DE69331923T2

DE69331923T2 - Gerät zur transparenten Signalpfadumschaltung, insbesondere in der Raumfahrttechnik, und dieses Gerät enthaltende Nutzlast

Info

Publication number: DE69331923T2
Application number: DE69331923T
Authority: DE
Inventors: Robert Mort; Denis Rouffet
Original assignee: Alcatel SA
Current assignee: Sutton Wireless Wilmington Del Us LLC
Priority date: 1992-08-14
Filing date: 1993-08-11
Publication date: 2002-12-12
Anticipated expiration: 2013-08-12
Also published as: EP0584012B1; FR2694855B1; FR2694855A1; US5428814A; DE69331923D1; EP0584012A1

Description

Die Erfindung betrifft das Gebiet der Fernmeldetechnik, insbesondere der Funkfernmeldetechnik, genauer gesagt der Satelliten-Fernmeldetechnik. Fernmeldesatelliten empfangen Funksignale von einem oder mehreren Orten auf der Erdoberfläche (Aufwärtsverbindungen), verstärken sie und übertragen sie von neuem zur Erde (Abwärtsverbindungen).
In der Entwicklung der Satelliten-Fernmeldetechnik hat man das ständige Zunehmen der Kapazität der Satelliten hinsichtlich der Anzahl der Fernmeldekanäle, die über den Satelliten auf diese Weise laufen können, sowie der Rate auf jedem Kanal feststellen können. Um die Wirtschaftlichkeit eines Satelliten unter dem Gesichtspunkt des Verhältnisses von Leistung zu investiertem Geldbetrag zu maximieren, versucht man, die Lebensdauer eines Satelliten so weit wie möglich zu verlängern und gleichzeitig Quantität und Qualität der Dienste, die geleistet werden können, so weit wie möglich zu steigern.
Zu diesem Zweck ist es erforderlich, den Verbrauch an allem, was zur Realisierung und Nutzung des Weltraumsegments des Satelliten-Fernmeldesystems erforderlich ist, insbesondere Masse und Größe des Flugkörpers und der mitgeführten Geräte, und den Verbrauch an elektrischer Energie an Bord zu minimieren; und bereits seit einiger Zeit muß auch das Funkspektrum bewirtschaftet werden, das eine begrenzte und zunehmend nachgefragte Ressource ist.
Mehrere dieser Kriterien werden begünstigt durch die Verwendung mehrerer schmaler Strahlenbündel für die Abwärtsverbindungen, wobei jedes Strahlenbündel geformt ist, um seinen "Abdruck" am Boden zu optimieren, um so möglichst wenig Strahlungsenergie außerhalb der Region der Erdoberfläche zu verlieren, die von diesem Strahlenbündel bedient werden soll. Die Strahlenbündel werden von hochverstärkenden Antennen am Satelliten geformt, und jedes Strahlenbündel ist auf seine Dienstregion durch die Richtung der Hauptkeule der ihn abstrahlenden Antenne ausgerichtet.
So verwendet ein großer Teil der Fernmeldesatelliten nach neuestem Stand der Technik eine zunehmende Zahl von immer schmaleren Strahlenbündeln bei den Abwärtsverbindungen. Je nach Typ der für die Erzeugung dieser Strahlenbündel verwendeten Antenne können ihre Positionen (Abdeckung am Boden) fest oder variabel (orientierbar) sein. In jedem Fall wirft diese Entwicklung ein Problem auf, das der vorliegenden Erfindung zugrunde liegt. Für den Satelliten geht es darum, ein Signal, das von einem gegebenen Ort kommt, aufzufangen und es an einen anderen Ort auf einer Abwärtsverbindung weiterzusenden. Das Problem, das sich dann stellt, ist ein Problem des Umschaltens, durch welches das Signal von einer gegebenen Empfangsantenne über die Elektronik der Nutzlast zu einer bestimmten Sendeantenne geführt wird. Das Problem wird mit zunehmender Zahl der Kanäle oder der gleichzeitig zu verarbeitenden Signale, multipliziert mit der Zahl der verschiedenen Ziele dieser Signale, immer komplizierter.
Unter Kanal versteht man hier durch Analogie mit der Geschichte der erdgestützten Funkfernmeldetechnik ein Frequenzband um eine Mittenfrequenz. Ebenfalls aus historischen Gründen bezieht sich dieser in der Weltraumtechnik verwendete Begriff auf eine Unterteilung des zugelassenen Übertragungsspektrums in Kanäle von 36 oder 72 MHz, die Bandbreite herkömmlicher Transponder für Telefon- oder Fernsehanwendungen. Für die Zwecke der Umschaltung hingegen kann man allgemeiner davon ausgehen, daß ein Kanal gebildet ist durch den Weg, den ein Signal zwischen einer Quelle und einem Ziel verfolgt. Im Fall der gegenwärtig in Umlaufbahn befindlichen Satelliten fällt diese Verallgemeinerung des Kanalkonzeptes mit der herkömmlichen klassischen Definition zusammen.
Im Stand der Technik sind Satelliten-Nutzlastsysteme bekannt, die die Umschaltung von Kanälen an Bord des Satelliten zwischen einem Eingangsweg und einem Ausgangsweg erlauben. Die Notwendigkeit für diese Umschaltkapazität ist grundlegend, um z. B. die Redundanz eventuell gestörter Schlüsselkomponenten zu gewährleisten. So ist es zum Beispiel im Falle des Versagens eines Leistungsverstärkers notwendig, die Signale auf einen anderen Hilfsverstärker umschalten zu können, um die Verbindung aufrechterhalten zu können.
Herkömmlicherweise wird diese Umschaltung durchgeführt durch elektromagnetische Schalter auf den Wellenleiter-Übertragungsstrecken für Kanäle von 36 oder 72 MHz Bandbreite. In solchen Systemen ist es wichtig, die Zahl der Umschalter und Wellenleiter aufgrund des Gewichtes und des Platzbedarfs dieser Elemente zu minimieren. Diese Anforderung stellt daher eine wesentliche Anforderung bei der Konstruktion einer Nutzlastarchitektur nach dem Stand der Technik dar. So sind Übertragungssysteme entworfen worden, um den Verkehr zu maximieren, der von einer Architektur dieses Typs, kanalisiert auf 36 oder 72 MHz, übertragen werden kann.
Insbesondere um die Kommunikationen einer zunehmenden Anzahl von Teilnehmern auf einer Nutzlast befördern zu können, deren Kanalzahl über die gesamte Lebensdauer (des Satelliten) unverändert bleiben muß, sind Signalcodiersysteme wie etwa TDMA und FDMA (Vielfachzugriff im Zeitmultiplex bzw. im Frequenzmultiplex) entwickelt worden. Auf dieses Weise codierte Signale können die Kommunikationen einer sehr großen Zahl von Teilnehmern gleichzeitig befördern, sofern diese Teilnehmer die gleichen Umschalterkonfigurationen an den Wellenleitern an Bord des Satelliten nutzen. Diese Konfiguration spiegelt allgemein einen Weg zwischen einer Empfangsantenne und einer Sendeantenne an Bord des Satelliten und, in Verallgemeinerung, zwischen einem Aufwärtsverbindungsstrahl und einem Abwärtsverbindungsstrahl, also zwischen einem geographischen Ursprungsort und einem geographischen Zielort auf der Erdkugel, wider.
