DE69524878T2 - Verfahren und vorrichtung zur minimierung drehmomentschwankungen in einem bürstenlose gleichstrommotor mit phasestromüberklappung - Google Patents

Description

TECHNISCHES GEBIET
• Diese Erfindung bezieht sich im allgemeinen auf ein System zum Steuern eines bürstenlosen Mehrphasengleichstrommotors, und insbesondere auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Minimieren von Drehmomentwelligkeit eines bürstenlosen Gleichstrommotors mit Dauermagneten unter Verwendung von Phasenstromüberlappung. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf eine Vorrichtung und ein Verfahren gemäß den Oberbegriffen von Ansprüchen 1 und 6. Derartige Vorrichtungen und Verfahren sind aus dem US-Patent Nr. 4 249 116 bekannt.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
• Es ist bekannt, daß bürstenlose Mehrphasengleichstrommotoren aus einer Mehrzahl von Wicklungen aufgebaut sind. Wenn jede dieser Wicklungen in dem Stator sequentiell erregt wird, dreht sich der Motor. Es ist weiter bekannt, daß jede Wicklung eine sogenannte gegenelektromotorische Kraft (Gegen-EMK) während der Drehung entwickelt. Um einen maximalen Wirkungsgrad zu erreichen, müssen die Wicklungen durch einen idealerweisen rechtwinkligen Stromimpuls angesteuert werden, der in der Mitte des positiven Halbzyklus einer von einer jeweiligen Wicklung erzeugten Gegen- EMK positioniert ist. Infolge der Induktanzen ungleich Null jeder Wicklung (d. h. Statorwicklunginduktanz), sowie auch der von den Wicklungen erzeugten Gegen-EMK (die der Batteriespannung entgegenwirkt), wird der Aufbau von Strom für eine eingehende Phase (d. h. die nächsten in der Folge zu erregenden Wicklung), erheblich verlangsamt (d. h. der Strom weist eine Anstiegszeit ungleich Null auf). Somit tritt der maximale Strom in jeder Wicklung nicht sofort nach der Erregung auf. Demgemäß ist es in der Technik bekannt, den Zeitpunkt, wenn jede Wicklung erregt wird, vorzuverschieben, so daß der Strom, von dem bekannt ist, daß er proportional dem Abtriebsdrehmoment ist, seinen maximalen Wert zur gleichen Zeit erreicht, wenn die Gegen-EMK ihren maximalen Wert erreicht. Da jedoch jede Wicklung nur für ihren jeweiligen Anteil einer Motorrotorumdrehung erregt wird (d. h. jede Wicklung eines Dreiphasenmotors führt Strom für 120 elektrische Grade), wird jede Wicklung vor der Zeit, wenn sie idealerweise abgeschaltet werden würde, um einen Betrag aberregt, die dem vorverschobenen Zeitpunkt entspricht.
• Ein Problem entsteht jedoch während des Übergang(Kommutierung)- Intervalls, wenn die abgehende Wicklung aberregt und die eingehende Phase eingeschaltet wird. Das Problem während dieses Intervalls besteht darin, daß es einen beträchtlichen Verlust bei dem entwickelten Motordrehmoment gibt. Der Grund für diese Erscheinung liegt darin, daß, während die Stromanstiegszeit der eingehenden Phase, wie es oben erläutert ist, relativ langsam ist, ist die Abfallzeit des abgehenden Phasenstroms infolge einer Snubber-Spannung, die der Gegen-EMK der Wicklung hilft, den Phasenstrom auf Null zu treiben, relativ schnell. Somit führen während des Kommutierungsintervalls keine der Wicklungen des Motors irgendeinen nennenswerten Strom. Demgemäß wird, da das entwickelte Drehmoment proportional dem durch die Wicklungen fließenden Strom ist, eine Drehmoment-"Absenkung (dip)" infolge des Abfalls im Strom beobachtet. Diese periodische (dreifache der elektrischen Frequenz) "Absenkung(dip)" in dem Motordrehmoment injizieren Torsionskräfte in die Befestigungstruktur des Motors, und können daher ein unerwünschtes akustisches Rauschen bei dieser Frequenz verursachen.
• Eine beim Stand der Technik vorgeschlagene Lösung besteht darin, eine "Trägheitsplatte" an derartigen Gleichstrommotoren (an dem Stator) aufzunehmen. Die zusätzliche Masse, die das Trägheitsmoment des Systems erhöht, ist wirksam, um die aus der oben beschriebenen Drehmomentwelligkeit oder den "Absenkungen" entstehende Drehbeschleunigung zu "dämpfen". Diese Lösung hat sich jedoch insoweit als unzufriedenstellend herausgestellt, als die Platte die Kosten und das Gesamtgewicht der Motoranordnung erhöht, was besonders nachteilig ist, wenn ein derartiger Motor in einem Kraftfahrzeug eingebaut ist. Außerdem führt die hinzugefügte Masse zu einem verringerten Kraftstoffwirkungsgrad.
• Ein Artikel mit dem Titel "Torque Ripple Improvement for Brushless D. C. Miniature Motors", IEEE Transactions on Industry Applications, Band 25, Nr. 3, 1. Mai 1989 (Seiten 441-450), XP000039075 offenbart einen bürstenlosen Gleichstromminiaturmotor mit einer Schaltstrategie, um die Drehmomentwelligkeit zu verringern. Die Strategie beinhaltet ein Überlappungsverfahren. Die normalen Phasenströme in 120º-Leitung (3-phasig) werden an dem Ausschaltpunkt um einen kleinen Intervall δ verzögert.
