DE69427479T2

DE69427479T2 - Hochgenauer Stromspiegel für niedrige Versorgungsspannung

Info

Publication number: DE69427479T2
Application number: DE1994627479
Authority: DE
Inventors: Roberto Alini; Francesco Brianti; David Moloney; Valerio Pisati
Original assignee: STMicroelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 1994-11-30
Filing date: 1994-11-30
Publication date: 2002-01-17
Anticipated expiration: 2014-12-01
Also published as: EP0715239A1; DE69427479D1; EP0715239B1

Description

Gebiet der Erfindung

Die Erfindung betrifft eine hochgenaue Stromerzeugungsschaltung.
Insbesondere betrifft die Erfindung eine hochgenaue Stromerzeugungsschaltung für einen impedanzarmen Schaltungsnutzerauslaß vom Typ mit einem Stromspiegel, der einen Eingangszweig, an dem ein Referenzstrom angelegt ist, und einen Ausgangszweig hat, der einen zum Referenzstrom proportionalen Strom liefert.
Bekanntlich handelt es sich bei einer Stromspiegelkonfiguration um eine herkömmliche Schaltungsanordnung, die normalerweise zum Einsatz kommt, um einen konstanten Ausgangsstrom zu erzeugen, der zu einem vorgegebenen Referenzstrom proportional ist.
Stromspiegel haben zahlreiche Anwendungen auf dem Gebiet integrierter Schaltungen und dienen insbesondere zum Vorspannen von Differenzschaltungen in Oszillatorschaltungen, Abtast- und Halteschaltungen sowie Digital-Analog-Wandlern. In bestimmten dieser Anwendungen, z. B. hochauflösenden Digital-Analog-Wandlerschaltungen, ist es sehr wichtig, daß der Strom vom Generator genau, zeitlich konstant und von möglichen Schwankungen der Lastentnahme oder Schwankungen der Versorgungsspannung unbeeinflußt ist.

