DE69525533T2

DE69525533T2 - Treiberschaltung für eine Einspritzdüse

Info

Publication number: DE69525533T2
Application number: DE69525533T
Authority: DE
Inventors: Maurizio Gallinari; Giampietro Maggioni; Michelangelo Mazzucco
Original assignee: STMicroelectronics SRL; Magneti Marelli Powertrain SpA
Current assignee: STMicroelectronics SRL; Marelli Europe SpA
Priority date: 1995-11-07
Filing date: 1995-11-07
Publication date: 2002-11-28
Anticipated expiration: 2015-11-08
Also published as: EP0773569B1; DE69525533D1; EP0773569A1; US5793232A; ES2172569T3; BR9604512A

Description

Diese Erfindung betrifft eine Steuerstufe für die Einspritzdüse eines Verbrennungsmotors. Im Besonderen betrifft die Erfindung eine Einspritzdüsen-Steuerstufe, wie sie im Oberbegriff von Anspruch 1 festgelegt ist.
Die Arbeitsweise eines bekannten elektronischen Kraftstoff- Einspritzsystems einer Wärmekraftmaschine beruht auf der Möglichkeit, dass ein Weg für den Kraftstoff mit einem elektronisch gesteuerten Ventil geöffnet wird, das als Einspritzdüse bezeichnet wird.
Eine Einspritzdüse besteht typisch aus einer Düse, die mit einem Verschlusselement verschlossen werden kann, das in Form eines Zapfens oder einer Nadel ausgebildet ist. Dieses Verschlusselement wird typisch von einer Feder gegen die Düse gedrückt, um diese zu verschließen.
Das Öffnen der Einspritzdüse wird mit einem Magnetfeld getaktet, das man dadurch erhält, dass der Strom in einer Spule gesteuert wird, die um einen Kern gewickelt ist, um das Verschlusselement dadurch zurück zu ziehen, dass die Wirkung der zugeordneten Feder überwunden wird.
Um die Verlustleistung und damit die Wärme herabzusetzen, wird der Steuervorgang in zwei Phasen geteilt:
- in eine erste Phase, während der die Einspritzdüse geöffnet werden soll und während der ein starkes Magnetfeld benötigt wird (Spitzenphase), und
- in eine zweite nachfolgende Phase, während der die Einspritzdüse offen gehalten werden muss und während der ein Magnetfeld mit geringerer Stärke ausreicht (Erhaltungsphase).
In Fig. 1 ist in einem Diagramm die typische Änderung des Einspritzdüsen-Steuerstroms Il als Funktion der Zeit t dargestellt. Wie man sieht, besitzt der Strom 11 in der Einspritzdüsen-Wicklung oder in der Spule eine Spitze Ip mit einem hohen Wert in einer ersten Phase, nach der er fällt und auf einem niedrigeren Wert im Wesentlichen konstant bleibt. Die wellenförmige Änderung des Stroms Il in der Erhaltungsphase stammt daher, dass Kommutator-Steuerkreise verwendet werden, die im linearen Bereich keine aktiven Bauelemente benötigen und damit die Verlustleistung herabsetzen.
Durch Probleme, die mit der bestimmten Anwendung in Zusammenhang stehen, muss der Übergang von der Spitzenphase zur Erhaltungsphase rasch erfolgen, das heißt mit einer steilen Flanke der Schwingung. Dies kann dadurch erreicht werden, dass der Strom Il mit einer hohen Spannung in der Einspritzdüsen-Wicklung wieder in Umlauf gebracht wird.
Um das Verständnis zu erleichtern, ist in Fig. 2 eine Einspritzdüsen-Steuerstufe dargestellt, wie sie anfangs erwähnt wurde und beispielsweise in FR-A-2,670.832 geoffenbart ist.
Sobald der Strom 11 in der Wicklung L den Spitzenwert Ip erreicht, springt ein Spannungsvergleicher CP um und sperrt einen DMOS-Transistor Q2. Der Spannungsvergleicher CP verwendet einen Messwiderstand RS, um den Strom durch die Wicklung L abzutasten, und ist so mit einer Bezugsspannungsquelle Vref verbunden, dass er dann umspringt, wenn der Spitzenwert Ip erreicht wird. Der Ausgang des Vergleichers CP liegt über eine Schnittstelle LOG an der Steuerelektrode des Transistors Q2, der mit der Wicklung L in Serie geschaltet ist.