• Demgemäß besteht ein Bedarf, um ein verbessertes Verfahren und eine Vorrichtung zum Steuern eines Mehrphasengleichstrommotors, wie beispielsweise eines bürstenlosen Dreiphasen- Gleichstrommotor, bereitzustellen, das/die ein oder mehrere der Probleme, wie sie obenstehend dargelegt sind, minimiert oder eliminiert. Diese Aufgabe wird durch eine Vorrichtung gemäß Anspruch 1 und durch ein Verfahren gemäß Anspruch 6 gelöst.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
• Die vorliegende Erfindung liefert ein verbessertes Verfahren zum Erregen der Phasenwicklungen oder Wicklungen eines Mehrphasenmotors zum Verringern von Motordrehmomentwelligkeit. Das Verfahren umfaßt drei Grundschritte. Der erste Schritt umfaßt ein Erregen einer ersten Wicklung des Motors, um einen ersten Phasenstrom zu erzeugen. Der zweite Schritt umfaßt ein Erregen einer zweiten Wicklung des Motors, um einen zweiten Phasenstrom zu erzeugen. Schließlich umfaßt der dritte Grundschritt eine Überlappung der ersten und zweiten Phasenströme um eine vorausgewählte Zeit, um Motordrehmomentwelligkeit zu verringern. Bei der bevorzugten Ausführungsform weist jede Wicklung des Motors eine jeweilige nominelle Anschalt- und Abschaltzeit auf. Ferner umfaßt der Überlappungsschritt den Unterschritt eines Verzögerns der Aberregung der ersten Wicklung bezüglich der nominellen ersten Wicklungabschaltzeit, so daß sich die ersten und zweiten Wicklungsströme um die vorausgewählte Zeit überlappen. Durch Verlängern der Zeit, in der die erste Wicklung erregt wird, die den vollen Strom führt, bis die zweite Wicklung einen jeweiligen zweiten Phasenstrom ausreichend aufgebaut hat, wird eine verbesserte Steuerung zum Minimieren oder Verringern übermäßiger Fluktuationen oder Veränderungen in dem Gesamtmotordrehmoment erreicht, wodurch Motordrehmomentwelligkeit verringert wird.
• Eine Struktur zum Implementieren der bevorzugten Ausführungsform wird bereitgestellt, um einen bürstenlosen Gleichstrommotor mit einer Mehrzahl von Phasen zu steuern, um Motordrehmomentwelligkeit zu verringern. Die Struktur umfaßt ein Mittel zum Erregen einer ersten Wicklung der Wicklungen, um einen ersten Phasenstrom während eines ersten Intervalls zu erzeugen, und ein Mittel zum Erregen einer zweiten Wicklung der Wicklungen, um einen zweiten Phasenstrom während eines zweiten Intervalls zu erzeugen. Die Struktur weicht vom Stand der Technik durch Bereitstellen eines Mittels zur Überlappung der ersten und zweiten Intervalle für eine vorausgewählte Zeit ab, so daß Drehmomentveränderungen verringert werden, womit die Motordrehmomentwelligkeit verringert wird.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
• Fig. 1 ist eine kombinierte Block- und Teilschemaansicht eines vorbekannten Halbbrücken-Gleichstrommotorantriebsystems das Stand der Technik mit einer Äquivalenzschaltung eines bürstenlosen Dreiphasen-Gleichstrommotors und einer zugeordneten vorbekannten Steuer- und Antriebsschaltungsanordnung.
• Fig. 2A ist ein Timing-Diagramm, das eine Gegen-EMK und Stromsignalverläufe einer ersten Phase eines bürstenlosen Dreiphasen-Gleichstrommotors einschließlich eines in Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung erzeugten Stromsignalverlaufs darstellt.
• Fig. 2B ist ein Timing-Diagramm, das eine Gegen-EMK und Stromsignalverläufe einer zweiten Phase eines bürstenlosen Dreiphasen-Gleichstrommotors einschließlich eines in Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung erzeugten Stromsignalverlaufs darstellt.
• Fig. 2C ist ein Timing-Diagramm, das eine Gegen-EMK und Stromsignalverläufe einer dritten Phase eines bürstenlosen Dreiphasen-Gleichstrommotors einschließlich eines in Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung erzeugten Stromsignalverlaufs darstellt.
• Fig. 2D ist ein Timing-Diagramm, das das Ausgangsdrehmoment eines gesteuerten bürstenlosen Dreiphasen-Gleichstrommotors einschließlich eines Drehmomentsignalverlaufs in Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
• Fig. 3 ist ein Teilschemadiagramm eines Mittels zum Verringern von Drehmomentwelligkeit einschließlich einer Stromphasenüberlappungsschaltung, die, wenn sie mit dem System von Fig. 1 durch Einfügen in die gestrichelte Umrahmung in Fig. 1 kombiniert wird, eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung bildet.
• Fig. 4A ist ein Timing-Diagramm, das bürstenlose Gleichstrombusstromsignalverläufe in Übereinstimmung mit vorbekannten bürstenlosen Gleichstrommotorantriebssystemen und in Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
