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Die vorliegende Erfindung betrifft eine
Mischerschaltungsvorrichtung mit Spiegelfrequenzunterdrückung und
insbesondere, obwohl nicht ausschließlich,
Mischerschaltungsvorrichtungen mit Spiegelfrequenzunterdrückung, die für die
Ausführung als integrierter Schaltkreis in Funkempfängern
für Funktelefone geeignet sind.
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Mischerschaltungen mit Spiegelfrequenzunterdrückung werden
gegenüber gewöhnlichen Mischern zur Verwendung in
miniatuisierten Funkempfängeranwendungen vorgezogen, weil
Spiegelfrequenzfilter, die für gewöhnliche Mischer erforderlich
sind, dazu neigen, sowohl sperrig als auch teuer zu sein.
Bekannte Mischer mit Spiegelfrequenzunterdrückung neigen
jedoch dazu, bedeutende Stromniveaus im Vergleich zu
gewöhnlichen Mischern aufgrund einer größeren Anzahl von
eingebezogenen Schaltungsblöcken zu erfordern, die im
allgemeinen im Kaskade verbunden sind. Dies ist in
batteriebetriebener Funkausrüstung insofern unerwünscht, daß ihre
Verwendung für einen unerwünschten Abfluß der
Batterieladung sorgt. Dies ist von besonderer Bedeutung in
Funktelefonen, für welche die Batterieersatz- oder
Wiederaufladungsfrequenz niedrig sein soll. GB-A-2 321 353 und GB-A-2
321 352 offenbaren, daß die Kaskadenverbindung bestimmter
Schaltblöcke einer Mischervorrichtung mit
Spiegelfrequenzunterdrückung den gesamten Stromverbrauch verringern.
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EP-A-0 779 704 offenbart einen Mischer mit
Spiegelfrequenzunterdrückung, der einen einzelnen 45º Phasenverschieber
aufweist, der im Zusammenhang mit zwei Strommodussummationschaltungen
betrieben wird, um ein Spiegelfrequenzsignal zu
unterdrücken.
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Erfindungsgemäß ist eine Mischerschaltungsvorrichtung mit
Spiegelfrequenzunterdrückung vorgesehen, die
Transkonduktormittel, Quadraturmischermittel, Phasenverschiebermittel
und Kombinatormittel aufweist, die über eine
Stromversorgung in Reihe geschaltet sind, wobei die
Transkonduktormittel die entsprechenden eines Gleichphasenmittels und eines
eigentlichen Quadraturmischers, aus denen die
Quadraturmischermittel bestehen, mit ersten und zweiten Stromsignale
auf jeweils einem ersten und zweiten Pfad versorgen, wobei
jedes des ersten und zweiten Stromsignals repräsentativ für
ein Eingangssignals ist, wobei die eigentlichen
Mischermittel das Kombinatormittel, welches das dritte und vierte
Stromsignal zusammenfaßt sorgt, um ein Ausgangssignal
bereitzustellen, mit einem dritten und vierten Stromsignal
auf ihren entsprechenden Pfaden über die
Phasenverschiebermittel versorgen.
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Jeder der ersten und zweiten Pfade könnte eine
Phasenverschieberschaltung aufweisen.
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Vorzugsweise sind Transistoren, die Teil der
Transkonduktormittel sind, in Kaskade mit Transistoren, die Teil der
Quadraturmischermittel sind, verbunden. Weitere
Transistoren, die Teil des Quadraturmischermittels sind, sind
vorzugsweise in Kaskade mit den Transistoren verbunden, die
Teil des Kombinatormittels sind.
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Das Eingangsmittel könnte einen Transkonduktor mit geringem
Spannungsgesamtbereich, der differentielle Eingänge und
eine relativ niedrige Verstärkung hat, und einen
Vorverstärker mit hoher Verstärkung aufweisen, der aufgebaut ist, um
ein oder das einpolige Eingangssignal zu empfangen und die
differentiellen Eingänge des Transduktormittels von da mit
verstärkten und phasengeteilten Signalen zu versorgen.
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Vorzugsweise ist jede solche Mischerschaltungsvorrichtung
mit Spiegelfrequenzunterdrückung als integrierte Schaltung
ausgeführt, die der Funkempfänger-IC eines Funktelefon sein
könnte.
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Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nun
mit Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben
werden, in denen:
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Fig. 1 eine erfindungsgemäße Mischervorrichtung mit
Spiegelfrequenzunterdrückung zeigt; und
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Fig. 2 bis 9 Schaltungen, die Teil der
Mischervorrichtung mit Spiegelfrequenzunterdrückung aus Fig. 1 sein
könnten, zeigt.
