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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine modulierte
Integratorschaltung, mit Mitteln zur Modulation der Frequenz eines
Eingangssignals und mit einem Integratormittel, das einen Verstärker und einen
Integrationskondensator, der zwischen einen Eingang und einen Ausgang des
Verstärkers schaltbar angeschlossen ist, umfaßt.
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Bei Integratorschaltungen können Probleme in Verbindung mit
Spannungsoffsets über dem Eingang des Verstärkers bestehen. Die
Frequenzmodulation oder das "Zerhacken" des Eingangssignals ist ein
1 wohlbekanntes Verfahren für die Beseitigung der Wirkung dieser Offset-
Spannungen. Typischerweise wird die Polarität eines Eingangssignals in den
Verstärker durch ein angelegtes Frequenz- oder "Zerhacker"-Signal in Form einer
Rechteckwelle moduliert, so daß das Eingangssignal abwechselnd mit einer
positiven und einer negativen Polarität eingegeben wird. Das modulierte Signal
und irgendeine Offset-Spannung werden integriert und das Ausgangssignal wird
anschließend beispielsweise durch ein Exklusiv-ODER-Gatter, das durch das
Frequenzsignal getaktet wird, demoduliert. Dieses demodulierte Signal umfaßt ein
konstantes Signal, das dem integrierten Eingangssignal entspricht und dem ein
Offset-Rauschsignal mit der Frequenz des Zerhackersignals überlagert ist. Das
Offset-Signal kann dann durch Filtern des zusammengesetzten Signals durch ein
Filter mit Hochfrequenzkappung unterhalb der Zerhackerfrequenz entfernt
werden.
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Solche Modulationstechniken werden insbesondere in Sigma-Delta-
Analog/Digital-Umsetzern verwendet, in denen eine Referenzspannung mit
veränderlichem Vorzeichen und eine Eingangsspannung summiert und integriert
werden, wobei das Ausgangssignal des Integrators an einen Komparator geschickt
wird und das Ausgangssignal des Komparators für die Steuerung der Polarität der
Referenzspannung rückgekoppelt wird, wobei die Polarität der Referenzspannung
so gewählt wird, daß sie bestrebt ist, das Ausgangssignal des Integrators gegen
I null zu führen. Solche Umsetzer sind im Stand der Technik wohlbekannt und
beispielsweise in der US 3 659 288 und der US 4 009 475 und an vielen anderen
Stellen beschrieben.
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Ihre Funktionsweise ist von herkömmlicher Art und muß nicht in weiteren
Einzelheiten diskutiert werden. Die Frequenzmodulation, in der zusätzlich die
Polarität der Eingangsspannung verändert wird, ist in Verbindung mit diesen
Schaltungen ebenfalls bekannt und in der FR 2 570 854 diskutiert, wo eine
Eingangsspannung mittels einer Anordnung aus Schaltkondensatoren abgetastet
wird und die Polarität der Eingangsspannung in Übereinstimmung mit der
verwendeten Schaltfolge der Kondensatoren veränderlich ist.
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Die Frequenzmodulation einer Integratorschaltung, die einen Verstärker und
einen Kondensator enthält, gibt Anlaß zu einem besonderen Problem, das mit dem
Integrationskondensator in Verbindung steht. Wenn ein Signal integriert wird,
steigt die Ladung am Integrationskondensator an. Falls die Polarität des
Eingangssignals dann umgekehrt wird, etwa durch das frequenzmodulierte Signal,
wird der Integrationskondensator anschließend in einer Richtung geladen, die zu
jener des neuen Eingangssignals und des neuen Ausgangssignals des Verstärkers
entgegengesetzt ist. Dies führt einen Fehler in die Integration ein. Um dieses
Problem der "Speicherwirkung" des Integrationskondensators zu beseitigen, sollte die
Polarität der Ladung im Integrationskondensator zum Zeitpunkt der Umkehr des
Eingangssignals ebenfalls umgekehrt werden, so daß die Integration vom selben
Punkt aus fortgeführt werden kann, jedoch mit umgekehrter Ladung auf dem
Integrationskondensator, um die Änderung der Polarität des Eingangssignal
widerzuspiegeln.