• Fig. 4B ist ein Timing-Diagramm, das Triggerimpulse für sowohl vorbekannte Gleichstrommotorantriebssysteme als auch für eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
• Fig. 4C ist ein Timing-Diagramm, das einen Signalverlauf darstellt, der der Torsionsbeschleunigung vorbekannter Motorantriebssystemen entspricht, und einen Signalverlauf, der der Torsionsbeschleunigung eines Motors entspricht, der in Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung gesteuert wird.
• Fig. 5 ist ein Balkendiagramm, das die Torsionsbeschleunigung eines Standardmotors, eines eine vorbekannte "Trägheitsplatte" verwendenden Motors und eines in Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gesteuerten Motors darstellt.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
• Mit Bezug nun auf Fig. 1 ist ein System 10 für vorbekannte Systeme zum Steuern von Mehrphasenmotoren beispielhaft, und kann verwendet werden, um einen bürstenlosen Dreiphasen-Halbwellen- Gleichstrommotor mit Dauermagneten (PM BLDC motor = permanent magnet brushless DC motor) zu steuern (nicht dargestellt). Der Motor umfaßt eine Welle, die bei Erregung der Wicklungen drehbar ist, um das entwickelte Drehmoment zu übertragen. Alternativ können weitere Arten von Mehrphasenmotoren von dem System 10 gesteuert werden. Der von dem System 10 gesteuerte Motor wird durch eine Gleichstrommotor-Äquivalenzschaltung 12 dargestellt. Das System 10 umfaßt eine Snubber-Äquivalenzschaltung 14, eine Steuerlogik oder ein Mittel 16 und einen Phasenkommutierungstreiber oder ein Mittel 18.
• Wie es in Fig. 1 gezeigt ist, umfaßt eine Motoräquivalenzschaltung 12 für einen Dreiphasenmotor drei Wicklungen oder Zweige. Eine erste Wicklung führt einen Strom I&sub1;, wenn sie erregt ist, durch einen Äquivalenzwiderstand R&sub1; sowie eine Äquivalenzinduktanz L&sub1; und erzeugt eine periodische Gegen- EMK, die äquivalent in Fig. 1 als ein Gegen-EMK-Generator 20 dargestellt ist. Eine zweite Wicklung führt einen Strom I&sub2;, wenn sie erregt ist, durch einen Äquivalenzwiderstand R&sub2; sowie eine Äquivalenzinduktanz L&sub2; und erzeugt eine Gegen-EMK, die äquivalent durch einen Gegen-EMK-Generator 22 dargestellt ist. Eine dritte Wicklung führt einen Strom I&sub3;, wenn sie erregt ist, durch einen Äquivalenzwiderstand R&sub3; sowie eine Äquivalenzinduktanz L&sub3; und erzeugt eine Gegen-EMK, die äquivalent durch ein Gegen-EMK- Generator 24 gezeigt ist.
• Die Snubber-Schaltung 14 ist im Steuersystem 10 zum Steuern von Transientenspannungsspitzen aufgenommen, die dem Abschalten von Strom in jeder der Motorphasen zugeordnet sind. Die Snubber- Schaltung 14 umfaßt einen Äquivalenz-Snubber-Widerstand R&sub5;, eine Äquivalenzkapazität Cs und Dioden D&sub1; und D&sub2; und D&sub3;, die jeweils mit jedem der drei Zweige der Schaltung 12 verbunden sind.
• Eine Logikschaltungsanordnung 16 ist im Steuersystem 10 zum sequentiellen Erregen jedes Zweigs der Schaltung 12 vorgesehen, um jeweilige Phasenströme während jeweiliger Intervalle zu erzeugen. Die Treiberschaltungsanordnung 16 umfaßt eine Positionsabfühllogik 26 zum Bestimmen einer Rotorposition des gesteuerten Motors. Die Positionsabfühllogik 26 kann eine Gegen- EMK-Vergleichslogik 28 sein, die auf jede der erzeugten Gegen- EMKs der Wicklungen der Schaltung 12 anspricht und wirksam ist, um ein Mötorrotorpositionssignal 11 zu erzeugen, das von der Treiberschalturigsänordnung 16 beim Bestimmen, wenn von einer Phase zur nächsten umzuschalten ist (d. h. ein Kommutierungsereignis), verwendet wird. Alternativ kann ein Positionsabfühlsystem, das HALL-Sensoren benutzt, verwendet werden, um äquivalente Rotorpositionsinformation zur Verwendung durch die Logikschaltungsanordnung 16 zu liefern. Positionssensoren zum Bestimmen von Kommutierungsereignisse sind Fachleuten in der Rotorsteuertechnik bekannt. Jedes Positionsabfühlmittel kann verwendet werden.
• Die Logikschaltungsanordnung 16 spricht ferner auf ein Geschwindigkeitssteuersignal 13, wie es in Fig. 1 dargestellt ist, zum Steuern der Ausgangsgeschwindigkeit des Motors an. Die Logikschaltungsanordnung 16 umfaßt ferner zusätzlich zu der Gate- Treiberschaltungsanordnung 17 zum Erregen jedes Zweigs (über die Erregung eines jeweiligen Leistungsschalters des gesteuerten Motors) eine Phasenkommutierungslogik 15 und eine Impulsbreitenmodulationslogik (PWM-Logik = Pulse-Width- Modulation-Logik) 19. Die Schaltungsanordnung 16 spricht auf das Motorrotorpositionssignal 11 und das Geschwindigkeitssteuersignal 13 an und ist angepaßt, um jeweilige Gate-Treibersignale (GD1- GD3) 21 zum Ansteuern der Leistungsschalter M1, M2 bzw. M3 zu erzeugen. Die Geschwindigkeit des Motors wird durch Ändern der Phasenspannung verändert (mittels Impulsbreitenmodulation), die an jedem Zweig der Schaltung 12 angelegt ist. Die Funktionalität der Schaltungsanordnung 16 ist in der Technik bekannt und ist ein handelsüblicher verfügbarer Baustein, wie beispielsweise der Motorola-Chip MC33033.
