DE69430615T2

DE69430615T2 - Hochfrequenzschaltungselement mit einem Resonator

Info

Publication number: DE69430615T2
Application number: DE69430615T
Authority: DE
Inventors: Akira Enokihara; Kentaro Setsune
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp
Priority date: 1993-12-27
Filing date: 1994-12-22
Publication date: 2002-10-17
Anticipated expiration: 2014-12-23
Also published as: CN1119351A; DE69430615D1; KR950021865A; EP0660438B1; EP0660438A3; CN1120543C; EP0660438A2; US6239674B1

Description

Die Erfindung betrifft ein Hochfrequenzschaltungselement mit Resonatoren, z. B. ein Filter oder ein Richtungsfilter zur Verwendung in HF-Signalverarbeitungsvorrichtungen bzw. -bauelementen, die in Übertragungssystemen verwendet werden.
HF-Schaltungselemente mit Resonatoren, z. B. Filter oder Demultiplexer, sind auf dem Gebiet der HF-Übertragungssysteme von Bedeutung. Insbesondere erfordert das Gebiet der mobilen Übertragungssysteme ein Filter mit einer schmalen Bandbreite, um ein Frequenzband effizient zu nutzen. Ferner ist in einer Basisstation für mobile Übertragung oder in einem Fernmeldesatelliten ein Filter mit einem schmalen Bandbereich, geringer Dämpfung, kompakter Größe und langer Lebensdauer bei hoher elektrischer Leistung erwünscht.
Herkömmliche Resonanzfilter in Hochfrequenzschaltungselementen weisen dielektrische Resonatoren, Leitungsresonatoren oder akustische Oberflächenwellenelemente auf. Herkömmliche Resonanzfilter mit Leitungsresonatoren sind am weitesten verbreitet, da sie kompakt sind, auf eine hohe Frequenz bis zu Mikrowellen oder Millimeterwellen anwendbar sind und auf einfache Weise mit den anderen Schaltungen oder Elementen zu einer zweidimensionalen Struktur auf einem Substrat kombiniert werden. Ein Beispiel für ein herkömmliches Resonanzfilter mit einer Leitungsstruktur ist ein λ/2-Resonator, der sehr verbreitet ist. Durch mehrfaches Verbinden von λ/2-Resonatoren können Hochfrequenzschaltungselemente, z. B. Filter, gebildet werden ("Shokai Reidai-Enshu Microwave Circuit", veröffentlicht von Tokyo Denki Daigaku Shuppankyoku).
Ein weiteres herkömmliches Beispiel ist ein Resonanzfilter mit einer planaren Schaltungsstruktur. Ein typisches Beispiel für ein Resonanzfilter mit einer planaren Schaltungsstruktur ist ein Filter mit einem runden planaren Resonator mit einem partiell vorstehenden Abschnitt an seinem Umfang, um Dipolmoden zu koppeln, um eine Filtercharakteristik darzustellen [Institute of Electronics and Communication Engineers of Japans article collection 72/8, Vol. 55-B, Nr. 8 "Analysis of Microwave Planar Circuit", verfaßt von Tanroku MIYOSHI and Takanori OKOSHI].
Resonatoren mit einer Leitungsstruktur, z. B. X/2- Resonatoren, haben jedoch Probleme, da die Tendenz besteht, daß sich HF-Strom im Leiter konzentriert, wobei sich ein Ohmscher Verlust in diesem erhöht, was bei Verwendung in einem Resonator zu einer Verschlechterung des Q-Wertes oder bei Verwendung in einem Filter zu erhöhter Dämpfung führt. Ein X/2- Resonator, der normalerweise mit einer Mikrostreifenleitungsstruktur verwendet wird, hat einen Nachteil, nämlich Strahlungsverlust der Schaltung.
Ferner hat ein Resonator mit einer planaren Schaltungsstruktur mit einem runden planaren Resonator mir einem vorstehenden Abschnitt eine elektrische Stromkonzentration in dem vorstehenden Abschnitt, und die unterbrochene Struktur an dem vorstehenden Abschnitt bewirkt eine Signalwellenabstrahlung in den Raum, was zur Verschlechterung des Q-Wertes des Resonators und zur erhöhten Dämpfung bei diesem Filtertyp führt.
Solche Wirkungen treten mit größerer Wahrscheinlichkeit auf, wenn die Struktur minimiert wird oder die Arbeitsfrequenz höher wird. Als Resonator mit einem vergleichsweise geringen Verlust und großem Leistungsvermögen werden dielektrische Resonatoren verwendet, aber die feste Struktur und der Raumbedarf verhindern, daß die Größe der HF-Schaltungselemente reduziert werden kann.
Die Verwendung eines Supraleiters kann den Verlust solcher HF-Schaltungselemente reduzieren. Bei den oben erwähnten herkömmlichen Strukturen kann Supraleitfähigkeit in der oben erwähnten herkömmlichen Struktur eines Resonators jedoch aufgrund der übermäßigen Konzentration des elektrischen Stroms nicht aufrechterhalten werden. Daher ist es schwierig, ein Signal mit einer großen Leistung zu verwenden. Bei der praktischen Messung ist die größte Eingangsleistung kleiner als 100 mW, was unter einem praktischen Wert liegt.
Mit Bezug auf die oben erwähnten Probleme ist es offensichtlich wichtig, solche Probleme der Resonatoren mit einer Leitungsstruktur oder einer planaren Schaltungsstruktur zu lösen, um HF-Schaltungselemente mit einem Resonanzfilter herzustellen, das eine kompakte und zweidimensionale Struktur hat, mit anderen Schaltungen oder Elementen gut zusammenpaßt und ausgezeichnet funktioniert, wenn sie für Hochfrequenzen, z. B. Mikrowellen oder Millimeterwellen, verwendet werden.
Die Erfindung stellt ein HF-Schaltungselement mit einem Resonator nach Anspruch 1 bereit, die Ansprüche 2 bis 16 beschreiben bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung.