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Herkömmlicherweise wird diese Umkehrung der Polarität des
Integrationskondensators mittels einer einfachen Schaltverbindung um den
Integrationskondensator erzielt, wobei die Verbindungen mit jeder Platte des
Integrationskondensators gleichzeitig mit der Änderung der Polarität des
Eingangssignals umgekehrt werden. Dieses herkömmliche System besitzt jedoch
zwei Hauptnachteile. Zunächst hat die Trennung des Integrationskondensators
von der Verbindung zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Verstärkers
zur Folge, daß bis zum erneuten Anschließen des Kondensators der Verstärker im
Zustand einer offenen Schleife ist, d.h., daß zwischen dem Eingang und dem
Ausgang kein Rückkopplungspfad vorhanden ist. Unter dieser Bedingung wird
die Gefahr einer Sättigung des Verstärkers groß.
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Der zweite Nachteil in Verbindung mit einer einfachen Umkehrung des
Kondensators bezieht sich auf Irregularitäten in Verbindung mit den auf jeder
Platte des Kondensators gespeicherten Ladungen. Dieses Problem ist besonders
dann akut, wenn die Komponenten der Integrationsschaltung unter Verwendung
der CMOS-Technologie konstruiert sind, wo der Integrationskondensator eine
obere Platte und eine unter Platte umfaßt, die über einem gemeinsamen Substrat
angeordnet sind. Zusätzlich zu der Kapazität zwischen den beiden Platten sind
auch zwischen jeder der Platten und dem Substrat Kapazitäten vorhanden. Der
Wert dieser parasitären Kapazitäten hängt vom Abstand der Platte vom Substrat
ab, derart daß die parasitäre Kapazität der unteren Platte erheblich größer als jene
der oberen Platte ist. Typischerweise liegt für die meisten Spezifikationen die
parasitäre Kapazität der unteren Platte in der Größenordnung von 10% des
Wertes des Kondensators als Ganzes (d.h. bezüglich der Kapazität von Platte zu
Platte), während die parasitäre Kapazität der oberen Platte in der Größenordnung
von 1% der Kapazität des Platten-Platten-Kondensators liegt.
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Diese Asymmetrie zwischen der oberen und der unteren Platte des
Kondensators kann Anlaß zu ganz erheblichen Fehlern geben, wenn der
Integrationskondensator zwischen Positionen geschaltet wird, da durch die
parasitäre Kapazität der unteren Platte akkumulierte Ladung dann, wenn jene an
den Ausgang des Verstärkers angeschlossen wird, in die Platten-Platten-Kapazität
injiziert wird, wenn die untere Platte so geschaltet wird, daß sie mit dem
Verstärkereingang mit hoher Impedanz verbunden ist.
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Ein alternatives Verfahren für die Umkehrung der Ladung in dem
Integrationskondensator ist jenes, das in dem Artikel "A 16 bit Low-Voltage
CMOS A/D Converter", J. Robert u.a., IEEE Journal of Solid-State Circuits,
Bd. SC-22, Nr. 2, April 1987, beschrieben ist. Die in dieser Arbeit beschriebene
Schaltung umfaßt einen Verstärker und einen Integrationskondensator sowie einen
zwischen den Eingang des Verstärkers und die Eingangssignale geschalteten
Schaltkondensator, der dazu verwendet wird, die Eingangssignale abzutasten und
in den Verstärker zu übertragen. Wie bei herkömmlichen Schaltkondensator-
Schaltungen besteht die Funktion des Schaltkondensators darin, die Polarität der
Signale in den Verstärker zu steuern, d.h. die Polarität eines Eingangssignals,
falls erforderlich, umzukehren, wobei die Verstärkung des Verstärkers, die
gewöhnlich auf eins gesetzt ist, durch das Verhältnis der Kapazitäten des
Integrationskondensators und des Schaltkondensators bestimmt ist.
