DE69528845T2

DE69528845T2 - N-bit umsetzer mit n-1-grössenverstärkern und n-vergleichern

Info

Publication number: DE69528845T2
Application number: DE69528845T
Authority: DE
Inventors: W. Moreland; Frank Murden
Original assignee: Analog Devices Inc
Current assignee: Analog Devices Inc
Priority date: 1994-12-01
Filing date: 1995-11-29
Publication date: 2003-09-18
Anticipated expiration: 2015-11-30
Also published as: EP0795235B1; EP0795235A1; WO1996017437A1; US5684419A; DE69528845D1

Description

Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Analog-Digital-Wandler. Insbesondere bezieht sich die vorliegende Erfindung auf Analog-Digital-Wandler vom seriellen Typ, die mit hoher Geschwindigkeit und niedriger Spannung arbeiten. Ein Beispiel eines solchen bekannten Wandlers ist in dem US-Patent Nr. 4 599 602 offenbart.

Mintergrund der Erfinduag.

Es gibt viele verschiedene Analog-Digital-("A/D"-)Wandler. Zum Beispiel gibt es A/D-Parallelcodier-(oder "Flash"- bzw. Blitz-)Wandler, mehrstufige A/D-Wandler, A/D-Wandler mit sukzessiver Näherung, A/D-Spannungs-Frequenz-Wandler, A/D-Doppelstufenwandler, sowie A/D-Treppenwandler. Es gibt eine solche große Zahl verschiedener Wandler, da der Bedarf für Wandler durch die Einführung von Einzelchip-Mikroprozessoren mit hoher Integration ("LSI"- Mikroprozessoren) zugenommen hat. Tatsächlich ist es in manchen Fällen wünschenswert, solche Wandler zusammen mit dem Mikroprozessor auf dem gleichen Chip unterzubringen.
In vielen Fällen ist es wünschenswert, eine sehr schnelle Wandlung vorzunehmen, um die Geschwindigkeit des Systems insgesamt aufrecht zu erhalten. Die in solchen Situationen typischerweise verwendeten Typen von A/D-Wandlern sind Flash-Wandler sowie mehrstufige A/D-Flash-Wandler. Da immer größere A/D-Wandler gebaut wurden, hatten die resultierenden großen Chips ein hohes Maß an parasitären Eigenschaften, die angesteuert werden mußten. Dies zwang die Technik in die entgegengesetzte Richtung, nämlich A/D-Wandler kleiner und kleiner auszubilden.
Dies führte zu der Überlegung, Flash-Wandler sowie mehrstufige A/D-Flash- Wandler durch A/D-Wandler vom seriellen Typ zu ersetzen, da diese in vieler Hinsicht auf einem Chip einfacher auszubilden sind als mehrstufige A/D-Flash- Wandler und diese in manchen Fällen auch die Geschwindigkeit von A/D-Flash- Wandlern erreichen können.
A/D-Wandler vom seriellen Typ wandeln typischerweise analoge Signale zuerst in einen Gray-Code und dann in einen Binärcode um. Sie sind derart konfiguriert, daß sie eine Reihe hintereinander geschalteter analoger Zellen aufweisen, an die das Gray-Code/Binär-Verarbeitungssystem angeschlossen ist. Jede Zelle der Reihen von hintereinander geschalteten Zellen weist eine Faltzelle auf, die die Differenzeingangssignale VIL und VIH gemäß Fig. 1 verarbeitet.
Die dem Differenzeingang der Faltzelle zugeführten Signale sind in Fig. 1A dargestellt. Während VIH zunimmt und VIL abnimmt, kommt es bei dem Bezugszeichen 100 zu einem einzigen Kreuzungspunkt. Bei diesem Kreuzungspunkt handelt es sich um den Eingangspegel, bei dem der Komparator der Faltzelle ausgelöst wird und die VIH- und VIL-Signale gefaltet werden, um die Zwischensignale V1 und V2 zu bilden, die in Figur iß dargestellt sind. Diese Zwischensignale werden von dem Stromschaltbereich der Faltzelle abgegeben. Wenn V1 und V2 in der in. Fig. 1B gezeigten Weise gefaltet sind, konvergieren die gefalteten Signale, kreuzen sich jedoch nicht, wie dies bei dem Bezugszeichen 102 gezeigt ist.
Zum Erzielen der gewünschten VOH- und VOL-Ausgangssignale zur Eingabe in die nächste Stufe ist eine weitere Verarbeitung der V1- und V2-Signale erforderlich. Die erforderliche Verarbeitung besteht darin, die V1- und V2-Signale einem Offset zu unterziehen, um diese abzustimmen. Sobald der Offset angewendet worden ist, ergibt sich die in Fig. 1C dargestellte Abstimmung. Diese Abstimmung weist Kreuzungspunkte bei den Bezugszeichen 104 und 106 auf. Anschließend werden die VOH- und VOL-Signale in die nächste Stufe des A/D-Wandlers vom seriellen Typ eingegeben.
Die von dem Komparator der Faltzelle abgegebenen Signale werden in den Gray-Code/Binär-Darstellungs-Wandlerblock des A/D-Wandlers vom seriellen Typ eingespeist, so daß die Binärsignale gebildet werden, die in den digitalen Bereichen einer viel größeren Schaltung verwendet werden.
Die Konstruktion des A/D-Wandlers ist von recht großer Bedeutung. Probleme, die in den analogen Zellen auftreten können, sind die Aufrechterhaltung der Linearität der Ausgangssignale, die Desensibilisierung frühzeitiger Spannungseffekte, ein geeigneter Offset der V1- und V2-Signale, die Komplexität der Implementierung der Schaltung in Silizium, die Entstehung ungewollter und unkompensierter parasitärer Ströme, die Notwendigkeit zur Erzielung einer geeigneten Vorrichtungsabstimmung innerhalb jeder Stufe des A/D-Wandlers vom seriellen Typ, usw.
Die vorliegende Erfindung überwindet diese Probleme und gibt einen A/D-Wandler vom seriellen Typ an, der eine gesteigerte Linearität und Unempfindlichkeit gegenüber frühzeitigen Spannungseffekten an den Kreuzungspunkten aufweist und an keine bestimmte Verstärkung gebunden ist. Der A/D-Wandler vom seriellen Typ gemäß der vorliegenden Erfindung wird in der nachfolgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen ausführlich beschrieben.

Kurzbeschreibung der Erfindung

Die vorliegende Erfindung gibt einen A/D-Wandler mit n-Bit vom seriellen Typ an, der folgendes aufweist: (n - 1) Verstärker; n Komparatoren und einen Gray- Code/-Binär-Darstellungs-Wandlerblock, wobei die (n - 1) Verstärker derart hintereinander geschaltet sind, daß ein Ausgangssignal des einen Verstärkers ein Eingangssignal für einen nächsten Verstärker liefert; wobei die Ausgangssignale der Komparatoren ein Differenzeingangssignal für den Gray-Code/Binär-Darstellungs-Wandlerblock liefern, wobei jeder der Verstärker eine Differenzeingangsschaltung aufweist, um das analoge Differenzeingangssignal (VIH, VIL) zu empfangen und zu verstärken; wobei eine Stromschalteinrichtung vorgesehen ist, die an die Differenzeingangsschaltung angeschlossen ist, um das analoge Differenzeingangssignal zu schalten; wobei ein Komparator vorgesehen ist, der das analoge Differenzeingangssignal (VIH, VIL) empfängt und ein erstes und ein zweites Steuersignal erzeugt, um die Stromschalteinrichtung zu steuern; und wobei ein erster und ein zweiter Ausgang vorgesehen sind, um ein erstes und ein zweites Ausgangssignal zu liefern, und ist dadurch gekennzeichnet, daß ein drittes und ein viertes Ausgangssignal von der Stromschalteinrichtung an Basiskontakte von Puffertransistoren geliefert werden, von denen jeder mit der einen Seite an einen Ausgangsanschluß angeschlossen ist, um ein gefaltetes Signal an einen nächsten Verstärker zu liefern.
Ein Wandler gemäß der vorliegenden Erfindung weist ferner vorzugsweise einen Widerstand zwischen dem einen der Puffertransistoren und dem Ausgangsanschluß zum Abstimmen der gefalteten Signale auf, um gewünschte Kreuzungspunkte zwischen den gefalteten Signalen zu erzeugen.
Vorzugsweise weist die Stromschalteinrichtung einen ersten, zweiten, dritten und vierten Schalttransistor auf, wobei der erste und der zweite Schalttransistor einen ersten Bereich der Stromschalteinrichtung bilden und der dritte und der vierte Schalttransistor einen zweiten Bereich der Stromschalteinrichtung bilden.
Jeder Verstärker weist vorzugsweise eine Verstärkereinheit und eine Referenzeinheit auf, wobei die Referenzeinheit Eingänge zum Festlegen eines vollständigen Eingangsbereiches und Referenzausgänge aufweist, die an einen vollständigen Bereich der gefalteten Ausgangssignale angepaßt sind. Es ist bevorzugt, daß jede Referenzeinheit eine zweite Differenzeingangsschaltung zum Empfangen und Verstärken eines Referenz-Differenzsignals und zum Liefern eines Offsetstromes an die Verstärkereinheit aufweist, um das erste und das zweite gefaltete Signal derart abzustimmen, daß ein Wert von dem einen des ersten und des zweiten gefalteten Signals relativ zu dem anderen geändert wird.
Ein Wandler gemäß der vorliegenden Erfindung kann ferner einen Transistor in invertierter Kaskodenschaltung aufweisen, der zwischen den Puffertransistor und die Stromschalteinrichtung geschaltet ist. Vorzugsweise ist der Transistor in Kaskodenschaltung mit dem einen Anschluß mit der Stromschalteinrichtung verbunden und mit einem anderen Anschluß mit dem Steueranschluß eines Ausgangstransistors und ferner mit einem Lastwiderstand verbunden.
Ein Wandler gemäß der vorliegenden Erfindung kann ferner die Referenzeinheit aufweisen, die eine zweite Differenzeingangsschaltung aufweist, um ein entsprechendes Referenz-Differenzsignal zu empfangen, ein Offsetsignal zum Abstimmen des ersten und des zweiten Ausgangssignals zu liefern und um der nächsten Stufe ein Referenz-Differenzausgangssignal zu liefern.
Vorzugsweise weist jede Referenzeinheit ein erstes und ein zweites Paar von Differenztransistoren auf, wobei das erste Paar das Referenz-Differenzausgangssignal und das zweite Paar das Offsetsignal liefert. Im spezielleren weist jede Referenzeinheit ein drittes Paar von Transistoren auf, wobei jeder Transistor in dem zweiten Paar von Transistoren an einer ersten Seite mit einem entsprechenden Transistor des dritten Paares von Transistoren und an einer zweiten Seite mit einer Stromquelle verbunden ist, wobei das dritte Paar von Transistoren mit der ersten und der zweiten Ausgangsschaltung verbunden ist.
Ein Wandler gemäß der vorliegenden Erfindung kann ferner die Referenzschaltung aufweisen, die mit Steueranschlüssen des ersten und des zweiten Puffertransistors verbunden ist; um diesen eine Vorspannung zu liefern.
Ferner kann ein Wandler gemäß der vorliegenden Erfindung einen Verstärkerbereich mit Lastwiderständen zwischen der Stromschalteinrichtung und einer Spannungsquelle aufweisen, wobei der Wandler ferner eine Offsetschaltungsanordnung mit Lastwiderständen aufweist, die mit den Ausgangsanschlüssen verbunden sind, wobei die Lastwiderstände in der Offsetschaltungsanordnung den halben Widerstand der Lastwiderstände in dem Verstärkerbereich aufweisen.
Ein A/D-Wandler vom seriellen Typ verwendet bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung Verstärker, die einen Komparator beinhalten, um die Umwandlung von analogen Signalen in Gray-Code-Signale zu bewerkstelligen. Der Gray-Code/Binär-Darstellungsbereich des A/D-Wandlers vom seriellen Typ wandelt die Gray-Code-Signale in binäre Signale um.
Bei der vorliegenden Erfindung handelt es sich um einen Wandler mit n-Bit, der (n - 1) Verstärker und n Komparatoren aufweist. Die (n - 1) Verstärker sind derart hintereinander geschaltet, daß die VOL- und VOH-Ausgangssignale von einer Stufe die Eingangssignale für die nächste Stufe bilden. Die Ausgangssignale der Komparatoren bilden die Differenzeingangssignale für den Gray-Code/Binär-Darstellungsbereich des seriellen A/D-Wandlers der vorliegenden Erfindung.
Bei dem A/D-Wandler vom seriellen Typ handelt es sich um einen A/D-Wandler mit Differenzeingang. Das Schalten der Komparatoren erfolgt an dem mittleren Punkt des analogen Eingangssignals. Dies ermöglicht das parallele Halten der n Komparatoren in dem Gray-Code/Binär-Darstellungs-Wandler. Die Geschwindigkeit des A/D-Wandlers vom seriellen Typ gemäß der vorliegenden Erfindung ist durch die Bandbreite der Verstärker bestimmt.
Der A/D-Wandler vom seriellen Typ beinhaltet ein Offsetverfahren, das die Effekte frühzeitiger Spannungen VA der. Schalttransistoren beträchtlich reduziert. Jede Stufe des A/D-Wandlers vom seriellen Typ gemäß der vorliegenden Erfindung kann eine gewünschte Verstärkung aufweisen und ist nicht auf eine bestimmte Verstärkung beschränkt, die eine exakte Verstärkungskompensationsschaltung benötigt.
Wie aus der nachfolgenden ausführlichen Beschreibung erkennbar wird, bietet die vorliegende Erfindung einen Wandler mit n-Bit, der (n - 1) Verstärker, n Komparatoren sowie einen Gray-Code/Binär-Darstellungs-Wandlerblock zum Umwandeln analoger Signale in digitale Signale aufweist und der hintereinander geschaltete Verstärker aufweist, von denen jeder eine gewünschte Verstärkung aufweisen kann, und der ferner ein Offsetverfahren verwendet, das die Auswirkungen von frühzeitiger Spannung VA auf die Linearität der Verstärker signifikant vermindert. Es wird auch erkennbar, daß der Wandler eine parallele Referenzschaltung beinhaltet, um für eine Vorwärts-Verstärkung und Offsetsteuerung jedes Verstärkers zu sorgen.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