Hintergrund der Technik

Stromspiegelgeneratorschaltungen herkömmlicher Gestaltung sind in P. R. Gray und R. G. Meyer, "Analysis and Design of Analog Integrated Circuits", Wiley, New York, 1984, Seiten 233-246 und 703-718 beschrieben.
Allgemein lassen sich solche Schaltungen mit Transistoren vom bipolaren Typ oder mit Transistoren vom MOS-Typ implementieren.
In seiner einfachsten Form weist der in der angegebenen Literatur erwähnte Stromspiegel zwei Transistoren und einen Referenzstromgenerator auf. In seiner einfachsten Form weist der Referenzgenerator einen Widerstand auf, der mit einem der beiden Transistoren in Reihe geschaltet ist.
Dieser bekannte Weg ist schaltungstechnisch recht unkompliziert und findet breiten Einsatz mit Schaltungen, die keine hohe Genauigkeit erfordern.
Erklären läßt sich die relativ geringe Genauigkeit einer solchen Schaltung anhand ihrer Implementierung mit Transistoren vom MOS-Typ. Der Ausgangsstrom vom Generator wird durch einen der beiden Transistoren zugeführt, die den Spiegel aufweisen, wobei sich anerkanntermaßen der Innenwiderstand eines MOS-Transistors mit der Potentialdifferenz zwischen seinem Drain- und Sourceanschluß ändert. Da der Drainanschluß des Transistors, der den Strom ausgibt, gewöhnlich mit einer Last verbunden ist, deren Impedanz möglicherweise nicht ständig konstant ist, kann sich auch die Spannung Vds zwischen dem Drain und der Source des Transistors im Normalbetrieb der Schaltung ändern. Diese Spannungsänderung führt zu einer Änderung des Innenwiderstands des Transistors und somit des Ausgangsstroms von der Schaltung.
Andere Schaltungsgestaltungen wurden entwickelt, um Stromgeneratoren genauer zu machen.
Durch eine dieser Gestaltungen, aus der zugehörigen Literatur als "Kaskoden"-Stromspiegelkonfiguration bekannt und in der genannten Publikation beschrieben, kann der Ausgangswiderstand des Stromgenerators erhöht werden, um den Fehler infolge etwaiger Änderungen der Versorgungsspannung zu reduzieren. Obwohl dieser bekannte Weg einen Fortschritt unter dem Genauigkeitsaspekt darstellt, hat er immer noch einige Mängel. Zum Beispiel reduziert seine spezielle Kaskodenstruktur den dynamischen Nutzbereich für das Signal, was die Schaltung für Anwendungen mit geringer Versorgungsspannung, z. B. im Bereich von 2,5 bis 3 Volt, ungeeignet macht.
Ein weiterer, auch in der genannten Veröffentlichung beschriebener bekannter Weg ist die Wilson-Konfiguration der Stromerzeugungsschaltung. Sie ist eine Verbesserung gegenüber der früheren Anordnung, was die Genauigkeit betrifft, aber erneut mit den gleichen Nachteilen wie der frühere Weg behaftet, da sie die Kaskodenkonfiguration beibehält. Außerdem ermöglicht dieser Weg kein Vorspannen mehrerer Ausgangszweige auf der Grundlage eines einzelnen Referenzstroms, und er kann nicht mehrere Ausgangsströme bereitstellen.
Die EP-A-0523266 betrifft eine integrierbare Stromspiegelschaltung mit einem Referenztransistor, in dem der Eingangsstrom fließt, und einem Ausgangstransistor, in dem ein zum Eingangsstrom proportionaler Ausgangsstrom fließt. Eine solche Schaltung weist einen Operationsverstärker auf, der die Spannung über dem Eingangs- und Ausgangstransistor vergleicht und eine Steuerspannung zu den Gateanschlüssen der Transistoren führt, um gleiche Spannungswerte an den Anschlüssen beizubehalten.
Zudem betrifft die EP-A-0403195 eine Stromspiegelschaltung mit einem aktiv steuerbaren Rückkopplungselement (in Form eines p-Kanal-MOS-Transistors), das mit dem Ausgang eines Differenzverstärkers verbunden ist, dessen Zweck der Ausgleich der Drainspannungen eines Paars MOS-Transistoren ist.
Das der Erfindung zugrundeliegende technische Problem besteht darin, eine Stromerzeugungsschaltung bereitzustellen, die solche hochgenauen Funktionsmerkmale sowie Aufbaumerkmale einer reduzierten Siliziumflächenbelegung in der integrierten Schaltung hat, daß die vorgenannten Nachteile des Stands der Technik überwunden werden.
Dieses technische Problem wird durch eine hochgenaue Stromerzeugungsschaltung der Art gelöst, die einen Transistorstromspiegel nach Anspruch 1 aufweist.
Die Merkmale der Erfindung gehen aus der folgenden näheren Beschreibung von Ausführungsformen anhand der beigefügten veranschaulichenden Zeichnungen hervor. Es zeigen:
Fig. 1 eine schematische Darstellung einer erfindungsgemäßen Stromerzeugungsschaltung;
Fig. 2 eine erste Implementierung der Stromerzeugungsschaltung der Erfindung;
Fig. 3 eine nähere Darstellung einer bevorzugten Ausführungsform der Stromerzeugungsschaltung von Fig. 1;
Fig. 4 eine zweite Implementierung der erfindungsgemäßen Stromerzeugungsschaltung;
Fig. 5 eine dritte Implementierung der erfindungsgemäßen Stromerzeugungsschaltung; und
Fig. 6 eine beispielhafte Anwendung der erfindungsgemäßen Stromerzeugungsschaltung.