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Zuerst bezogen auf Fig. 1 umfaßt die Mischervorrichtung mit
Spiegelfrequenzunterdrückung 1 einen Transkonduktor 2,
einen ersten und zweiten eigentlichen Mischer 3 und 4, einen
ersten und zweiten Phasenverschieber 5 und 6 und einen
Summierer oder Kombinator 7. Die Mischervorrichtung 1 empfängt
ein einpoliges Hochfrequenzspannungssignal an einem
Anschluß 8, ein differentielles Signal des lokalen
Oszillators an I-LO-Anschlüssen, die mit 9 bezeichnet sind, und
ein um 90º phasenverschobenes, differentielles Signal eines
lokalen Oszillators an Q-LO-Anschlüssen 10 und stellt
differentielle Zwischenfrequenzausgangssignale an den
Ausgangsanschlüssen 11 bereit.
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Wenn das Transkonduktormittel einen Transkonduktor mit
geringem Spannungsgesamtbereich, der differentielle Eingänge
und eine relativ niedrige Verstärkung hat, aufweist, könnte
die Vorrichtung des weiteren einen Vorverstärker mit hoher
Verstärkung aufweisen, der aufgebaut ist, um ein oder das
einpolige Eingangssignal zu empfangen und die verschiedenen
Eingänge des Transkonduktormittels davon mit verstärkten
und phasengeteilten Signalen zu versorgen.
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Der Transkonduktor 2 ist aufgebaut, um ein erstes und
zweites differentielles Stromsignal bereitzustellen, die
repräsentativ für das Hochfrequenzspannungssignal sind, das an
dem Eingangsanschluß 18 zu den entsprechenden der
eigentlichen Mischer 3 und 4 empfangen wurde. Es ist
wünschenswert, den Transkonduktor 2 mit einer hohen Ausgangsimpedanz
zu versehen, da dies einen positiven Effekt auf die
Linearitätsmerkmale und die Rauschzahl der Mischervorrichtung
mit Spiegelfrequenzunterdrückung 1 hat.
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Fig. 2 zeigt eine Stufe 12 eines differentiellen
Transkonduktanzverstärkers, die den Transkonduktor 2 darstellen
könnte. In diesem Transkonduktor ist die Basiselektrode
eines ersten Transistors 13a eines emittergekoppelten Paares
13 durch eine Kapazität 14 wechselstromgeerdet. Ein
Hochfrequenzeingangssignal, das am Eingangsanschluß 18
empfangen wurde, ist mit der Basiselektrode des zweiten
Transistors 13b des Paares 13 durch eine Kapazität 15
wechselstromgekoppelt. Die Ausgangsanschlüsse 16 und 17 werden mit
differentiellen Stromsignalen versorgt, die repräsentativ
für die Signalspannung sind, die am Eingangsanschluß 18
empfangen wurde.
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Fig. 3 zeigt einen Transkonduktor 19, der alternativ den
Transkonduktor 2 darstellen könnte. Dieser Transkonduktor
19 ist das Thema der britischen Patentanmeldung Nr.
9700487.3, in welcher Anmeldung weitere Details gesucht
werden sollten. Der Transkonduktor 19 wird besserer
Linearitäts- und Rauscheigenschaften als der Transkonduktor 12
für fähig gehalten, obwohl er einen größeren
Spannungsgesamtbereich als der Transkonduktor 12 aus Fig. 2 erfordert,
da er zwei Transistoren auf dem Hauptsignalpfad hat.
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Obwohl die Mischervorrichtung mit
Spiegelfrequenzunterdrückung 1 aus Fig. 1 mit einem einpoligen Eingang gezeigt und
angegeben ist, erfordert die Unterbringung eines
differentiellen Eingangssignals nur eine Veränderung des
Transkonduktors 2. Beispielhafte Transkonduktoren 20, 31, die zu
diesem Zweck geeignet sind, werden in den entsprechenden
der Fig. 4 und 5 gezeigt.