• Schalter M1, M3 und M3 sind mit einem jeweiligen Zweig der Schaltung 12 angeordnet oder in Reihe geschaltet. Die Schalter M1, M2 und M3 können N-Kanal-MOSFET-Halbleitereinrichtungen sein, die im Stand der Technik bekannt sind. Andere Arten von Schaltern können verwendet werden.
• Fig. 2A-2D zeigen unter anderem Gegen-EMK- und Stromsignalverläufe, die dem Betrieb des vorbekannten Mehrphasenmotorsteuerung- und Antriebssystems 10 zugeordnet sind. Insbesondere stellen Fig. 2A-2C trapezförmige Gegen-EMK- Signalverläufe 30, 32 und 34 dar, die von Gegen-EMK-Generatoren 20, 22 bzw. 24 erzeugt werden. Fig. 2A-2C zeigen jeweils ideale Stromsignalverläufe 36, 38 und 40 als eine Funktion der Rotorposition B in elektrischen Graden. Zwecks Einfachheit und Klarheit wird eine hochfrequente (etwa 20 kHz) Stromwelligkeit kleiner Größe infolge der PWM-Aktion der Schalter M1, M2 und M3 in den Stromsignalverläufen von Fig. 2A-2C nicht gezeigt. Um ein stetiges Drehmoment zu erzeugen, ist es idealerweise notwendig, die 120º breiten idealen rechtwinkligen Stromimpulse 36, 38 und 40 in der Mitte des positiven Halbzyklus eines jeweiligen Gegen-EMK-Signalverlaufs zu positionieren. Wie es jedoch oben im Teil des Stands der Technik dieser Anmeldung erläutert wurde, kann der Wicklungsstrom keine Anstiegs- und Abfallzeiten gleich Null infolge einer den Wicklungen zugeordneten Induktanz ungleich Null aufweisen. Demgemäß wird bei vorbekannten Systemen in einem Bemühen einen maximalen Wirkungsgrad zu erreichen, die Initiierung des Stromflusses in jeder der Wicklungen relativ zu der idealen Zeit vorverschoben. Dieses Vorverschieben ermöglicht es dem Strom, eine Spitze zu erreichen, wenn die Gegen-EMK ihre Spitze erreicht. Somit ähneln typische Stromsignalverläufe jeder Phase in vorbekannten Systemen jeweiligen Stromsignalverläufen 42, 44 und 46, wie es in Fig. 2A, 2B und 2C gezeigt ist. Die Signalverläufe 42, 44 und 46 zeigen Strom in jeder Phase mit einer endlichen Anstiegs- und Abfallzeit. Da jeder Stromimpuls immer noch 120º breit ist, legt das Vorverschieben der Initiierung des Stromflusses nominelle Anschalt- und Ausschaltzeiten (als eine Funktion der Rotorposition 8 in elektrischen Graden) für eine gegebene Motorgeschwindigkeit (in U/min ausgedrückt) fest.
• Teilweise infolge der Snubber-Schaltung 14 und der durch jede Phase erzeugten Gegen-EMK ist die Anstiegszeit eines eingehenden Wicklungsstroms größer als die Abfallzeit des abgehenden Wicklungsstroms, was zu einer Drehmoment-"Absenkung" (wie es durch den Signalverlauf 48 in Fig. 2D gezeigt ist) bei jedem Kommutierungsereignis führt. Diese Störung in dem Motordrehmoment erzeugt Torsionsbeschleunigungen und akustisches Rauschen.
• Eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verringert oder minimiert das oben beschriebene, aus periodischer Drehmomentabsenkung oder Welligkeit entstehende akustische Rauschen. Mit Bezug auf Fig. 1 und 3 umfaßt eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine Schaltung 50 zum Verringern von Motordrehmomentwelligkeit (Fig. 3), die mit dem vorbekannten System 10 kombiniert wird, indem sie in die gestrichelte Umrahmung in Fig. 1 eingefügt wird. Vorzugsweise wird die Schaltung 50 durch eine Schaltung 52 zur Überlappung der Intervalle der Stromleitung der beiden Zweige über Kommutierung um eine vorausgewählte Zeit implementiert.
• Mit Bezug auf Fig. 1, 2A, 2C und 3 wird nun die Arbeitsweise der bevorzugten Ausführungsform beschrieben. Zuerst wird die Phase Drei des Motors erregt, um einen Wicklungsstrom während eines ersten Intervalls durch die Treiberschaltungsanordnung 16 mittels der Betätigung des Schalters M3 mit einer nominellen (von der idealen vorverschobenen) Einschaltzeit zu erzeugen. Es ist offensichtlich, daß die dritte Phase willkürlich zwecks Beschreibung ausgewählt wurde, um die erste erregte Phase zu sein; irgendeine der drei Phasen kann als die "erste" Phase ausgewählt werden. Die Gegen-EMK und der der Phase Drei zugeordnete Strom sind in Fig. 2C dargestellt. Als nächstes wird die Phase Eins des Motors erregt (die nächste Wicklung oder Phase in der Folge), um einen weiteren Wicklungsstrom (Fig. 2A) während eines zweiten Intervalls durch die Treiberschaltungsanordnung 16 