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In dem in dieser Arbeit beschriebenen Verfahren wird der Schaltkondensator
auch dazu verwendet, die Ladung des Integrationskondensators zum Zeitpunkt der
Umkehrung des Eingangssignals während der Modulation umzukehren. Eine
dreistufige Operation wird verwendet. Erstens wird der Ausgang des Verstärkers
zu diesem Zeitpunkt mit dem Schaltkondensator verbunden. Zweitens wird die
Ladung des Integrationskondensators gelöscht und drittens wird die Ladung des
Schaltkondensators zum Integrationskondensator übertragen, so daß der
Integrationskondensator nun mit der entgegengesetzten Polarität geladen ist.
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Obwohl diese Schaltung die Probleme des Versetzens des Verstärkers in einen
offenen Kreis beseitigt, besitzt sie noch immer eine Anzahl von Nachteilen.
Insbesondere bestimmt das Verhältnis der Kapazitäten des
Integrationskondensators und des Schaltkondensators sowohl den
Verstärkungsfaktor des Verstärkers als auch die während der
Umkehrungsoperation übertragene Ladung. Das bedeutet zunächst, daß das
Verhältnis und folglich der Verstärkungsfaktor auf eins festgelegt werden müssen,
um eine korrekte Ladungsübertragung des Integrationskondensators zu erhalten.
Ferner entstehen noch immer Probleme in Verbindung mit parasitären
Kapazitäten, außerdem erschwert die doppelte Funktion des Schaltkondensators,
jene parasitären Kapazitäten zu kompensieren. Weiterhin besteht bei diesem
System der Nachteil, daß eine verhältnismäßig große Anzahl von Operationen
erforderlich ist, um die Ladung im Kondensator umzukehren, einschließlich des
Schrittes des Löschens des Integrationskondensators vor der Übertragung der auf
dem Schaltkondensator befindlichen Ladung zum Integrationskondensator.
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Die EP-A-0 461 282 offenbart einen Schaltkondensator-Überabtastungs-A/D-
Umsetzer mit einer sehr komplexen Rückkopplungsschleife, die Kondensatoren
und Schalter umfaßt. Die EP-A-0 354 060 offenbart einen Sigma-Delta-Modulator
mit Zerhacker-Stabilisierung und die DE-A-28 46 598 offenbart einen
Zeitunterteilungsmultiplizierer mit zwei schaltbaren kapazitiven
Rückkopplungsschleifen um den Integrator.
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Die vorliegende Erfindung nach Anspruch 1 ist dadurch gekennzeichnet, daß
die Schaltung ferner zusätzlich zu irgendwelchen Schaltkondensatoren, die der
Modulation des Eingangssignals, sofern vorhanden, zugeordnet sind, ein
Speichermittel umfaßt, wobei das Speichermittel zwischen den Eingang und den
Ausgang des Verstärkers parallel zum Integrationskondensator schaltbar
geschaltet und so betreibbar ist, daß es Ladung speichert, die der Spannung des
Ausgangs des Verstärkers zugeordnet ist, und diese Ladung an den
Integrationskondensator überträgt, um eine Umkehrung der Ladung des
Integrationskondensators synchron mit der Modulation der Frequenz des
Eingangssignals zu ermöglichen.
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Die Verwendung eines zusätzlichen Speichermittels parallel zum
Integrationskondensator beseitigt die Probleme der herkömmlichen Systeme in
Verbindung mit dem Belassen des Verstärkers in dem Zustand mit offener
Schleife. Ferner ermöglicht die Verwendung eines funktional für einen
bestimmten Zweck vorgesehenen Speichermittels zusätzlich zu irgendwelchen
Schaltkondensatoren (falls vorhanden), daß die Kapazität des Speichermittels
spezifisch gewählt werden kann, um die beste Anpassung an den
Integrationskondensator zu ergeben, wobei außerdem ein Schaltkondensator
verwendet wird, der es ermöglicht, den Verstärkungsfaktor des Verstärkers wie
gewünscht, z. B. auf Werte größer als eins, festzulegen.