Nähere Beschreibung

Mit speziellem Bezug auf das Beispiel von Fig. 1 ist bei 1 eine hochgenaue Stromerzeugungsschaltung als Ausführung der Erfindung allgemein und schematisch dargestellt.
Die Schaltung 1 hat eine Stromspiegelkorifiguration und weist zwei Transistoren M1 und M2 vom n-Kanal-MOS-Typ auf. Der erste Transistor M1 bildet im wesentlichen den Eingangszweig 2 des Stromspiegels, und sein Sourceanschluß S1 ist mit einer Festpotentialreferenz verbunden, speziell mit der elektrischen Masse GND der Schaltung. Der Drainanschluß D1 des Transistors M1 ist mit einem Generator für einen Referenzstrom Iref verbunden.
Der Ausgangszweig 3 des Stromspiegels weist den zweiten Transistor M2 auf. Der Sourceanschluß S2 des Transistors M2 ist mit der elektrischen Masse GND der Schaltung verbunden, wobei sein Drainanschluß D2 der Ausgangsanschluß der Schaltung ist.
Die Steueranschlüsse G1 und G2 beider Transistoren M1 und M2 sind zusammengeschaltet.
Vorteilhaft ist ein Spannungsregler 4 mit den Drainanschlüssen D1 und D2 der Transistoren M1 und M2 verbunden, um an den Anschlüssen einen Drain-Source-Spannungswert Vds1 und Vds2 beizubehalten, der für beide Transistoren gleich ist.
Der Spannungsregler 4 weist einen Operationsverstärker OA mit zwei Eingängen, einem invertierenden (-) und einem weiteren nichtinvertierenden (+), sowie einem Ausgang U auf.
Der nichtinvertierende (+) Eingang des Verstärkers OA ist mit dem Drainanschluß D1 des ersten Transistors M1 verbunden. Der invertierende (-) Eingang ist mit dem Drainanschluß D2 des zweiten Transistors M2 verbunden, und der Ausgang U ist mit dem gemeinsamen Knoten A zwischen den Gateanschlüssen G1 und G2 beider Transistoren M1, M2 verbunden.
Ein Ausgleichskondensator C1 ist zwischen dem Ausgang U und dem nichtinvertierenden (+) Eingang des Operationsverstärkers verbunden.
Im Hinblick auf den Betrieb der Schaltung in Fig. 1 wird der durch den ersten Transistor M1 geführte Referenzstrom Iref in den Strom Iout vom zweiten Transistor M2 gespiegelt. Tatsächlich sind die Sourceanschlüsse S1 und S2 sowie die Gateanschlüsse G1 und G2 der beiden Transistoren zusammengeschaltet.
Die Bereitstellung des Spannungsreglers 4, der aus dem Operationsverstärker OA besteht, bedeutet, daß die Drain- Source-Spannungen Vds1 und Vds2 den gleichen Wert für beide Transistoren M1 und M2 haben sollten. Da die Transistoren M1 und M2 auch die gleiche Gate-Source-Spannung haben, arbeiten sie folglich in genau dem gleichen Zustand.
Die Vorspannung der beiden Transistoren M1 und M2 wird vom Ausgang U des Operationsverstärkers OA geliefert.
Im folgenden werden die beiden Rückkopplungszweige diskutiert, die zwischen dem Ausgang U des Operationsverstärkers OA und den beiden Eingängen (+) und (-) vorhanden sind. Diese beiden Zweige sind im wesentlichen durch die beiden Transistoren M1 und M2 gebildet.
Insbesondere ist der Ausgangsanschluß U des Verstärkers OA mit dem Gateanschluß G1 des Transistors M1 verbunden, und der Drainanschluß D1 dieses Transistors ist mit dem nichtinvertierenden (+) Eingang des Verstärkers OA verbunden.
Bei vorhandenem Signal am Drainanschluß eines Transistors, das gegenüber dem an seinem Gateanschluß vorliegenden Signal stets um 180 Grad verschoben ist, ist die Rückkopplungsschleife an diesen Zweig zwangsläufig eine negative. Der Kondensator C1, der auch zwischen dem Ausgang U und dem nichtinvertierenden (+) Eingang des Verstärkers OA rückgekoppelt ist, führt einen typischen Ausgleich durch, der als "Polspaltung" bezeichnet wird, wodurch die Pole durch den Millerschen Effekt aufgespalten werden.