Das Patentdokument JP-A-56 141 605 beschreibt einen ellipsenförmigen Leiter, der auf einem Substrat ausgebildet ist, das als Mikrowellenantenne verwendet wird.
Fig. 1 zeigt eine Draufsicht einer ersten erfindungsgemäßen Ausführungsform eines Resonators;
Fig. 2 zeigt eine Draufsicht einer ersten erfindungsgemäßen Ausführungsform des ersten Beispiels von HF-Schaltungs-, elementen mit einem Resonator;
Fig. 3 zeigt eine Draufsicht einer zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsform des ersten Beispiels der HF-Schaltungselemente mit einem Resonator;
Fig. 4 zeigt eine Draufsicht einer dritten erfindungsgemäßen Ausführungsform des ersten Beispiels der HF-Schaltungselemente mit einem Resonator;
Fig. 5 zeigt eine Draufsicht einer vierten erfindungsgemäßen Ausführungsform des ersten Beispiels der HF-Schaltungselemente mit einem Resonator;
Fig. 6 zeigt eine Draufsicht einer fünften erfindungsgemäßen Ausführungsform des ersten Beispiels der HF-Schaltungselemente mit einem Resonator;
Fig. 7 zeigt eine Draufsicht einer erfindungsgemäßen Ausführungsform des zweiten Beispiels der HF-Schaltungselemente mit einem Resonator;
Fig. 8 zeigt eine Draufsicht einer zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsform der Resonatoren;
Fig. 9 zeigt eine Draufsicht einer dritten erfindungsgemäßen Ausführungsform eines Resonators, die für eine Ausführungsform des ersten Beispiels der HF-Schaltungselemente verwendet wird;
Fig. 10 zeigt eine Draufsicht einer siebenten erfindungsgemäßen Ausführungsform des ersten Beispiels der HF- Schaltungselemente mit einem Resonator;
Fig. 11 zeigt eine Draufsicht einer siebenten erfindungsgemäßen Ausführungsform des ersten Beispiels der HF- Schaltungselemente mit einem Resonator;
Fig. 12 zeigt eine Draufsicht einer achten erfindungsgemäßen Ausführungsform des ersten Beispiels der HF- Schaltungselemente mit einem Resonator;
Fig. 13 zeigt eine Draufsicht einer vierten erfindungsgemäßen Ausführungsform des Resonators;
Fig. 14 zeigt eine Schnittansicht einer fünften erfindungsgemäßen Ausführungsform des Resonators;
Fig. 15 zeigt eine Schnittansicht einer sechsten erfindungsgemäßen Ausführungsform des Resonators;
Fig. 16 zeigt eine Schnittansicht einer siebenten erfindungsgemäßen Ausführungsform des Resonators;
Fig. 17 zeigt eine Schnittansicht einer achten erfindungsgemäßen Ausführungsform des Resonators;
Fig. 18(a) zeigt eine Draufsicht einer neunten erfindungsgemäßen Ausführungsform des ersten Beispiels der HF- Schaltungselemente mit einem Resonator, Fig. 18(b) zeigt eine Schnittansicht von Fig. 18(a);
Fig. 19 zeigt ein Diagramm eines Ergebnisses einer Messung der Frequenzabhängigkeit, die die Charakteristik des in Fig. 18(a) und 18(b) gezeigten HF-Schaltungselements beschreibt;
Fig. 20 zeigt ein Diagramm, das ein Ergebnis einer Messung der Änderung des Einfügungsdämpfung in bezug auf die eingegebene Leistung zeigt, wenn der Leiter mit einem hochtemperaturbeständigen supraleitenden Dünnfilm in dem in Fig. 18 gezeigten HF-Schaltungselement ausgebildet ist;
Fig. 21 zeigt ein Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Verhältnis zwischen der kürzeren und der längeren Achse eines erfindungsgemäßen Resonators und einer Resonanzfrequenz der Dipolmoden beschreibt; und
Fig. 22 zeigt eine Schnittansicht einer Gefrierkammer eines He-Gasumlauf-Tiefkühlvorrichtung mit einem erfindungsgemäßen HF-Schaltungselement, wobei ein hochtemperaturbeständiger supraleitender Dünnfilm als der Leiter darin ausgebildet ist.
Die Erfindung wird nachstehend ausführlich mit Bezug auf die beigefügten Figuren beschrieben.
Fig. 1 zeigt eine Draufsicht einer ersten erfindungsgemäßen Ausführungsform der Resonatoren. Wie in Fig. 1 zu sehen ist, ist ein elliptischer Metallfilmleiter 2 auf einem Substrat 1 mit einem Einkristall eines Dielektrikums durch Vakuumbeschichtung und Ätzung ausgebildet. Ein Gegengewicht 13 kann bei Bedarf auf der Rückseite des Substrats 1 ausgebildet sein (siehe Fig. 14).
Durch entsprechende Kopplung eines HF-Signals mit dem Leiter 2 kann eine solche Struktur Resonanzschwingungen ausführen und einen Resonator darstellen. In Fig. 1 sind die HF- Stromrichtungen der beiden Grundmoden, wo die Resonanzfrequenz die niedrigste ist (hier sind sie als Mode A und Mode B, ihre Resonanzfrequenz als fA bzw. fB bezeichnet), allgemein mit Pfeilen dargestellt. Das elektromagnetische Feld oder das dazugehörige Potentialprofil einer Resonanzmode kann durch Berechnung in gewissem Grad vorausberechnet werden. Die beiden Moden, Mode A und Mode B, haben Stromrichtungen in der gleichen Richtung wie die beiden Achsen der Ellipse, orthogonal zueinander. Diese Moden werden bei einem herkömmlichen runden Resonator und auch hier als "Dipolmoden" bezeichnet. Da Dipolmoden gleichzeitig unabhängig existieren können, funktionieren die beiden Moden wie zwei Resonatoren. Wenn der Leiter 2 eine völlig runde Form hat, degenerieren die beiden Dipolmoden, und die Resonanzfrequenzen der beiden Moden sind gleich. Wenn der Leiter 2 andererseits eine elliptische Form hat, wie in Fig. 1 gezeigt, degenerieren die beiden Moden nicht, so daß Mode A und Mode B verschiedene Resonanzfrequenzen haben können. Die Resonanzfrequenz der beiden Moden kann durch Veränderung der Länge der längeren Achse und der kürzeren Achse der elliptischen Form eingestellt werden. Wenn die beiden Moden unabhängig verwendet werden, kann ein Resonator die Funktion von zwei Resonatoren mit verschiedenen Resonanzfrequenzen erfüllen, um die Fläche der Resonatorschaltung effizient zu nutzen und eine Reduzierung der Größe des Resonators zu ermöglichen.