Weiters weist der Schaltkreis einen bipolaren pnp-Transistor Q1 auf, dessen Basis mit der Versorgungsspannung VCC des Schaltkreises verbunden ist und dessen Kollektor an der Steuerelektrode des Transistors Q2 liegt. Wie man sieht, ist andererseits der Emitter des Transistors Q1 mit einem Anschluss von einer Vielzahl in Serie liegender Zenerdioden DZ1, DZ2, DZ3 ... DZn verbunden, die, wie man sieht, an einem gemeinsamen Knotenpunkt A zwischen der Wicklung L und dem DMOS-Transistor Q2 liegen. Weiters ist als Vorspannungswiderstand für die Steuerelektrode des Transistors Q2 ein Widerstand R3 vorgesehen, der zwischen der Steuerelektrode des Transistors Q2 und Masse liegt und von einem Strom I durchflossen wird.
Wenn man die Lenzsche Regel anwendet, erhält man:
v(t) = -Ldi (t)/dt
Die Spannung am Knotenpunkt A steigt solange, bis sie einen Wert erreicht, der gegeben ist mit:
V(A) = VCC + VCL + Vbe(Q1)
mit:
VCL = VDZ1 + ... + VDZn
mit:
VDZ = Zenerspannung
Die notwendige Anzahl der Zenerdioden hängt von jenem Spannungswert ab, bei dem es erwünscht wird, den Laststrom durch den DMOS-Transistor Q2 abzuziehen, der durch den Strom I geöffnet bleibt, der seine Steuerelektrodenspannung festlegt. Durch den Wiederumlauf fällt der Strom 11 auf den Erhaltungswert Im.
Dieser bekannte Schaltkreis gemäß dem Stand der Technik besitzt jedoch Probleme hinsichtlich seiner Stabilität, da der Wiederstand R3, der die Steuerelektrode des DMOS-Transistors Q2 in der Wiederumlaufphase vorspannt, einen geringen Wert besitzen muss, um die Steuerelektrode des Transistors Q2 rasch zu entladen. Weiters muss der Parameter gm = lc/vt des Transistors Q1 groß sein, da ein ausreichender Strom geliefert werden muss, um die Spannung an der Steuerelektrode des Transistors Q2 anzuheben, um ihn dadurch in der Wiederumlaufphase geöffnet zu halten.
Wenn weiters in der Versorgungsleitung eine Unterbrechung auftritt, während die Wiederumlaufphase aktiv ist, arbeitet der Schaltkreis so, dass der pnp-Transistor Q1 eine niedrige Basisspannung besitzt (auch 0 Volt), wodurch der Kollektor des Transistors Q1 keine ausreichende Spannung besitzt, um den geöffneten Zustand des Transistors Q2 sicherstellen zu können. Der Wiederumlauf gegen Masse ist nicht mehr möglich, da der Transistor Q2 nicht geöffnet bleibt.
US-A-4,190.022 offenbart eine Steuerstufe für die Spule einer Einspritzdüse, wobei Wärmeschwankungen des Spulenwiderstands dadurch korrigiert werden, dass die Spule mit einem konstanten Strom angesteuert wird.
Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist es, eine Einspritzdüsen-Steuerstufe zu liefern, bei der die oben erwähnten Nachteile vermieden werden können.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird dieser Gegenstand mit einer Einspritzdüsen-Steuerstufe erreicht, die jene Merkmale besitzt, die im Anspruch 1 angeführt sind.
Die Erfindung wird nun anhand eines nicht einschränkenden Beispiels und im Zusammenhang mit den beiliegenden Zeichnungen beschrieben, in denen zeigt:
Fig. 1 ein Diagramm in kartesischen Koordinaten, in dem die Arbeitsweise des Schaltkreises dargestellt ist, auf den sich die vorliegende Erfindung bezieht, wobei er bereits im Zusammenhang mit dem Stand der Technik beschrieben wurde;
Fig. 2 das Schaltbild einer Vorrichtung gemäß dem Stand der Technik, die ebenfalls bereits beschrieben wurde;
Fig. 3 das Blockschaltbild einer möglichen Ausführungsform des Schaltkreises gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 4 das Blockschaltbild der Ausführungsform von Fig. 3; und
Fig. 5a, 5b und 5c die vereinfachten Schaltbilder von alternativen Ausführungsformen des Schaltkreises gemäß der Erfindung.
Fig. 3 zeigt eine mögliche Ausführungsform einer Einspritzdüsen-Steuerstufe gemäß der vorliegenden Erfindung. Die vorliegende Erfindung besteht im Wesentlichen aus:
- dem Einführen eines Widerstands R2, eines Transistors Q3, einer Stromquelle IB1 und eines Kondensators C zwischen dem Anschluss A und dem Kollektor des Transistors Q1, um jene Probleme zu beseitigen, die vom Verlust der Stabilität stammen,