Für den mit dem invertierenden (-) Eingang des Verstärkers OA verbundenen Rückkopplungszweig ist sofort deutlich, daß die Rückkopplung an diesem Eingang eine positive ist. Tatsächlich wird das am Verstärkerausgang U vorliegende Signal durch den Transistor M2 invertiert, bevor es am invertierenden (-) Eingang angelegt wird.
Zur Reduzierung der Schleifenverstärkung einer solchen positiven Rückkopplung auf einen Wert unter eins ist es daher notwendig, daß die mit dem Ausgang dieses Stromgenerators, am Drainanschluß D2 des Transistors M2, verbundene Last einen sehr niedrigen Eingangsimpedanzwert hat.
In Fig. 2 ist ein Schaltbild für eine erste Implementierung der Stromerzeugungsschaltung von Fig. 1 gezeigt. Insbesondere wurde die gleiche Schaltungsanordnung wie in der vorherigen Ausführungsform nunmehr mit p-Kanal-MOS-Transistoren implementiert.
Die Schaltung 1 weist zwei p-Kanal-Transistoren M3 und M4 sowie einen Spannungsregler 4 auf. Der erste Transistor M3 bildet den Eingangszweig 2 des Stromspiegels, wobei sein Sourceanschluß S3 mit einer Festpotentialreferenz verbunden ist, speziell mit dem positiven Pol Vcc des Versorgungsspannungsgenerators, während sein Drainanschluß D3 mit einem Generator für einen Referenzstrom Iref verbunden ist.
Der Ausgangszweig 3 des Stromspiegels besteht aus dem zweiten p-Kanal-Transistor M4. Der Sourceanschluß S4 dieses Transistors ist mit dem positiven Pol Vcc des Versorgungsspannungsgenerators verbunden, während der Transistordrainanschluß D4 mit dem Ausgangsanschluß der Schaltung zusammenfällt.
Die Steueranschlüsse G3 und G4 beider Transistoren M3 und M4 sind zusammengeschaltet.
Vorteilhaft ist ein Spannungsregler 4 mit den Drainanschlüssen D3 und D4 der Transistoren M3 und M4 verbunden, um so an den Anschlüssen einen Drain-Source-Spannungswert Vds3 und Vds4 beizubehalten, der für beide Transistoren gleich ist.
Der Spannungsregler 4 weist einen Operationsverstärker OA mit zwei Eingängen, einem invertierenden (-) und einem weiteren nichtinvertierenden (+), sowie einem Ausgang U auf.
Der nichtinvertierende (+) Eingang des Verstärkers OA ist mit dem Drainanschluß D3 des ersten Transistors M3 verbunden. Der invertierende (-) Eingang ist mit dem Drainanschluß D4 des zweiten Transistors M4 verbunden, während der Ausgang U ist mit dem gemeinsamen Knoten A zwischen den Gateanschlüssen G3 und G4 beider Transistoren M3 und M4 verbunden ist.
Ein Ausgleichskondensator C1 ist zwischen dem Ausgang U und dem nichtinvertierenden (+) Eingang des Operationsverstärkers verbunden.
Die Schaltung von Fig. 2 arbeitet wie die zuvor beschriebene Schaltung von Fig. 1.
Der aus dem Operationsverstärker OA bestehende Spannungsregler 4 bedeutet, daß die Drain-Source-Spannungen Vds3 und Vds4 an den beiden Transistoren M3 und M4 den gleichen Wert haben sollten.
Bei gleicher Gate-Source-Spannung der Transistoren M3 und M4 arbeiten sie folglich in genau dem gleichen Zustand.
Ähnlich wie in der Schaltung von Fig. 1 ist die am invertierenden (-) Eingang des Operationsverstärkers OÄ vorhandene Rückkopplung eine positive. Daher ist es zur Reduzierung der Schleifenverstärkung dieser positiven Rückkopplung auf einen Wert unter eins notwendig, daß die mit dem Ausgang dieses Stromgenerators verbundene Last einen sehr niedrigen Eingangsimpedanzwert hat.
Die Schaltung von Fig. 1 ist in Fig. 3 näher dargestellt; insbesondere ist eine optionale Ausführungsform des Operationsverstärkers OA mit Transistoren vom MOS-Typ gezeigt.