mittels der Betätigung des Schalters M1 mit einer nominellen Einschaltzeit zu erzeugen. Fig. 2A zeigt, daß der Zweig Eins bei θ = 15º angeschaltet wird, so daß der Zweigstrom I&sub1; seinen gewünschten (d. h. stationären oder konstanten) Wert bei θ = 30º erreichen kann (d. h. wenn die Gegen-EMK des Zweiges Eins ihren maximalen Wert erreicht). Es sei bemerkt, daß der Zweig Drei in vorbekannten Systemen nominell bei θ = 15º abgeschaltet wird, und daß der Strom I&sub3; des Zweigs Drei sehr schnell auf Null geht. Das durch eine Wicklung des Motors erzeugte Drehmoment ist dem Produkt der Gegen-EMK und des Zweigstroms~proportional. Wenn mehr als ein Zweig Strom führt, dann ist das Gesamtdrehmoment gleich der Summe der von Strömen in jeder Wicklung erzeugten Drehmomente. Wenn umgekehrt keine der Wicklungen irgendeine nennenswerte Strommenge führen, dann wird das Gesamtdrehmoment nahe Null sein. Somit gibt es bei vorbekannten Systemen, wie es durch den Signalverlauf 48 in Fig. 2D dargestellt ist, eine dreiwinklig geformte Drehmoment- "Absenkung" mit einer Breite von etwa 15º, von θ = 15º bis θ = 30º, wobei keine der Wicklungen irgendeinen nennenswerten Strom führen. Diese "Absenkung" wiederholt sich bei jeder Kommutierung. Es sei bemerkt, daß alle oben beschriebenen Winkel (z. B. θ = 15º) für eine Optimierung motorabhängig sind.
• Die vorliegende Erfindung verwendet die Überlappungschaltung 52, um Motordrehmomentwelligkeit durch Überlappung der oben beschriebenen ersten und zweiten Intervalle zu verringern, in denen Ströme der Wicklung Drei bzw. Wicklung Eins für eine vorausgewählte Zeit fließen. Der Signalverlauf 54 von Fig. 2C zeigt den Phasenstrom der Wicklung Drei, wenn er gemäß der vorliegenden Erfindung gesteuert wird. Vorzugsweise wird die Überlappung der Phasenintervalle durch Verzögern der Aberregung einer abgehenden Phase (d. h. Phase Drei) mittels der Schaltung 52 (Fig. 3) bezüglich ihrer nominellen Abschaltzeit erreicht, um es Strom (13) zu ermöglichen, über die nominelle Abschaltzeit hinaus zu fließen (d. h. es Strom zu ermöglichen, in Wicklung Drei über θ = 15º hinaus bis θ = 20º zu fließen). Es sei bemerkt, daß in Fig. 2A Strom in Zweig Eins (eingehende Phase) beginnend mit θ = 15º fließt. Die vorliegende Erfindung sieht somit eine Überlappung im Takt von zwei Wicklungsströmen für eine ausgewählte Zeit vor. Tatsächlich trägt die Phase Drei, die einen vollen Strom führende verzögerte Wicklung, ein volles Drehmoment bei und verbessert die Drehmoment-"Absenkung", die dem in Wicklung Eins geführten niedrigen Strom zugeschrieben wird. Wenn angenommen wird, daß sich der Strom I&sub3; in Wicklung Drei während der Überlappung (d. h. die magnetische Kopplung zwischen den zwei Phasen ist schwach) nicht verändert, wird sich das Gesamtmotordrehmoment während der Überlappung (d. h. zwischen θ = 15º und θ = 20º) auf etwa das 1,5-fache des endgültigen (nominellen) Wert erhöhen, da beide Wicklungen Strom führen und somit zu dem Motordrehmoment beitragen. Wenn die Wicklung Drei bei 20º aberregt oder abgeschaltet wird, wird das Drehmoment auf etwa 0,5-fache des Endwerts infolge des relativ schnellen Abfallens des Stroms der Wicklung Drei abfallen. Das Motordrehmoment wird sich auf seinen Endwert bei etwa θ = 30º erhöhen. Die vorliegende Erfindung überlappt somit mittels der Schaltung 52 die Intervalle der Stromleitung für die beiden Phasen (d. h. die eingehende und die abgehende) derart, daß die Veränderung der Summe der beiden Phasendrehmomente, wenn sie mit dem Endwert verglichen wird, verringert oder minimiert wird.
• Der Betrag der Überlappungsperiode (in diesem Beispiel 5º) kann eine Funktion der Veränderung der Summe der beiden von den beiden Phasenströmen erzeugten Drehmomente sein. Beispielsweise kann diese Überlappungszeit vorausgewählt werden, so daß das Spitzendrehmoment etwa 50% größer als der Endwert ist (d. h. stationär), was bedeutet, daß die "Absenkung" im Drehmoment auf etwa 50% unter dem Endwert begrenzt ist. Es sei bemerkt, daß in der Praxis die oben erwähnten Ziele für das "Überschießen (overshoot)" und für die "Absenkung (dip)" etwas geringer als 50 % der Endwerte sind. Vorzugsweise wird die Überlappungszeit als eine Funktion des Geschwindigkeitssteuersignals ausgewählt, das nachstehend ausführlicher beschrieben wird. Alternativ kann die Überlappungszeitspanne als eine Funktion der Motorgeschwindigkeit ausgewählt werden. Das dieses Phasenüberlappungsmerkmal der vorliegenden Erfindung verwendende Motordrehmoment ist in Fig. 2D als Signalverlauf 56 gezeigt.