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Mit Bezug auf Fig. 4 ist ein
Emitterschaltungstranskonduktor 20, der geeignet ist, den Transkonduktor 2
darzustellen, und ein Paar von vorgespannten Transistoren 21, 22
gezeigt, deren Emitter durch die entsprechenden der
Induktoren 23 und 24 geerdet sind. Differentielle Eingangssignale,
die an den entsprechenden der Eingangsanschlüsse 25 und 26
empfangen wurden, sind mit der Basiselektrode deren
entsprechenden Transistors 21, 22 durch die entsprechenden der
Kapazitäten 27, 28 wechselstromgekoppelt. Die
Ausgangsanschlüsse 29, 30 werden mit differentiellen Stromsignalen
versorgt, die repräsentativ für die Spannung des
Eingangssignals sind.
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Fig. 5 zeigt einen differentiellen Stufentranskonduktor 31,
der geeignet ist, den Transkonduktor 2 darzustellen, der
die gleiche, wesentliche Anordnung wie der Transkonduktor
20 aus Fig. 4 aufweist, von dem Bezugszeichen für ähnliche
Elemente und Induktoren 32, 33 und 34 wiederverwendet
wurden. Hier könnten die Induktoren 32 und 33 aus parasitären
Eigenschaften der Verpackung und/oder Verbindungsdrähte
einer integrierten Schaltung, durch welche die
Mischervorrichtung 1 verwirklicht sein könnte, bestehen, obwohl der
Induktor 34 vorzugsweise ein äußeres, diskretes Bauteil
ist.
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Zur Verwirklichung eines der Transkonduktoren 12, 19, 20
und 31 als der Transkonduktor 2 der Fig. 1 wären gewöhnlich
zwei solche Transkonduktoren parallel verbunden, wobei
die Eingangsanschlüsse gegenüberliegender Transkonduktoren
gemeinsam verbunden sind, um das Eingangssignal zu
empfangen. Der Transkonduktor 19 aus Fig. 3 könnte alternativ wie
in der zuvor erwähnten britischen Patentanmeldung Nr.
9700485.7 verbunden sein und einen einzelnen
Verstärkungstransistor und ein Paar Phasenverschieber haben.
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Jeder der oben beschriebenen Transkonduktoren 12, 19, 20
und 31 hat die Kollektorimpedanz eines NPN-Transistors als
seine Ausgangsimpedanz. Dies trägt zu der Linearität der
Mischervorrichtung 1 bei.
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Die Mischervorrichtung 1 mit Spiegelfrequenzunterdrückung
überträgt Signale von dem Ausgang des Transkonduktors 2 zu
dem Ausgang des Kombinators 7 in was als "Strommodus"
beschrieben werden kann, d. h. es ist der Strom und nicht die
Spannung, die das erwünschte Signal übermittelt. In diesem
Strommodus wird es als vorteilhaft angesehen, jeden aktiven
Schaltungsblock mit einer hohen Ausgangsimpedanz und einer
niedrigen Eingangssimpedanz wann immer möglich
auszustatten. Die eigentlichen Mischer 3 und 4 sind daher
vorzugsweise jeweils als eigentliche Gilbert-Zellen-Mischer wie
der in Fig. 6 gezeigte ausgeführt.
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Bezogen auf Fig. 6 umfaßt der eigentliche Mischer 35 vier
Mischertransistoren 36 bis 39, Eingangsseinschlüsse 40, 41,
Ausgangsanschlüsse 42, 43 und Eingangsanschlüsse 44, 45 der
Lokaloszillatoren. Diese Anschlüsse 44, 45 entsprechen
entweder den I-LO-Anschlüssen 9 oder den Q-LO-Anschlüssen 10
aus Fig. 1. Die Eingangsimpedanz dieses eigentlichen
Mischers 35 ist niedrig, da sie durch die Emitterimpedanzen
der Transistoren 36 bis 39 vorgegeben ist. Auch die
Ausgangsimpedanz ist hoch, da sie durch die
Kollektorimpedanzen der Transistoren 36 bis 39 definiert ist. Die
Betriebsweise des eigentlichen Gilbert-Zellen-Mischers wird von einem
Fachmann verstanden, obwohl angemerkt werden sollte,
daß seine Verwendung einen positiven Effekt auf die
Linearitätsmerkmale und die Gesamtrauschzahl der
Mischervorrichtung 1 hat, da die Emitter der Transistoren 36 bis 39 mit
den Transistoren der Transkonduktoren in Kaskade verbunden
sind.