Es liegt auf der Hand, daß es diesem System an Flexibilität fehlt, wenn zahlreiche geographisch verteilte Anwender gleichzeitig mit geographischen Orten kommunizieren wollen, die von verschiedenen Strahlenbündeln abgedeckt sind. Außerdem haben die verschiedenen Anwender unterschiedliche Bedürfnisse hinsichtlich der für ihre Kommunikationen erforderlichen Bandbreite, was mit der notwendigen Informationsrate zusammenhängt. Ziel der vorliegenden Erfindung ist, eine Umschaltvorrichtung anzugeben, mit der eine größere Zahl von Benutzern gleichzeitig bedient werden kann, auch im Fall einer sehr starken geographischen Streuung der Ursprungsorte des Signale sowie der Zielorte der Signale, und die es so ermöglicht, mit maximaler Effektivität die variablen Bandbreitenanforderungen dieser verschiedenen Benutzer zu erfüllen.
Die Erfindung erlaubt die Entwicklung oder Vergrößerung von Kapazitäten der Nutzlast, um so die vorhersehbare Entwicklung der Anzahl und der verschiedenen Typen von Benutzern zu begleiten. Bald wird in Europa der Zugang zur Satelliten- Telekommunikation nicht mehr nationalen und internationalen Behörden und Gesellschaften wie den Telefongesellschaften und der INTELSAT vorbehalten sein. Insbesondere belegt die Entwicklung des Satelliten-Telekommunikationsmarktes das Vorhandensein von privaten Anwendern wie z. B. den multinationalen Gesellschaften, die mit ihren geographisch verteilten Filialen oder Tochtergesellschaften durch ein privates Kommunikationsnetz kommunizieren möchten. Diese Anwender mieten einen Teil der Kapazität eines Satelliten für ihre Zwecke, und für den Satelliten geht es darum, so konfiguriert werden zu können, daß er die größtmögliche Zahl von Benutzern gleichzeitig bedienen kann.
So beschäftigen sich die Untersuchungen über zukünftige Fernmeldesatelliten mit einer zunehmenden Anzahl von "Pinseln", schmalen Empfangs- und/oder Sendestrahlenbündeln, die festgelegt sind durch die Hauptkeulen der am Satelliten mitgeführten Antennen. Das Problem ist, diese Pinsel an Bord des Satelliten miteinander zu verknüpfen, um die gewünschte Verbindung herzustellen. Das erfindungsgemäße Umschaltprinzip ist dann, einen Weg zwischen zwei schmalen Pinseln von variabler Bandbreite und variabler Mittenfrequenz zuzuteilen. Die erfindungsgemäße Vorrichtung versucht, n · m Wege dieses Typs zu realisieren, wobei n die Zahl von bedienten Aufwärtsverbindungen und m die Zahl von bedienten Abwärtsverbindungen ist. Mehrere Schemata sind je nach Breite des gesamten zu schaltenden Frequenzbandes, der Zahl von Pinseln und dem gewünschten Grad an Flexibilität möglich.
Der Aufsatz von Pietro V. de Santis "Non-Regenerative Satellite Switched FDMA (SS/FDMA) Payload Technologies", veröffentlicht in International Journal of Satellite Communications, Band 5, Seiten 171 bis 182 (1987), John Wiley and Sons, Ltd. beschreibt das Prinzip und mehrere Ideen für die Implementierung solcher Systeme. Insbesondere wird eine vollständige Beschreibung der Demultiplexierungsoperation bei variabler Bandbreite und variabler Mittenfrequenz geliefert, zumindest vom Prinzip her. Unterschiedliche Entwicklungsrichtungen werden untersucht und im Hinblick auf die Realisierung eines solchen Systems verglichen, darunter Vorrichtungen mit akustischen Oberflächenwellen (SAW), magnetostatischen Wellen (MSW) und MMICs (monolithic microwave integrated circuits).
In der linken Spalte der Seite 177, letzter Absatz, weist der Aufsatz auf die Nachteile der SAW-Technologie hin, und empfiehlt die MSW-Technologie, um diese Schwierigkeiten zu überwinden. Für ein korrektes Funktionieren bei variabler Bandbreite ist es nämlich wesentlich, daß die Amplitude und die Gruppenausbreitungsverzögerung in den verschiedenen SAW- Bandpaßfiltern in den (Frequenz-)Regionen zwischen benachbarten Filtern gleichförmig bleibt. Ein anderer Nachteil ist dem Autor zufolge, daß die SAW-Komponenten im allgemeinen bei Zwischenfrequenzen verwendet werden. Der Autor verweist auf einen anderen Artikel von H. Shinonaga und Y. Ito mit dem Titel "SS/FDM System for Digital Transmission", veröffentlicht in den Verhandlungen der 7. Internationalen Konferenz über digitale Satellitenkommunikation, 12. bis 14. Mai, München, Deutschland, 1986, der eine phasen- und amplitudenkohärente Kombination von zwei parallelen SAW-Filtern erwähnt. Eine ähnliche Vorrichtung ist von den gleichen Autoren in der Patentanmeldungt GB 2 169 474A, eingereicht am 19.12.1985 unter Beanspruchung einer japanischen Priorität vom 24.12.1984, beschrieben. Ein jüngerer Artikel von den gleichen Autoren mit dem Titel "SS/FDMA Router for Flexible Satellite Communications Networks", erschienen in IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Band 10(2), Seiten 391 bis 400 (Februar 1992) beschreibt eine Realisierung, bei der das Band eines 72 MHz-Transponders in vier Unterbänder unterteilt ist, zunächst durch Teilen in zwei Unterbänder von 35 MHz und anschließend durch Teilen eines dieser zwei Bänder in zwei Unterbänder von 17 MHz.
Die Anmelderin hat sich entschieden, eine originelle Konfiguration zu entwickeln, die an die Anforderungen und vorgegebenen Randbedingungen eines solchen Systems besser angepaßt erscheint. Zum Beispiel hat die Anmelderin Anwendungen für die Nutzung der Hälfte des dem festen Satellitendienst (Service Fixe par Satellite, SFS) zugewiesenen Bandes zwischen 12,5 und 12,75 GHz, also 125 MHz, untersucht. Hinsichtlich der Bandbreite entspricht dieses Band drei herkömmlichen Repeatern von 36 MHz mit Schutzbändern von ca. 4 MHz. Es wird eine Flexibilität angestrebt, die es ermöglicht, zwei nichtcodierte 4-PSK-Träger mit 2 MB/s oder einen mit einem Code der Ausbeute 1/2 codierten 2-PSK-Träger mit 2 MB/s zu befördern. Man verwendet dann eine Bandbreitenportion von 3 MHz, mit Schutzbändern von ca. 3,5 MHz. Die momentane Gesamtbandbreite muß daher zwischen den verschiedenen gleichzeitigen Benutzern in Portionen von 3 MHz aufgeteilt werden. Der erfindungsgemäße Umschalter muß daher verschiedene, von verschiedenen Quellen kommende Unterbänder mit verschiedenen Zielen verbinden, wobei diese Unterbänder unterschiedliche und variable Bandbreiten haben können und auch die Mittenfrequenzen jedes Unterbandes unterschiedlich und variabel sind. Bei einer optimalen Realisierung ist der Umschalter "transparent" für die beförderten Signale, unabhängig von der Form der Signale, ihrer Codierung (TDMA, FDMA, 2-PSK, 4-PSK, 8-PSK, 16-PSK ...), ihrer Zeitstruktur, ihrer Bandbreite, ihrer Mittenfrequenz, ihrer Herkunft oder ihres Zieles.