Fig. 21 zeigt einen Vergleich der Änderung der Resonanzfrequenz der beiden Moden in bezug auf das Verhältnis zwischen der Länge der kürzeren und der längeren Achse (kürzere Achsenlänge/längere Achsenlänge), wobei die Fläche des Leiters 2 im Vergleich mit einem vollständig runden Leiter (kürzere Achsenlänge/längere Achsenlänge ist 1) erhalten bleibt. Da der erfindungsgemäße Resonator verschiedene Resonanzfrequenzen hat, ist die Kopplung der beiden Dipolmoden sehr klein, und außer dort, wo die beiden Moden sehr ähnliche Resonanzfrequenzen haben (kürzere Achsenlänge/längere Achsenlänge ist nahezu 1), können die beiden Resonanzmoden als unabhängig wirksam angesehen werden. Das heißt, "ohne Degeneration" bedeutet erfindungsgemäß, daß der Resonator keine völlig runde Form hat. Wenn beispielsweise ein ellipsenförmiger Resonator, wie in Fig. 1 gezeigt, verwendet wird, reicht die Elliptizität vorzugsweise von 0,1 bis 1.
Da in den herkömmlichen runden Resonatoren HF-Strom sich zweidimensional und vergleichsweise gleichmäßig verteilt, hat dieser Typ wenig Leitungsverlust und wird wenig von Strahlungsverlust beeinflußt, wodurch ein sehr hoher Q-Wert (lastfreier Q-Wert) im Vergleich zu Resonatoren mit planaren Schaltungsstrukturen der anderen Formen oder zu Leitungsresonatoren, z. B. X/2-Resonatoren hat. Da andererseits die erfindungsgemäßen Resonatoren eine Längendifferenz zwischen der längeren Achse und der kürzeren Achse von annähernd 10% haben müssen, um eine Resonanzfrequenzunterschied von 10% zwischen Mode A und Mode B zu haben, wie in Fig. 21 gezeigt, wird erwartet, daß die Resonatoren nahezu die gleiche Stromverteilung haben wie ein runder Resonator, außer wenn die Resonanzfrequenzen der beiden Moden sehr unterschiedlich sind. In einem erfindungsgemäßen Resonator wird also HF-Strom relativ gleichmäßig verteilt und hat einen geringen Strahlungsverlust, wobei ein sehr hoher Q-Wert erreicht wird.
Bei den erfindungsgemäßen Resonatoren zeigt das Vorhandensein einer zweidimensionalen Ausbreitungsverteilung von HF- Strom an, daß die größte Stromdichte im Resonanzbetrieb reduziert wird, wenn das HF-Signal mit der gleichen Leistung angelegt wird. Aus diesem Grund treten bei den erfindungsgemäßen Resonatoren keine Probleme auf, die durch die übermäßige Konzentration des HF-Stroms, z. B. Verschlechterung von Leitermaterialien durch Wärme, bewirkt werden, auch dann nicht> wenn ein starkes HF-Signal verwendet wird.
Ferner ist die Verwendung eines Supraleiters als das Material für den Leiter 2 eines erfindungsgemäßen Resonators effektiver. Die Verwendung eines Supraleiters als das Leitermaterial eines Resonators ermöglicht im allgemeinen eine beträchtliche Verringerung des Leitungsverlusts, der den Q-Wert des Resonators drastisch erhöht. Wenn jedoch die größte Stromdichte im Leiter den Wert der kritischen Stromdichte des Supraleitermaterials in bezug auf einen HF-Strom überschreitet, geht die Supraleitungscharakteristik verloren und setzt den Resonator außer Betrieb. Da erfindungsgemäße Resonatoren, wie oben erwähnt, die größte Stromdichte durch Ausbildung des Leiters 2 mit einem Supraleiter drosseln, kann ein HF-Signal mit einer größeren Leistung im Vergleich zu Resonatoren mit herkömmlichen Strukturen verwendet werden. Folglich ist ein Resonator mit einem sehr hohen Q-Wert für ein starkes HF-Signal möglich.
Die oben erwähnten Vorteile der erfindungsgemäßen Resonatoren treten gleichmäßig in den HF-Schaltungselementen auf, die einen nachstehend beschriebenen erfindungsgemäßen Resonator verwenden. Wenn ferner der Q-Wert des Resonators hoch ist, ist es sehr effektiv, einen Resonator als Element eines HF- Schaltungselements zu haben, da er dazu beiträgt, den Verlust zu drosseln.
Fig. 2 zeigt ein Beispiel der HF-Schaltungselemente der erfindungsgemäßen Resonatoren. Um den Resonator in Fig. 1 zu verwenden, müssen die gewünschten Resonanzmoden (Dipolmoden) angeregt werden, um die erwartete Funktion zu erfüllen. Eine Möglichkeit, die gewünschten Moden anzuregen, besteht darin, die Eingangs/Ausgangsanschlüsse mit dem Leiter 2 an geeigneten Punkten am Umfang 3 des Leiters 2 zu verbinden, und ist sehr einfach und sicher, die gewünschte Mode anzuregen, und somit effektiv. Punkte, an denen nur Mode A des Resonators und nicht Mode B angeregt wird, sind Eingangs/Ausgangsverbindungspunkte 61, 62, und Eingangs/Ausgangsanschlüsse 71, 72 sind mit ihnen verbunden. Einer der Eingangs/Ausgangsanschlüsse 71, 72 wird als das Eingangsende des HF-Signals und der andere wird als das Ausgangsende verwendet. Die Positionen der Eingangs/Ausgangsverbindungspunkte 61, 62 sind an den Punkten, wo sich die Symmetrieachsen der Ellipse und der Umfang 3 schneiden. Jede Dipolmode hat zwei solche Punkte. Wenn der Leiter 2 eine andere Form als eine Ellipse hat und mit einer kapazitiven Kopplung verwendet wird (z. B. mit einem Kondensator verbunden ist), können die Positionen der Eingangs/Ausgangsverbindungspunkte 61, 62 bestimmt werden, indem das Potentialprofil der Mode A berechnet und die Punkte gefunden werden, an denen das elektrische Potential am Umfang 3 am größten wird (Strom wird 0). Wenn der Leiter mit einer induktiven Kopplung verwendet wird, die den elektrischen Strom anregt'(z. B. wenn etwas, das eine Induktivität hat, mit ihm verbunden ist, z. B. ein Abzweig), können die Positionen der Eingangs/Ausgangsverbindungspunkte 61, 62 bestimmt werden, indem das Potentialprofil der Mode A berechnet wird und Punkte gefunden werden, an denen das elektrische Potential 0 wird (Strom wird am größten).