Es zeigen:
fig. 1A eine grafische Darstellung von Eingangssignalen für einen A/D-Wandler vom seriellen Typ, der eine Faltzelle aufweist;
Fig. 1B eine grafische Darstellung der gefalteten Zwischensignale des A/D-Wandlers vom seriellen Typ, der eine Faltzelle aufweist;
Fig. 1C eine grafische Darstellung von Ausgangssignalen eines A/D-Wandlers vom seriellen Typ, der eine Faltzelle aufweist, wobei diese Ausgangssignale für die Eingabe in eine nächste Stufe des A/D-Wandlers vom seriellen Typ abgestimmt sind;
Fig. 2 eine Darstellung eines ersten Ausführungsbeispiels des A/D-Wandlers vom seriellen Typ gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 3 eine Darstellung eines Verstärkers des ersten Ausführungsbeispiels des A/D-Wandlers vom seriellen Typ gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 4 eine Darstellung eines Komparators, der Bestandteil des in Fig. 3 gezeigten Verstärkers sein kann;
Fig. 5 eine Darstellung eines zweiten Ausführungsbeispiels des A/D-Wandlers vom seriellen Typ gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 6 eine Darstellung eines Verstärkers des zweiten Ausführungsbeispiels des A/D-Wandlers vom seriellen Typ gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 7 eine Darstellung der Verstärkereinheit des in Fig. 6 dargestellten Verstärkers;
Fig. 8 eine Darstellung der Referenzeinheit des in Fig. 6 gezeigten Verstärkers;
Fig. 9 eine Darstellung eines weiteren Ausführungsbeispiels der Verstärkereinheit für einen Verstärker gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 10 eine Darstellung eines weiteren Beispiels einer Referenzeinheit für einen Verstärker gemäß der vorliegenden Erfindung.