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Die Phasenverschieber 5 und 6 aus Fig. 1 sind erforderlich,
um eine relative Phasenverschiebung von 90º zwischen den
Ausgangssignalen bereitzustellen, die durch deren
entsprechenden, eigentlichen Mischer 3 und 4 bereitgestellt
werden. Dies wird durch die Auswahl des Phasenverschiebers 5,
der zu dem eigentlichen Mischer 3 gehört, an dem ein
lokales Oszillatorsignal mit gleicher Phase angelegt ist, um
eine Phasenverschiebung von 45º zu erzeugen, und durch die
Auswahl des Phasenverschiebers 6, der zu dem eigentlichen
Mischer 4 gehört, an dem ein Quadratursignal des lokalen
Oszillators angelegt ist, um eine Phasenverschiebung von -
45º zu erzeugen, erreicht. Ein Phasenverschieber 46, der
für diese Zwecke geeignet ist, ist in Fig. 7 gezeigt.
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Mit Bezug auf die Fig. 7 weist der Phasenverschieber 46
einen ersten und zweiten Widerstand 47 und 48 auf, die
zwischen einem Eingangsanschluß 49 und einem Ausgangsanschluß
50 bzw. einem Eingangsanschluß 51 und einem
Ausgangsanschluß 52 verbunden sind; und die erste und zweite
Kapazität 53 und 54 sind entgegengesetzt mit den Widerständen
47, 48 über diese Anschlüsse 49-52 verbunden. Obwohl der
Phasenverschieber 46 in einem Strommodus arbeitet, ist er
im Grund der gleiche wie diese Phasenverschieber, die in
gewöhnlichen Mischervorrichtungen mit
Spiegelfrequenzunterdrückung im Spannungsmodus in Kaskade verwendet werden.
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Mit Bezugnahme auf die Fig. 8 ist nun ein Kombinator 55
gezeigt, der für die Verwendung als Kombinator 7 in Fig. 1
geeignet ist, der einen ersten bis vierten vorgespannten
Transistor 56-59 aufweist, deren Emitterelektroden
angeordnet sind, um Stromsignale, die von den Phasenverschiebern
5, 6 an den Eingangsanschlüssen 60-63 bereitgestellt
werden, zu empfangen und um ein differentielles
Ausgangssstromsignal an den Ausgangsanschlüssen 64 und 65
bereitzustellen. Die Betriebsweise des Kombinators 55 und des
Phasenverschiebers 46 aus Fig. 7 wird in der bereits erwähnten
britischen Patentanmeldung Nr. 9724435.4 erörtert. Ein
alternativer Kombinator 66 ist in Fig. 9 gezeigt.
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Nun bezogen auf Fig. 9 weist der Kombinator 66 einen ersten
und zweiten vorgespannten Transistor 67 und 68 und ähnliche
Eingangs- und Ausgangsanschlüsse wie der Kombinator 55 aus
Fig. 8 auf, von der die Bezugszeichen für solche Anschlüsse
wiederverwendet wurden. Dieser Kombinator 66 besitzt eine
niedrigere Eingangsimpedanz als der Kombinator 55, da eine
Stromsummation bei dem Eingang (Emittern) der in Kaskade
geschalteten Transsistoren 67, 68 durchgeführt wird. Die
Unterdrückung der Spiegelfrequenzsignale wird auch erhöht, da
die Gleichstromniveaus in jedem der Transsistoren 67, 68
größer sind als die Stromniveaus, die in den Transsistoren
56 bis 59 des Kombinators 55 erreicht werden.
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Für jeden der oben beschriebenen Kombinatoren werden
unerwünschte Spiegelfrequenzsignale durch Summation der Signale
mit entgegengesetzter Phase unterdrückt, die durch die
Phasenverschieber 5 und 6 bereitgestellt wird. Um dies zu
erreichen, sind die Ausgangsanschlüsse 60 und 61 mit den
differentiellen Ausgangsanschlüssen des Phasenverschiebers 5
verbunden und die Eingangsanschlüsse 62 und 63 sind mit den
Ausgangsanschlüssen des Phasenverschiebers 6 verbunden. Um
ein Spannungssignal von den Ausgangsanschlüssen 64 und 65
zu bewirken, das maßgetreu dem differentiellen, daran
angelegten Stromsignal ist, werden gewöhnlich Lastwiderstände
oder Induktoren (nicht gezeigt) zwischen den entsprechenden
der Anschlüsse 64, 65 und der Versorgungsspannung
verbunden.
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Die Kaskadenverbindung der Transistoren der eigentlichen
Mischer 3 und 4 mit den Transistoren des Kombinators 7, die
durch Verwendung der vorliegenden Erfindung erreicht werden
kann, ist vorteilhaft für die Bereitstellung verbesserter
Rauschleistung und Linearität im Vergleich zu in Kaskade
verbundenen Mischervorrichtungsschaltungsblöcken und für
verringerten Stromverbrauch.
