TECHNISCHER BEREICH
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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Verbesserungen an einem
Null-ZF-Empfänger oder in Bezug auf denselben und insbesondere aber nicht
ausschließlich auf die Verstärkungsregelung bei einem Null-ZF-Empfänger.
STAND DER TECHNIK
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Eine bekannte Technik zur automatischen Verstärkungsregelung (AVR)
bei Null-ZF-Empfängern mit einer quadraturbezogenen Mischstufe, deren I- und Q-
Ausgang durch Ableitung der Differenzsignale aus den Produkten der Mischung unter
Verwendung von Tiefpassfiltern erhalten wird, ist, die Signale in betreffenden
verstärkungsgeregelten Verstärkern zu verstärken zum Erhalten der Summe der Quadrate der
I- und Q-Signale, was eine Schätzung der aktuellen Signalamplitude des empfangenen
Signals liefert und zum Zuführen dieses Signals zu verstärkungsgeregelten Eingängen
der Verstärker (siehe beispielsweise WO 90/13175). Oft sind den Tiefpassfiltern die
verstärkungsgeregelten Verstärker vorgeschaltet. In diesem Fall wird das
Verstärkungsregelsignal für die Verstärker von den aktuellen Ausgangspegeln der Filter
abgeleitet. Ein Nachteil dabei ist, dass wenn die Filter von hoher Reihenordnung sind,
die Rückkopplungsschaltung zur Unstabilität geneigt ist. Dieses Stabilitätsproblem
wurde gelöst durch Einführung eines anderen Filters in der Verstärkungsregel-
Rückkopplungsstrecke zu den Verstärkern. Die Grenzfrequenz dieses zusätzlichen
Filters ist viel niedriger als die der anderen Filter und hat den Effekt, dass dadurch die
Schleifenreaktion sehr langsam wird. Dadurch ist die AVR-Schaltung nicht imstande,
schnell auf große Signalzunahmen zu reagieren, was zu einer Überlastung der
Schaltungsanordnung führt. Da aber die Gesamtschaltung sich wie ein System erster
Ordnung verhält, ist sie sehr stabil.
BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
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Es ist nun u. a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine AVR-
Schaltung mit einer schnellen Reaktion aber mit der Stabilität eines Systems erster
Ordnung zu schaffen.
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Nach der vorliegenden Erfindung wird dazu ein Null-ZF-Empfänger
geschaffen, der eine erste und eine zweite quadraturbezogene
Frequenzabwärtsmischstufe aufweist, wobei Ausgänge der ersten und der zweiten quadraturbezogenen
Frequenzabwärtsmischstufe mit einer betreffenden ersten und zweiten
Gyrator-ZF-Filterstufe gekoppelt sind, Mittel, die mit den Ausgängen der ersten und der zweiten
Gyrator-ZF-Filterstufen zum Herleiten einer Schätzung der aktuellen Signalamplitude des
empfangenen Signals, wobei ein Ausgang der genannten Mittel mit den
Verstärkungsregeleingängen der genannten ersten und zweiten Gyrator-ZF-Filterstufen gekoppelt
ist, wobei jede der genannten ersten und zweiten Gyrator-ZF-Filterstufen wenigstens
ein Paar Transkonduktoren aufweist, wobei das Verhältnis der Transkonduktanz
derselben derart einstellbar ist, dass das Produkt der jeweiligen Transkonduktanzen
konstant ist.
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Bei einer Ausführungsform des Null-ZF-Empfängers hat es sich
herausgestellt, dass eine Verstärkungsregelschaltung mit der Kombination einer
Schaltungsanordnung der Summe der Quadrate und Gyrator-Filtern eine AVR-Schaltung
ergibt, wobei die Verstärkung mit der Bandbreite der Filter variiert werden kann,
nahezu ungeändert bleibt. Weiterhin ist die Stabilität des Rückkopplungssystems nach
wie vor vergleichbar mit der eines Systems erster Ordnung, trotz der Tatsache, dass
die Filter von einer höheren Ordnung sind. Die Filter können sonst von jeder
beliebigen Selektivität sein ohne Implikation für die AVR-Schleife.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
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Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt
und werden im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
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Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Null-ZF-Empfängers nach der
vorliegenden Erfindung,
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Fig. 2 einen schematischen Schaltplan eines LC-Tiefpassfilters,
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Fig. 3 einen schematischen Schaltplan des in Fig. 2 dargestellten Filters,
wobei die Induktivität unter Verwendung eines Gyrator-Filters simuliert wird,
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Fig. 4 einen schematischen Schaltplan einer Implementierung eines in
Fig. 3 dargestellten Filters, und
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Fig. 5 eine Reihe von Kurven der Frequenz f gegenüber G, wodurch die
Variation in der Verstärkung des nahezu konstanten Bandbreitenfilters dargestellt
wird.
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In der Zeichnung sind dieselben Bezugszeichen für dieselben Elemente
verwendet worden.