• Wie es oben beschrieben ist, ist bekannt, daß das Gesamtdrehmoment gleich der Summe der einzelnen Phasendrehmomente ist. Fig. 2D zeigt einen Drehmomentsignalverlauf 56 eines in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung gesteuerten Motors (d. h. mit Phasenüberlappung), wobei der Strom in den Phasen Eins und Drei für eine vorausgewählte Zeit während der Kommutierung fließt. Der Signalverlauf 56 (mit Phasenüberlappung) weist die folgenden wünschenswerten Eigenschaften aus, wenn er mit dem Signalverlauf 48 (ohne Überlappung) verglichen wird. Der Betrag der "Absenkung" wird als ein Bruchteil des nominellen Drehmomentpegels um etwa einen Faktor zwei verringert. Wenn ein Bereich unter der Drehmoment-"Absenkung" (oder -Spitze) als ein Maß der "Glätte" des Drehmoments (oder des Fehlens davon) genommen wird, dann kann ein Faktor von etwa vier in der Verbesserung der Drehmoment-"Glätte" durch die Hinzufügung eines geeigneten Betrags einer Phasenstromüberlappung in Übereinstimmung mit der Erfindung erreicht werden. Diese "Glätte" ist aus Form des Drehmomentsignalverlaufs 56 ersichtlich. Während der Kommutierung wurden die Fourier-Komponenten des "Wechselstroms"-Anteils des Drehmoments nach höheren Frequenzen gedrängt, die leichter unterdrückt werden können und bei denen es nicht wahrscheinlich ist, daß akustisches Rauschen erzeugt wird.
• Fig. 3 zeigt ein Teilschemadiagramm der Überlappungsschaltung 52, einer beispielhafte Struktur zum Implementieren der Erfindung. Vorzugsweise liefert die Schaltung 52 die Mittel zum Verzögern der Aberregung einer abgehenden Phase bezüglich der nominellen Abschaltzeit für diese Phase, so daß sich Intervalle, die jeweils den eingehenden und abgehenden Phasenströmen zugeordnet sind, um eine vorausgewählte Zeit überlappen. Die Schaltung 52 umfaßt eine programmierbare Logikeinrichtung 58, einen Kippschaltungs-Chip 60 und Treiber/Puffer-Chips 62 und 64.
• Der Chip 58 ist in der Schaltung 52 zum Durchführen von Allzweck- Logik-Funktionen vorgesehen. Der Chip 58 ist ein handelsüblich verfügbarer Baustein, der ein EP310 von Altera sein kann. Der Chip 58 wird in Übereinstimmung mit den in Tabelle 1 gefundenen Anweisungen programmiert. Tabelle 1
• In Tabelle 1 entspricht das Zeichen # einer logischen ODER- Funktion und das Zeichen & einer logischen UND-Funktion. Es ist offensichtlich, daß diskrete Gatter benutzt werden können, um eine identische Funktion zu erreichen.
• Mit Bezug auf Fig. 3 werden Eingänge GD1, GD2 und GD3 (die Ausgänge der Schaltungsanordnung 16 von Fig. 1 sind) als jeweilige Eingänge GD1, GD2 und GD3 mittels Reihenwiderständen R2, R2 und R3 an den Chip 58 vorgesehen. Die Eingänge GD1-GD3 werden mittels jeweiliger Widerstände R4-R6 auf Masse gezogen. Die Widerstände R1-R3 können 10 kOhm und die Widerstände R4-R6 5 kOhm sein.
• Die Schaltung 52 umfaßt ferner eine monostabile Kippschaltung 66. Die Schaltung 66 umfaßt eine der beiden Kippschaltungen, die auf dem Kippschaltungs-Chip 60 gefunden werden, wobei die Impulszeit durch Auswahl einer externen Kapazität C1 und eines externen Widerstands, der als ein Festwiderstand R10 dargestellt ist, in Reihe mit einer veränderlichen Widerstand R11 programmiert wird. Der Chip 60 ist ein handelsüblicher verfügbarer Baustein, der ein 74HC123 von National Semiconductor sein kann. Die Kapazität C1 kann 0,01 Mikrofarad, der Widerstand R10 kann 22 kOhm und der veränderbare Widerstand R11 kann ein 50 kOhm Potentiometer sein. Der MONO-Ausgang der Schaltung 66 ist mit dem MONO-Eingang des Chips 58 verbunden. Die auf den Chips 62 und 64 aufgenommenen Treiber/Puffer liefern eine höhere Spannungs- und Stromsteuerungsfähigkeit, als durch die Ausgänge G1-G3 des Chips 58 bereitgestellt wird. Die Chips 62 und 64 sind handelsüblich verfügbare Bausteine, die ein TSC427 von Teledyne sein können.
• Im Betrieb liefern vorbekannte Systeme, wie beispielsweise das in Fig. 1 gezeigte System 10, Gate-Treibersignale GD1-GD3 in Folge, um jeweilige Phasen eines gesteuerten Motors zu erregen (Äquivalenzschaltung 12 in Fig. 1). Ausgänge G1-G3 des Chips 58 treiben Schalter M1-M3 über Puffer/Treiber auf Chips 62, 64 bzw. Widerstände R7-R9. Die Widerstände R7-R9 können 300 Ohm sein. Bei vorbekannten Systemen überlappen sich keine zwei Signale der Gate-Treibersignale GD1-GD3 im Takt, um zwei Phasen eines bürstenlosen Halbbrückengleichstromsmotors gleichzeitig anzusteuern. Wenn die in den Chip 58 einprogrammierte Logik einen Übergang von einem der aktiven Gate-Treibersignale zu dem nächsten erfaßt, wird ein Mono TRG-Signal von dem Chip 58 erzeugt, wodurch die monostabile Kippschaltung 66 getriggert wird, um einen "One-Shot" zu erzeugen. Die Schaltung 66 erzeugt den "One-Shot" oder Impuls, der