In einer solchen Struktur weist die Übertragungscharakteristik der Eingangs/Ausgangsanschlüsse 71, 72 die Resonanzcharakteristik mit einer Spitze in der Resonanzfrequenz fA der Mode A auf, und durch entsprechende Veränderung des Kopplungsgrades an den Eingangs/Ausgangsverbindungspunkten 61, 62 kann das HF-Schaltungselement als ein einstufiges Bandpaßfilter verwendet werden.
Fig. 3 zeigt ein weiteres erfindungsgemäßes Beispiel des HF-Schaltungselements mit einem Resonator. Zusätzlich zu der Struktur in Fig. 2 werden Eingangs/Ausgangsverbindungspunkte 63, 64 bestimmt, wo nur Mode B, aber nicht Mode A angeregt wird, und Eingangs/Ausgangsanschlüsse 73, 74 sind mit ihnen verbunden. Da Mode A und Mode B, wie oben erwähnt, nicht degenerieren, tritt eine Kopplung der beiden Moden selten auf. Demzufolge kann das erfindungsgemäße HF-Schaltungselement als Resonator mit einer Resonanzfrequenz fA an den Eingangs/Ausgangsanschlüssen 71, 72 und als Resonator mit einer Resonanzfrequenz fB an den Eingangs/Ausgangsanschlüssen 73, 74 unabhängig arbeiten. Dadurch wird die Fläche eines Resonators effektiv genutzt und erlaubt zusätzlich zu den oben angeführten Vorteilen des erfindungsgemäßen Resonators eine Reduzierung der Größe des Elements.
Fig. 4 zeigt ein weiteres anderes erfindungsgemäßes Beispiel des HF-Schaltungselements, das einen Resonator verwendet. Ungefähr an den Punkten, die gleichmäßig zwischen zwei benachbarten Eingangs/Ausgangsverbindungspunkten der Eingangs/Ausgangsverbindungspunkte 61 bis 64 in Fig. 3 liegen (z. B. die Position in der Mitte zwischen den Eingangs/Ausgangsverbindungspunkten 61 und 63), sind vier Punkte, an denen Mode A und Mode B gleichmäßig angeregt werden können. Im HF-Schaltungselement in Fig. 4 sind zwei benachbarte Punkte unter den vier Punkten am Umfang, wo die beiden Moden gleichmäßig angeregt werden können, Eingangs/Ausgangsverbindungspunkte 61, 62, und die Eingangs/Ausgangsanschlüsse 71, 72 sind mit ihnen verbunden. Die Eingangs/Ausgangscharakteristik der Eingangs/Ausgangsanschlüsse 71, 72 ist dann die gleiche wie die Charakteristik der beiden Resonatoren, bei denen die Resonanzfrequenz fA und die Resonanzfreguenz fB parallelgeschaltet sind. Durch Veränderung der Eingangs/Ausgangsverbindung kann das HF-Schaltungselement als zweistufiges Bandpaßfilter mit einer Bandbreite von fA-fB arbeiten. Im Vergleich zu zweistufigen Bandpaßfiltern, die im allgemeinen eine Struktur aufweisen, bei der zwei λ/2-Leitungsresonatoren miteinander verbunden sind, hat das erfindungsgemäße HF-Schaltungselement eine einfache und kompakte Struktur, die ausgebildet wird, indem die Eingangs/Ausgangsanschlüsse 71, 72 mit einem ellipsenförmigen Leiter 2 verbunden werden. Da ein erfindungsgemäßer Resonator einen höheren Q-Wert hat als herkömmliche λ/2-Leitungsresonatoren, trägt er außerdem nicht nur zur Reduzierung der Größe eines Filters, sondern auch zur Verlustreduzierung bei.
Fig. 5 zeigt ein weiteres Beispiel des HF- Schaltungselements mit einem erfindungsgemäßen Resonator. Bei dem HF-Schaltungselement mit dieser Struktur bilden von den vier Eingangs/Ausgangsverbindungspunkten am Umfang 3 des Leiters 2 zwei einander gegenüberliegende Punkte die Eingangs/Ausgangsverbindungspunkte 61, 62. Wie bei der Struktur in Fig. 4 hat diese Struktur die Charakteristik der beiden Resonatoren, deren Resonanzfrequenz fA und Resonanzfrequenz fB parallelgeschaltet sind. Aber da die Phasen der beiden Resonatoren anders als in Fig. 4 umgekehrt und parallelgeschaltet sind, beeinflussen in dieser Struktur die Ausgänge der beiden Resonatoren einander, wobei ein HF-Schaltungselement mit einer Filtercharakteristik mit der größten Übertragung bei der Frequenz fA, fB und mit der kleinsten Übertragung bei der Frequenz (fA + fB)/2 entsteht.