Dieser Verstärker OA ist durch vier mit M5, M6, M7 und M8 bezeichnete Transistoren in einer bekannten Schaltungsanordnung gebildet. Die beiden p-Kanal-Transistoren M5 und M6 bilden die Differenzeingangsstufe, während der Drainanschluß D8 des n-Kanal-Transistors M8 der Ausgangsanschluß U des Verstärkers ist.
In Fig. 4 ist ein Schaltbild für eine zweite Implementierung der in Fig. 1 veranschaulichten Stromerzeugungsschaltung gezeigt. Insbesondere ist eine Schaltungsanordnung dargestellt, die bipolare Transistoren vom npn-Typ verwendet.
Die Schaltung 1 weist zwei Transistoren T1 und T2 sowie einen Spannungsregler 4 auf. Der erste Transistor T1 bildet den Eingangszweig 2 des Stromspiegels, und sein Emitteranschluß E1 ist mit einer Festpotentialreferenz verbunden, speziell mit der elektrischen Masse GND der Schaltung, während sein Kollektoranschluß C1 mit einem Generator für einen Referenzstrom Iref verbunden ist.
Der Ausgangszweig 3 des Stromspiegels besteht aus dem zweiten Transistor T2. Der Emitteranschluß E2 dieses Transistors ist mit der elektrischen Masse GND der Schaltung verbunden, während der Transistorkollektoranschluß C2 der Ausgangsanschluß der Schaltung ist.
Die Basisanschlüsse B1 und B2 beider Transistoren T1 und T2 sind zusammengeschaltet.
Vorteilhaft ist ein Spannungsregler 4 mit den Kollektoranschlüssen C1 und C2 der Transistoren T1 und T2 verbunden, um an den Anschlüssen einen Kollektor-Emitter-Spannungswert Vcc1 und Vce2 beizubehalten, der für beide Transistoren gleich ist.
Der Spannungsregler 4 weist einen Operationsverstärker OA mit zwei Eingängen, einem invertierenden (-) und einem weiteren nichtinvertierenden (+), sowie einem Ausgang U auf.
Der nichtinvertierende (+) Eingang des Verstärkers OA ist mit dem Kollektoranschluß C1 des ersten Transistors T1 verbunden. Der invertierende (-) Eingang ist mit dem Kollektoranschluß C2 des zweiten Transistors T2 verbunden, während der·Ausgang U mit dem gemeinsamen Knoten A zwischen den Basisanschlüssen B1 und B2 beider Transistoren T1 und T2 verbunden ist.
Ein Ausgleichskondensator C1 ist zwischen dem Ausgang U des Operationsverstärkers und seinem nichtinvertierenden (+) Eingang verbunden.
Die Schaltung von Fig. 4 arbeitet ähnlich wie die Schaltung von Fig. 1.
Der Spannungsregler 4, der aus dem Operationsverstärker OA besteht, bedeutet, daß die Kollektor-Emitter-Spannungen Vcc1 und Vce2 an den beiden Transistoren T1 und T2 den gleichen Wert haben sollten. Da die Transistoren T1 und T2 auch gleiche Basis-Emitter-Spannungen haben, arbeiten sie folglich unter ähnlichen Bedingungen.
Die am invertierenden (-) Eingang des Operationsverstärkers OA vorhandene Rückkopplung ist in dieser Schaltung wie in der Schaltung von Fig. 1 positiv. Daher ist es zur Reduzierung der Schleifenverstärkung der positiven Rückkopplung auf einen Wert unter eins notwendig, daß die mit dem Ausgang dieses Stromgenerators verbundene Last einen sehr niedrigen Eingangsimpedanzwert hat.
Fig. 5 zeigt ein Schaltbild für eine dritte Implementierung der Stromerzeugungsschaltung gemäß Fig. 1. Insbesondere wurde hier die gleiche Schaltungsanordnung mit bipolaren Transistoren vom pnp-Typ ausgeführt.
Die Schaltung weist zwei Transistoren T3 und T4 sowie einen Spannungsregler 4 auf. Der erste Transistor T3 bildet den Eingangszweig des Stromspiegels, und sein Emitteranschluß E3 ist mit einer Festpotentialreferenz verbunden, speziell mit dem positiven Pol Vcc des Versorgungsspannungsgenerators, während sein Kollektoranschluß C3 mit einem Generator für einen Referenzstrom Iref verbunden ist.