- dem Anordnen von zwei Zenerdioden (beispielsweise DZA und DZB) an der Basis des Transistors Q1 mit dem Einführen eines Widerstands R1, der dazu dient, um Verluste zu vermeiden, um jene Probleme zu lösen, die von der Kompatibilität des Wiederumlaufkreises während Unterbrechungen der Versorgungsleitung stammen.
In diesem Fall erreicht die Spannung am Knotenpunkt A in der Wiederumlaufphase einen Wert, der gegeben ist durch:
V(A) = VCC + VCL + Vbe(Q1) + R2*IZ
Dabei ist IZ jener Strom, der durch die Zenerdioden DZ1, ..., DZn fließt.
Es ist ersichtlich, dass der Ausdruck VCL gleich wie beim vorherigen Fall (Fig. 2) ist, da er durch die Summe der Spannungen VDZ1 + ... + VDZn + VDZA + VDZB gegeben ist, wobei die Gesamtanzahl der Zenerdioden unverändert ist.
Wenn die Spannung auf der Versorgungsleitung fallen sollte, bleiben in diesem Fall die Steuerelektrode des Transistors Q2 vorgespannt und der Transistor Q3 geöffnet, da die beiden Zenerdioden DZA, DZB, die an der Basis des pnp-Transistors Q1 liegen und über den Widerstand R1 angespeist werden, für eine ausreichende Spannung an der Basis des Transistors Q1 sorgen, damit der Kollektor dieses Transistors Q1 eine ausreichend hohe Spannung erhält.
Nunmehr erfolgt eine Analyse, die sich auf die Stabilisierung des Schaltkreises gemäß der Erfindung bezieht. Der Kondensator C, der integriert werden kann, dient dazu, um den Schaltkreis auf einen klassischen "Aufbau mit dominantem Pol" zurückzuführen, bei dem die sogenannte Polspaltung des Kondensators C dadurch erfolgt, dass der Eingangs- und der Ausgangspol des Operationsverstärkers Amp von Fig. 4 getrennt werden. Der Schaltkreis von Fig. 4 ist dem Schaltkreis von Fig. 3 äquivalent, soweit es den Verstärkungsfaktor betrifft. Diese Pole der Übertragungsfunktion des in Frage kommenden Schaltkreises ergeben sich aus den parasitären Kapazitäten des Aufbaus. Weiters wird das Verstärkungsbandprodukt des Schaltkreises dadurch gesteuert, dass gm gesteuert wird.
Es ist ersichtlich, dass gm gesteuert wird, da der Transistor Q1 mit einem konstanten Strom angespeist wird, den die Stromquelle IB1 festlegt. Wenn ein sehr kleiner Wert von gm ausreichen soll, kann weiters eine Emitterrückkopplung eingeführt werden, die vom Widerstand R2 gebildet wird. Tatsächlich kann der Strom der Quelle IB1 nicht übermäßig herabgesetzt werden, da er die Basis des Transistors Q3 rasch entladen können muss. Wenn der Widerstand R2 einen sehr großen Wert besitzt, erhält man:
gm = 1/R2
womit gm gesteuert wird.
Der Vorspannungsstrom der beiden Serienschaltungen von Zenerdioden ist daher konstant:
IZ[DZA, DZB] = (Vbe(Q1) + R2*IB1)/R1
IZ[DZ1..DZn] = IB1 + (Vbe(Q1) + R2*TB1)/R1
Die Tatsache, dass ein großer Strom notwendig ist, um den- Transistor Q2 zu öffnen, ist nicht mehr bindend. Der Strom in den Zenerdioden kann mit dem Strom IB1 eingestellt werden.
Mit der vorliegenden Erfindung erhält man somit zahlreiche Vorteile. Diese Vorteile sind im Wesentlichen folgende:
- das Rückkopplungsnetzwerk des Wiederumlaufkreises ist frequenzkompensiert und damit stabil, da der Transistor Q1 mit einem konstanten Strom vorgespannt wird,
- gm wird gesteuert (als Folge aus dem oben genannten Punkt),
- der Wiederumlaufkreis ist mit Unterbrechungen in der Versorgungsleitung kompatibel.
Wenn die Integrationstechnik, die für die Herstellung des Schaltkreises verwendet wird, keine Verwendung des Transistors Q2 zulässt, da die Vorspannung zu hoch ist, kann an seiner Stelle ein DMOS-Transistor Q4 verwendet werden.
Weiters kann der Kollektor des Transistors Q3 am Senkenanschluss des DMOS-Transistors Q2 vorgespannt werden, wobei auch eine Vorspannung des Transistors Q4 möglich ist.
Die oben erwähnten alternativen Ausführungsformen sind in Fig. 5a, 5b und 5c dargestellt.
Selbstverständlich bleibt die Grundlage der Erfindung gleich, wobei Einzelheiten im Aufbau und die Ausführungsformen gegenüber der Beschreibung und den Zeichnungen weit verändert werden können, ohne dadurch vom Gebiet der vorliegenden Erfindung abzuweichen, die in den Ansprüchen festgelegt ist.