Fig. 6 zeigt ein weiteres anderes erfindungsgemäßes Beispiel des HF-Schaltungselements mit einem Resonator. In Fig. 6 ist ein Punkt, an dem die beiden Dipolmoden (Mode A, Mode B) des Resonators gleichmäßig angeregt, werden, der Eingangs/Ausgangsverbindungspunkt 61, ein Punkt, an dem nur Mode A angeregt wird, der Eingangs/Ausgangsverbindungspunkt 62, ein Punkt, an dem nur Mode B angeregt wird, der Eingangs/Ausgangsverbindungspunkt 63. An den Eingangs/Ausgangsverbindungspunkten 61 bis 63 sind jeweils die Eingangs/Ausgangsanschlüsse 71 bis 73 befestigt. Wenn bei dieser Struktur ein HF-Signal in den Eingangs/Ausgangsanschluß 71 eingegeben wird, werden die Frequenzkomponenten, die an die Frequenz fA des HF- Signals angrenzen, mit Mode A gekoppelt, und die Frequenzkomponenten, die an die Frequenz fB angrenzen, mit Mode B gekoppelt. Die mit Mode A gekoppelten Frequenzkomponenten werden nur an den Eingangs/Ausgangsanschluß 72 abgegeben, und die mit Mode B gekoppelten Frequenzkomponenten werden nur an den Eingangs/Ausgangsanschluß 73 abgegeben. Demzufolge stellt das erfindungsgemäße HF-Schaltungselement einen Demultiplexer dar, der Frequenzkomponenten eines Eingangssignals trennt. Wenn die Eingangs/Ausgangsanschlüsse 72, 73 für eine Signaleingabe und die Eingangs/Ausgangsanschlüsse 71 für eine Signalausgabe verwendet werden, fungiert er als integrierendes Filter. Im Vergleich zu einem herkömmlichen Demultiplexer, der mindestens zwei Resonatoren erfordert, benötigt das erfindungsgemäße HF- Schaltungselement nur einen Resonator, der aus einem elliptischen Leiter besteht, mit dem zusätzlich zu den oben angeführten Vorteilen der erfindungsgemäßen Resonatoren die Größe des Bauelements reduziert werden kann.
Fig. 2 bis 6 zeigen ein HF-Schaltungselement mit einem Resonator mit einem einzelnen elliptischen Leiter. Ein weiterer Typ von HF-Schaltungselementen kann durch Kombination mehrerer Resonatoren hergestellt werden. Ein HF- Schaltungselement, wie in Fig. 4 gezeigt, kann als zweistufiges Bandpaßfilter arbeiten, aber wenn eine zusätzliche Verringerung der Einfügungsdämpfung an der Grenze zwischen dem Durchlaßband und dem Sperrband gewünscht wird, muß die Anzahl der Stufen im Filter erhöht werden.
Fig. 7 zeigt ein Beispiel eines Bandpaßfilters mit zwei oder mehr Stufen, das einen Resonator mit mehreren elliptischen Leitern verwendet. Ein Bandpaßfilter mit sechs Stufen wird unter Verwendung von drei Leitern 21 bis 23 gebildet. In den Leitern 21 bis 23 in Fig. 7 sind von den vier Punkten am Umfang die benachbarten Punkte, an denen die beiden Dipolmoden gleichmäßig angeregt werden, die Verbindungspunkte 81 bis 86. In den Leitern an den Enden 21, 23 sind die Eingangs/Ausgangsanschlüsse 71, 72 jeweils mit den Verbindungspunkten 81, 86 verbunden. Die Leiter 21, 23 sind direkt mit dem Leiter 22 an Verbindungspunkten 82 bis 85 verbunden. Bei dieser Struktur kann durch entsprechende Änderung des Kopplungsgrades der Verbindungspunkte 81 bis 86 und der Resonanzfrequenz (fA, fB) der beiden Dipolmoden der Leiter 21 bis 23 ein zusätzlicher Durchgang durch ein Bandpaßfilter im Vergleich zu einem einstufigen oder zweistufigen Bandpaßfilter entstehen.
Obwohl Fig. 7 ein Beispiel eines sechsstufigen Bandpaßfilters ist, ist es nicht darauf beschränkt. Die Anzahl der Stufen kann weiter erhöht werden. Im allgemeinen kann durch Verwendung von n Resonatoren ein Bandpaßfilter mit 2n Stufen bereitgestellt werden. Demzufolge ermöglicht die Struktur des erfindungsgemäßen HF-Schaltungselements auch eine Reduzierung der Größe von Bandpaßfiltern, während die Anzahl der Stufen im Vergleich zu herkömmlichen Bandpaßfiltern erhöht wird.
Fig. 8 zeigt ein weiteres Beispiel eines erfindungsgemäßen Resonators. Wie in Fig. 8 zu sehen ist, hat der Leiter 2 in der Mitte einen Schlitz 15. In diesem Fall arbeitet der Leiter 2 ähnlich als Resonator. Durch Änderung der Richtung oder der Länge des Schlitzes 15 können die Resonanzfrequenzen der beiden Resonanzmoden verändert werden. Daher kann eine Feineinstellung der Resonanzfrequenzen der beiden Resonanzmoden erfolgen, wenn nach Fertigstellung des Resonators ein Schlitz 15 hinzugefügt oder die Länge des Schlitzes 15, der bereits ausgebildet ist, verlängert wird. Wenn die Ausrichtung des Schlitzes 15 und die Stromrichtung einer Resonanzmode gleich sind (Mode A in Fig. 8), ändert sich die Resonanzfrequenz entsprechend, da die Stromverteilung der anderen Mode (Mode B in Fig. 8) vom Schlitz 15 deutlich beeinflußt wird, obwohl das Vorhandensein des Schlitzes 15 wenig Einfluß auf die Stromverteilung der Mode oder auf die Resonanzfrequenz hat. Durch Verlängerung der Länge des Schlitzes 15 wird die Resonanzfrequenz verringert. Wenn ein Schlitz 15 hergestellt wird, der senkrecht zur Stromrichtung einer Mode ausgerichtet ist, kann daher nur die Resonanzfrequenz dieser Mode fein abgestimmt werden, so daß die Feinabstimmung der Differenz der Frequenz der beiden Moden ermöglicht wird. Wenn ferner zwei Schlitze ausgebildet und jeweils senkrecht zu den Stromrichtungen der beiden Moden ausgerichtet sind, können die beiden Moden einzeln fein abgestimmt werden. Um die Resonanzfrequenz in einem runden Resonator zu ändern, muß im allgemeinen der Radius der runden Platte geändert werden. Deshalb ist es sehr schwierig, die Resonanzfrequenz nach Fertigstellung des Resonators fein abzustimmen. Unter Verwendung der erfindungsgemäßen Ausbildungsstruktur von Schlitzen mit richtigen Längen und Ausrichtungen nach Fertigstellung des Resonators kann jedoch die Resonanzfrequenz der beiden Resonanzmoden einzeln fein abgestimmt werden.