Ausführliche Beschreibung der vorliegenden Erfindung

Bei der vorliegenden Erfindung handelt es sich um einen A/D-Wandler vom seriellen Typ. Bei diesem Wandler handelt es sich um einen Wandler mit n-Bit, der (n - 1) Verstärker und n Komparatoren aufweist. Der Verstärker des A/D-Wandlers vom seriellen Typ gemäß der vorliegenden Erfindung kann mit einer Verstärkereinheit und einer daran angepaßten Referenzeinheit in invertierter Kaskodenschaltung konfiguriert sein.
Wie aus Fig. 2 ersichtlich ist der A/D-Wandler vom seriellen Typ gemäß der vorliegenden Erfindung allgemein bei dem Bezugszeichen 200 dargestellt. Wie in Fig. 2 gezeigt ist, weist der erfindungsgemäße A/D-Wandler Verstärker 202, 204, 206 und 210 sowie einen Komparator 208, die hintereinander geschaltet sind, sowie eine Gray-Code/Binär-Darstellungs-Wandlereinheit mit Ausgangsstufen 212 auf. Bei dem Ausgangssignal der Gray-Code/Binär-Darstellungs-Wandlereinheit mit Ausgangsstufen handelt es sich um ein paralleles, digitales Signal mit n-Bit. Es versteht sich jedoch, daß es sich bei dem Ausgangssignal auch um ein serielles digitales Signal handeln könnte.
Der A/D-Wandler vom seriellen Typ gemäß der vorliegenden Erfindung kann n Stufen aufweisen. Davon weisen (n - 1) Stufen einen Verstärker auf. Ln Fig. 2 sind nur die Verstärker der Stufen 1 bis 3 und n-1 dargestellt. Die letzte Stufe führt keine Verstärkung durch, sondern wirkt nur als Komparator.
In Fig. 2 hat der 1. Verstärker 202 zwei analoge Eingänge. Hierbei handelt es sich um den analogen Signaleingang für das Eingangssignal VIH bei 218 sowie den analogen Signaleingang für das Eingangssignal VIL bei 220. Diese Signale bilden ein Differenzeingangssignal für den Verstärker. Von diesen Eingängen ist VIH mit dem Eingang VIN&spplus; verbunden, und VIL ist mit dem Eingang VIN verbunden.
Wie in Fig. 2 gezeigt ist, werden bestimmte Ausgangssignale des 1. Verstärkers 202 in den 2. Verstärker 204 eingegeben. Genauer gesagt, es wird das von dem Ausgang VOH bei 232 des 1. Verstärkers 202 abgegebene Signal in den bei dem Bezugszeichen 218 dargestellten Eingang VIH des 2. Verstärkers 204 eingegeben. In ähnlicher Weise wird das Signal, das von dem bei dem Bezugszeichen 234 dargestellten Ausgang VOL des 1. Verstärkers 202 abgegeben wird, in den bei dem Bezugszeichen 220 dargestellten Eingang VIL des 2. Verstärkers 204 eingegeben.
Hinsichtlich der Ausgänge handelt es sich bei VOH um den "+"-Ausgang und bei VOL um den "-"-Ausgang. Exakt die gleiche Verfahrensweise zum Verbinden der Ausgänge VOH und VOL der einen Stufe mit den Eingängen VIH und VIL der nächstfolgenden Stufe wird für die n-Stufen des A/D-Wandlers vom seriellen Typ gemäß der vorliegenden Erfindung wiederholt.
Jeder der (n - 1) Verstärker des A/D-Wandlers vom seriellen Typ gemäß der vorliegenden Erfindung sowie der Komparator 208 liefern ein digitales Differenzausgangssignal an die Gray-Code/Binär-Darstellungs-Wandlereinheit mit Ausgangsstufen 212. Diese Ausgangssignale werden abgegeben an dem B-Ausgang bei dem Bezugszeichen 224 und dem BN-Ausgang bei dem Bezugszeichen 226.
Wie noch erläutert wird, sind - mit Ausnahme für den Komparator 208 - dies die Ausgangssignale von dem Komparator, die zum Ansteuern der Stromschalttransistoren des Verstärkers verwendet werden. Die von dem B- und dem BN-Ausgang abgegebenen Ausgangssignale werden von der Gray-Code/Binär-Darstellungs- Wandlereinheit mit Ausgangsstufen 212 verarbeitet, um das parallele digitale Signal mit n-Bit zu erzeugen.
Alle der (n - 1) Verstärker an dem A/D-Wandler vom seriellen Typ gemäß der vorliegenden Erfindung weisen im wesentlichen die gleiche Konstruktion auf. Falls nicht anders erwähnt, gilt somit die nachfolgende Beschreibung des 1. Verstärkers 202 ebenso für den 2. Verstärker 204, den 3. Verstärker 206 sowie den (n-1)-ten Verstärker 210.
Unter Bezugnahme auf Fig. 3 ist eine schematische Darstellung eines Verstärkers des ersten Ausführungsbeispiels des A/D-Wandlers der vorliegenden Erfindung allgemein bei dem Bezugszeichen 250 dargestellt. Die analogen Eingangssignale für den 1. Verstärker 202 werden an dem VIH- und dem VIL-Eingang bei 218 bzw. 220 eingegeben, wobei es sich um die Differenzeingangssignale des Differenzverstärkers des Verstärkers handelt.
Diese analogen Eingangssignale werden an die Basis von bipolaren npn-Transistoren 250 bzw. 252 angelegt. Diese Transistoren bilden ein Differenzeingangspaar. Die analogen Signale werden auch an den VIH- und VIL-Eingängen, die bei den Bezugszeichen 257 bzw. 259 dargestellt sind, in den Komparator 255 eingegeben.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 1A und 3 sind die in den Komparator 255 eingegebenen analogen Signale in Fig. 1A dargestellt. Die von dem Komparator 255 abgegebenen Signale werden zum Ansteuern der Stromschalttransistoren verwendet, die npn-Transistoren 280, 282, 284 und 286 beinhalten, wie dies nachfolgend noch erläutert wird.
Der Differenzeingangsverstärker, der bipolare npn-Transistoren 250 und 252 aufweist, ist zwischen VCC 270 und VEE 272 geschaltet. Unter Bezugnahme zuerst auf den ersten Zweig des Differenzeingangsverstärkers, der den Transistor 250 beinhaltet, ist der Emitter des Transistors 250 durch die Stromquelle 262 mit VEE verbunden. Der Kollektor des Transistors 250 ist durch ein Transistorpaar 280 und 284 sowie Lastwiderstände 310 und 318 an VCC 270 angeschlossen.
Genauer gesagt, es verbindet eine Leitung 251 den Kollektor des Transistors 250 mit einem Knotenpunkt 290 in einer Leitung 288, und die Leitung 288 verbindet die Emitter der Transistoren 280 und 284. Eine Leitung 306 verbindet den Kollektor des Transistors 280 mit VCC 270 an einem Knotenpunkt 312. Der Lastwiderstand 310 ist in der Leitung 306 angeordnet.
Der Kollektor des Transistors 284 ist über eine Leitung 300, einen Knotenpunkt 304, eine Leitung 314 und einen Lastwiderstand 318 bei einem Knotenpunkt 320 mit VCC 270 verbunden. Die Leitung 300 verbindet den Kollektor des Transistors 284 mit dem Knotenpunkt 304. Der Knotenpunkt 304 ist in der Leitung 314 angeordnet. Die Leitung 314 verbindet den Kollektor des Transistors 282 an dem Knotenpunkt 320 mit VCC 270. Der Lastwiderstand 318 ist in der Leitung 314 zwischen dem Knotenpunkt 304 und dem Knotenpunkt 320 auf VCC 270 angeordnet.
Ein Knotenpunkt 308 ist in der Leitung 306 angeordnet, die eine Verbindung zwischen dem Kollektor des Transistors 280 und VCC 270 bei einem Knotenpunkt 312 herstellt. Der Knotenpunkt 302 ist auch in der Leitung 306 angeordnet. Eine Leitung 298 verbindet den Knotenpunkt 302 mit dem Kollektor des bipolaren npn-Transistors 286. Dieser Transistor wird im Folgenden erläutert.
Hinsichtlich des dem ersten Zweig zugeordneten Ausgangs stellt eine Leitung 322 eine Verbindung mit dem Knotenpunkt 308 und der Basis des bipolaren npn- Transistors 324 her. Eine Leitung 326 verbindet den Kollektor des Transistors 324 mit VCC 270 bei einem Knotenpunkt 336. Eine Leitung 328 verbindet den Emitter des Transistors 324 mit VEE 272 an einem Knotenpunkt 340.
Eine Stromquelle 334 ist in einer Leitung 328 angeordnet, und ein Knotenpunkt 332 ist in der Leitung 328 zwischen dem Transistor 324 und der Stromquelle 334 angeordnet. Eine Leitung 333 stellt eine Verbindung zwischen dem Knotenpunkt 332 und dem VOH-Ausgang bei 232 her.
Unter Bezugnahme auf den zweiten Zweig des Differenzeingangsverstärkers, der den Transistor 252 beinhaltet, ist der Emitter des Eingangstransistors 252 über eine Stromquelle 264 bei einem Knotenpunkt 265 mit VEE 2T2 verbunden. Eine Leitung 258 stellt eine Verbindung zwischen einem Knotenpunkt 281 in einer Leitung 243 und einem Knotenpunkt 283 in einer Leitung 285 her. Ein Widerstand 260 ist in der Leitung 258 angeordnet. Die Transistoren 250 und 252 sowie der Widerstand 260 arbeiten iri herkömmlicher Weise für eine lineare Wandlung der analogen Eingangssignale.
Der Kollektor des Transistors 252 ist mit VCC 270 durch das Transistorpaar 282 und 286 verbunden. Eine Leitung 253 ist mit dem Kollektor des Transistors 252 verbunden sowie mit einem Knotenpunkt 296 in einer Leitung 297 verbunden. Die Leitung 297 verbindet die Emitter der Transistoren 282 und 286.
Wie bereits erwähnt, verbindet die Leitung 314 den Kollektor des Transistors 282 bei dem Knotenpunkt 320 mit VCC 270. Der Lastwiderstand 318 ist in der Leitung 314 angeordnet.
Der Kollektor des Transistors 286 ist an einem Knotenpunkt 312 mit VCC 270 verbunden, und zwar über eine Leitung 298, einen Knotenpunkt 302, eine Leitung 306 und einen Lastwiderstand 310. Die Leitung 298 verbindet den Kollektor des Transistors 286 mit dem Knotenpunkt 302. Der Knotenpunkt 302 ist in der Leitung 306 angeordnet. Die Leitung 306 verbindet den Kollektor des Transistors 280 bei dem Knotenpunkt 312 mit VCC 270. Der Lastwiderstand 310 ist in der Leitung 306 zwischen dem Knotenpunkt 302 und dem Knotenpunkt 312 auf VCC 270 angeordnet.
Hinsichtlich des dem zweiten Zweig zugeordneten Ausgangs ist ein Knotenpunkt 316 in einer Leitung 314 angeordnet, die mit dem Kollektor des Transistors 282 und an einem Knotenpunkt 320 mit VCC 270 verbunden ist. Wie bereits erwähnt, ist der Knotenpunkt 304 auch in der Leitung 314 angeordnet. Eine Leitung 344 ist mit einem Knotenpunkt 316 und der Basis des bipolaren npn-Transistors 246 verbunden. Eine Leitung 248 verbindet den Kollektor des Transistors 246 bei einem Knotenpunkt 249 mit VCC 270.
Eine Leitung 267 verbindet den Emitter des Transistors 246 mit VCC 270. Eine Stromquelle 273 ist in der Leitung 267 angeordnet, und ein Knotenpunkt 269 ist in der Leitung 267 über der Stromquelle 273 angeordnet. Ein Offset-Widerstand 330 ist in der Leitung 267 zwischen dem Knotenpunkt 269 und dem Transistor 246 angeordnet. Dieser Widerstand wird zum Abstimmen des Signals verwendet, wie dies in Fig. 1C gezeigt ist.
Eine Leitung 271 stellt eine Verbindung zwischen dem Knotenpunkt 269 und dem VOL-Ausgang bei 234 her. Der VOH-Ausgang und der VOL-Ausgang sind an die nächste Verstärkerstufe angeschlossen.
Der Komparator 255 ist in Fig. 4 dargestellt. Gemäß Fig. 4 beinhaltet der Komparator 255 ein Differenzeingangstransistorpaar, nämlich bipolare npn-Transistoren 350 und 351. Der VIH-Eingang bei dem Bezugszeichen 257 ist an die Basis des Transistors 350 angeschlossen. Eine Leitung 360 verbindet den Kollektor des Transistors 350 bei einem Knotenpunkt 366 mit VCC 270.
Ein Lastwiderstand 364 ist in der Leitung 360 angeordnet. In ähnlicher Weise ist ein VIL-Eingang bei 259 an die Basis des Transistors 351 angeschlossen. Eine Leitung 388 verbindet den Kollektor des Transistors 351 bei einem Knotenpunkt 394 mit VCC 270. Ein Lastwiderstand 392 ist in der Leitung 388 angeordnet.
Die Emitter der Eingangstransistoren 350 und 351 sind durch eine Leitung 352 miteinander verbunden. In der Leitung 352 ist ein gemeinsamer Knotenpunkt 353 angeordnet. Eine Leitung 354 verbindet den gemeinsamen Knotenpunkt 353 bei einem Knotenpunkt 358 mit VEE 272. In der Leitung 354 ist eine Stromquelle 356 angeordnet. Diese Schaltung arbeitet in herkömmlicher Weise.
Ein Knotenpunkt 362 ist in der Leitung 360 zwischen dem Kollektor des Transistors 350 und dem Lastwiderstand 364 angeordnet. Eine Leitung 370 verbindet den Knotenpunkt 362 mit der Basis des bipolaren npn-Transistors 372. Eine Leitung 374 verbindet den Kollektor des Transistors 372 an einem Knotenpunkt 376 mit VCC 270. Eine Leitung 378 verbindet den Emitter des Transistors 372 an einem Knotenpunkt 384 mit VEE 272.
