Teileinheiten
error Fehler
out Ausgang
output voltage control Ausgangsspannungs-Steuerung
to other slices zu anderen Teileinheiten
Fig. 1B:
buck Gegentakt
clock Uhr
counter control Zählersteuergung
delay Verzögerung
output voltage control Ausgangsspannungs-Steuerung
synrec synchroner Gleichrichter
to D/A zum D/A
up/down Vorwärts/Rückwärts
U/D counter control U/D Zählersteuerung
UP/down counter Vorwärts/Rückwärts-Zähler
Fig. 2A und 2B:
counts Zählimpulse
synchronous rectifier synchroner Gleichrichter
buck Gegentakt
Fig. 7:
amplifier Verstärker
DC-DC conv. Gleichstromumformer
high power amplifier Hochleistungsverstärker
local oscillator lokaler Dszillätor
low noise amplifier rauscharmer Verstärker
receive antenna Empfangsantenne
satellite Satellit
transmit antenna Sendeantenne
transponders Transponder

Claims

1. Verfahren zur Stabilisierung eines Leistungsumformers gegen Schwingungen, die durch eine Fehlanpassung zwischen dem Einstellwertwert für eine Ausgangsspannung und einer verfügbaren Vielzahl von quantisierten Arbeitszyklen (Tastverhältnissen) verursacht werden, welches Verfahren folgende Schritte umfaßt:

- Erzeugung eines Spannungs-Sollwertes zur Angabe eines gewünschten Einstellwertwertes für die Ausgangsspannung,

- Vergleich des Spannungs-Sollwerts mit dem Istwert der Ausgangsspannung des Leistungsumformers zur Gewinnung eines Fehlersignals,

- Änderung der Pulsbreite eines ersten pulsbreiten-modulierten Steuersignals in Abhängigkeit des Fehlersignals, wobei das erste pulsbreiten-modulierte Steuersignal eine erste Frequenz hat,

- Umwandlung des ersten pulsbreiten-modulierten Steuersignals in mindestens ein zweites pulsbreiten-modulierten Steuersignal zur Änderung eines Leitintervalls einer Umformer-Schalteinrichtung in der Weise, daß der Istwert der Ausgangsspannung den Wert der gewünschten Ausgangsspannung annimmt, wobei zu dem Umwandlungsschritt ein Schritt zur Quantisierung der Pulsbreite an einen von einer Vielzahl von quantisierten Arbeitszyklen gehört; und

- Einschleusung eines Zittersignal in der Weise, daß das Zittersignal im Fehlersignal erscheint, wobei das Zittersignal eine zweite Frequenz hat, die kleiner ist als die erste Frequenz und größer ist als eine Bandbreitenfrequenz des Leistungsumformers, und wobei das Zittersignal so wirkt, daß die Anzahl der möglichen Arbeitszyklen wirksam um einen Faktor vergrößert wird, der durch das Verhältnis der zweiten Frequenz zur Bandbreitenfrequenz bestimmt wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei die zweite Frequenz ein Viertel der ersten Frequenz beträgt und mindestens um eine Größenordnung größer ist als die Bandbreitenfrequenz.

3. Verfahren nach Anspruch 1, wobei zu dem Umwandlungsschritt ferner ein Schritt zur Erzeugung eines Schalt- Steuersignals für einen synchronen Gleichrichter gehört.

4. Verfahren nach Anspruch 1, wobei zu dem Umwandlungsschritt ferner ein Schritt gehört zur Erzeugung einer Vielzahl der zweiten pulsbreiten-modulierten Steuersignalen zur Änderung eines Leitintervalls einer entsprechenden Vielzahl von Umformer-Schalteinrichtungen, von denen die einzelnen einer entsprechenden Vielzahl von Teil-Leistungstufen zugeordnet sind, wobei die einzelnen der Vielzahl von zweiten pulsbreiten-modulierten Steuersignalen gegeneinander phasenverschoben sind und jede eine Pulsbreite hat, die einer der Vielzahl von quantisierten Arbeitszyklen gleich ist.