Wenn der Resonator eine Mikrostreifenleitungsstruktur oder eine Streifenleitungsstruktur hat, wie in Fig. 9 dargestellt, kann eine Erdungselektrode 16 am Umfang des Leiters 2 mit dem Resonator verwendet werden. Da eine Erdungselektrode einen instabilen Betrieb infolge des partiellen Austrittsverlusts der elektromagnetischen Wellen verhindert, ist sie zweckmäßig. Wenn ein Material mit geringem Verlust, z. B. ein Supraleiter, als Leiter 2 verwendet wird, ist die Struktur besonders zweckmäßig, da auch ein sehr geringer Austrittsverlust oftmals einen großen Einfluß auf die Charakteristik hat. Wenn mit der Struktur eine Eingabe/Ausgabe erfolgt, können die Eingangs/Ausgangsanschlüsse durch partielles Bearbeiten der Erdungselektrode 16 zum Leiter 2 geführt werden (siehe Fig. 18 (a)).
Es ist zweckmäßig, die Eingangs/Ausgangsanschlüsse und den Leiter durch kapazitive oder induktive Kopplung mit dem Resonator zu koppeln. Fig. 10 zeigt eine Ausführungsform; die die kapazitive Kopplung verwendet. Die kapazitive Kopplung kann erreicht werden, wenn ein Spalt zwischen dem Leiter und den Eingangs/Ausgangsanschlüssen 71, 72 ausgebildet wird, die Übertragungsleitungen darstellen. Da eine solche kapazitive Kopplung einen großen externen Q-Wert aufweist, ist es ein gutes Zusammentreffen, wenn der Q-Wert des Resonators (lastfreier Q-Wert) groß ist. Zusätzlich zur Kopplung durch einen Spalt, kann die kapazitive Kopplung ferner erreicht werden, wenn wahlfreie kapazitive Teile (z. B. ein Kondensator) verwendet werden, um die Eingangs/Ausgangsanschlüsse 71, 71 und den Umfang 3 des Leiters 2 direkt zu verbinden. Fig. 11 zeigt ein Beispiel einer induktiven Kopplung. Induktive Kopplung wird erreicht durch die Induktivität im Abzweig 11. Da eine solche induktive Kopplung einen kleinen externen Q-Wert aufweist, ist es ein gutes Zusammentreffen, wenn der Q-Wert des Resonators (lastfreier Q-Wert) klein ist. Zusätzlich zu einer solchen Kopplung mit einem Abzweig 11 kann ferner die induktive Kopplung erreicht werden, wenn wahlfreie induktive Teile (z. B. eine Spule) oder eine feine Leitung mit einer richtigen Länge verwendet wird, um die Eingangs/Ausgangsanschlüsse 71, 72 und den Umfang 3 des Leiters direkt zu verbinden.
Wenn ein hoher Grad an Eingangs/Ausgangskopplung in Fig. 10 benötigt wird, kann die Größe des Spalts 10 verringert werden, aber nur in einem bestimmten Maße aufgrund von Problemen, die bewirkt werden durch die Herstellungsgenauigkeit oder Entladung, wenn eine große Leistung verwendet wird. Wenn, wie in Fig. 12 gezeigt, das Ende der Übertragungsleitung 17 der Eingangs/Ausgangsanschlüsse 71, 71 an den Kopplungsabschnitten verbreitert wird, können die oben erwähnten Probleme gelöst werden, da der Spalt 10 auch dann nicht kleiner werden muß, wenn ein höherer Grad an Eingangs/Ausgangskopplung benötigt wird.
Resonatoren mit einem ellipsenförmigen Leiter werden in Fig. 1 bis 11 beschrieben. Aber der Leiter muß nicht immer eine elliptische Form haben, da er ähnlich funktioniert, wenn nur zwei Dipolmoden orthogonal ohne Degeneration als die Resonanzmoden polarisiert sind, auch wenn ein planarer Schaltungsresonator eine wahlfreie Form hat wie der Leiter 12 in Fig. 13. Wenn jedoch die Konturen des Leiters 12 nicht glatt sind, kann sich der Q-Wert infolge des erhöhten Verlusts verschlechtern, der durch die partielle übermäßige Konzentration des HF- Stroms bewirkt wird, oder es können Probleme auftreten, wenn ein HF-Signal mit hoher Leistung eingegeben wird. Wenn kein ellipsenförmiger Leiter verwendet wird, würde ein Leiter mit glatten Konturen 12 seine Effizienz verbessern.
Als Struktur mit einer Resonatormassefläche weisen bei einem erfindungsgemäßen Resonator oder HF-Schaltungselement die Mikrostreifenleitungsstruktur, die Streifenleitungsstruktur oder die coplanare Wellenleiterstruktur, die jeweils in Fig. 14 bis 16 gezeigt sind, eine ähnliche Charakteristik auf. Von diesen hat die Mikrostreifenleitungsstruktur (Fig. 14) einen beträchtlichen Strahlungsverlust, aber da die Struktur einfach ist, wird sie am meisten verwendet und paßt gut zu anderen Schaltungen. Obwohl die Streifenleitungsstruktur (Fig. 15) eine komplizierte Struktur ist, stellt sie, da sie wenig Strahlungsverlust hat, ein HF-Schaltungselement mit wenig Verlust dar. Da die coplanare Wellenleiterstruktur (Fig. 16) alle Elemente, einschließlich der Massefläche 13, auf einer Seite des Substrats haben kann, vereinfacht sie den Herstellungsprozeß. Diese Struktur ist besonders zweckmäßig, wenn ein hochtemperaturbeständiger supraleitender Dünnfilm, der schwer auf beiden Seiten des Substrats auszubilden ist, als Leitermaterial verwendet wird.
Ferner kann ein Resonator oder ein HF-Schaltungselement eine Struktur haben, bei der der Leiter 2 zwischen zwei parallelen Leiterebenen 14, 14 angeordnet ist, wie in Fig. 17 gezeigt. Die Struktur gleicht der Streifenleitungsstruktur, die in Fig. 15 beschrieben ist, aber sie hat kein Substrat 1, wie in Fig. 15, und daher ist der Leiter 2 an der Luft. In diesem Fall ist der Leiter 2 von Luft (oder einem Vakuum oder einem geeigneten Gas) umgeben, insbesondere von einem Material mit einer niedrigen relativen Dielektrizitätskonstante. Der Wellenwiderstand des Resonators nimmt zu, um den HF-Strom, der im Leiter 2 fließt, zu reduzieren und um den Verlust im Resonator zu verringern. Deshalb ist die am meisten bevorzugte Struktur die jenige, die einen hohen Q-Wert aufweist. Um den Leiter 2 zwischen den Leiterebenen 14, 14 anzuordnen, ist es effektiv, ein Material mit einer niedrigen Dielektrizitätskonstante, z. B. Teflon, zu verwenden.