In der Leitung 378 ist eine Stromquelle 382 angeordnet. Ein Knotenpunkt 380 ist in der Leitung 378 zwischen dem Transistor 372 und der Stromquelle 382 angeordnet. Eine Leitung 386 schafft eine Verbindung zwischen dem Knotenpunkt 380 und dem BN-Ausgang bei dem Bezugszeichen 226 des Komparators 255.
Ein Knotenpunkt 390 ist in einer Leitung 388 zwischen dem Kollektor des Transistors 351 und einem Lastwiderstand 392 angeordnet. Eine Leitung 396 verbindet den Knotenpunkt 390 mit der Basis des bipolaren npn-Transistors 398. Eine Leitung 400 verbindet den Kollektor des Transistors 398 bei einem Knotenpunkt 402 mit VCC 270. Eine Leitung 404 verbindet den Emitter des Transistors 398 bei einem Knotenpunkt 410 mit VEE 272.
Eine Stromquelle 408 ist in der Leitung 404 angeordnet. Ein Knotenpunkt 406 ist in der Leitung 404 zwischen dem Transistor 398 und der Stromquelle 408 angeordnet. Eine Leitung 412 schafft eine Verbindung zwischen dem Knotenpunkt 406 und dem B-Ausgang bei 224 des Komparators 255.
Wie unter erneuter Bezugnahme auf Fig. 3 zu sehen ist, ist der B-Signalanschluß des Komparators 255 auf einer Leitung 276 an einen Knotenpunkt 277 angeschlossen, der in einer Leitung 275 angeordnet ist. Die Leitung 275 verbindet die Basen der Transistoren 280 und 282 der Stromschalttransistoren.
Der BN-Signalanschluß des Komparators 255 auf einer Leitung 278 ist mit einem Knotenpunkt 292 verbunden, der in einer Leitung 294 angeordnet ist. Die Leitung 294 verbindet die Basen der Transistoren 284 und 286 der Stromschalttransistoren. Wie ausführlich erläutert, werden die Stromschalttransistoren zum Falten der Eingangssignale verwendet, wie dies zum Beispiel in Fig. 1B dargestellt ist.
Wenn unter Bezugnahme auf die Fig. 1 bis 4 das VIH-Eingangssignal bei 218 niedrig ist und das VIL-Eingangssignal bei 220 hoch ist, wie dies in Fig. 1A gezeigt ist, ist das Ausgangssignal des Komparators 255 auf der Leitung 276 für den B-Ausgang niedrig, und auf der Leitung 2T8 ist das negative, echte Ausgangssignal für den BN-Ausgang hoch.
Dadurch werden die Trarnsistoren 284 und 286 leitend geschaltet. Dabei liegen die V1- und V2-Signale auf den ungefalteten Kurven für die V1- und V2-Signale in Fig. 1B. Während dieser Zeitdauer sind die Transistoren 280 und 282 der Stromschalteinrichtung nicht leitend.
Unter Annahme des anderen Extrems, nämlich wenn das VIH-Eingangssignal bei 218 hoch ist und das VIL-Eingangssignal bei 220 niedrig ist, wie dies in Fig. 1A gezeigt ist, schalten die Ausgangssignale des Komparators 255 derart, daß das B-Ausgangssignal auf der Leitung 276 hoch ist und das BN-Ausgangssignal auf der Leitung 278 niedrig ist. Dies schaltet die Transistoren 284 und 286 in den nicht leitenden Zustand und die Transistoren 280 und 282 in den leitenden Zustand. Dies führt dazu, daß die V1- und V2-Signale in Fig. 1B entlang der gefalteten Kurven für die V1- und V2-Signale verlaufen.
Während sich die Differenzeingangssignale innerhalb von Grenzen ändern, liegen die V1- und V2-Signale entlang der gefalteten und ungefalteten Kurven, die in Figur iß dargestellt sind. Wenn sie jedoch gleich sind, leiten alle Stromschalttransistoren in gleicher Weise. Zu diesem Zeitpunkt beträgt die Anstiegsgeschwindigkeit bei V1 und V2 Null, und der Zustand des Komparators hat keine Auswirkung auf diese Signale.
Genauer gesagt, es ist dann, wenn die VIL- und VIH-Eingangssignale zentriert oder gleich sind, der Ausgang des Komparators 255 zentriert, und es sind gleiche Ströme in den Transistoren 250 und 252 vorhanden. Diese Ströme werden in den Transistoren 280, 282 und 286 der Stromschalteinrichtung gleichmäßig geteilt. Diese Ströme vereinigen sich in den Lastwiderständen 310 und 318 wieder. Wenn sich einer der Verstärker des Systems in diesem Zustand befindet, können diese alle parallel gehalten werden.
Zum Abstimmen der V1- und V2-Signale für den Verstärker der nächsten Stufe führt der Offset-Widerstand 330 einen Offset des V2-Signals über die Hälfte des vollständigen Bereichs aus, wie dies in Fig. 1C gezeigt ist. Dieser Offsetvorgang erfolgt nach den Lastwiderständen 310 und 318, um Fehler im mittleren Bereich aufgrund von frühzeitigen Spannungseffekten der Transistoren 310 und 318 zu entfernen und um Fehler im mittleren Bereich aufgrund der frühzeitigen Spannungseffekte der Transistoren 280, 282, 284 und 286 zu entfernen. Die gefalteten und einem Offset-Vorgang unterzogenen Signale, wie sie in Fig. 1C gezeigt sind, werden dem Verstärker der nächsten Stufe zugeführt.
Die Konfiguration der Schaltung, wie sie in Fig. 3 dargestellt ist, weist Ausgangstransistoren 324 und 246 auf. Diese Transistoren schaffen eine Pufferung für die Lastwiderstände 310 und 318 hinsichtlich der Eingangssignale der nächsten Stufe. Die Verstärkung der Verstärker wird durch die Lastwiderstände 310 und 318, den Widerstand 260 sowie den dynamischen Widerstand der Transistoren 250 und 252 festgelegt. Der Offset über dem Widerstand 330 wird dann auf die Hälfte des vollständigen Ausgangsbereichs festgelegt. Der Schaltungskonstrukteur kann jede beliebige Verstärkung für jede beliebige Verstärkerstufe auswählen.
Die Verstärkerkonfiguration der Fig. 3 hat den zusätzlichen Vorteil, daß die Latch- bzw. Pufferfunktion außerhalb des Komparators und somit außerhalb des analogen Weges erfolgt. Als solches wird die Pufferung für die Schaltung an den B- Signalausgang bei dem Bezugszeichen 224 und den BN-Signalausgang bei dem Bezugszeichen 226 angeschlossen.
Die Fig. 5 bis 8 sind auf ein zweites Ausführungsbeispiel des A/D-Wandlers vom seriellen Typ gemäß der vorliegenden Erfindung gerichtet. Bei der Beschreibung des zweiten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung weisen diejenigen Elemente dieses zweiten Ausführungsbeispiels, die den Elementen des ersten Ausführungsbeispiels entsprechen, die gleichen Bezugszeichen auf.
Wie unter Bezugnahme auf Fig. 5 zu sehen ist, weist das zweite Ausführungsbeispiel des A/D-Wandlers vom seriellen Typ gemäß der vorliegenden Erfindung einen 1. Verstärker 502, einen 2. Verstärker 504, einen 3. Verstärker 506, einen (n-1)-ten Verstärker 510 sowie einen Komparator 508 auf.
Alle der (n - 1) Verstärker des zweiten Ausführungsbeispiels des A/D-Wandlers vom seriellen Typ gemäß der vorliegenden Erfindung weisen im wesentlichen die gleiche Konstruktion auf. Wenn nicht anders erwähnt, gilt somit die Beschreibung des 1. Verstärkers 502 ebenso für den 2. Verstärker 504, den 3. Verstärker 506 sowie den (n-1)-ten Verstärker 510.
Der 1. Verstärker 502 weist zwei analoge Eingänge auf. Ein analoges Signal wird bei dem Bezugszeichen 218 in den VIH-Eingang eingespeist, und das andere analoge Eingangssignal wird bei 220 in den VIL-Eingang eingespeist. Diese Signale bilden ein Differenzeingangssignal für den Verstärker. Bestimmte Ausgangssignale des 1. Verstärkers 502 werden in den 2. Verstärker 504 eingespeist.
Genauer gesagt, es wird das bei 232 von dem VOH-Ausgang des 1. Verstärkers 502 bei dem Bezugszeichen 218 in den VIH-Eingang des 2. Verstärkers 504 eingespeist, und in gleicher Weise wird das bei dem Bezugszeichen 234 von dem VOL-Ausgang des 1. Verstärkers 502 abgegebene Signal bei dem Bezugszeichen 220 in den VIL-Eingang des 2. Verstärkers 504 eingespeist.
Exakt die gleiche Verfahrensweise der Verbindung der VOH- und VOL-Ausgänge von einer Stufe mit den VIH- und VIL-Eingängen der nächstfolgenden Stufe wird für die (n - 1) Stufen des A/D-Wandlers vom seriellen Typ gemäß der vorliegenden Erfindung wiederholt. Wie bereits erwähnt, handelt es sich bei der letzten Stufe nur um einen Komparator und nicht um einen Verstärker.
Der 1. Verstärker 502 weist zwei Referenzeingänge zum Festlegen des vollständigen Eingangsbereiches auf. Bei dem einen Referenzeingang handelt es sich um das Signal, das bei dem Bezugszeichen 530 in den VRIH-Eingang eingespeist wird, und bei dem anderen handelt es sich um das Signal, das bei dem Bezugszeichen 532 in den VRIL-Eingang eingespeist wird. Der 1. Verstärker 502 weist auch zwei Referenzausgänge auf, die an den vollständigen Bereich der Signale angepaßt sind, die von den VOH- und VOL-Ausgängen bei 232 bzw. 234 ausgegeben werden.
Bei dem einen Referenzausgang handelt es sich um das Signal an dem VROH- Ausgang bei 512, und bei dem anderen handelt es sich um das Signal an dem VROL-Ausgang bei 514. Die von dem VROH- und dem VROL-Ausgang von einer Verstärkerstufe ausgegebenen Signale werden in den VRIH- bzw. den VRIL-Eingang der nächstfolgenden Verstärkerstufe eingespeist.
Die (n - 1) Verstärker des A/D-Wandlers vom seriellen Typ gemäß der vorliegenden Erfindung liefern zwei Differenzausgangssignale an eine Gray-Code/Binär- Darstellungs-Wandlereinheit mit Ausgangsstufen 212. Bei dem ersten Differenzausgangssignal handelt es sich um die bei dem Bezugszeichen 224 von dem B-Ausgang und die bei dem Bezugszeichen 226 von dem BN-Ausgang abgegebenen Signale.
Bei diesen handelt es sich um die Ausgangssignale von dem Komparator der Verstärkereinheit vor der Verarbeitung derselben durch die Stromschalttransistoren. Die von dem 8- und dem BN-Ausgang abgegebenen Signale werden von der Gray-Code/Binär-Darstellungs-Wandlereinheit mit Ausgangsstufen 212 verarbeitet, um das parallele digitale Signal mit n-Bit zu erzeugen.
Unter Bezugnahme auf Fig. 6 sind die Elemente des 1. Verstärkers 502 dargestellt. Die Hauptelemente des 1. Verstärkers 502 sind die Verstärkereinheit 520 und die Referenzeinheit 550. Bei der Verstärkereinheit 520 handelt es sich um einen invertierten Verstärker in Kaskodenschaltung, der eine Stromschalteinrichtung beinhaltet. Die Referenzeinheit 550 wird zum Festlegen des vollständigen Eingangsbereichs der Verstärkereinheit 520 und zum Anlegen der Referenzsignale an die nächstfolgende Verstärkerstufe verwendet.
Die Eingangssignale für die Verstärkereinheit 520 sind die analogen Signale, die an dem VIH- und dem VIL-Eingang bei 218 bzw. 220 eingespeist werden. Diese sind die Differenzeingangssignale für die Verstärkereinheit 520.
Bei einem der Ausgänge der Verstärkereinheit 520 handelt es sich um das Differenzausgangssignäl, das in die Gray-Code/Binär-Darstellungs-Wandlereinheit mit Ausgangsstufen 212 eingespeist wird. Dieses Differenzausgangssignal ist auf einer Leitung 540 vorhanden, die an dem B-Ausgang bei 224 angeschlossen ist, und ist auf einer Leitung 542 vorhanden, die an den BN-Ausgang bei 226 angeschlossen ist.
Ein weiteres Differenzausgangssignal ist auf einer Leitung 525 vorhanden, die an den VOH-Ausgang bei 232 angeschlossen ist, sowie auf einer Leitung 527 vorhanden, die an den VOL-Ausgang bei 234 angeschlossen ist.
Ein mit der Verstärkereinheit 520 verbundenes Differenzsignal ist das Differenzreferenzsignal auf den Leitungen 534 und 536. Bei dem Signal auf der Leitung 534 handelt es sich um das Signal V1, das an dem Knotenpunkt 520 anliegt, und bei dem Signal auf der Leitung 536 handelt es sich um das Signal V2, das an dem Knotenpunkt 524 anliegt. Die Knotenpunkte von V1 und V2 werden von der Referenzeinheit zum Liefern von Offset-Strömen verwendet, um die Signale abzustimmen, wie dies in Fig. 1C gezeigt ist.