5. Leistungsumformer, zu welchem gehören:

- eine Einrichtung zur Erzeugung eines Spannungs-Sollwertes zur Angabe eines gewünschten Einstellwertwertes für die Ausgangsspannung,

- eine Einrichtung (30) zum Vergleich zum des Spannungs- Sollwerts mit dem Istwert der Ausgangsspannung des Leistungsumformers zur Gewinnung eines Fehlersignals,

- eine Einrichtung (26) zur Änderung der Pulsbreite eines ersten pulsbreiten-modulierte Steuersignals in Abhängigkeit des Fehlersignals, wobei das erste pulsbreitenmodulierte Steuersignal eine erste Frequenz hat,

- eine Einrichtung (22) zur Umwandlung des ersten pulsbreiten-modulierten Steuersignals in mindestens ein zweites pulsbreiten-modulierten Steuersignal zur Änderung eines Leitintervalls einer Umformer-Schalteinrichtung (14) in der Weise, daß der Istwert der Ausgangsspannung den Wert der gewünschten Ausgangsspannung annimmt, wobei die Umwandlungs-Einrichtung eine Einrichtung enthält zur zur Quantisierung der Pulsbreite an einen von einer Vielzahl von quantisierten Arbeitszyklen; und.

- eine Einrichtung (32, 34) zur Stabilisierung des genannten Leistungsumformers gegen Schwingungen, die durch eine Fehlanpassung zwischen dem Einstellwertwert für die Ausgangsspannung und einer verfügbaren Vielzahl von quantisierten Arbeitszyklen (Tastverhältnissen) verursacht werden, wobei zu der genannten Einrichtung

- eine Einrichtung (32) zur Erzeugung eines Zittersignals gehört, welches im Fehlersignal erscheint, und wobei das Zittersignal eine zweite Frequenz hat, die kleiner ist als die erste Frequenz und größer ist als eine Bandbreitenfrequenz des Leistungsumformers, und wobei das Zittersignal so wirkt, daß die Anzahl der möglichen Arbeitszyklen wirksam um einen Faktor vergrößert wird, der durch das Verhältnis der zweiten Frequenz zur Bandbreitenfrequenz bestimmt wird.

6. Leistungsumformer nach Anspruch 5, wobei die zweite Frequenz ein Viertel der ersten Frequenz beträgt und mindestens um eine Größenordnung größer ist als die Bandbreitenfrequenz.

7. Leistungsumformer nach Anspruch 5, wobei zu der genannten Umwandlungs-Einrichtung ferner eine Einrichtung zur Erzeugung eines Schalt-Steuersignals für einen synchronen Gleichrichter (16) gehört.

8. Leistungsumformer nach Anspruch 5, wobei zu der genannten Umwandlungs-Einrichtung ferner eine Einrichtung (22a) gehört zur Erzeugung einer Vielzahl der zweiten pulsbreiten-modulierten Steuersignalen zur Änderung eines Leitintervalls einer entsprechenden Vielzahl von Umformer- Schalteinrichtungen, von denen die einzelnen einer entsprechenden Vielzahl von Teil-Leistungstufen (12) zugeordnet sind, wobei die einzelnen der Vielzahl von zweiten pulsbreiten-modulierten Steuersignalen gegeneinander phasenverschoben sind und jede eine Pulsbreite hat, die einer der Vielzahl von quantisierten Arbeitszyklen gleich ist.

9. Leistungsumformer nach Anspruch 5, wobei der genannte. Leistungsumformer auf ein Eingangssignal zur Vorgabe einer Größe des Sollwert-Signals anspricht und wobei ein Ausgangssignal des genannten Leistungsumformers an einen RF- Leistungsverstärker in einer Satelliten-Kommunikations- Nutzlast gekoppelt ist für die Bereitstellung von Betriebsenergie für den genannten RF-Leistungsverstärker, wobei der genannte RF-Leistungsverstärker ein Abwärtsstrecken-Kommunikationssignal an eine Abwärtsstrecken- Übertragungsantenne liefert.