Zu diesem Zweck schlägt die Erfindung eine Vorrichtung zum transparenten Umschalten, insbesondere für Weltraumanwendungen, eine solche Vorrichtung verwendende Nutzlastarchitekturen sowie Verfahren zum Betrieb der Vorrichtung und der Architekturen vor.
Genauer gesagt schlägt die Erfindung eine integrierte Filterbankvorrichtung mit durch Umschaltung assoziierbaren Filtern (abgekürzt BIFFAC) nach Anspruch 1 vor.
Einer vorteilhaften Ausgestaltung zufolge umfaßt die Vorrichtung in akustischer Oberflächenwellentechnologie (SAW) realisierte Bandpaßfilter. Einem anderen Merkmal zufolge sind mehrere dieser Filter auf einem einzigen Substrat integriert, und ggf. werden mehrere dieser Substrate verwendet, um das gesamte gewünschte Band abzudecken. Alternativ können diese Filter in Digitaltechnologie realisiert sein.
Einem anderen Merkmal einer Variante der Vorrichtung zufolge sind mehrere Filter mit einer Umschaltungs- und Kombinationsmatrix in einem gleichen Gehäuse integriert, das so ein einzelnes transparentes Umschaltungsmodul bildet. Die Nutzlast kann dann ein oder mehrere Module dieser Art umfassen. Einer Variante zufolge können Filter und eine Matrix auf ein und demselben Substrat integriert sein.
Unterschiedlichen Varianten zufolge können die SAW-Filter auf Substraten aus LiNbO&sub3;, aus LiTaO&sub3;, aus Quarz ..., realisiert sein.
Unterschiedliche Architekturen werden auch für die Anwendung der erfindungsgemäßen Vorrichtungen vorgeschlagen. Genauer gesagt schlägt die Erfindung eine Raumfahrtnutzlast nach Anspruch 10 vor.
Vorteilhafterweise umfaßt einer Variante der Erfindung zufolge die Architektur auch eine Frequenzänderungsanordnung, die einem anderen Merkmal zufolge in mehrere Frequenzänderungs- Unteranordnungen unterteilt sein kann, um an Bord des Satelliten bei der Beförderung des umzuschaltenden Signals mehrere Frequenzänderungen durchzuführen.
Einer Variante zufolge umfaßt die Frequenzänderungsanordnung zwei Frequenzänderungs-Unteranordnungen: eine erste Unteranordnung, die eine erste Änderung von der Frequenz des Eingangssignals Si zu einer Zwischenfrequenz FI unter Verwendung eines ersten lokalen Oszillators durchführt, der für alle Signale und alle BIFFACs die gleiche Frequenz hat, und nach Filterung in den Filtern und Umschaltung und Phasenkombination in den Matrizen eine zweite Unteranordnung, die eine zweite Frequenzänderung unter Verwendung eines zweiten lokalen Oszillators von FI zu einer Endfrequenz des Ausgangssignals So für die Abwärtsverbindung durchführt, so daß die Zwischenfrequenzbandbreite die gleiche wie die Bandbreite des Eingangssignals Si und die des Ausgangssignals So ist.
Einer anderen Variante zufolge umfaßt die Frequenzänderungsanordnung drei Frequenzänderungs-Unteranordnungen, die vier aufeinanderfolgende Frequenzänderungen durchführen: eine erste Änderung von der Frequenz des Signals Si zu einer ersten Zwischenfrequenz (FI&sub1;) wird unter Verwendung einer einzigen Lokaloszillatorfrequenz für alle Signale Si durchgeführt; eine zweite Frequenzänderung zu einer zweiten Zwischenfrequenz (FI&sub2;) vor Anwendung auf den Eingang der Vorrichtungen nach Anspruch 1 (BIFFACs), wobei alle BIFFACs die gleiche Mittenfrequenz haben und die zweite Frequenz FI&sub2; für alle BIFFACs die gleiche ist, was mehrere lokale Oszillatorfrequenzen (wenigstens eine für jeden BIFFAC) erfordert; nach Filterung in den Filtern und nach Umschaltung und Phasenkombination in den Matrizen wird eine dritte Frequenzänderung auf die erste Zwischenfrequenz FI&sub1; unter Verwendung der gleichen lokalen Oszillatoren wie bei der vorhergehenden Änderung durchgeführt; und schließlich wird eine vierte Frequenzänderung durch die dritte Unteranordnung auf eine Endfrequenz des Signals So der Abwärtsverbindung durchgeführt.
Einer anderen Variante zufolge umfaßt die Frequenzänderungsanordnung eine Frequenzänderungs-Unteranordnung für jedes Eingangssignal Si (Aufwärtsverbindung) und für jedes Ausgangssignal So (Abwärtsverbindung), und die Verteilung der Nutzfrequenzen wird derart durchgeführt, daß die Bandbreiten der Eingangssignale Si und der Ausgangssignale So ganzzahlige Vielfache der Elementarbandbreiten eines BIFFACs sind.
Varianten zufolge können die Frequenzen Fci und Fco unterschiedlich oder gleich sein. Zu beachten ist jedoch die Möglichkeit von Interferenzen zwischen den Sende- und Empfangswegen im Falle, wo sie gleich sind. Dieses Problem kann entweder durch eine ausgezeichnete Isolierung zwischen Empfangs- und Sendeweg, durch Raum-Diversität oder durch Verwendung zeitlicher Codes überwunden werden, die es erlauben, das Empfangsfenster während des Sendens zu schließen. Aus diesem Grund ist es gegenwärtig bevorzugt, daß die Frequenzen unterschiedlich sind.
Schließlich ermöglichen unterschiedliche vorgeschlagene Varianten eine Weiterentwicklung der bestehenden Infrastruktur zu den im Rahmen der Erfindung vorgeschlagenen Lösungen. Insbesondere ist für eine bessere Kompatibilität mit den kanalisierten Transpondern mit einer Bandbreite von 36 oder 72 MHz vorgesehen, daß die zu schaltenden Elementarbänder eine Bandbreite von weniger als 36 MHz haben. Um die transparente Umschaltung, wie von der Erfindung vorgeschlagen, besser zu nutzen, ist es vorteilhaft, daß die Bandbreite der umzuschaltenden Signale für wenigstens einen beträchtlichen Teil der zu befördernden Signale deutlich kleiner als 36 MHz ist. Genauso ist es vorteilhaft, für die Bandbreite ΔΦ der Bandpaßfilter einen merklich kleineren Wert als 36 MHz zu wählen. Bei einer besonders vorteilhaften Variante der Erfindung ist die Bandbreite ΔΦ der Bandpaßfilter gleich oder kleiner als 6 MHz.
Andere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen. Es zeigen:
- Fig. 1 schematisch in ihrem Teil 1a ein Beispiel einer Bank von durch Umschaltung assoziierbaren Filtern (BIFFAC) gemäß der Erfindung sowie in ihrem Teil 1b einen Frequenzplan für die Bandpaßfilter der Vorrichtung;
- Fig. 2 schematisch ein Beispiel der Parallelschaltung von zwei erfindungsgemäßen BIFFACs, um ein zweimal so breites Nutzband wie im vorhergehenden Fall zu erhalten;