Das Differenzausgangssignal der Differenzeinheit 550 ist auf Leitungen 532 und 554 vorhanden. Das Ausgangssignal auf der Leitung 532 wird bei 512 in den VROM-Ausgang und bei dem Bezugszeichen 514 in den VROL-Ausgang geleitet. Hierbei handelt es sich um die Referenzspannungseingänge für die nächste nachfolgende Verstärkerstufe.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 7 und 8 wird die Verstärkerstufe 520 beschrieben, und anschließend wird die Referenzeinheit 550 beschrieben.
Wie unter Bezugnahme auf Fig. 7 zu sehen ist, werden die analogen Eingangssignale für die Verstärkereinheit 520 an dem VIH- und dem VIL-Eingang bei 218 bzw. 220 eingespeist. Dieses Differenzeingangssignal wird in die Basen der bipolaren npn-Transistoren 602 und 604 über Leitungen 600 bzw. 687 eingespeist. Diese analogen Eingangssignale werden auch bei dem Bezugszeichen 630 in den VIH-Eingang eingespeist und bei dem Bezugszeichen 632 in den VIL-Eingang eines Komparators 633 eingespeist.
Der Komparator 633, wie auch der Komparator 255 in Fig. 3, empfängt die soeben beschriebenen Eingangssignale und erzeugt ein Ausgangssignal mit einer gewünschten Verstärkung, das zum Ansteuern der Stromschalttransistoren verwendet wird, die npn-Transistoren 646, 648, 670 und 672 beinhalten.
Bipolare npn-Transistoren 602 und 604 sind Bestandteil einer Differenzeingangsverstärkerstufe, die zwischen VCC 270 und VEE 272 geschaltet ist. Unter Bezugnahme zuerst auf den ersten Zweig des Differenzverstärkers, der den Eingangstransistor 602 beinhaltet, ist der Emitter des Eingangstransistors 602 über eine Stromquelle 610 bei einem Knotenpunkt 616 an VEE 272 angeschlossen.
Der Kollektor des Transistors 202 ist über ein Transistorpaar 646 und 648 an einem Knotenpunkt 658 an VCC 270 angeschlossen. Eine Leitung 640 ist zwischen den Kollektor des Transistors 602 und einen Knotenpunkt 642 auf einer Leitung 644 geschaltet. Die Leitung 644 verbindet die Emitter der Transistoren 646 und 648.
Eine Leitung 650 verbindet den Kollektor des Transistors 646 bei dem Knotenpunkt 658 mit VCC 270. Die Stromquelle 656 ist in der Leitung 650 angeordnet. Knotenpunkte 652 und 654 sind in der Leitung 650 unter der Stromquelle 656 angeordnet.
Der Kollektor des Transistors 648 ist über eine Leitung 660, einen Knotenpunkt 676 und eine Leitung 674 bei einem Knotenpunkt 682 an VCC 270 angeschlossen. Die Leitung 660 verbindet den Kollektor des Transistors 648 mit dem Knotenpunkt 676. Der Knotenpunkt 676 ist in der Leitung 674 angeordnet. Die Leitung 674 verbindet den Kollektor des Transistors 670 bei dem Knotenpunkt 682 mit VCC 270. Die Stromquelle 680 ist in der Leitung 674 über dem Knotenpunkt 676 angeordnet. Der Knotenpunkt 678 ist in der Leitung 674 unter der Stromquelle 680 angeordnet.
Der Knotenpunkt 652 ist in der Leitung 650 angeordnet. Die Leitung 650 stellt eine Verbindung zwischen dem Kollektor des Transistors 646 und VCC 270 bei dem Knotenpunkt 658 her. Eine Leitung 684 verbindet den Knotenpunkt 652 mit dem Kollektor des bipolaren npn-Transistors 672. Dieser Transistor wird anschließend erläutert.
Der Knotenpunkt 654 ist auch in der Leitung 650 angeordnet. Eine Leitung 657 verbindet den Knotenpunkt 654 mit dem Knotenpunkt 524, der auch der Referenzeinheit 550 gemeinsam ist. Eine Leitung 700 ist mit dem Knotenpunkt 654 und dem Emitter eines bipolaren pnp-Transistors 702 verbunden. Der Kollektor des bipolaren pnp-Transistors 702 ist mit einer Leitung 706 verbunden, die den Kollektor bei einem Knotenpunkt 712 mit VEE 272 verbindet. In der Leitung 706 ist ein Lastwiderstand 710 angeordnet.
Ein Knotenpunkt 708 ist in der Leitung 706 zwischen dem Kollektor des bipolaren pnp-Transistors 702 und dem Lastwiderstand 710 angeordnet. Eine Leitung 714 verbindet den Knotenpunkt 708 mit der Basis des bipolaren pnp-Transistors 716. Eine Leitung 720 verbindet den Emitter des bipolaren pnp-Transistors 716 bei einem Knotenpunkt 724 mit VCC 270. In der Leitung 720 ist eine Stromquelle 722 angeordnet. Der Kollektor des bipolaren pnp-Transistors 716 ist durch eine Leitung 728 bei einem Knotenpunkt 730 mit VEE 272 verbunden.
Ein Knotenpunkt 726 ist auf der Leitung 720 zwischen dem Emitter des bipolaren pnp-Transistors 716 und der Stromquelle 722 angeordnet. Eine Leitung 525 verbindet diesen Knotenpunkt bei einem Knotenpunkt 232 mit dem VOH-Ausgang.
Unter Bezugnahme auf den zweiten Zweig des Differenzeingangsverstärkers, der den Eingangstransistor 604 beinhaltet, ist der Emitter des Eingangstransistors 604 über eine Stromquelle 614 bei einem Knotenpunkt 618 mit VEE 272 verbunden. Diese Verbindung wird durch eine Leitung 612 hergestellt.
Eine Leitung 613 schafft eine Verbindung zwischen einem Knotenpunkt 617 in einer Leitung 608 und einem Knotenpunkt 619 in einer. Leitung 612. Ein Widerstand 615 ist in der Leitung 613 angeordnet. Die Transistoren 602 und 604 sowie der Widerstand 615 werden in herkömmlicher Weise für eine lineare Umwandlung der analogen Eingangssignale verwendet.
Der Kollektor des Transistors 604 ist über ein Transistorpaar 670 und 672 bei einem Knotenpunkt 682 an VCC 270 angeschlossen. Eine Leitung 662 verbindet den Kollektor des Transistors 602 mit einem Knotenpunkt 664, und der Knotenpunkt 664 ist in einer Leitung 668 angeordnet. Die Emitter der Transistoren 670 und 672 sind an die Leitung 668 angeschlossen.
Wie bereits erwähnt, verbindet die Leitung 674 den Kollektor des Transistors 670 bei dem Knotenpunkt 682 mit VCC 270. Eine Stromquelle 680 ist in der Leitung 674 angeordnet.
Der Kollektor des Transistors 672 ist über eine Leitung 684, den Knotenpunkt 652 und die Leitung 650 bei dem Knotenpunkt 658 an VCC 270 angeschlossen. Die Leitung 684 verbindet den Kollektor des Transistors 672 mit dem Knotenpunkt 652. Der Knotenpunkt 652 ist in der Leitung 650 angeordnet. Die Leitung 650 verbindet den Kollektor des Transistors 672 bei dem Knotenpunkt 658 mit VCC 270. Der Knotenpunkt 652 ist unter der Stromquelle 656 mit der Leitung 650 verbunden.
Ein Knotenpunkt 678 ist in der Leitung 674 angeordnet. Eine Leitung 679 verbindet den Knotenpunkt 678 mit einem Knotenpunkt 522, der der Referenzeinheit 550 gemeinsam ist. Eine Leitung 732 ist an den Knotenpunkt 678 und den Emitter des bipolaren pnp-Transistors 734 angeschlossen. Der Kollektor des bipolaren pnp-Transistors 734 ist an die Leitung 736 angeschlossen, die diesen Kollektor bei einem Knotenpunkt 742 mit VEE 272 verbindet. Ein Lastwiderstand 740 ist in der Leitung 736 angeordnet.
Ein Knotenpunkt 738 ist: in der Leitung 736 zwischen dem Kollektor des bipolaren pnp-Transistors 734 und dem Lastwiderstand 740 angeordnet. Eine Leitung 746 verbindet den Knotenpunkt 738 mit der Basis eines bipolaren pnp-Transistors 748. Eine Leitung 750 verbindet den Emitter des bipolaren pnp-Transistors 748 bei einem Knotenpunkt 756 mit VCC 270. Eine Stromquelle 754 ist in der Leitung 750 angeordnet. Der Kollektor des bipolaren pnp-Transistors 748 ist durch eine Leitung 758 bei einem Knotenpunkt 760 an VEE 272 angeschlossen.
Ein Knotenpunkt 752 ist auf der Leitung 736 zwischen dem Emitter des bipolaren pnp-Transistors 734 und der Stromquelle 754 angeordnet. Die Leitung 527 verbindet diesen Knotenpunkt bei einem Knotenpunkt 234 mit dem VOL-Ausgang.
Es ist darauf hinzuweisen, daß die Transistoren 702 und 734 in einer invertierten Kaskodenschaltung angeordnet sind, was zum Steigern der Geschwindigkeit der Vorrichtung sowie zum Eliminieren von Fehlern im mittleren Bereich aufgrund der frühzeitigen Spannungseffekte der Transistoren 646, 648, 672 und 670 beiträgt.
Wie unter Bezugnahme auf Fig. 8 zu sehen ist, weist die Referenzeinheit 550 zwei Differenzverstärker auf. Der erste beinhaltet bipolare npn-Transistoren 852 und 868 und wird dazu verwendet, die Offsetströme von dem Knotenpunkt 522, an dem das V1-Signal anliegt, sowie von dem Knotenpunkt 524, an dem das V2-Signal anliegt, zu ziehen. Der zweite Differenzverstärker beinhaltet bipolare npn-Transistoren 802 und 826 und wird dazu verwendet, eine exakte Referenzbildung für den vollständigen Ausgangsbereich der Verstärkereinheit 520 zu schaffen.
Der VRIH-Eingang zu der Referenzeinheit 550 an dem Knotenpunkt 530 ist an eine Leitung 800 angeschlossen. Diese Leitung verbindet die Basen der bipolaren npn-Transistoren 802 und 852. In ähnlicher Weise ist der VRIL-Eingang zu der Referenzeinheit 550 an dem Knotenpunkt 532 an eine Leitung 824 angeschlossen.
Die Leitung 824 ist an die Basen der bipolaren npn-Transistoren 826 und 868 angeschlossen. Als erstes wird der Differenzverstärker erläutert, der die bipolaren npn-Transistoren 852 und 868 beinhaltet, und daran anschließend wir der Differenzverstärker erläutert, der die bipolaren npn-Transistoren 802 und 826 beinhaltet.
Der Kollektor des bipolaren npn-Transistors 852 ist über eine Leitung 854 an den Emitter eines bipolaren npn-Transistors 856 angeschlossen. Der Kollektor des bipolaren npn-Transistors 856 ist über eine Leitung 858 an den Knotenpunkt 522 angeschlossen, an dem das V1-Signal anliegt. Eine Leitung 860 verbindet den Emitter des bipolaren npn-Transistors 852 an einem Knotenpunkt 866 mit VEE 272. Eine Stromquelle 864 ist in der Leitung 860 angeordnet. Ein Knotenpunkt 862 ist in der Leitung 860 über der Stromquelle 864 angeordnet.
Hinsichtlich des anderen Zweiges des ersten Differenzverstärkers ist der Kollektor des bipolaren npn-Transistors 868 über eine Leitung 870 an den Emitter des bipolaren npn-Transistors 872 angeschlossen. Der Kollektor des bipolaren npn-Transistors 872 ist über eine Leitung 874 an den Knotenpunkt 524 angeschlossen, an dem das V2-Signal anliegt.
Eine Leitung 876 ist an den Emitter des bipolaren npn-Transistors 868 angeschlossen. Die Leitung 876 ist an einem Knotenpunkt 882 an VEE 272 angeschlossen. In der Leitung 876 ist eine Stromquelle 880 angeordnet. Ein Knotenpunkt 878 ist in der Leitung 876 über der Stromquelle 880 angeordnet.
Der Knotenpunkt 862 in der Leitung 860 ist über eine Leitung 884 mit dem Knotenpunkt 878 in der Leitung 876 verbunden. In der Leitung 884 ist ein Widerstand 886 angeordnet. Die Transistoren 852 und 868 sowie der Widerstand 886 werden in herkömmlicher Weise für die lineare Umwandlung des Eingangssignals in einen Differenzausgangsstrom verwendet.
Eine Leitung 888 ist mit den Basen der bipolaren npn-Transistoren 806, 830, 856 und 872 verbunden. Ein Knotenpunkt 890 ist in der Leitung 888 angeordnet. Eine Leitung 892 stellt eine Verbindung zwischen dem Knotenpunkt 890 und einem Knotenpunkt 894 her. Dadurch wird die geeignete Vorspannung an die bipolaren npn-Transistoren 806, 830, 856, 872, 898 und 926 geliefert, so daß diese leiten.
Hinsichtlich des zweiten Differenzverstärkers ist der Kollektor des bipolaren npn-Transistors 802 über eine Leitung 804 mit dem Emitter des bipolaren npn-Transistors 806 verbunden. Eine Leitung 808 verbindet den Kollektor des bipolaren npn-Transistors 806 mit einem Knotenpunkt 814 auf VCC 270. Eine Stromquelle 812 ist in der Leitung 808 angeordnet, und ein Knotenpunkt 810 ist in der Leitung 808 unter der Stromquelle 812 angeordnet.