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In einer besonders bevorzugten Ausführungsform besitzt das Speichermittel
im wesentlichen die doppelte Kapazität des Integrationskondensators, wobei die
Schaltung so betreibbar ist, daß sie das Speichermittel gleichzeitig mit der Platte
des Integrationskondensators, die mit dem Ausgang des Verstärkers verbunden
ist, auflädt und dann diese Ladung entsprechend der im wesentlichen doppelten
Ladung des Integrationskondensators auf der anderen Platte des
Integrationskondensators ablegt, um das Vorzeichen des Kondensators effektiv
umzukehren.
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Die Hinzufügung einer Ladung, die doppelt so groß wie die Ladung des
Integrationskondensators ist, jedoch das entgegengesetzte Vorzeichen besitzt, hat
zur Folge, daß der Kondensator das entgegengesetzte Vorzeichen annimmt. Dies
schafft einen besonders einfachen und eleganten Weg zum Invertieren des
Integrationskondensators, derart daß sich die Spannung an der Ausgangsplatte des
Integrationskondensators nach der Umkehrung des Eingangssignals sofort an die
des Ausgangs des Verstärkers anpaßt. Insbesondere werden die Probleme in
Verbindung mit der großen Anzahl von Schritten für die Ausführung der
Kondensator-Umkehrung in der Roberts-Schaltung beseitigt, da kein
Rücksetzschritt vorgesehen werden muß, um die Ladung auf dem
Integrationskondensator zu löschen.
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Vorzugsweise ist der Integrationskondensator über den Verstärker geschaltet,
so daß die Platte des Kondensators mit der größten parasitären Kapazität mit dem
Ausgang des Verstärkers verbunden ist. Beispielsweise kann der
Integrationskondensator einen CMOS-Kondensator umfassen, bei dem die untere
Platte mit dem Verstärkerausgang und die obere Platte mit dem Verstärkereingang
verbunden ist.
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In einem Verstärker, der den Idealbedingungen nahe kommt, kann der
Ausgang des Verstärkers durch eine Stromquelle mit niedrigem Widerstand und
der Eingang durch eine Last mit unendlichem Widerstand repräsentiert werden.
Die meisten Verstärker, insbesondere Operationsverstärker, kommen diesen
Spezifikationen nahe. Die Anordnung des Integrationskondensators wie
beschrieben minimiert die Wirkungen der parasitären Kapazitäten, da die größere
parasitäre Kapazität stets mit der Stromquelle verbunden ist. Folglich werden
jegliche Restladungen, die nach der Umkehrung des Kondensators zurückbleiben,
durch die Stromquelle schnell neutralisiert. Durch Verwenden eines zusätzlichen
Speichermittels zum Invertieren des Kondensators anstatt wie in den
herkömmlichen Systemen durch Hin- und Herwechseln der Kondensatorverbindungen kann
die größere parasitäre Kapazität des Integrators ständig mit dem Ausgang
verbunden bleiben, wodurch das Einleiten einer unerwünschten Ladung
vermieden wird, das erfolgt, wenn die parasitäre Kapazität plötzlich wie in den
herkömmlichen Systemen mit dem Eingang mit hoher Impedanz verbunden wird.
Die Wirkungen der niedrigeren parasitären Kapazität, die ständig mit dem
Eingang des Verstärkers verbunden ist, sind gewöhnlich minimal. Diese
Verbindungsanordnung des Integrationskondensators wird in keinem der Systeme
des Standes der Technik, einschließlich des oben diskutierten Roberts-Systems,
vorgeschlagen.
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Vorzugsweise umfaßt das Speichermittel einen Kondensator, in dem die Platte
des Speicherkondensators mit der kleinsten parasitären Kapazität abwechselnd mit
der Eingangsplatte und mit der Ausgangsplatte des Integrationskondensators
verbunden werden kann, während die andere Platte des Speicherkondensators mit
Erde oder einem äquivalenten Potential verbunden ist.