Der Ausgangszweig des Stromspiegels besteht aus dem zweiten Transistor T4. Der Emitteranschluß E4 dieses Transistors ist mit dem positiven Pol Vcc des Versorgungsspannungsgenerators verbunden, während der Transistorkollektoranschluß C4 der Ausgangsanschluß der Schaltung ist.
Die Basisanschlüsse B3 und B4 beider Transistoren T3 und T4 sind zusammengeschaltet.
Vorteilhaft ist ein Spannungsregler 4 mit den Kollektoranschlüssen C3 und C4 der Transistoren T3 und T4 verbunden, um an diesen Anschlüssen einen gleichen Kollektor-Emitter- Spannungswert Vce3 und Vce4 für beide Transistoren beizubehalten.
Der nichtinvertierende (+) Eingang des Verstärkers OA ist mit dem Kollektoranschluß C3 des ersten Transistors T3 verbunden. Der invertierende (-) Eingang ist mit dem Kollektoranschluß C4 des zweiten Transistors T4 verbunden, während der Ausgang U mit dem gemeinsamen Knoten A zwischen den Basisanschlüssen B3 und B4 beider Transistoren T3 und T4 verbunden ist.
Ein Ausgleichskondensator C1 ist zwischen dem Ausgang U und dem nichtinvertierenden (+) Eingang des Operationsverstärkers verbunden.
Die Schaltung von Fig. 5 arbeitet ähnlich wie die Schaltung von Fig. 1.
Der den Operationsverstärker OA aufweisende Spannungsregler 4 bedeutet, daß die Kollektor-Emitter-Spannungen Vce3 und Vce4 an den beiden Transistoren T3 und T4 gleich sein sollten. Da die Transistoren T3 und T4 auch die gleiche Basis-Emitter-Spannung haben, sind ihre Betriebsbedingungen also gleich.
Ähnlich wie in der Schaltung von Fig. 1 hat diese Schaltung auch eine am invertierenden (-) Eingang des Operationsverstärkers OA vorhandene positive Rückkopplung, wodurch die mit dem Ausgang dieses Stromgenerators verbundene Last einen sehr geringen Eingangsimpedanzwert haben muß, wenn die Schleifenverstärkung der positiven Rückkopplung einen Wert unter eins haben soll.
Fig. 6 zeigt ein Schaltbild für einen Digital-Analog- Wandler, der eine erfindungsgemäße hochgenaue Stromerzeugungsschaltung verwendet.
Insbesondere weist der Ausgangszweig 30 der Stromspiegelschaltung 10 zusätzlich zum ersten Transistor M12 zwei weitere Transistoren M13 und M14 auf. Die Drainanschlüsse D13, D14 und Sourceanschlüsse 513, 514 dieser Transistoren sind mit dem Drainanschluß D12 bzw. Sourceanschluß 512 des ersten Transistors M12 verbunden, während ihre Gateanschlüsse G13 und G14 über einen Schalter sw1 bzw. sw2 mit dem Gateanschluß G12 des ersten Transistors M12 verbunden sind.
Die beiden Schalter sw1 und sw2 werden durch das digitale Eingangssignal gesteuert, und die durch die einzelnen Transistoren M12, M13 und M14 geführten Ströme werden zum Ausgangsstrom Iout vom D/A-Wandler summiert. In dieser speziellen Ausführungsform ist das digitale Signal ein Zweibitsignal, wobei es aber - wie der modulare Aufbau des Ausgangszweiges 30 verdeutlicht - relativ leicht wäre, die Anzahl der vorgesehenen Transistoren zu vervielfachen, um eine erhöhte Auflösung für den D/A-Wandler zu erreichen.
Somit stellt die Schaltung der Erfindung einen hochgenauen Stromgenerator bereit, der schaltungstechnisch relativ einfach ist. Zusätzlich kann diese Schaltung in unterschiedlichen Technologien, bipolaren und MOS-Transistoren, verwendet werden und kann an einer geringen Versorgungsspannung arbeiten.
Ein weiterer Vorteil ist, daß sich der Ausgangszweig dieses Stromgenerators leicht duplizieren läßt, um mehrere Ströme von einem einzelnen Referenzstrom auszugeben.