eine Impulsbreite oder Dauer aufweist, die die Phasenstromüberlappung zwischen einer eingehenden und einer abgehenden Phase bestimmt. Somit werden für die Dauer des von der Schaltung 66 erzeugten Impulses zwei der Gate-Signale G1-G3 aktiv sein, um einen jeweiligen Zweig des gesteuerten Motors zu erregen. Vorzugsweise ist die Phasenüberlappung eine Funktion des Geschwindigkeitssteuersignals. Dieses Merkmal kann in der Schaltung 52 strukturell unterstützt werden, da der Widerstand R11 als eine Funktion des Geschwindigkeitssteuersignals gesteuert werden kann, um die Impulsbreite des von der Schaltung 66 erzeugten "One-Shot" zu verändern. Bei einer handelsüblichen HVAC-Gebläsemotoranwendung wurde herausgefunden, daß eine feste Phasenüberlappung von 220 Mikrosekunden eine zufriedenstellende Verringerung der Drehmoment-"Absenkungen" über einen weiten Motorgeschwindigkeitsbereich liefert (siehe Fig. 5). Diese feste Überlappung kann durch Einstellen von R11 auf die gewünschte Überlappungszeit erreicht werden.
• Fig. 4A-4C zeigen Stromsignalverläufe und Torsionsbeschleunigungssignalverläufe ohne und mit Phasenstromüberlappung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung. Wenn zuerst auf Fig. 4B Bezug genommen wird, stellen die Impulse 68 die Erregung der Motorphasen ohne Phasenstromüberlappung dar. Die Impulse 70 stellen die Erregung der Motorphasen mit Phasenstromüberlappung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung dar.
• Fig. 4A zeigt die Signalverläufe, die die Summe aller drei Phasenströme (d. h. den Gleichstrombus-Strom) angibt. Der Signalverlauf 72 zeigt den Gleichstrombus-Strom für einen Motor, der keine Phasenstromüberlappung benutzt (Stand der Technik). Der Signalverlauf 74 zeigt den Gleichstrombus-Strom mit Phasenstromüberlappung in Übereinstimmung mit der Erfindung. Da sich zwei Phasenströme während der Kommutierung überlappen, wenn ein Motor durch diese Erfindung gesteuert wird, zeigt der Gleichstrombus-Strom "Spitzen" bei jeder Kommutierung, wie es durch den Signalverlauf 74 dargestellt ist. Umgekehrt zeigt der Signalverlauf 72 einen großen Stromabfall, der dem entwickelten Drehmoment proportional ist, bei jedem Kommutierungsereignis infolge des relativ schnellen Stromabfalls für eine abgehende Phase und des relativ langsamen Stromaufbaus für eine eingehende Phase.
• Mit Bezug auf Fig. 4C zeigt der Signalverlauf 76 die Torsionsbeschleunigung vorbekannter Motorsysteme, die keine Phasenüberlappung benutzen. Der Signalverlauf 78 zeigt die von einem Motor mit Phasenstromüberlappung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung erzeugte Torsionsbeschleunigung. Es ist offensichtlich, daß der Ausschlag um die Achse viel kleiner für den Signalverlauf 78 als für den Signalverlauf 76 ist. Somit ist die "Glätte" des Betriebs, die durch die vorliegende Erfindung erhalten wird, derjenigen eines Standardmotors, der ohne irgendeine Drehmomentwelligkeitkompensation betrieben wird, überlegen.
• Fig. 5 zeigt ein Balkendiagramm, das die Torsionsbeschleunigung für einen in Übereinstimmung mit einem vorbekannten Steuersystem 10 gesteuerten Standardmotor, einen in Übereinstimmung mit einem vorbekannten System 10 gesteuerten Motor, der jedoch ferner mit einer "Trägheitsplatte" ausgestattet ist, und einen Motor mit Phasenstromüberlappung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung zeigt. Es ist offensichtlich, daß die Verringerung der Torsionsbeschleunigung, die durch die vorliegende Erfindung erzielt wird, mindestens mit derjenigen, die durch vorbekannte "Trägheitsplatten"-Lösungen erzielt wurde, ohne die Pönale zusätzlicher Kosten und Masse vergleichbar ist.
• Die Vorteile des Steuerns eines bürstenlosen Mehrphasen- Gleichstrommotors in Übereinstimmung mit dieser Erfindung umfassen die Fähigkeit, die an Befestigungsysteme übertragene Torsionsbeschleunigung, die ihrerseits akustischen Rauschen erzeugt, auf ein mit vorbekannten mechanischen Lösungen vergleichbares Ausmaß ohne die durch Anwenden derartiger Techniken entstandenden Pönale zu verringern. Infolge der Phasenstromüberlappungssteuerung der vorliegenden Erfindung wurde die Torsionsbeschleunigung bei der Kommutierungsfrequenz um einen Faktor 8 verringert, während das hörbare Rauschen um 6 db verringert wurde.
• Die vorhergehende Beschreibung ist beispielhaft und nicht begrenzend in Natur. Eine bevorzugte Ausführungsform dieser Erfindung wurde offenbart, um es einem Fachmann zu ermöglichen, diese Erfindung zu praktizieren. Änderungen und Modifikationen sind möglich, ohne vom Schutzumfang dieser Erfindung abzuweichen, der nur durch die beigefügten Ansprüche begrenzt ist.