Obwohl in den bisher dargestellten erfindungsgemäßen HF-Schaltungselementen als Leitermaterial ein metallischer Dünnfilm vorhanden ist, ist das Material nicht nur auf einen metallischen Film beschränkt, sondern es können auch andere Materialien, einschließlich supraleitender Dünnfilm verwendet werden. Da ein Supraleitermaterial einen viel geringeren Verlust hat als ein Metall, entsteht ein Resonator mit einem sehr hohen Q-Wert. Deshalb ist es effektiv, in einem erfindungsgemäßen HF-Schaltungselement einen Supraleiter zu verwenden. Man kann jedoch in einem Supraleiter keinen supraleitenden Stromfluß über dem Wert der kritischen Stromdichte erreichen. Dies würde ein Problem verursachen, wenn ein HF-Signal verwendet wird. Da ein erfindungsgemäßes HF-Schaltungselement einen Resonator mit einem ellipsenförmigen Leiter verwendet, verteilt sich der HF-Strom zweidimensional und relativ gleichmäßig, um die größte Stromdichte im Vergleich zu einem λ/2-Resonator zu verringern, wenn ein HF-Signal mit gleicher Leistung eingegeben wird. Aus diesem Grund kann, wenn die Resonatoren aus Supraleitermaterial mit der gleichen kritischen Stromdichte bestehen, der erfindungsgemäße Resonator ein HF-Signal mit einer großen Leistung verarbeiten. Deshalb kann, wenn bei einem erfindungsgemäßen HF-Schaltungselement ein Supraleiter als Leitermaterial verwendet wird, ein HF-Schaltungselement mit einer feinen Charakteristik in bezug auf ein HF-Signal hergestellt werden.
Fig. 18(a) und 18(b) sind eine Ausführungsform des HF- Schaltungselements (Filter). Es ist geeignet für die gewünschte Charakteristik der Mittenfrequenz von 5 GHz und des Bandbereichs von annähernd 2%. Der Herstellungsprozeß ist folgender. Zunächst wird ein leitender Dünnfilm mit einer zweischichtigen Struktur ausgebildet, indem ein Titandünnfilm von 10 nm Dicke und ein Metallfilms von 1 um Dicke in dieser Reihenfolge auf beiden Seiten eines Substrats 1, das einen Einkristall aus Lanthanaluminiumoxid (LaAlO&sub3;) mit einer Größe von 12 mm · 12 mm, einer Dicke von 0,5 mm durch Vakuumbeschichtung auflaminiert wird. Der Titandünnfilm wird verwendet, um die Haftung des Metallfilms und des Substrats zu verbessern. Zweitens wird mittels Photolithographie und Argonionenstrahlätzung der leitende Dünnfilm der einen Seite auf dem elliptischen Leiter 2, die Eingangsanschlüsse 71, 72 und die Erdungselektrode 16 strukturiert. Der leitende Dünnfilm auf der Rückseite des Substrats 1 wird als die Massfläche 13 verwendet. Bei den strukturierten Formen ist die längere Achse des elliptischen Leiters 27 mm, die kürzere Achse 6,86 mm und die Leitungsbreite der Eingangs/Ausgangsanschlüsse 71, 72 0,15 mm. An den Rändern 17 der Eingangs/Ausgangsanschlüsse 71, 72 ist die Leitungsbreite auf 1,22 mm verbreitert, und die Ränder haben einen Spalt von 20 um zum Leiter 2, um eine kapazitive Kopplung zu erreichen. Der Abstand zwischen der Erdungselektrode 16 und dem Leiter 2 und den Eingangs/Ausgangsanschlüssen 71, 72 ist etwa 1 mm. Die Mikrowellencharakteristik wird mit einem HP- 8510B Network Analyzer (hergestellt von Hewlett Packard Company) gemessen. Fig. 19 zeigt die Frequenzabhängigkeitscharakteristik des Filters in Fig. 18a und 18b. Wie man aus Fig. 19 ersehen kann, hat das Filter die Charakteristik eines zweistufigen Bandpaßfilters.
Ferner ist ein Filter mit einer ähnlichen Struktur (siehe Fig. 18) auf einem Lanthanaluminiumoxidsubstrat mit einem TlBaCaCuO-Supraleiterdünnfilm (0,7 um Dicke) ausgebildet. Als Massefläche auf der Rückseite des Substrats ist ein leitender Dünnfilm mit einer zweischichtigen Struktur ausgebildet, indem ein Titandünnfilm von 10 nm Dicke und ein Metalldünnfilms von 1 um Dicke laminiert werden. Wenn die Mikrowellencharakteristik gemessen wird, wie in Fig. 22 gezeigt, wird die Temperatur gesteuert, indem ein gefertigter Filterchip 100 in einer Messingspannvorrichtung 101 befestigt und diese in einer Kühlkammer der He-Gasumlauf-Tiefkühlvorrichtung 102 befestigt wird. In Fig. 22 bezeichnet das Bezugszeichen 103 einen kalten Aufsatz, 104 verstärktes Glas für das Fenster, 105, 106 einen HF-Verbinder und 107 ein HF-Kabel. Die Mikrowellencharakteristik wird ebenfalls mit einem HP-8510B Network Analyzer (hergestellt von Hewlett Packard Company) gemessen. Fig. 20 zeigt die Eingangsleistungsabhängigkeit der Einfügungsdämpfung des Filters, der hergestellt ist, wie oben beschrieben, bei einer Temperatur von 20 K. Wie in Fig. 20 zu sehen ist, ist die Einfügungsdämpfung annähernd 0,4 dB und ändert sich auch bei einer Eingangsleistung von 41,8 dBm (annähernd 15 W) nicht merklich. Herkömmliche HF-Filter mit einem hochtemperaturbeständigen supraleitenden Dünnfilm können nicht als Filter arbeiten, da Supraleitfähigkeit verlorengeht, wenn eine HF- Signalleistung von etwa 100 mW oder mehr eingegeben wird. Das erfindungsgemäße HF-Schaltungselement (Filter) hat eine Struktur, die eine Signalstromkonzentration verhindert und einer großen Eingangsleistung standhält.