- Fig. 3 schematisch die verschiedenen möglichen Kombinationen und die daraus resultierenden Filterungsmöglichkeiten im Frequenzplan, ausgehend von sechs in einem erfindungsgemäßen BIFFAC integrierten elementaren Filtern;
- Fig. 4 schematisch ein Beispiel einer mehrere erfindungsgemäße BIFFAC-Vorrichtungen verwendenden Nutzlastarchitektur gemäß der Erfindung, die in der Lage ist, schmalbandige Umschaltungen durchzuführen;
- Fig. 5 schematisch ein Beispiel einer mehrere erfindungsgemäße BIFFAC-Vorrichtungen verwendenden Nutzlastarchitektur gemäß der Erfindung, die in der Lage ist, Breitbandumschaltungen durchzuführen;
- Fig. 6 schematisch ein Beispiel einer mehrere erfindungsgemäße BIFFAC-Vorrichtungen verwendenden Nutzlastarchitektur gemäß der Erfindung, die in der Lage ist, Zwischenbandumschaltungen durchzuführen.
Die Figuren sind als Beispiele angegeben und sind nicht beschränkend, weder hinsichtlich des Gegenstandes der Erfindung noch hinsichtlich des Umfanges des beanspruchten Schutzes. In den verschiedenen Figuren zeigen gleiche Elemente die gleichen Bezugzeichen.
In Fig. 1a sieht man ein Beispiel einer erfindungsgemäßen integrierten Filterbank mit durch Umschaltung assoziierbaren Filtern (BIFFAC). Das gezeigte Beispiel ist gewollt einfach, um das Prinzip der Erfindung zu zeigen; wie man später sehen wird, ist die in diesem Beispiel gewählte Dimensionierung vorteilhaft für die Realisierung eines BIFFAC gemäß bestimmten technologischen Präferenzen.
Das BIFFAC der Fig. 1a besteht aus zwei großen Teilen, einer Bank (1) von Bandpaßfiltern (F1, F2, F3, F4, F5, F6) und einer Umschalt- und Kombinations- oder Summationsmatrix (2). Die Konfiguration der Fig. 1a entspricht einer Demultiplexierung; die Multiplexierung wird mit einer ähnlichen, in Bezug auf die Vorrichtung dieser Figur aber inversen Vorrichtung durchgeführt. Das umzuschaltende Eingangssignal Si, angelegt an den Eingang (10) der erfindungsgemäßen BIFFAC-Vorrichtung, wird an den Eingang aller Bandpaßfilter (F1 bis F6) parallel angelegt. Wie in Fig. 1b gezeigt, haben die Filter ein Durchgangsband von ΔΦ für alle Filter, und die Differenz der Mittenfrequenzen fj, fj+1 zwischen zwei benachbarten Filtern Fj, Fj+1 ist im wesentlichen gleich ΔΦ.
Die Filter sind so frequenzmäßig aneinander angrenzend. Einem bevorzugten Merkmal der Erfindung zufolge sind die Filter auch körperlich aneinander angrenzend und können auf einem einzigen Substrat realisiert sein, um Gewicht und Platz einzusparen. Ein anderer Vorteil einer solchen Konfiguration ist, daß eventuelle Temperaturschwankungen alle Filter in gleicher Weise betreffen und so keine schädliche Wirkung auf die Signale haben, die die Vorrichtung durchlaufen.
Ein an den Eingang (10) der Vorrichtung angelegtes Signal Si wird so von der Bank von aneinandergrenzenden Bandpaßfiltern (F1 - F6) analysiert. Wenn man annimmt, daß dieses Signal Si nach einem Frequenzplan frequenzgemultiplext ist, der dem Frequenzplan der Fig. 1b ähnlich ist, wird das Signal von der Filterbank effektiv demultiplexiert und in seine verschiedenen Komponenten zerlegt. Schließlich ist der Ausgang jedes Bandpaßfilters (F1-F6) mit einem Eingang (21) der Umschalt- und Kombinations-(oder Summations-)Matrix verbunden. In der weiteren Beschreibung können die Worte Kombination oder Summation unterschiedlos zur Bezeichnung der gleichen Operation verwendet werden.
In Fig. 1a sind die Eingänge (21) durch Verstärkersymbole dargestellt. In der erfindungsgemäßen Vorrichtung ermöglicht dieser Verstärker einerseits die Anpassung der relativen Amplitude dieser Signale, die sich in den verschiedenen Filtern ausbreiten, um ihre Wiederzusammenfügung nach Demultiplexierung zu ermöglichen, ohne frequenzabhängige Amplitudenverzerrungen herbeizuführen, und andererseits die eventuellen Einfügungsverluste durch die Filterbank (1) zu kompensieren.
Diese Verluste können nämlich ziemlich hoch sein (in der Größenordnung von 20 bis 30 dB im Falle von SAW-Filtern). Als zweite Wirkung kann bei praktischen Anwendungen ein Verstärker an diesem Ort, sogar mit Einheitsverstärkung, zum Isolieren der Filterbank (1) von der Matrix (2) dienen, um transiente Effekte zu vermeiden, die sich in Gegenrichtung ausbreiten. Diese Eingangsverstärker (21) sind anschließend mit Umschaltern vom Typ SPXT verbunden, wobei X der Zahl der Ausgangswege (31-34) der Matrix (2) entspricht; im Beispiel der Fig. 1a sind es vier Stück. Um die Steuerlogik (23) zu vereinfachen, kann man, wie in dieser Figur gezeigt ist, die jedem Bandpaßfilter (F1-F6) entsprechenden SPXT-Umschalter in X/2 SPDT-Umschalter (22) zerlegen.
Die SPDT-Umschalter (22) sind anschließend alle miteinander über ihre jeweiligen Ausgänge verbunden, wie in der Figur gezeigt. So führt die Matrix (2) eine Summation der Signale an den Ausgängen der ersten Position aller SPXT-Umschalter durch, um sie an den ersten Ausgang (31) der Matrix (2) über einen Verstärker (24) zu liefern, außerdem eine Summation aller Signale an den Ausgängen der zweiten Position aller SPXT- Umschalter, usw. Diese Summation wird erreicht durch einen passiven Koppler für jeden Weg, der mit dem Eingang eines Ausgangsverstärkers (24) für jeden Weg verbunden ist. Die Geometrie des passiven Kopplers ist so ausgelegt, dass die Phasenkohärenz der sich auf den parallelen Wegen ausbreitenden Signale, das heißt der Komponenten mit unterschiedlicher Mittenfrequenz, die sich durch die verschiedenen Bandpaßfilter und verschiedenen Umschalter ausbreiten, aufrechterhalten bleibt. Mit anderen Worten muß die Ausbreitungszeit für alle für einen gegebenen Ausgang bestimmten Signale im wesentlichen die gleiche sein.
So ist die erfindungsgemäße BIFFAC-Vorrichtung in Amplitude und Phase abgestimmt für die Signale, die sich durch die Filterbank (1) und die Kombinations- oder Summationsmatrix (2) ausbreiten.
Außerdem sind, wie in Fig. 1a gezeigt, Rilfseingänge (41-44) vorgesehen, die direkt mit den Eingängen der Ausgangsverstärker (24) verbunden sind, wodurch es möglich ist, mehrere Elementar-BIFFACs parallel zu schalten, um ein breiteres Betriebsband (z. B. der Demultiplexierung) zu erhalten. Eine solche Konfiguration ist in Fig. 2 gezeigt.
Mehrere Konzepte sind möglich, um die oben beschriebene Funktion zu realisieren. Sie werden im folgenden vorgestellt, wobei zunächst der Oberflächenwellenfilterteil und dann der Umschalt-Kombinationsteil untersucht wird.
Fünf Typen der Realisierung sind möglich:

a) Fouriertransformierte mit Chirp

Das Prinzip dieser Realisierung ist, das gesamte Aufwärtssignal in eine spektrale Zeitreihe umzuwandeln und dann durch Abtastung die Filterung und Leitweglenkung zu gewährleisten. Die Ausgangssignale werden durch inverse Transformation erhalten.
Trotz der Leistungsfähigkeit dieses Signalverarbeitungsverfahrens begrenzt die Technologie das Durchgangsband jeder Komponente auf ca. 10 MHz und insbesondere die Dynamik auf weniger (als) 30 dB.

b) BSSF (Bandwidth Switchable SAW Filters, bandbreitenschaltbare SAW-Filter)

Eine Bank von diskreten, benachbarten, umschaltbaren Filtern wird realisiert. Die Konstruktion dieser Filter ist derart, daß es durch eine Phasenkombination möglich ist, unterschiedliche Durchgangsbänder zu realisieren. Die Temperaturstabilität zwischen Filtern und die hohen Verluste werfen ein Problem auf, wie auch die hohe Masse jeder Anordnung.

c) Hintereinandergeschaltete Filter

N periodische Filter mit unterschiedlichen Durchgangsbändern werden hintereinandergeschaltet, wodurch N Bandbreiten ausgewählt werden können. Die Hauptnachteile dieses Verfahrens sind die geringe Zahl der realisierbaren Bandbreiten sowie die Höhe der Einfügungsverluste.

d) VBVCF-Filter

Filter mit variabler Mittenfrequenz und variablem Durchgangsband (VBVCF) können durch Hintereinanderschalten von zwei Oberflächenwellenfiltern realisiert werden, von denen vor und hinter jedem ein Mischer angeordnet ist, dessen lokaler Oszillator mit Hilfe eines Synthesizers realisiert ist. Die Überlappung der Filterbänder legt das Durchgangsband und die Mittenfrequenz fest. Dieses Verfahren ist nicht günstig, wenn die Zahl der Verbindungswege hoch ist, weil die Komplexität des Materials sehr schnell zunimmt. Auch die spektrale Reinheit der Oszillatoren und die Bandkantenleistungen der Filter können kritisch sein.

e) Oberflächenwelle mit variablem Band (BVS)