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Die Verbindung der Platte mit der niedrigsten parasitären Kapazität mit Erde
auf diese Weise beseitigt die Wirkungen der großen Fehler in Verbindung mit
dem Speicherkondensator, da die Ladungsübertragung nicht auf dieser Kapazität
beruht. Das bedeutet, daß der Platten-Platten-Wert der Kapazität des gegebenen
Speicherkondensators sehr gut dem gewünschten Wert der doppelten Kapazität
des Integrationskondensators entspricht. Als Alternative oder Ergänzung hierzu
kann die Spezifikation des Speicherkondensators derart gewählt werden, daß die
Hauptkapazität der Platten des Speicherkondensators zusammen mit der
parasitären Kapazität der Platte des Speicherkondensators, die mit den Eingangs-
und Ausgangsplatten des Integrationskondensators verbunden werden kann, eine
globale Kapazität aufweist, die gleich dem doppelten Wert des
Integrationskondensators ist. In dieser Ausführungsform überträgt immer nur eine
Platte des Speicherkondensators Ladung, so daß niemals Asymmetrien entstehen.
Die Verwendung eines für diesen bestimmten Zweck vorgesehenen
Speicherkondensators, im Gegensatz zur Verwendung eines Schaltkondensators
für diesen Zweck steht, bedeutet, daß die Spezifikation des Speicherkondensators
für die optimale Wirkung gewählt werden kann.
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In einer Ausführungsform kann die Frequenzmodulation durch eine
Schaltkondensator-Anordnung ausgeführt werden, um das Eingangssignal zu
invertieren.
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Die Erfindung erstreckt sich auf einen Sigma-Delta-Analog/Digital-Umsetzer,
der eine solche Integratorschaltung enthält, und insbesondere auf eine Sigma-
Delta-Multipliziererschaltung, die zwei Sigma-Delta-Schaltungen umfaßt, wie
jene, die in der FR 2 570 854 gezeigt ist, in der einer oder beide Sigma-Delta-
Umsetzer einen solchen Integrator enthalten. Die Erfindung erstreckt sich
außerdem auf eine Elektrizitätsmeßvorrichtung, die eine solche
Multipliziererschaltung enthält.
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Im folgenden wird beispielhaft eine bevorzugte Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben,
worin:
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Fig. 1 eine verallgemeinerte Schaltung zeigt, die die Modulation der Frequenz
eines Eingangssignals verwendet, um Offset-Fehler zu beseitigen,
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Fig. 2 einen herkömmlichen Sigma-Delta-Umsetzer zeigt, der so beschaffen
ist, daß er eine Frequenzmodulation von Eingangssignalen ermöglicht,
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Fig. 3 die Ladung des Integrationskondensators ohne und mit Inversion des
Integrationskondensators zeigt,
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Fig. 4 eine Darstellung eines Kondensators ist, der in CMOS-Technologie
konstruiert ist,
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Fig. 5 einen Sigma-Delta-Umsetzer gemäß einer Ausführungsform der
Erfindung zeigt,
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Fig. 6 einen Zeitablaufplan der dem Sigma-Delta-Umsetzer von Fig. 4
zugeordneten Schaltanordnung zeigt.
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In Fig. 1 ist eine verallgemeinerte Ansicht einer Schaltung wie etwa einer
Sigma-Delta-Schaltung gezeigt, die eine Frequenzmodulation enthält. Bei Punkt 1
wird ein Zerhackersignal Tch zum Eingangssignal Vin1 addiert, wobei das
kombinierte Signal durch den Sigma-Delta-Umsetzer 2 geschickt wird, der eine
zugeordnete konstante Offset-Spannung Voffset aufweist. Das Ausgangssignal
wird bei 3 durch Subtraktion desselben Zerhackersignals demoduliert. Das
demodulierte Signal umfaßt an diesem Punkt das umgesetzte Eingangssignal mit
einem konstanten Wert und ein überlagertes Offset-Rauschsignal mit der
Frequenz des Zerhackersignals. Dieses Signal wird dann durch ein Filter 4 mit
einer Frequenzkappung Fc an einen Punkt unterhalb der Frequenz des
Zerhackersignals geschickt, wodurch das Offset-Rauschen herausgefiltert und ein
Signal bereitgestellt wird, das dem umgesetzten Eingangssignal ohne die
Wirkungen des Offsets entspricht. Diese Technik ist wohlbekannt und muß nicht
weiter beschrieben werden.