Der Emitter des bipolaren npn-Transistors 802 ist an eine Leitung 816 angeschlossen. Diese Leitung ist an einem Knotenpunkt 822 an VEE 272 angeschlossen. Eine Stromquelle 820 ist in der Leitung 816 angeordnet, und ein Knotenpunkt 818 ist in der Leitung 816 über der Stromquelle 820 angeordnet.
Eine Leitung 896 ist mit einem Knotenpunkt 810 sowie mit dem Emitter des bipolaren pnp-Transistors 898 verbunden. Der Kollektor des bipolaren pnp-Transistors 898 ist an eine Leitung 900 angeschlossen, die den Kollektor bei einem Knotenpunkt 906 mit VEE 272 verbindet. Ein Lastwiderstand 904 ist in der Leitung 900 angeordnet.
Ein Knotenpunkt 902 ist in der Leitung 900 zwischen dem Kollektor des bipolaren pnp-Transistors 898 und dem Lastwiderstand 904 angeordnet. Eine Leitung 908 verbindet den Knotenpunkt 902 mit der Basis des bipolaren pnp-Transistors 910. Eine Leitung 912 verbindet den Emitter des bipolaren pnp-Transistors 910 bei einem Knotenpunkt 918 mit VCC 270. Eine Stromquelle 916 ist in der Leitung 912 angeordnet. Der Kollektor des bipolaren pnp-Transistors 910 ist über eine Leitung 920 bei einem Knotenpunkt 922 an VEE 272 angeschlossen.
Ein Knotenpunkt 914 ist in der Leitung 912 zwischen dem Emitter des bipolaren pnp-Transistors 910 und der Stromquelle 916 angeordnet. Eine Leitung 554 verbindet diesen Knotenpunkt bei 514 mit dem VROL-Ausgang.
Hinsichtlich des anderen Zweiges des zweiten Differenzverstärkers ist der Kollektor des bipolaren npn-Transistors 826 über eine Leitung 828 mit dem Emitter des bipolaren npn-Transistors 830 verbunden. Eine Leitung 832 verbindet den Kollektor des bipolaren npn-Transistors 830 mit einem Knotenpunkt 838 auf VCC 270. Eine Stromquelle 836 ist in der Leitung 832 angeordnet, und ein Knotenpunkt 834 ist in der Leitung 832 unter der Stromquelle 836 angeordnet.
Der Emitter des bipolaren npn-Transistors 826 ist an eine Leitung 840 angeschlossen. Diese Leitung ist an einem Knotenpunkt 846 an VEE 272 angeschlossen. Eine Stromquelle 844 ist in der Leitung 840 angeordnet, und ein Knotenpunkt 842 ist in der Leitung 840 über der Stromquelle 844 angeordnet.
Ein Knotenpunkt 818 in der Leitung 816 ist über eine Leitung 848 mit dem Knotenpunkt 842 in der Leitung 840 verbunden. Ein Widerstand 850 ist in der Leitung 848 angeordnet. Die Transistoren 802 und 826 sowie der Widerstand 850 werden in herkömmlicher Weise für eine lineare Umwandlung der Eingangssignale verwendet.
Eine Leitung 924 ist mit einem Knotenpunkt 834 in einer Leitung 832 sowie mit dem Emitter des bipolaren pnp-Transistors 926 verbunden. Der Kollektor des bipolaren pnp-Transistors 926 ist mit einer Leitung 928 verbunden, die den Kollektor bei einem Knotenpunkt 833 mit VEE 272 verbindet. Ein Lastwiderstand 932 ist in der Leitung 928 angeordnet.
Ein Knotenpunkt 930 ist in der Leitung 928 zwischen dem Kollektor des bipolaren pnp-Transistors 926 und dem Lastwiderstand 932 angeordnet. Eine Leitung 934 verbindet den Knotenpunkt 930 mit der Basis des bipolaren pnp-Transistors 936. Eine Leitung 938 verbindet den Emitter des bipolaren pnp-Transistors 936 bei einem Knotenpunkt 944 mit VCC 270. Eine Stromquelle 942 ist in der Leitung 938 angeordnet. Der Kollektor des bipolaren pnp-Transistors 936 ist über eine Leitung 946 bei einem Knotenpunkt 948 an VEE 272 angeschlossen.
Ein Knotenpunkt 940 ist auf der Leitung 938 zwischen dem Emitter des bipolaren pnp-Transistors 936 und der Stromquelle 942 angeordnet. Eine Leitung 552 verbindet diesen Knotenpunkt bei 512 mit dem VROH-Ausgang.
Es ist darauf hinzuweisen, daß die Transistoren 898 und 926 in einer invertierten Kaskodenschaltung angeordnet sind, um die Verstärkung der Verstärkereinheit 520 korrekt anzupassen.
Eine Leitung 704 ist an die Basen der bipolaren pnp-Transistoren 898 und 926 in Fig. 8 sowie der bipolaren pnp-Transistoren 702 und 734 in Fig. 7 angeschlossen. Die Spannung auf dieser Leitung wird von einer Spannungsquelle 952 in einer Leitung 950 geliefert. Die Leitung 950 stellt eine Verbindung zwischen einem Knotenpunkt 958 in der Leitung 704 und VCC 270 bei einem Knotenpunkt 954 her.
Wenn unter Bezugnahme auf die Fig. 1A, 1C, 7 und 8 die Verstärkereinheit 520 und die Referenzeinheit 550 in Betrieb sind, liegen die in die Verstärkereinheit 520 eingespeisten Signale in der in Fig. 1A dargestellten Weise vor, und die Ausgangssignale liegen in der in Fig. 1C dargestellten Weise vor.
Der 1. Verstärker 502, bei dem es sich um das zweite Ausführungsbeispiel des Verstärkers der vorliegenden Erfindung handelt, arbeitet schneller als der Verstärker, z. B. der 1. Verstärker 202 des ersten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung, und zwar aufgrund der in invertierter Kaskodenschaltung angeordneten Transistoren sowie der Plazierung der Lastwiderstände in der Verstärkereinheit 520.
Dadurch sind eine niedrige Impedanz an dem Knotenpunkt 654 für das V2-Signal und an dem Knotenpunkt 678 für das V1-Signal der Verstärkereinheit 520 sowie eine niedrige parasitäre Kapazität an den Knotenpunkten 708 und 738 vorhanden. Diese Gesamtkonfiguration führt somit zu einer großen Steigerung der Geschwindigkeit der Vorrichtung.
In Anbetracht der vorstehenden Beschreibung arbeiten die Verstärkereinheit 520 und die Referenzeinheit 550 folgendermaßen. Wenn wiederum unter Bezugnahme auf die Fig. 1A, 1C, T und 8 das VIH-Eingangssignal bei 218 niedrig ist und das VIL-Eingangssignal bei 220 hoch ist, wie dies in Fig. 1A gezeigt ist, dann ist das Ausgangssignal des Komparators 633 auf der Leitung 540 für den B-Ausgang niedrig und auf der Leitung 542 ist das negative, echte Ausgangssignal für den BN-Ausgang hoch. Dadurch werden die Transistoren 648 und 672 leitend geschaltet.
Die V1- und V2-Signale an den Knotenpunkten 522 bzw. 524 werden von der Referenzeinheit 550 eingespeist. Durch den Differenzverstärker, der die bipolaren npn-Transistoren 852, 868, 856 und 872 sowie den Widerstand 886 beinhaltet, wird ein Offsetstrom von beiden Seiten der Verstärkereinheit 520 durch die Knotenpunkte 522 und 524 gezogen, um die Ausgangssignale abzustimmen. Diese Offsetströme werden nicht direkt von dem Ausgang des Differenzverstärkers gezogen, so daß die dadurch möglicherweise verursachten Probleme nicht auftreten.
Die abgestimmten Signale werden für die Verstärkereinheit 520 an dem VOH-Ausgang bei 232 sowie an dem VOL-Ausgang bei 234 abgegeben. Diese Ausgangssignale werden in die nächste Verstärkerstufe eingespeist. Die Ausgangssignale der Referenzverstärkereinheit, nämlich der VROH- und der VROL-Ausgang, bilden die Referenz-Differenzspannung zur Eingabe in die Referenzeinheit 550 des nächstfolgenden Verstärkers. Dadurch werden jegliche Verstärkungsfehler in jeder Verstärkerstufe kompensiert.
Sobald das VIH-Eingangssignal bei 218 größer wird als das VIL-Eingangssignal bei 220, schalten die Ausgänge des Komparators 633 derart, daß der B-Ausgang auf der Leitung 276 hoch ist und der BN-Ausgang auf der Leitung 278 niedrig ist. Dies führt die Transistoren 648 und 672 in ihren nicht leitenden Zustand und die Transistoren 646 und 670 in ihren leitenden Zustand. Ferner führt dies dazu, daß das Ausgangssignal auf den gefalteten Kurven für den VOH- und den VOL-Ausgang liegt, wie dies in Fig. 1B gezeigt ist.
Die gesteigerte Geschwindigkeit, mit der der Verstärker 502 arbeitet, ist durch die Position der Lastwiderstände in der Verstärkereinheit 520 und die Verwendung von bipolaren pnp-Transistoren mit hoher Geschwindigkeit in diesen Einheiten bedingt, die in invertierter Kaskodenschaltung angeordnet sind. Ein spezieller Vorteil, den diese Konfiguration hinsichtlich einer höheren Geschwindigkeit schafft, besteht darin, daß sie die parasitären Kapazitäten an den Widerständen 710 und 740 beträchtlich reduziert.
Ferner ermöglicht diese Konfiguration dem Schaltungskonstrukteur die Auswahl einer gewünschten Verstärkung für den Verstärker, so daß er auf keine bestimmte oder exakte Verstärkung eingeschränkt wird, für die der Offset im halben Umfang kompensiert werden muß.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 9 und 10 ist ein drittes Ausführungsbeispiel des Verstärkers der vorliegenden Erfindung allgemein bei dem Bezugszeichen 1000 dargestellt. Der Verstärker des dritten Ausführungsbeispiels weist den Differenzverstärker 1000A mit Stromschalttransistoren (Fig. 9) und einer Offsetschaltungsanordnung 1000R (Fig. 10) auf. Als erstes wird der Differenzverstärker 1000A mit Stromschalttransistoren (Fig. 9) erläutert, und anschließend wird die Offsetschaltungsanordnung 1000R (Fig. 10) erläutert.
Wie unter Bezugnahme auf Fig. 9 zu sehen ist, werden die analogen Eingangssignale für den Differenzverstärker 1000A an dem VIH- und dem VIL-Eingang 218 bzw. 220 eingespeist. Bei den analogen Eingangssignalen handelt es sich um die Eingangssignale an den Basen von bipolaren npn-Transistoren 1004 bzw. 1008. Die analogen Signale werden auch in den Komparator 1098 eingespeist, und zwar bei 1094 an dem VIH-Eingang und bei 1096 an dem VIL-Eingang.
Bei den bipolaren npn-Transistoren 1004 und 1008 handelt es sich um Differenzeingangstransistoren, die zwischen VCC 270 und VEE 272 geschaltet sind. Der Emitter des Eingangstransistors 1004 ist über eine Stromquelle 1042 an VEE 272 angeschlossen. Ein Knotenpunkt 1044 ist in der Leitung 1040 über der Stromquelle 1042 angeordnet.
Der Kollektor des Transistors 1004 ist durch ein Transistorpaar 1016 und 1018 der Stromschalttransistoren an VCC 270 angeschlossen. Eine Leitung 1010 verbindet den Kollektor des Transistors 1004 mit einem Knotenpunkt 1012 in einer Leitung 1014. Die Leitung 1014 verbindet die Emitter der Transistoren 1016 und 1018.
Eine Leitung 1022 verbindet den Kollektor des Transistors 1016 an einem Knotenpunkt 1030 mit VCC 270. Ein Lastwiderstand 1024 Fst in der Leitung 1022 angeordnet. Unter dem Lastwiderstand 1024 sind Knotenpunkte 1026 und 1028 in der Leitung 1022 angeordnet.
Der Kollektor des Transistors 1018 ist über eine Leitung 1034, einen Knotenpunkt 1064, eine Leitung 1058 und einen Lastwiderstand 1060 an einem Knotenpunkt 1066 an VCC 270 angeschlossen. Die Leitung 1034 verbindet den Kollektor des Transistors 1018 mit dem Knotenpunkt 1064. Der Knotenpunkt 1064 ist in der Leitung 1058 angeordnet.
Die Leitung 1058 verbindet den Kollektor des Transistors 1054 an dem Knotenpunkt 1066 mit VCC 270. In der Leitung 1058 ist ein Lastwiderstand 1060 angeordnet. Der Knotenpunkt 1064 ist unter dem Lastwiderstand 1060 mit der Leitung 1058 verbunden.
Wie erwähnt, ist der Knotenpunkt 1026 in der Leitung 1022 angeordnet. Eine Leitung 1036 stellt eine Verbindung zwischen dem Knotenpunkt 1026 und einem Knotenpunkt 1038 her. Bei dem Signal an dem Knotenpunkt 1038 handelt es sich um das gefaltete V1-Signal.
Ferner ist, wie bereits erwähnt, der Knotenpunkt 1028 auch in der Leitung 1022 angeordnet. Eine Leitung 1032 verbindet den Knotenpunkt 1028 mit dem Kollelktor des bipolaren npn-Transistors 1057. Dieser Transistor wird im Folgenden erläutert.
Unter Bezugnahme auf den Zweig des Differenzverstärkers 1000A in Fig. 9, der den Transistor 1008 beinhaltet, verbindet eine Leitung 1082 den Emitter des Eingangstransistors 1008 über eine Stromquelle 1084 an einem Knotenpunkt 1088 mit VEE 272. Ein Knotenpunkt 1086 ist in der Leitung 1082 über der Stromquelle 1084 angeordnet.