Claims

1. HF-Schaltungselement mit einem Resonator und mindestens einem Anschluß (71) für eine Signaleingabe und mindestens einem Anschluß (72) für eine Signalausgabe, die mit dem Resonator am Umfang des Leiters verbunden sind, wobei der Resonator einen ellipsenförmigen Leiter aufweist, der auf einem Substrat ausgebildet ist und zwei orthogonale Dipolmoden aufweist.

2. HF-Schaltungselement nach Anspruch 1, wobei zwei Punkte, an denen nur eine der beiden Dipolmoden angeregt wird, am Umfang des Leiters Eingangs/Ausgangsverbindungspunkte (1, 2) sind und Anschlüsse mit dem Resonator jeweils an den Eingangs/Ausgangsverbindungspunkten (1, 2) verbunden sind.

3. HF-Schaltungselement nach Anspruch 1, wobei zwei Punkte, an denen nur eine der beiden Dipolmoden angeregt wird, Eingangs/Ausgangsverbindungspunkte (1, 2) sind und die beiden anderen Punkte, an denen nur die andere der beiden Dipolmoden angeregt wird, die Eingangs/Ausgangsverbindungspunkte (3, 4) am Umfang des Leiters sind und Anschlüsse mit dem Resonator jeweils an den Eingangs/Ausgangsverbindungspunkten (1 bis 4) verbunden sind.

4. HF-Schaltungselement nach Anspruch 1, wobei zwei Punkte, an denen beide Dipolmoden gleichmäßig angeregt werden und die an benachbarten Positionen am Umfang des Leiters liegen, Eingangs/Ausgangsverbindungspunkte (1, 2) sind und die Anschlüsse mit dem Resonator jeweils mit den Eingangs/Ausgangsverbindungspunkten (1, 2) verbunden sind.

5. HF-Schaltungselement nach Anspruch 1, wobei zwei Punkte, an denen beide Dipolmoden gleichmäßig angeregt werden und die an gegenüberliegenden Positionen am Umfang des Leiters liegen, Eingangs/Ausgangsverbindungspunkte (1, 2) sind und Anschlüsse jeweils mit dem Resonator an den Eingangs/Ausgangsverbindungspunkten (1, 2) verbunden sind.

6. HF-Schaltungselement nach Anspruch 1, wobei ein Punkt, an dem beide Dipolmoden gleichmäßig angeregt werden, ein Eingangs/Ausgangsverbindungspunkt (1) ist, ein Punkt, an dem nur eine der Dipolmoden angeregt wird, ein Eingangs/Ausgangsverbindungspunkt (2) ist und ein Punkt, an dem nur die andere der Dipolmoden angeregt wird, ein Eingangs/Ausgangsverbindungspunkt (3) ist und die Anschlüsse (71, 72) mit dem Resonator jeweils an den Eingangs/Ausgangsverbindungspunkten (1-3) verbunden sind.

7. HF-Schaltungselement mit mehreren Resonatoren, wobei jeder der Resonatoren einen auf einem Substrat ausgebildeten ellipsenförmigen Leiter und zwei orthogonale Dipolmoden hat, wobei die Resonatoren miteinander gekoppelt sind.

8. HF-Schaltungselement nach Anspruch 7, wobei zwei Punkte, an denen die beiden Dipolmoden gleichmäßig angeregt werden und die an benachbarten Positionen liegen, die Eingangs/Ausgangsverbindungspunkte (1, 2) sind und die mehreren Resonatoren zwischen die Eingangs/Ausgangsverbindungspunkte (1, 2) in Reihe geschaltet sind.

9. HF-Schaltungselement nach einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei Anschlüsse aus Übertragungsleitungen mit zwei Enden bestehen, wobei ein Ende jeder Übertragungsleitung mit dem Leiter mit einem Resonator über eine kapazitive Kopplung oder eine induktive Kopplung gekoppelt ist.

10. HF-Schaltungselement nach Anspruch 9, wobei die Enden der Übertragungsleitung durch Ausbildung eines Spalts zwischen dem Ende der Übertragungsleitung und dem Umfang des Leiters mit dem Resonator kapazitiv gekoppelt sind.

11. HF-Schaltungselement nach Anspruch 10, wobei eines der Enden der Übertragungsleitungen verbreitert ist.

12. HF-Schaltungselement nach einem der Ansprüche 1 bis 11, wobei ein Supraleiter als das Leitermaterial verwendet wird.

13. HF-Schaltungselement nach einem der Ansprüche 1 bis 12, wobei der Resonator ferner eine Erdungselektrode (16) aufweist, die auf dem Substrat entlang dem Umfang des Leiters (2) angeordnet ist.

14. HF-Schaltungselement nach einem der Ansprüche 1 bis 13, wobei der Leiter eine Platte ist und der Leiter zwischen zwei parallelen Masseflächen angeordnet ist.

15. HF-Schaltungselement nach einem der Ansprüche 1 bis 14, wobei der Leiter einen Schlitz (15) hat.

16. HF-Schaltungselement nach einem der Ansprüche 1 bis 15, wobei der Schlitz (15) senkrecht zur Stromrichtung ausgerichtet ist.