Dieses Prinzip, das hier angewendet wird, umfaßt eine Bank von auf einem gleichen Substrat integrierten Filtern. Der Eingangswandler kann so realisiert sein, daß er die üblicherweise in einem Bandpaßfilter vorkommenden Verluste minimiert.
Ein genauer Phasenabgleich der verschiedenen Filter ist notwendig, um die Verkettung der Antworten benachbarter Filter zu ermöglichen.
In Fig. 2 erkennt man zwei BIFFACs (A, B), beide entsprechend den in Fig. 1a dargestellten, die parallel geschaltet sind. Wie in Fig. 1a dient die gezeigte Konfiguration zur Demultiplexierung, doch hat ein Multiplexer die gleiche, lediglich entgegengesetzte Konfiguration. Ein an den Eingang 11 angelegtes Signal Si wird gleichzeitig auf die Eingänge 10 von zwei BIFFACs (A, B) gegeben. Alles läuft ab wie im vorhergehenden Fall. Die Mittenfrequenz f&sub7; des Bandpaßfilters F7 kann von der Mittenfrequenz f&sub6; des Bandpaßfilters F6 durch einen Abstand verschieden gewählt werden, der im wesentlichen der Breite des Durchgangsbandes ΔΦ der Bandpaßfilter entspricht. In diesem Fall arbeitet die in dieser Fig. 2 gezeigte Vorrichtung genau wie die Vorrichtung der Fig. 1a, allerdings mit einer zweimal größeren Betriebsbandbreite.
Nach Kombination und Summation der Signale im zweiten BIFFAC (B) und Verstärkung durch die Ausgangsverstärker (24) werden die an den Ausgangsleitungen (35-38) des zweiten BIFFAC (B) erscheinenden Signale über deren Hilfseingänge (41-44) mit den Ausgangsverstärkern (24) des ersten BIFFAC (A) verbunden. Dabei ist darauf zu achten, daß wie im vorhergehenden Fall die Phasen- und Amplitudenbeziehungen der sich auf den verschiedenen Wegen ausbreitenden Signale aufrechterhalten werden. Insbesondere ist es erforderlich, daß die Ausbreitungszeit im zweiten BIFFAC (B) um die Ausbreitungszeit zwischen den zwei BIFFACs kürzer als die im ersten BIFFAC (A) ist, weil die Signale, die die Filter (F1-F12) des zweiten BIFFAC (B) durchlaufen haben, gleichzeitig mit den Signalen, die die Filter (F1-F6) des ersten BIFFAC (A) durchlaufen haben, an den Eingängen der Ausgangsverstärker (24) des ersten BIFFAC (A) ankommen müssen. Es ist auch möglich, einen dritten BIFFAC in gleicher Weise über die Hilfseingänge (45-48) der Ausgangsverstärker (24) des zweiten BIFFAC (B) parallel zu schalten.
So kann vorgesehen werden, daß bei einer gegebenen Zahl von Filtern zum Abdecken eines gegebenen maximalen Frequenzbandes von Eingangssignalen, wobei diese Zahl von Bandpaßfiltern in Abhängigkeit von der gewünschten Konfigurationsflexibilität gewählt ist, daß diese Zahl auf eine bestimmte Zahl von modularen BIFFACs verteilt wird, wobei jeder BIFFAC eine bestimmte Zahl von auf einem oder zwei Substraten integrierten Filtern aufweist, und die gesamte Umschalt- und Summationsmatrix auf einem anderen Substrat oder, bei einer anderen bevorzugten Ausgestaltung, dem gleichen, integriert ist. Zum Beispiel zeigt die Konfiguration des Beispiels aus Fig. 2 zweimal 6 auf zwei Substraten integrierte Filter mit zwei anderen Substraten für zwei Matrizen mit 6 Eingängen und 4 Ausgängen. Das Integrationsniveau wird so hoch wie möglich gewählt, um Masse und Platzbedarf der Anordnung zu verringern, aber auch, um Schwankungen der Filtereigenschaften in Abhängigkeit von Temperaturschwankungen zu minimieren.
Fig. 3 zeigt mehrere verschiedene Filterfrequenzpläne, die mit dem in Fig. 1 gezeigten Beispiel eines elementaren BIFFAC realisierbar sind. Auf der ersten Linie (a) ist die Amplitudenantwort (V) als Funktion der Frequenz (f) einer Bandpaßfilterbank nach Fig. 1 aufgetragen.
In dem auf Linie (b) dieser Figur gezeigten Fall sind die Umschalter alle in der gleichen Position und orientieren die Signale zu einem einzigen Ausgang. Auf diese Weise werden die von den verschiedenen Bandpaßfiltern kommenden Signale kombiniert, um eine Bandpaßfilterung mit dem Sechsfachen der Elementarbandbreite eines einzelnen Elementarfilters zu ergeben. Um sicherzustellen, daß die Amplitude des so gefilterten Signals keine Verzerrung aufweist, ist es einem wesentlichen Merkmal der Erfindung zufolge wichtig, daß die Elementarfilter untereinander in Phase und in Amplitude abgestimmt sind.
Auf der Linie (c) dieser Figur sieht man den Frequenzplan einer Filterung in zwei Frequenzbändern, wobei jedes Band drei Elementarbänder von Elementarfiltern des BIFFAC abdeckt. Diese Filterung kann erreicht werden durch Platzieren der Umschalter von drei benachbarten Elementarfiltern auf einer einem ersten Ausgang entsprechenden Position und der Umschalter der drei anderen auf einer einem zweiten Ausgang entsprechenden Position.
Auf der Linie (d) dieser Figur ist ein Frequenzplan gezeigt, der einer Filterung mit drei Frequenzbändern unterschiedlicher Breite entspricht. Ein erstes Band faßt die Signale der Elementarbänder zusammen, die den Filtern F1, F2, F3 entsprechen; ein zweites Band faßt die Signale der Elementarbänder zusammen, die den Filtern F4, F5 entsprechen; und ein letztes Band entspricht dem Elementarband des Filters F6. Diese verschiedenen Bänder sind das Ergebnis der Positionen der Umschalter, wie im vorhergehenden Fall. Man erkennt, daß die Umschalt- und Kombinationsmatrix gemäß der Erfindung eine große Flexibilität der Filterung bewirkt, da sie es durch eine einfache Umschaltung ermöglicht, Filter mit unterschiedlichen Bandbreiten und unterschiedlichen Mittenfrequenzen zu konfigurieren und auch diese Frequenzpläne nach Belieben umzukonfigurieren.
Auf der Linie (e) dieser Figur erkennt man eine andere Konfiguration mit drei Ausgängen zu je drei Frequenzbändern, diesmal von gleicher Breite. Jedes Band umfaßt zwei Elementarbänder: F1 + F2, F3 + F4, F5 + F6.
Auf der Linie (f) dieser Figur ist ein letztes Beispiel zu sehen, das dazu dient, vier Ausgänge mit vier Frequenzbändern zu bedienen. In diesem Beispiel gibt es zwei Bänder, die den Elementarbändern entsprechen (F3, F6), und zwei doppelt so breite Bänder, die jeweils den Elementarfiltern F1 + F2 und F4 + F5 entsprechen.
Bei Betrachtung der in dieser Figur gegebenen Beispiele liegt auf der Hand, daß die gezeigten Konfigurationen keine erschöpfende Liste darstellen; andere Filterkombinationen sind mit dem erfindungsgemäßen BIFFAC selbstverständlich möglich.
Fig. 4 zeigt schematisch ein erstes Beispiel einer Architektur einer Nutzlast, die die erfindungsgemäße BIFFAC- Vorrichtung verwendet und in der Lage ist, Schmalbandumschaltungen durchzuführen. Bei diesem Typ von Umschalter ist die gesamte verarbeitete Bandbreite begrenzt und kann z. B. in der Größenordnung von 60 MHz liegen. Das Zwischenfrequenzband (FI) ist das gleiche wie das Band der Eingangssignale (Si&sub1;, Si&sub2;) und der Ausgangssignale (So&sub1;, So&sub2;); das Band FI ist das verschobene Abbild des Hochfrequenzbandes, und die Signale behalten zwischen den Eingängen und den Ausgängen ihre spektrale Position bei.
Man erkennt in der Figur, daß die zwei Eingangssignale (Si&sub1;, Si&sub2;) auf einen Eingang von zwei Mischern (7) gegeben werden, wobei ein von einem lokalen Oszillator OL1 (5) kommendes Signal auf den anderen Eingang der zwei Mischer (7) gegeben wird, um eine Frequenzverschiebung nach FI durchzuführen. Anschließend werden die verschobenen Signale FI zu 3dB-Kopplern (3) befördert, um jedes Signal auf zwei Wege aufzuteilen, die anschließend zu zwei DPST-Umschaltern (8) befördert werden.
Für ein auf 60 MHz begrenztes Band und drei BIFFACs von ca. 20 MHz (ohne Schutzbänder) muß die Konnektivität auf zwei Aufwärtsverbindungen begrenzt sein. Die Flexibilität bei den Aufwärtswegen beruht darin, ihnen durch Umschaltung mittels dieser zwei Schalter (8) 18 oder 36 MHz zu einem einzigen BIFFAC (1, 2) auf dem oberen Weg oder zu der Gruppe von zwei BIFFACs auf dem unteren Weg der Fig. 4 zuzuordnen. Das einzige BIFFAC am oberen Weg entspricht z. B. dem der Fig. 4, mit sechs Elementarfiltern (F1-F6) zu je 3 MHz, für insgesamt 18 MHz. Die zwei BIFFACs auf dem unteren Weg entsprechen z. B. denen der Fig. 2 mit insgesamt 12 Elementarfiltern (F1-F12) zu je 3 MHz, für insgesamt 36 MHz.
Die Signale am Ausgang der BIFFACs werden anschließend über Kombinierkoppler (4) zu den ersten Eingängen von zwei Mischern (7) befördert, an deren zweiten Eingang ein von einem zweiten lokalen Oszillator OL2 (6) kommendes Signal anliegt, das eine zweite Frequenzverschiebung von FI zu einer Abwärtsverbindungs-Hochfrequenz bewirkt. Diese Hochfrequenz ist im allgemeinen verschieden von der Hochfrequenz der Aufwärtsverbindungen, um eventuelle Interferenzen zwischen Sende- und Empfangsweg zu vermeiden.
Diese Lösung nutzt die gemeinsamen Frequenzverschiebungen zwischen Eingängen oder Ausgängen. Im Fall des kanalisierten Sendens müssen die Verschiebungsfrequenzen von FI zu Hochfrequenz angepaßt sein, um das Spektrum der Abwärtsverbindungen wieder zu verdichten, um sie zu den Leistungssendern (TOP, SSPA, ...) zu lenken. Die Leistungssender liefern die Ausgangssignale So&sub1; und So&sub2; an Abwärtsverbindungen, die auf getrennte oder gemeinsame "Fußabdrücke" am Boden gelenkt werden können.