ART UND WEISE DER AUSGESTALTUNG DER ERFINDUNG
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Der in Fig. 1 dargestellte Null-ZF-Empfänger umfasst eine Antenne 10,
die mit einem HF-Frontend 12 verbunden ist, das, je nach der Implementierung des
Empfängers einfach einen HF-Verstärker aufweisen kann, der ein HF-Ausgangssignal
liefert, oder eine Frequenz-Heruntermischstufe, die ein ZF-Ausgangssignal liefert. Der
Ausgang von der Stufe 12 ist in zwei quadraturbezogene Strecken I und Q aufgeteilt.
Jede dieser Strecken ist identisch und umfasst eine Mischstufe 14, 16, worin das
Ausgangssignal der Stufe 12 unter Verwendung von quadraturbezogenen
Ortsoszillatorsignalen (LO) in der Frequenz zu Null-ZF heruntergemischt wird. Die
quadraturbezogenen LO-Signal werden mit Hilfe eines Ortsoszillatorgenerators 18 erzeugt, wobei der
Ausgang mit der Mischstufe 14 sowie mit einem mit der Mischstufe 18 verbundenen
90º-Phasenschieber 19 verbunden ist. Die Ausgänge der Mischstufen 14, 16 sind mit
den betreffenden Tiefpassfiltern 20, 22 verbunden, die als Gyratorfilter implementiert
worden sind (werden anhand der Fig. 3 und 4 näher beschrieben) den Signalen darin
Verstärkungsregelung zuführen. Die Ausgänge der Filter 20, 22 sind mit einem
Demodulator 24 verbunden, der einen Signalausgang 26 hat. Zum Herbeiführen einer
Verstärkungsregelung wird eine Schätzung der aktuellen Signalamplitude des Signals
an den Ausgängen der Filter 20, 22 erhalten, und zwar durch eine Summe der
Quadrate, wobei diese Anordnung Multiplizierer 28, 30 mit zwei Eingängen aufweist, die
beide mit den betreffenden Signalstrecken von den Filtern 20, 22 zu dem Demodulator
verbunden sind. Eine Summierungsschaltung 32 kombiniert die Ausgänge der
Multiplizierer 28, 30 und schafft eine Summe von Quadraten, wobei die Ausgangssignale
Verstärkereingängen 34, 36 der betreffenden Filter 20 bzw. 22 zugeführt werden.
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Fig. 2 zeigt eine Schaltungsanordnung eines Filters F, das unter
Verwendung passiver Schaltungselemente implementiert worden ist. Das Filter F umfasst
eine Reiheninduktivität L, die durch Kondensatoren C1, C2 und
Widerstandsanordnungen R1, R2 parallelgeschaltet ist. Eine Stromquelle 40, die ein Eingangssignal
darstellt, schaltet die Parallelschaltung R1, C1 parallel.
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Nach der vorliegenden Erfindung ist das in Fig. 2 dargestellte LC-Filter
als Gyratorfilter implementiert, wie in Fig. 3 dargestellt, wobei die Induktivität durch
einen Kondensator C3 und durch Transkonduktoren TC1 und TC2 simuliert ist. Die
Widerstandsanordnungen R1, R2 sind durch Rechtecken dargestellt, weil sie als
emittergekoppelte Transkonduktorschaltungen implementiert worden sind, wie in Fig. 4
dargestellt.
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In Fig. 4 wird die Filterschaltung aus einer Stromquelle 40 betrieben,
die zwischen den Speiseleitungen 42, 44 vorgesehen ist. Die Widerstandsanordnung
R1 umfasst NPN-Transistoren 46, 47, deren Emitter-Elektroden mit einer Stromquelle
48 gemeinsam verbunden sind, die einen Strom It liefert. Die Kollektor-Elektrode und
die Basis-Elektrode der Transistoren 46, 47 sind mit den Speiseleitungen 42, 44
verbunden. Der Kondensator C1 ist zwischen den Speiseleitungen 42, 44 vorgesehen. Der
Transkonduktor TC1 umfasst zwei Paare emittergekoppelter NPN-Transistoren 54, SS
und 56, 57. Die Emitter-Elektroden der Transistoren 54, 55 sind gemeinsam mit einer
Stromquelle 58 verbunden, die einen Strom Ib liefert. Die Kollektor-Elektroden der
Transistoren 54, 55 sind mit den Leitungen 50 bzw. 52 verbunden. Die Emitter-
Elektroden der Transistoren 56, 57 sind gemeinsam mit einer Stromquelle 60
verbunden, die einen Strom k liefert. Die Basis-Elektroden der Transistoren 56, 57 sind mit
den Leitungen 50 bzw. 52 verbunden und die Kollektor-Elektroden dieser Transistoren
sind mit den Leitungen 44 bzw. 42 verbunden.
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Zwischen den Leitungen 50, 52 ist ein Kondensator C3 verbunden.