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Obwohl die Ausführungsformen unter Verwendung eines ersten
und zweiten Phasenverschiebers von 45º 5 und 6 beschrieben
wurden, die mit den Ausgängen der entsprechenden der
eigentlichen Mischer 3 und 4 verbunden sind, wird es
wertgeschätzt werden, daß die Erfindung statt dessen mit einem
Phasenverschieber ausgeführt werden könnte, der eine 90º-
Phasenverschiebung hat, und verbunden ist, um die
Ausgangssignale eines der eigentlichen Mischer 3, 4 zu empfangen,
während der Ausgang des anderen, eigentlichen Mischers 3, 4
mit einem Eingang des Kombinators 7 durch eine Schaltung
oder Verbindung ohne Phasenverschiebung verbunden ist. Die
Verwendung von zwei getrennten Phasenverschiebern wird
vorgezogen, wenn die Mischervorrichtung mit
Spiegelfrequenzunterdrückung als integrierte Schaltung ausgeführt werden
soll, da solch eine Vorrichtung toleranter gegenüber
Prozeßveränderungen ist als für den Fall, daß ein einzelner
Phasenverschieber verwendet wird.
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Um eine Mischervorrichtung mit Spiegelfrequenzunterdrückung
bereitzustellen, die die Vorteile des Transduktors 19 aus
Fig. 3 in bezug auf Rauscheigenschaften und
Linearitätsmerkmalehat, aber nicht deren Anforderungen an den
Spannungsgesamtbereich hat, ist es vorteilhaft, den
Transkonduktor 19 als eine Vorverstärkerstufe zu verwenden. In
diesem Fall könnten Induktoren oder Widerstände (nicht gezeigt)
mit den Ausgangsanschlüssen des Transkonduktors 19
verbunden sein, um daran Spannungssignale hervorzurufen,
und die differentiellen Spannungssignale, die dadurch
bereitgestellt werden, können als die Eingangssignale
beispielsweise des Emitterschaltungstranskonduktors 20 der
Fig. 4 verwendet werden. In diesem Fall kann der
Transkonduktorvorverstärker 19 aufgebaut sein, um eine hohe, im
Grunde rauschlose Vestärkung bereitzustellen, und der
Emitterschaltungstranskonduktor 20, der durch die
differenziellen Eigangssignale gesteuert wird, kann Ausgangssignale mit
wenig Rauschen und einer erforderlichen Amplitude
bereitstellen, die mit hoher Linearität bei einer Gleichspannung
im Bereich von 0,5 bis 0,8 Volt vervielfältigt werden. Der
Stromverbrauch wird in diesem Fall relativ niedrig bleiben,
obwohl er etwas anwächst.
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Eine Mischervorrichtung mit Spiegelfrequenzunterdrückung
wurde unter Verwendung einer Vorverstärkerstufe simuliert,
die auf den Transkonduktor 19 aus der Fig. 3 basiert und
mit Resonanzlastwiderständen, dem Transkonduktor 20 aus
Fig. 4, dem eigentlichen Gilbert-Zellen-Mischer 35 und den
Phasenverschiebern 46 aus den Fig. 6 bzw. 7 und dem
Kombinator 66 aus der Fig. 9, der wie unter 1 in Fig. 1
verbunden ist, versehen. Die Ausgangsanschlüsse 11 wurden mit
einer Versorgungsspannung von 2,7 Volt durch
Drosselinduktoren verbunden, und ein Widerstand von 400 Ω wurde
zwischen diesen Anschlüssen 11 anstelle eines
Zwischenfrequenzfilters, der gewöhnlich damit verbunden sein würde,
verbunden. Die Mischervorrichtung 1 wurde für ein
Hochfrequenzeingangssignal von 1000 MHz und ein
Zwischenfrequenzausgangssignal von 200 MHz optimiert und wurde unter
Verwendung eines Softwarehochfrequenzsimulator simuliert.
Die Schaltvorrichtung wies eine Verstärkung von 21,3 dB und
eine Rauschzahl von nur 2,6 dE, gute Linearitätsmerkmale
(mit einem eingangsbezogenen Schnittpunkt von -13 dBm
dritter Ordnung und einem eingangsbezogenen 1 dB Unterdrückungspunkt
von -21 dBm), Spiegelfrequenzunterdrückung von
50 dB und einen Stromverbrauch von 17 mA auf.