Claims (9)

1. Vorrichtung zum Steuern eines Motors, wobei der Motor eine Mehrzahl von Wicklungen aufweist, mit:

Positionsabfühllogik zum Erzeugen eines Motorrotorpositionssignals;

Phasenkommutierungslogik, die auf das Motorrotorpositionsignal anspricht, zum Erzeugen erster und zweiter Gate-Treibersignale, wobei die ersten und zweiten Gate-Treibersignale, wenn aktiv, wirksam sind, um eine jeweilige Wicklung zu erregen, um jeweilige erste und zweite Ströme zu erzeugen, wobei jedes Signal während jeweiliger nicht überlappender Intervalle aktiv ist;

gekennzeichnet durch

eine Überlappungsschaltung mit einer Übergangslogik (58), um einen Übergang eines aktiven Zustands zwischen den ersten und zweiten Gate-Treibersignalen zu erfassen und ein Triggersignal (MONO TRG) als Antwort auf den erfaßten Übergang zu erzeugen, wobei die Überlappungsschaltung ferner eine Verzögerungsschaltung (66) aufweist, die auf das Triggersignal (MONO TRG) zum Erzeugen eines Verzögerungssignals (MONO) anspricht, wobei die Übergangslogik (58) auf das Verzögerungssignal (MONO) zum Überlappen der Zeit, in der die ersten und zweiten Gate- Treibersignale aktiv sind, um eine vorausgewählte Zeit anspricht.

2. Vorrichtung gemäß Anspruch 2, bei der die Verzögerungsschaltung (66) auf ein Geschwindigkeitssteuersignal anspricht.

3. Vorrichtung gemäß Anspruch 1, bei der die vorausgewählte Zeit proportional zu einer Dauer des Verzögerungssignals (MONO) ist.

4. Vorrichtung gemäß Anspruch 1, bei der eine Dauer des Verzögerungssignals (MONO) proportional zu einem Geschwindigkeitssteuersignal ist.

5. Vorrichtung gemäß Anspruch 1, bei der die Verzögerungsschaltung (66) eine monostabile Kippschaltung umfaßt.

6. Verfahren zum Steuern eines Motors mit einer Mehrzahl von Wicklungen, mit folgenden Schritten:

Erzeugen eines Motorrotorpositionssignals;

Erzeugen erster und zweiter Gate-Treibersignale als Antwort auf das Motorrotorpositionssignal, wobei die ersten und zweiten Gate-Treibersignale wirksam sind, um eine jeweilige Wicklung des Motors zu erregen, um erste und zweite Ströme zu erzeugen, wobei jedes Signal während jeweiliger nicht überlappender Intervalle aktiv ist;

ferner gekennzeichnet durch folgende Schritte:

Erfassen eines Übergangs eines aktiven Zustands zwischen den ersten und zweiten Gate-Treibersignalen;

Erzeugen eines Triggersignals (MONO TRG) als Antwort auf den erfaßten Übergang unter Verwendung der Übergangslogik (58); und

Erzeugen eines Verzögerungssignals (MONO) als Antwort auf das Triggersignal (MONO TRG), wobei die Übergangslogik auf das Verzögerungssignal (MONO) zum Überlappen der Zeit, in der die ersten und zweiten Gate-Treibersignale aktiv sind, um eine vorausgewählte Zeit anspricht.

7. Verfahren gemäß Anspruch 6, bei dem das Verzögerungssignal (MONO) einem Geschwindigkeitssteuersignal entspricht.

8. Verfahren gemäß Anspruch 6, bei dem die ausgewählte Zeit proportional zu einer Dauer des Verzögerungssignals (MONO) ist.

9. Verfahren gemäß Anspruch 6, bei dem eine Dauer des Verzögerungssignals (MONO) proportional zu einem Geschwindigkeitssteuersignal ist.