Eine Leitung 1090 stellt eine Verbindung zwischen den Knotenpunkten 1044 und 1086 in den Leitungen 1040 bzw. 1082 her. In der Leitung 1090 ist ein Widerstand 1092 angeordnet. Die Transistoren 1004 und 1008 sowie der Widerstand 1092 werden in herkömmlicher Weise für eine lineare Umwandlung der analogen Eingangssignale verwendet.
Der Kollektor des Transistors 1008 ist durch ein Transistorpaar 1054 und 1057 der Stromschalttransistoren an VCC 270 angeschlossen. Eine Leitung 1048 verbindet den Kollektor des Transistors 1008 mit einem Knotenpunkt 1050 in einer Leitung 1052. Die Leitung 1052 verbindet die Emitter der Transistoren 1054 und 1057.
Wie bereits erwähnt wurde, verbindet die Leitung 1058 den Kollektor des Transistors 1054 bei dem Knotenpunkt 1066 mit VCC 270. In der Leitung 1058 ist ein Lastwiderstand 106() angeordnet. Knotenpunkte 1062 und 1064 sind in der Leitung 1058 unter dem Lastwiderstand 1060 angeordnet.
Der Kollektor des Transistors 1057 ist über eine Leitung 1032, einen Knotenpunkt 1028, eine Leitung 1002 und einen Lastwiderstand 1024 bei einem Knotenpunkt 1030 an VCC 270 angeschlossen.
Die Leitung 1032 verbindet den Kollektor des Transistors 1057 mit dem Knotenpunkt 1028. Wie bereits erwähnt, ist der Knotenpunkt 1028 in der Leitung 1022 angeordnet. Die Leitung 1022 verbindet den Kollektor des Transistors 1016 an dem Knotenpunkt 1030 mit VCC 270. Der Lastwiderstand 1024 ist in der Leitung 1022 angeordnet. Der Knotenpunkt 1028 ist unter dem Lastwiderstand 1024 mit der Leitung 1022 verbunden.
Wie bereits erwähnt, ist der Knotenpunkt 1062 in der Leitung 1058 angeordnet. Eine Leitung 1070 stellt eine Verbindung zwischen dem Knotenpunkt 1062 und einem Knotenpunkt 1080 her. Bei dem Signal an dem Knotenpunkt 1080 handelt es sich um das gefaltete V2-Signal.
Bei dem Komparator 1098 kann es sich um ein herkömmliches Differenzpaar handeln, wie zum Beispiel das in Fig. 4 gezeigte. Hinsichtlich des Komparators 1098 empfängt der VIH-Eingang bei 1094 das Signal von dem Knotenpunkt 218, und der VIL-Eingang bei 1096 empfängt das Signal an dem Knotenpunkt 220.
Der B-Ausgang des Komparators 1098 auf der Leitung 1100 ist an einen Knotenpunkt 1102 angeschlossen, der in einer Leitung 1020 angeordnet ist. Die Leitung 1020 ist mit den Basen der Transistoren 1016 und 1054 der Stromschalttransistoren verbunden. Ein Knotenpunkt 1104 in der Leitung 1100 ist mit dem Knotenpunkt 224 verbunden, bei dem es sich um den B-Ausgangsknotenpunkt handelt.
Der BN-Ausgang des Komparators 1098 auf der Leitung 1108 ist mit einem Knotenpunkt 1110 verbunden, der auf einer Leitung 1056 angeordnet ist. Eine Leitung 1056 verbindet die Basen von Transistoren 1018 und 1057 der Stromschalttransistoren. Ein Knotenpunkt 1112 in der Leitung 1108 ist mit dem Knotenpunkt 226 verbunden, bei dem es sich um den BN-Ausgangsknotenpunkt handelt.
Die Signale an den Knotenpunkten 1038 und 1080 sind die gefalteten, jedoch einem Offset unterzogenen Signale, wie dies in Fig. 1B gezeigt ist. Nachfolgend wird die Offsetschaltung gemäß Fig. 10 erläutert. Diese Schaltung sorgt für eine Abstimmung der Signale, wie dies in Fig. 1C gezeigt ist.
Unter Bezugnahme auf Fig. 10 wird das VRIH&spplus;-Signal an dem VRIH-Eingang 1120 eingespeist. Dieses Signal wird in eine Leitung 1122 eingespeist, die mit den Basen von bipolaren npn-Transistoren 1124 und 1180 verbunden ist. Gleichermaßen wird das VRIV-Signal an dem VRIL-Eingang an einem Knotenpunkt 1150 eingegeben. Dieses Signal wird in eine Leitung 1152 eingespeist, die mit den Basen der bipolaren npn-Transistoren 1154 und 1192 verbunden ist.
Die Offsetschaltungsanordnung 1000R weist zwei Differenzverstärker auf. Der erste beinhaltet die Transistoren 1124 und 1154, und der zweite beinhaltet die Transistoren 1180 und 1192. Als erstes wird der erste Differenzverstärker erläutert, anschließend wird det zweite erläutert.
Hinsichtlich des ersten Differenzverstärkers verbindet eine Leitung 1126 den Kollektor des Transistors 1124 mit dem Emitter des bipolaren npn-Transistors 1128. Ein Lastwiderstand 1132 ist in der Leitung 1126 angeordnet. Ein Knotenpunkt 1134 ist unter dem Lastwiderstand 1132 in der Leitung 1126 angeordnet, und ein Knotenpunkt 1136 ist über dem Lastwiderstand 1132 angeordnet. Eine Leitung 1129 verbindet den Kollektor des Transistors 1128 mit einem Knotenpunkt 1130 auf VCC 270.
Der Emitter des Transistors 1124 ist an eine Leitung 1140 angeschlossen, die an einem Knotenpunkt 1142 mit VEE 272 verbunden ist. Eine Stromquelle 1144 ist in der Leitung 1140 angeordnet. Ein Knotenpunkt 1146 ist über der Stromquelle 1144 in der Leitung 1140 angeordnet.
Eine Leitung 1208 verbindet den Knotenpunkt 1134 in der Leitung 1126 bei 1234 mit dem VOL-Ausgang.
Eine Leitung 1156 verbindet den Kollektor des Transistors 1154 mit dem Emitter des bipolaren npn-Translstors 1158. Ein Lastwiderstand 1162 ist in der Leitung 1156 angeordnet. Ein Knotenpunkt 1166 ist unter dem Lastwiderstand 1162 in der Leitung 1156 angeordnet, und ein Knotenpunkt 1164 ist über dem Lastwiderstand 1162 angeordnet. Eine Leitung 1159 verbindet den Kollektor des Transistors 1158 mit einem Knotenpunkt 1160 auf VCC 270.
Eine Leitung 1210 verbindet den Knotenpunkt 1166 in der Leitung 1156 bei 1232 mit dem VOH-Ausgangsknotenpunkt.
Der Emitter des Transistors 1154 ist an eine Leitung 1168 angeschlossen, die bei einem Knotenpunkt 1170 mit VEE 272 verbunden ist. In der Leitung 1168 ist eine Stromquelle 1172 angeordnet. Ein Knotenpunkt 1174 ist über der Stromquelle 1172 in der Leitung 1168 angeordnet.
Eine Leitung 1176 verbindet den Knotenpunkt 1146 in der Leitung 1140 mit einem Knotenpunkt 1174 in einer Leitung 1168. Ein Widerstand 1178 ist in einer Leitung 1176 angeordnet. Die Transistoren 1124 und 1154 sowie der Widerstand 1178 werden in herkömmlicher Weise verwendet.
Im Folgenden wird auf den zweiten Differenzverstärker Bezug genommen, der bipolare npn-Transistoren 1180 und 1192 aufweist. Dieser Verstärker wird zum Erzeugen von Kompensationsströmen für die Transistoren 1128 und 1158 verwendet.
Eine Leitung 1182 verbindet den Kollektor des Transistors 1180 über dem Lastwiderstand 1162 mit dem Knotenpunkt 1164 in der Leitung 1156. Der Knotenpunkt 1164 stellt über die Leitung 1156 eine Verbindung zu dem Emitter des Transistors 1158 her. Der Kollektor des Transistors 1158 ist über die Leitung 1159 bei dem Knotenpunkt 1160 mit VCC 270 verbunden.
Eine Leitung 1184 verbindet den Emitter des Transistors 1180 an einem Knotenpunkt 1186 mit VEE 272. Eine Stromquelle 1188 ist in der Leitung 1184 angeordnet, und ein Knotenpunkt 1190 ist über der Stromquelle 1188 in der Leitung 1184 angeordnet.
Eine Leitung 1194 verbindet den Kollektor des Transistors 1192 über dem Lastwiderstand 1132 mit dem Knotenpunkt 1132 in der Leitung 1126. Der Knotenpunkt 1136 ist über die Leitung 1126 mit dem Emitter des Transistors 1128 verbunden. Der Kollektor des Transistors 1128 ist über die Leitung 1128 an dem Knotenpunkt 1130 mit VCC 270 verbunden.
Eine Leitung 1196 verbindet den Emitter des Transistors 1192 an einem Knotenpunkt 1198 mit VEE 272. Eine Stromquelle 1200 ist in der Leitung 1196 angeordnet, und ein Knotenpunkt 1202 ist über der Stromquelle 1200 in der Leitung 1196 angeordnet.
Eine Leitung 1204 schafft eine Verbindung zwischen dem Knotenpunkt 1190 und der Leitung 1184 und dem Knotenpunkt 1202 in der Leitung 1196. Ein Widerstand 1206 ist in der Leitung 1204 angeordnet. Die Transistoren 1180 und 1192 sowie der Widerstand 1206 werden in herkömmlicher Weise verwendet.
Zum Abstimmen der in Figur iß gezeigten Offsetspannungen ist es notwendig, daß die Lastwiderstände des Differenzverstärkers 1000A in Fig. 9 sowie die Lastwiderstände in der Offsetschaltungsanordnung 1000R in Fig. 10 eine vorbestimmte wertmäßige Beziehung aufweisen. Wenn die Lastwiderstände 1024 und 1060 des Differenzverstärkers einen Wert RL aufweisen, dann sollten die Lastwiderstände 1162 und 1132 der Offsetschaltungsanordnung vorzugsweise einen. Wert von RL/2 aufweisen.
Ferner sollte der Widerstand 1092 des Differenzverstärkers an die Widerstände 1176 und 1206 der Differenzpaare der ii, Fig. 10 gezeigten Offsetschaltungsanordnung angepaßt sein, und die Stromquellen 1042 und 1084 sollten an die Stromquellen 1188, 11914, 1172 und 1200 angepaßt sein.
Wenn im Betrieb das VIH-Eingangssignal bei 218 niedrig ist und das VIL-Eingangssignal bei 220 hoch ist, wie dies in Fig. 1A gezeigt ist, dann ist das Ausgangssignal des Komparators 1098 auf der Leitung 1100 für den B-Ausgang niedrig, und auf der Leitung 1108 ist das negative echte Ausgangssignal für den BN-Ausgang hoch.
Dadurch werden die Transistoren 1018 und 1057 leitend geschaltet. Als solches liegen die V1- und V2-Signale auf den ungefalteten Kurven für die V1- und V2- Signale in Fig. 1B. Während dieser Zeitdauer sind die Transistoren 1016 und 1054 der Stromschalteinrichtung nicht leitend.
Sobald das VIH-Eingangssignal bei 218 höher wird als das VIL-Eingangssignal bei 220 in Fig. 1A, schalten die Ausgänge des Komparators 1098 derart, daß das B-Ausgangssignal auf der Leitung 1100 hoch ist und das BN-Ausgangssignal auf der Leitung 1108 niedrig ist.
Dadurch werden die Transistoren 1018 und 1057 in ihren nicht leitenden Zustand geschaltet und die Transistoren 1016 und 1054 in ihren leitenden Zustand geschaltet. Dies führt dazu, daß die V1- und V2-Signale auf den gefalteten Kurven für die V1- und V2-Signale gemäß Fig. 1B liegen.
Um die V1- und V2-Signale für den Verstärker der nächsten Stufe verwendbar zu machen, kommt die Offsetschaltungsanordnung gemäß Fig. 10 zum Einsatz. Diese Schaltungsanordnung stimmt die Signale ab und stellt den vollständigen Eingangsbereich des Verstärkers her. Die Differenz zwischen dem VRIH-Signal an dem Knotenpunkt 1120 und dem VRLL-Signal an dem Knotenpunkt 1150 entspricht dem vollständigen Eingangsbereich.
Die Offsetströme werden durch die Widerstände 1132 und 1162 erzeugt, die zu einem Abstimmen der Signale führen, die an dem VOH-Ausgang an dem Knotenpunkt 1232 und dem VOL-Ausgang an dem Knotenpunkt 1234 ausgegeben werden, wie dies in Fig. 1C gezeigt ist.
Die Ströme, die durch das aus den Transistoren 1180 und 1192 bestehende Differenzpaar sowie den Widerstand 1206 erzeugt werden, kompensieren die gleichen Offsetströme, die durch die Emitter der Transistoren 1128 und 1158 fließen, und minimieren Offsetfehler. Die gefalteten und abgestimmten Signale werden der nächsten Verstärkerstufe zugeführt.
Die Konfiguration in den Fig. 9 und 10 ermöglicht dem Schaltungskonstrukteur, die Verstärkung für eine bestimmte Stufe einer Reihe von miteinander verbundenen Stufen durch Steuern der Widerstandswertbeziehung in einer bestimmten Stufe auszuwählen.
Diese Konfiguration weist ebenfalls keine Probleme hinsichtlich einer frühzeitigen Spannung VA an dem Stromschalttransistor auf, da die Offsetschaltungen nicht von den Ausgängen des in Fig. 9 gezeigten Differenzverstärkers abgenommen werden.
Die hierin verwendeten Begriffe und Ausdrücke sind als erläuternde Formulierungen und nicht einschränkend zu verstehen. Es besteht keine Absicht, daß solche Begriffe und Ausdrücke Äquivalente der dargestellten und beschriebenen Merkmale oder Teile davon ausschließen, und es versteht sich, daß verschiedene Modifikationen im Umfang der Erfindung, wie diese durch die nachfolgenden Ansprüche definiert ist, möglich sind.