Fig. 5 zeigt schematisch ein anderes Beispiel einer Nutzlastarchitektur, die mehrere erfindungsgemäße BIFFAC-Vorrichtungen verwendet und in der Lage ist, Breitbandumschaltungen durchzuführen. In diesem Typ von Umschalter ist das verarbeitete Band breiter als im vorhergehenden Fall, z. B. 125 bis 250 MHz breit. Das F1-Band kann begrenzt werden, indem an jedem BIFFAC-Paar eine spezifische Frequenzverschiebung mit Hilfe mehrerer lokaler Oszillatoren 51, 52, ... 55 mit verschiedenen Frequenzen durchgeführt wird. Bezogen auf die Figur ist als ein Beispiel eine Konfiguration mit drei Spots in Aufwärtsverbindungen mit den Eingangssignalen Si&sub1;, Si&sub2;, Si&sub3; und vier Spots in Abwärtsverbindungen mit den Ausgangssignalen So&sub1;, So&sub2;, So&sub3;, So&sub4; ausgewählt. Bei diesem Beispiel wird das Nutzband, z. B. 250 MHz, in fünf Teile unterteilt, um an die Eingänge von fünf BIFFAC-Paaren angelegt zu werden.
Die Eingangssignale SiX werden zunächst an ersten Mischern auf eine erste Zwischenfrequenz verschoben, bevor sie von 1 : 5- Kopplern (13) leistungsgeteilt werden, die die Signale zu 3PST-Umschaltern (18) lenken. Diese Umschalter (18) wählen den Eingangsspot, der anschließend an einen zweiten Mischer (7) angelegt wird, dessen zweiter Eingang von einem der Lokaloszillatoren (51, 52, ... 55) kommt. Jeder dieser Oszillatoren hat eine andere Frequenz als sein unmittelbarer Nachbar, wobei die Differenz gleich der Bandbreite eines Paares von BIFFACs (1, 2) ist. Auf diese Weise wird das breite Band der Eingangssignale Six in mehrere Unterbänder einer geringeren Bandbreite (fünf im vorliegenden Beispiel) zerlegt, die anschließend in ein einziges Zwischenfrequenzband (FI BIFFAC) verschoben werden, um auf die fünf identischen BIFFACs gegeben zu werden.
Zum Beispiel können bei einem Eingangsband von 200 MHz Breite 5 Bänder von je 40 MHz durch Verschiebungen mit Lokaloszillatorfrequenzen, die sich voneinander jeweils um 40 MHz unterscheiden, und Anlegen der verschobenen Signale an BIFFAC-Paare mit einer Bandbreite von 40 MHz erhalten werden. In der Architektur dieses Beispiels ist die Mittenfrequenz aller 5 BIFFACs die gleiche, nur die Frequenz des Lokaloszillators (51, 52, ... 55) ist für jedes Unterband anders.
Nach Frequenzdemultiplexierung in den fünf BIFFACs und unter den Befehlen einer (nicht dargestellten) externen Steuerung durchgeführten Umschaltungen sind es vier F1-Signale, die am Ausgang der Umschaltmatrizen 2 anliegen und jeweils zu vier Mischern 7 befördert werden, die an ihren zweiten Eingängen mit dem gleichen lokalen Oszillator (51, 52, ... 54) versorgt werden, der für die Konversion nach F1 BIFFAC verwendet worden ist, mit dem Ergebnis einer Frequenzverschiebung entgegengesetzt zu der am Eingang der BIFFACs angewendeten. Die Frequenz-Unterbänder werden dann in ihren Beziehungen zueinander wiederhergestellt, das heißt, jedes Unterband hat eine andere Mittenfrequenz als sein unmittelbarer Nachbar, wobei die Differenz gleich der Bandbreite eines Paares von BIFFACs 1, 2 ist.
Bei dem Beispiel dieser Figur gibt es vier Spots von Abwärtsverbindungen, die vier Ausgangssignale So&sub1;, ... So&sub4; zu befördern haben. Die vier Mischer am Ausgang jedes BIFFACs entsprechen diesen vier Spots. Der Ausgangsspot wird dann von der Umschaltungs-Kombinationsmatrix 2 für jeden BIFFAC festgelegt. Die Signale bei FI BIFFAC werden nach Mischen und Frequenzverschiebung in den Mischern 7 in den 5 : 1-Kopplern 14 rekombiniert, um die Ausgangssignale in den Spots wiederherzustellen. Es bleibt lediglich eine Frequenzverschiebung zur Hochfrequenz der Abwärtsverbindung, die von einer letzten Bank von Mischern 7 unmittelbar vor der Leistungsverstärkung (nicht gezeigt) durchgeführt wird.
Weil die Zahl der BIFFACs begrenzt ist und die Konnektivität wichtig sein kann - 3 · 3 oder 4 · 4 - ist es für die Flexibilität nützlich, Frequenzüberdeckungen der BIFFACs zu betreiben, was bedeutet, daß man nicht verwendete Kanäle hat, wenn die Frequenzen nicht wiederbenutzt werden. Mit dieser Architektur hält man eine Auflösung und Flexibilität bei der Zuteilung von Spektren zu den verschiedenen Verbindungen. Der Nachteil dieser Architektur liegt in der hohen Zahl von Frequenzverschiebungen. Die Zahl von Lokaloszillatorfrequenzen ist ihrerseits begrenzt auf die Zahl der BIFFAC-Paare. Die in dieser Figur gezeigte Architektur umfaßt eine Frequenzverschiebung in zwei Schritten: Hochfrequenz → FI&sub1; → FI&sub2;.
Der Übergang auf FI&sub1; (z. B. in der Nähe von 650 MHz) ermöglicht die Durchführung einer besseren Filterung vor dem Mischen (um das Rauschen des Spiegelfrequenzbandes zu unterdrücken) oder danach (um die unerwünschten Mischungsprodukte zu unterdrücken). Insbesondere kann an jedem einer Abwärtsverbindung entsprechenden Ausgang ein Bandpaßfilter mit einer Breite gleich dem Eingangsband hinzugefügt werden, um die unerwünschten Mischungsprodukte zu unterdrücken.
Fig. 6 zeigt schematisch ein anderes Beispiel einer Nutzlastarchitektur, die mehrere BIFFAC-Vorrichtungen gemäß der Erfindung verwendet und in der Lage ist, "Zwischenband"-Umschaltungen durchzuführen. Diese Konfiguration stellt einen Kompromiß zwischen den zwei Lösungen der Fig. 4 und 5 dar, wobei die Zahl der BIFFACs größer als im Fall der Fig. 4 und eventuell kleiner als im Fall der Fig. 5 ist. Die Zahl der Filterbänke wird entsprechend der Zahl der schmalen Eingangspinsel gewählt: Im Beispiel dieser Fig. 6 sind es zwei Pinsel. Der Hauptunterschied zwischen diesem Schema und dem vorhergehenden (Fig. 5) ist das Fehlen von Zwischenfrequenzänderungen.
Wie im Fall der zwei vorhergehenden Beispiele gibt es Eingangssignale Si&sub1;, Si&sub2;, die von verschiedenen Aufwärtsverbindungen stammen und an die ersten Eingänge der jeweiligen Mischer 7 angelegt werden. An den zweiten Eingängen dieser Mischer liefert der Lokaloszillator 61 eine erste Frequenz zum Durchführen einer Verschiebung des Signals Si&sub1; zu einer ersten Zwischenfrequenz FI&sub1;, und ein zweiter Lokaloszillator 62 liefert eine zweite Frequenz zum Durchführen einer Verschiebung des Signals Si&sub2; zu einer zweiten Zwischenfrequenz FI&sub2;.
Die Zahl von BIFFAC-Anordnungen mit unterschiedlichen Frequenzen ist festgelegt durch die maximale jedem Pinsel zugewiesene Kapazität, d. h. die maximale jedem Eingangssignal Si&sub1;, Si&sub2; zugeteilte Bandbreite. Mit Hilfe der Koppler 3 und der DPST-Umschalter 8 werden die Eingangssignale Si&sub1;, Si&sub2; entweder zu einer ersten Anordnung von BIFFACs 71, 72 oder zu einer zweiten Anordnung von BIFFACs 81, 82 geleitet. In unserem Beispiel ist für die erste Anordnung 71, 72 eine größere Bandbreite gewählt, um das Prinzip zu veranschaulichen. Die Betriebsweise, die auf eine größere Zahl von Eingangspinseln verallgemeinerbar ist, ist die folgende: Der Verkehr jedes Pinsels erfährt die gleiche Frequenzverschiebung zuzüglich der Summe des den vorhergehenden Pinseln zugeteilten Bandes. Dies setzt voraus, daß die Frequenzen der Lokaloszillatoren 61, 62, ... sich in Schrittweiten von 18 oder 36 MHz (nominell, ohne Schutzbänder) unterscheiden, um mit den herkömmlichen Kanälen gegenwärtiger Transponder kompatibel zu sein.
Nach Umschaltung und Summation in den BIFFAC-Anordnungen 71, 72, 81, 82, ... werden die Signale durch die Ausgangskoppler 15 zusammengefaßt, bevor sie auf die Frequenzen der Ausgangspinsel frequenzverschoben werden. Die Frequenzverschiebung jedes Ausgangspinsels ist gleich einer konstanten Frequenz plus einer Frequenz, die die Summe der Bandbreiten der später zugewiesenen Pinsel darstellt, symmetrisch zu den am Eingang durchgeführten Frequenzverschiebungen.
Dies erfordert in unserem Beispiel mit drei Ausgangspinseln drei Lokaloszillatoren 63, 64, 65 mit verschiedenen Frequenzen. Das Ergebnis ist, daß die Ausgangssignale So&sub1;, So&sub2;, So&sub3; unterschiedliche Frequenzen, allerdings in aneinander angrenzenden Frequenzbändern, haben, d. h., der Ausgang ist kanalisiert.
Die Zuweisung der Frequenzbänder muß die Tatsache berücksichtigen, daß es nicht möglich ist, Frequenzbänder mit gleicher Mittenfrequenz einem gleichen Ausgang zuzuteilen. Es gibt Algorithmen, um diese Art von Erscheinungen zu vermeiden, die identisch mit denen einer Rahmenverwaltung bei TDMA sind. Die Bodenstationen werden als kooperativ angenommen.
Die in den drei letzten Figuren beschriebenen verschiedenen Architekturen ermöglichen eine Vorstellung von den Beispielen, die mit den BIFFAC-Vorrichtungen gemäß der Erfindung entwickelt werden können. Andere, kompliziertere Architekturen sind anhand der oben erläuterten Prinzipien für den Fachmann leicht vorstellbar, ohne den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen. Mit der Erfindung ist eine bessere Flexibilität bei der Verwaltung der Bordressourcen erreichbar, mit minimalen Nachteilen in Punkto Gewicht und Platzbedarf und mit einem im Vergleich zum Stand der Technik minimierten Geräteredundanzbedarf.