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Der Transkonduktor TC2 umfasst zwei Paare emittergekoppelter NPN-
Transistoren 62, 63 und 64, 65. Die Emitter-Elektroden der Transistoren 62, 63 sind
gemeinsam mit einer Stromquelle 66 verbunden, die einen Strom Ia liefert. Die
Kollektor-Elektroden der Transistoren 62, 63 sind mit den Leitungen 70 bzw. 72
verbunden. Die Emitter-Elektroden der Transistoren 64, 65 sind gemeinsam mit einer
Stromquelle 68 verbunden, die einen Strom le liefert. Die Basis-Elektroden der Transistoren
64, 65 sind mit den Leitungen 70, 72 verbunden und die Kollektor-Elektroden dieser
Transistoren sind mit den Leitungen 52 bzw. 50 verbunden.
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Der Kondensator C2 ist zwischen den Leitungen 70, 72 vorgesehen.
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Die Widerstandsanordnung R2 umfasst NPN-Transistoren 74, 75, deren
Emitter-Elektroden gemeinsam mit einer Stromquelle 76 verbunden sind, die einen
Strom It liefert. Die Kollektor- und Basis-Elektroden der Transistoren 74, 75 sind mit
den Leitungen 70 bzw. 72 verbunden.
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Bei der Untersuchung der in Fig. 4 dargestellten Schaltungsanordnung
ist zum Aufrechterhalten einer konstanten Grenzfrequenz das Produkt
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Ib.Ic = I²t
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ebenfalls Id.Ie = I²t
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und folglich Ib.Ic = Id.Ie.
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Auch dadurch, dass Ib = Ia
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und = Ic - Ie gemacht wird, ist das Produkt und folglich die
Filter-Grenzfrequenz konstant.
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Auf diese Art und Weise kann durch Änderung von, sagen wir, Ib und Ic
(und auf gleiche Weise Ia und Ie) so, dass das Produkt konstant ist, beispielsweise
durch Halbierung des einen Wertes und Verdopplung des anderen Wertes die
Verstärkung G der Schaltungsanordnung variiert werden, ohne dass die Filter-Grenzfrequenz
wesentlich geändert wird. Dies ist durch die Kurven in Fig. 5 dargestellt.
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In Fig. 1 wird das Signal der Summe der Quadrate aus der
Summierungsschaltung 32 benutzt zum Ändern des von den Quellen 58, 60 und/oder 66,68
gelieferten Stromes derart, dass jeder variieren kann, indem gewährleistet wird, dass
deren Produkt konstant bleibt.
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Je nach der Ordnung des Filters ist gibt es eine andere Anzahl Mittel
zum Variieren der Verstärkung. So hat beispielsweise ein Filter dritter Ordnung zwei
Mittel zum Variieren der Verstärkung, ein Filter fünfter Ordnung hat vier Mittel zum
Variieren der Verstärkung und ein Filter n. Ordnung hat (n-1) Mittel zum Variieren
der Verstärkung. Ungeachtet der Ordnung des Filters, ist die Ordnung um die in Fig. 1
dargestellte Rückkopplungsschleife herum gesehen eine erste Ordnung und durch die
geltende Rückkopplungstheorie ist die Schleife stabil. Die Verstärkungsregelschleife
ist dennoch imstande, schnell auf Änderungen in der Signalamplitude zu reagieren.
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Aus der Lektüre der vorliegenden Beschreibung dürften dem Fachmann
andere Abwandlungen klar werden. Solche Abwandlungen können andere Merkmale
aufweisen, die bereits im Entwurf, bei der Herstellung und im Gebrauch von Null-ZF-
Empfängern und von Teilen derselben bekannt sind und die statt der bereits hier
beschriebenen Merkmale oder zusätzliche zu denselben benutzt werden. Obschon in
dieser Patentanmeldung Patentansprüche für bestimmte Kombinationen von Merkmalen
formuliert worden sind, dürfte es einleuchten, dass der Rahmen der Beschreibung der
vorliegenden Patentanmeldung ebenfalls jedes neue Merkmal oder jede neue
Kombination hierin beschriebener Merkmale explizit oder implizit oder jede
Verallgemeinerung davon, ob dies zu derselben Erfindung, wie oben in jedem Anspruch beansprucht,
gehört oder nicht, oder ob dies ein oder all dieselben technischen Probleme löst, wie
bei der vorliegenden Erfindung. Die Anmelderin möchte bemerken, dass neue
Ansprüche zu solchen Kennzeichen und/oder Kombinationen solcher Kennzeichen
während der Behandlung der vorliegenden Patentanmeldung oder von weiteren hiervon
abgeleiteten Patentanmeldungen formuliert werden können.
Industrielle Anwendbarkeit
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Null-ZF-Empfänger zum Gebrauch in Produkten wie
Schnurlostelephonen und zellularen Telephonen.