Claims

1. A/D-Wandler (200) mit n-Bit vom seriellen Typ, der folgendes aufweist:

- (n - 1) Verstärker (202, 204, 206, 210),

- n Komparatoren (288, 255), und

- einen Gray-Code/Binär Darstellungs-Wandlerblock (212), wobei die (n - 1) Verstärker derart hintereinander geschaltet sind, daß ein Ausgangssignal des einen Verstärkers ein Eingangssignal für einen nächsten Verstärker liefert,

- wobei die Ausgangssignale der Komparatoren ein Differenzeingangssignal für den Gray-Code/Binär Darstellungs- Wandlerblock liefern, wobei jeder der Verstärker eine Differenzeingangsschaltung (250, 252) aufweist, um das analoge Differenzeingangssignal (VIH, VIL) zu empfangen und zu verstärken,

- wobei eine Stromschalteinrichtung (280, 282, 284, 286), vorgesehen ist, die an die Differenzeingangsschaltung angeschlossen ist, um das analoge Differenzeingangssignal zu falten,

- wobei ein Komparator (255) vorgesehen ist, der das analoge Differenzeingangssignal (VIH, VIL) empfängt und ein erstes und ein zweites Steuersignal (275) erzeugt, um die Stromschalteinrichtung (280, 282, 284, 286) zu steuern, und

- wobei ein erster und ein zweiter Ausgang (232, 234) vorgesehen sind, um ein erstes und ein zweites Ausgangssignal (VOH, VOL) zu liefern,

dadurch gekennzeichnet,

daß ein drittes und ein viertes Ausgangssignal (308, 316) von der Stromschalteinrichtung an Basiskontakte von Puffertransistoren (246, 324) geliefert werden, von denen jeder mit der einen Seite an einen Ausgangsanschluß (232, 234) angeschlossen ist, um ein gefaltetes Signal an einen nächsten Verstärker zu liefern.

2. Wandler nach Anspruch 1, der ferner einen Widerstand (330) zwischen dem einen der Puffertransistoren (246) und dem Ausgangsanschluß (234) zum Abstimmen der gefalteten Signale aufweist, um gewünschte Kreuzungspunkte zwischen den gefalteten Signalen zu erzeugen.

3. Wandler nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Stromschalteinrichtung (280, 282, 284, 286) einen ersten, zweiten, dritten und vierten Schalttransistor aufweist, wobei der erste und der zweite Schalttransistor (280, 284) einen ersten Bereich der Stromschalteinrichtung bilden und der dritte und der vierte Schalttransistor (286, 282) einen zweiten Bereich der Stromschalt-einrichtung bilden.

4. Wandler nach Anspruch 1, wobei jeder Verstärker eine Verstärkereinheit (520) und eine Referenzeinheit (550) aufweist, wobei die Referenzeinheit Eingänge (VRIH, VRIL) zum Festlegen eines vollständigen Eingangsbereiches und Referenzausgänge (VROH, VROL) aufweist, die an einen vollständigen Bereich der Ausgangssignale angepaßt sind.

5. Wandler nach Anspruch 4, wobei jede Referenzeinheit (550) eine zweite Differenzeingangsschaltung zum Empfangen und Verstärken eines Referenz-Differenzsignals und zum Liefern eines Offsetstromes an die Verstärkereinheit aufweist, um das erste und das zweite gefaltete Signal derart abzustimmen, daß ein Wert von dem einen des ersten und des zweiten gefalteten Signals relativ zu dem anderen geändert wird.

6. Wandler nach einem der vorstehenden Ansprüche, der ferner einen Transistor (734) in invertierter Kaskodenschaltung aufweist, der zwischen den Puffertransistor (748) und die Stromschalteinrichtung (646, 648, 672, 670) geschaltet ist.

7. Wandler nach Anspruch 6, wobei der Transistor (734) in Kaskodenschaltung mit dem einen Anschluß (732) mit der Stromschalteinrichtung verbunden ist und mit einem anderen Anschluß (736) mit dem Steueranschluß (746) eines Ausgangstransistors (748) und ferner mit einem Lastwiderstand (740) verbunden ist.

8. Wandler nach einem der vorstehenden Ansprüche, der die Referenzeinheit (550) aufweist, die eine zweite Differenz-Eingangsschaltung aufweist, um ein entsprechendes Referenz-Differenzsignal zu empfangen, ein Offsetsignal zum Abstimmen des ersten und des zweiten Ausgangssignals zu liefern, und um der nächsten Stufe ein Referenz-Differenzausgangssignal zu liefern.

9. Wandler nach Anspruch 8, wobei jede Referenzeinheit ein erstes und ein zweites Paar von Differenztransistoren aufweist, wobei das erste Paar das Referenz-Differenzausgangssignal und das zweite Paar das Offsetsignal liefert.

10. Wandler nach Anspruch 9, wobei jede Referenzeinheit ein drittes Paar von Transistoren aufweist, wobei jeder Transistor in dem zweiten Paar von Transistoren an einer ersten Seite mit einem entsprechenden Transistor des dritten Paares von Transistoren und an einer zweiten Seite mit einer Stromquelle verbunden ist, wobei das dritte Paar von Transistoren mit der ersten und der zweiten Ausgangsschaltung verbunden ist.

11. Wandler nach einem der vorstehenden Ansprüche, der die Referenzschaltung (550) aufweist, die mit Steueranschlüssen des ersten und des zweiten Puffertransistors verbunden ist, um diesen eine Vorspannung zu liefern.

12. Wandler nach einem der vorstehenden Ansprüche, der ferner einen Verstärkerbereich (1000A) mit Lastwiderständen (1024, 1060) zwischen der Stromschalteinrichtung (1016, 1018, 1057, 1054) und einer Spannungsquelle (VCC) aufweist, wobei der Wandler ferner eine Offsetschaltungsanordnung (1000R) mit Lastwiderständen (1132, 1162) aufweist, die mit den Ausgangsanschlüssen (1232, 1234) verbunden sind, wobei die Lastwiderstände in der Offsetschaltungsanordnung den halben Widerstand der Lastwiderstände in dem Verstärkerbereich (1000A) aufweisen.