Claims

1. Einspritzdüsen-Steuerstufe für das elektronische Kraftstoff-Einspritzsystem einer Wärmekraftmaschine, wobei die Steuerstufe eine Versorgungsspannung (VCC), einen ersten Transistor (Q2), der zwischen einer Einspritzdüsen- Ansteuerwicklung (L) und Masse liegt und dazu dient, um den Durchlass eines Ansteuerstroms (11) in der Ansteuerwicklung (L) zu steuern, sowie einen zweiten Transistor (Q1) enthält, der dazu dient, um eine Vorspannung für einen Steueranschluss des ersten Transistors (Q2) zu erzeugen, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerstufe einen Schaltkreis (IB1, Q3, R3, C) aufweist, der dazu dient, um die Vorspannung am Steueranschluss des ersten Transistors (Q2) zu stabilisieren, sowie

einen weiteren Schaltkreis (DZA, DZB, R1) aufweist, der mit einem Steueranschluss des zweiten Transistors (Q1) verbunden ist und dazu dient, um die Vorspannung auch dann gleich zu halten, wenn kurze Unterbrechungen in der Versorgungsspannung (VCC) der Stufe auftreten.

2. Steuerstufe gemäß Anspruch 1, wobei der erste Transistor (Q2) mit der Wicklung (L) in Serie geschaltet ist, und wobei der zweite Transistor (Q1) ein bipolarer pnp-Transistor ist, bei dem ein Basisanschluss mit einem ersten Anschluss der Wicklung (L) und der Versorgungsspannung (VCC) verbunden ist, bei dem ein Emitteranschluss an einer Vielzahl von Zenerdioden (DZ1, ..., DZn) liegt, die mit einem gemeinsamen Knotenpunkt (A) an einem zweiten Anschluss der Wicklung (L) sowie einem Eingang des ersten Transistors (Q2) in Serie geschaltet sind, und bei dem ein Kollektoranschluss (B) mit dem Steueranschluss des ersten Transistors (Q2) sowie mit einem Steuerkreis (CP, LOG) verbunden ist und dazu dient, um den ersten Transistor (Q2) zu aktivieren,

dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltkreis (IB1, Q3, R3, C) eine Stromquelle (IB1) aufweist, die so angeschlossen ist, um Strom vom Steuerkreis des ersten Transistors (Q2) zu ziehen.

3. Steuerstufe gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromquelle (IB1) eine Konstantstromquelle ist.

4. Steuerstufe gemäß Anspruch 2 oder Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltkreis (IB1, Q3, R2, C) einen dritten Transistor (Q3) aufweist, der von der Stromquelle (IB1) gesteuert wird und so angeschlossen ist, um den Steueranschluss des ersten Transistors (Q2) zu steuern.

5. Steuerstufe gemäß Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der dritte Transistor (Q3) ein DMOS-Transistor ist.

6. Steuerstufe gemäß irgendeinem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltkreis (IB1, Q3, R3, C) einen Kondensator (C) aufweist, der so angeschlossen ist, um für den Steuerkreis des ersten Transistors (Q2) eine Frequenzstabilisierung zu liefern.

7. Steuerstufe gemäß Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Kondensator (C) zwischen dem zweiten Anschluss (A) der Wicklung (L) und dem Kollektor (B) des zweiten Transistors (Q1) liegt.

8. Steuerstufe gemäß irgendeinem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass der weitere Schaltkreis (DZA, DZB, R1) zumindest eine Zenerdiode (DZA) aufweist, die zwischen der Basis des zweiten Transistors (Q1) und der Versorgungsspannung (VCC) liegt.

9. Steuerstufe gemäß Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der weitere Schaltkreis (DZA, DZB, R1) zwei Zenerdioden (DZA, DZB) aufweist, die zwischen der Basis des zweiten Transistors (Q1) und der Versorgungsspannung (VCC) in Serie geschaltet sind.

10. Steuerstufe gemäß irgendeinem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass der weitere Schaltkreis (DZA, DZB, R1) einen ersten Widerstand (R1) aufweist, der zwischen der Basis und dem Emitter des zweiten Transistors (Q1) liegt.

11. Steuerstufe gemäß irgendeinem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerstufe einen zweiten Widerstand (R2) aufweist, der zwischen der Vielzahl von Zenerdioden (DZ1, ..., DZn) und dem Emitter des zweiten Transistors (Q1) liegt.

12. Steuerstufe gemäß Anspruch 10 und Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Widerstand (R1) an einem gemeinsamen Knotenpunkt zwischen dem zweiten Widerstand (R2) und der Vielzahl von Zenerdioden (DZ1, ..., DZn) liegt.

13. Steuerstufe gemäß irgendeinem der Ansprüche 8 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Kathode der zumindest einen Zenerdiode (DZA) an der Basis des zweiten Transistors (Q1) liegt.

14. Steuerstufe gemäß irgendeinem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerstufe als integrierter Schaltkreis aufgebaut ist.