Claims

1. Hochgenaue Stromerzeugungsschaltung (1), die insbesondere für einen impedanzarmen Schaltungsnutzer vorgesehen ist und von der Art ist, die aufweist:

einen Transistorstromspiegel mit einem Eingangszweig (2) und einem Ausgangszweig (3), wobei der Eingangszweig (2) mindestens einen ersten Transistor (M1) aufweist und der Ausgangszweig (3) mindestens einen zweiten Transistor (M2) aufweist, wobei beide Transistoren mit einer Festpotentialreferenz (GND) verbundene erste Anschlüsse (S1, S2), zusammengeschaltete Steueranschlüsse (G1, G2) und zweite Anschlüsse (D1, D2) haben, wobei der zweite Anschluß (D1) des ersten Transistors (M1) mit einem Strom- (Iref) Generator verbunden ist, und

einen Spannungsregler (4) mit mindestens einem ersten (+) und einem zweiten (-) Anschluß, die mit dem zweiten Anschluß (D1) des ersten Transistors (M1) bzw. mit dem zweiten Anschluß (D2) des zweiten Transistors (M2) verbunden sind, um gleiche Spannungswerte an den Anschlüssen beizubehalten, wobei der Spannungsregler (4) aufweist: einen Operationsverstärker (OA) mit einem ersten Eingang (+), der mit dem zweiten Anschluß (D1) des ersten Transistors (M1) verbunden ist, und einem zweiten Eingang (-), der mit dem zweiten Anschluß (D2) des zweiten Transistors (M2) verbunden ist, sowie einem Ausgang (U), der mit den Steueranschlüssen (G1, G2) des ersten (M1) und zweiten (M2) Transistors verbunden ist,

dadurch gekennzeichnet, daß:

der Operationsverstärker (OA) vom CMOS-Typ ist und aufweist: einen dritten (M5) und vierten MOS-Transistor (M6), die eine Differenzeingangsstufe des Operationsverstärkers (OA) bilden, sowie einen fünften (M7) und sechsten MOS-Transistor (M8), die eine Ausgangsstufe des Operationsverstärkers (OA) bilden, wobei der Drainanschluß (D8) des sechsten MOS-Transistors (M8) der Ausgangsanschluß (U) des Operationsverstärkers (OA) ist; und

ein Ausgleichskondensator (C1) zwischen dem nichtinvertierenden (+) Eingang und dem Ausgang (U) des Operationsverstärkers (OA) verbunden ist.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte (M5) und vierte MOS-Transistor (M6) des Operationsverstärkers (OA) p-Kanal-Transistoren sind, während der fünfte (M7) und sechste MOS-Transistor (M8) des Operationsverstärkers (OA) n-Kanal-Transistoren sind.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang (U) des Operationsverstärkers (OA) eine Vorspannung zum ersten (M1) und zweiten (M2) Transistor führt, und dadurch, daß beim ersten und zweiten Transistor (M1, M2) ihre Sourceanschlüsse (S1, S2) und Gateanschlüsse (G1, G2) zusammengeschaltet sind, wodurch ihre Drain-Source-Spannungen (Vds1, Vds2) zwangsweise so auf den gleichen Wert eingestellt sind, daß die Transistoren (M1, M2) in genau dem gleichen Zustand arbeiten.

4. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgangszweig (3) des Stromspiegels mindestens einen zusätzlichen Transistor (M13) mit einem ersten und zweiten Anschluß sowie einem Steueranschluß aufweist, wobei der erste (513) und zweite (D13) Anschluß mit den entsprechenden Anschlüssen (S2, D2) des zweiten Transistors (M2) verbunden sind und der Steueranschluß (G13) mit dem Steueranschluß (G2) des zweiten Transistors (M2) über eine erste Schalteinrichtung (SW1) verbunden ist.

5. Schaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der erste, zweite und zusätzliche Transistor (M1, M2, M13) vom n-Kanal-MOS-Typ sind.

6. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der erste, zweite und zusätzliche Transistor (M1, M2, M13) vom p-Kanal-MOS-Typ sind.

7. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der erste, zweite und zusätzliche Transistor (M1, M2, M13) vom bipolaren npn-Typ sind.

8. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der erste, zweite und zusätzliche Transistor (M1, M2, M13) vom bipolaren pnp-Typ sind.