Claims

1. Integrierte Filterbankvorrichtung mit durch Umschaltung assoziierbaren Filtern (Abkürzung BIFFAC) zur Umschaltung von Eingangssignalen (Si) auf n Eingangskanälen auf Ausgangssignale (So) auf m Ausgangskanälen, wobei jedes Signal (Si; So) eine Mittenfrequenz (F&sub1;, F&sub2;, F&sub3; ...) hat und eine Bandbreite ΔΦ um diese Mittenfrequenz belegt, wobei die Vorrichtung wenigstens p Bandpassfilter einer Bandbreite ΔΦ umfasst, deren Mittenfrequenzen fj, wobei j eine ganze Zahl zwischen 1 und p einschließlich ist, derart sind, dass die Frequenzdifferenz zwischen den Mittenfrequenzen zweier frequenzmäßig benachbarter Filter fj, fj+1 im wesentlichen gleich der Breite des Durchgangsbandes ΔΦ des Bandpassfilters ist, wobei die Zahl p entsprechend dem breitesten Band des umzuschaltenden Signals ΔFmax = pΔΦ ausgewählt ist, wobei die Eingangssignale (Si) auf jeweils den Eingang eines der p Filter gelegt sind, wobei die Vorrichtung ferner wenigstens eine Umschaltungs- und Kombinationsmatrix umfasst, diese wenigstens eine Matrix eine Mehrzahl von wenigstens p Eingängen sowie eine Mehrzahl von wenigstens m an gleich viele Ausgangsverstärker (24) angeschlossenen Ausgängen hat, und die Eingänge der Matrix an die Bandpassfilter angeschlossen sind, um die diese Filter durchlaufenden Signale aufzufangen, dadurch gekennzeichnet, dass sie eine Mehrzahl elementarer BIFFACs umfasst, wobei jedes elementare BIFFAC eine Anzahl von Filtern kleiner als p umfasst, wobei die Summe der Anzahl von Filtern jedes elementaren BIFFACs wenigstens gleich p ist, die Ausgänge jedes dieser elementaren BIFFACs parallel an die Eingänge der Ausgangsverstärker der anderen elementaren BIFFACs angeschlossen sind, und dadurch kennzeichnet, dass die Ausbreitungszeiten der Signale durch die Filter und die verschiedenen Wege durch die wenigstens eine Umschaltmatrix derart sind, dass die Signale in Phase abgestimmt sind, und dass die Signale ferner in Aplitude abgestimmt sind.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Bandpassfilter in akustischer Oberflächenwellentechnologie (SAW) realisiert sind.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass mehrere der SAW-Bandpassfilter auf einem einzigen Substrat integriert sind, und dass die Bank von assoziierbaren Filtern aus r = p/q Substraten aufgebaut ist, die jeweils q Bandpassfilter umfassen.

4. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Bandpassfilter in Digitaltechnologie realisiert sind.

5. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Umschaltungs- und Kombinationsmatrix mit wenigstens q Bandpassfiltern in einem gleichen Gehäuse integriert ist, das so ein einzelnes sogenanntes transparentes Umschaltungsmodul bildet.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Matrix und die Bandpassfilter auf dem gleichen Substrat integriert sind.

7. Vorrichtung nach einem beliebigen der Ansprüche 2 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Substrat aus Lithiumniobat LiNbO&sub3; ist.

8. Vorrichtung nach einem beliebigen der Ansprüche 2 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Substrat aus Lithiumtantalat LiTaO&sub3; ist.

9. Vorrichtung nach einem beliebigen der Ansprüche 2 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Substrat aus Quarz ist.

10. Raumfahrt-Nutzlast zum Ermöglichen der transparenten Umschaltung von Signalen (Si) auf n Eingangskanälen auf Signale (So) auf m Ausgangskanälen mit einer BIFFAC- Vorrichtung nach einem beliebigen der vorhergehenden Ansprüche.

11. Nutzlast nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass sie außerdem wenigstens eine Frequenzänderungsanordnung umfasst.

12. Nutzlast nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzänderungsanordnung zwei Frequenzänderungs- Unteranordnungen umfasst: eine erste Unteranordnung, die eine erste Änderung von der Frequenz des Eingangssignals (Si) zu einer Zwischenfrequenz FI durchführt und einen ersten lokalen Oszillator verwendet, der für alle Signale und alle BIFFACs die gleiche Frequenz hat, und nach Filterung in den Filtern und nach Umschaltung und Phasenkombination in den Matrizen eine zweite Unteranordnung, die eine zweite Frequenzänderung unter Verwendung eines zweiten lokalen Oszillators von FI zu einer Endfrequenz des Ausgangssignals So für die Abwärtsverbindung durchführt, so dass die Zwischenfrequenz-Bandbreite die gleiche wie die Bandbreite des Eingangssignals (Si) und des Ausgangssignals (So) ist.

13. Nutzlast nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzänderungsanordnung drei Frequenzänderungs- Unteranordnungen umfasst, die vier aufeinanderfolgende Frequenzänderungen durchführen: Eine erste Änderung von der Frequenz des Eingangssignals (Si) zu einer ersten Zwischenfrequenz (FI&sub1;) wird durchgeführt unter Verwendung einer einzigen lokalen Oszillatorfrequenz für alle Eingangssignale (Si), eine zweite Frequenzänderung auf eine zweite Zwischenfrequenz (FI&sub2;) vor Anwendung auf den Eingang der Vorrichtungen nach Anspruch 1 (BIFFACs), wobei alle BIFFACs die gleiche Mittenfrequenz haben, wobei diese zweite Frequenz (FI&sub2;) für alle BIFFACs die gleiche ist, was mehrere lokale Oszillatorfrequenzen, wenigstens eine für jedes BIFFAC, erfordert; nach Filterung in den Filtern und nach Umschaltung und Phasenkombination in den Matrizen wird eine dritte Frequenzänderung auf die erste Zwischenfrequenz (FI&sub1;) unter Verwendung der gleichen lokalen Oszillatoren wie in der vorhergehenden Änderung durchgeführt, und schließlich wird eine vierte Frequenzänderung durch die dritte Anordnung auf eine Endfrequenz des Signals (So) der Abwärteverbindung durchgeführt.

14. Nutzlast nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzänderungsanordnung eine Frequenzänderungs- Unteranordnung für jedes Eingangssignal (Si) einer Aufwärtsverbindung und für jedes Ausgangssignal (So) einer Abwärtsverbindung umfasst, und dass die Verteilung der Nutzfrequenzen derart durchgeführt wird, dass die Bandbreiten der Eingangssignale (Si) und/oder Ausgangssignale (So) ganzzahlige Vielfache der Elementarbandbreiten eines Filters eines BIFFACs sind.