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In Fig. 2 ist eine herkömmliche Sigma-Delta-Umsetzungsschaltung gezeigt,
1 die Schaltkondensatormittel für die Steuerung der Polarität der
Eingangsreferenzspannung und für die Änderung der Polaritätsspannung enthält,
um die Frequenzmodulation auszuführen. Genauer werden das Eingangssignal
Vin und das Referenzsignal Vref über eine Anordnung aus Schaltern φin, φref,
φma, φοh, φdec und einem Schaltkondensator 10 an einen Operationsverstärker 11
und an einen Integrationskondensator 14 geschickt. Die Polarität des zum
Verstärker geschickten Signals hängt von der Reihenfolge ab, in der die Schalter
betätigt werden. Um beispielsweise Vref mit der gleichen Polarität zum Eingang
des Verstärkers 11 zu übertragen, werden zunächst φref und φch geschlossen, um
eine Vref entsprechende Ladung am Schaltkondensator 10 anzubringen. Dann
werden φref und φch geöffnet und φdec und φma geschlossen, so daß φma
mit
Erde verbunden ist und die Ladung am Eingang des Verstärkers 11 mit derselben
Polarität wie die Eingangsspannung auftritt. Um Vref mit einer entgegengesetzten
Polarität zu übertragen, werden φref und φdec gleichzeitig geschlossen, so daß
eine Ladung mit entgegengesetztem Potential auf der anderen Seite des
Kondensators und am Eingang des Verstärkers auftritt.
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Diese Umkehrung der Signale durch Verwendung eines Schaltkondensators
und zugeordneter Schalter ist in der Technik wohlbekannt. Ebenso ist die
Funktionsweise der in Fig. 2 gezeigten Sigma-Delta-Schaltung für die Steuerung
der Polarität der Referenzspannung Vref unter Verwendung der Schaltanordnung
und in Abhängigkeit vom getakteten Ausgang Q des Komparators 12 und der
bistabilen Kippschaltung 13 insgesamt von herkömmlicher Art. Die Modulation
des Eingangssignals Vin wird durch Ändern der Polarität des Eingangssignals
durch Takten der Schalter in ähnlicher Weise gesteuert. Die Demodulation des
Signals wird mittels eines (nicht gezeigten) Exklusiv-ODER-Gatters erzielt.
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Fig. 3 zeigt die Wirkungen der Änderung der Polarität des Eingangssignals
Vin in den Fällen, in denen erstens der Integrationskondensator 14 nicht
umgekehrt wird und in denen zweitens der Integrationskondensator umgekehrt
wird. Wie in der obersten Figur gezeigt ist, befindet sich die Spannung Vint am
Ausgang des Verstärkers 11 zum ersten Zeitpunkt der Umkehrung, zu dem sich
+Vin nach -Vin ändert, an einem von null verschiedenen Punkt Vx. Die
Umkehrung der Polarität des Eingangssignals Vin an diesem Punkt im Zyklus
ohne Umkehrung des Kondensators bedeutet, daß anschließend der Ausgang des
Integrators zunächst die restliche Ladung auf dem Integrationskondensator
löschen muß und dann die Änderung des Kondensators auf dieselbe Größe wie
zum Zeitpunkt der Umkehrung, jedoch mit entgegengesetzter Polarität, bringen
muß, bevor das Eingangssignal an dem Punkt integriert werden kann, an dem es
über den Referenzwert des Komparators 12 ansteigt, um Vref mit der
entgegengesetzten Polarität, die eingeleitet werden soll, zu steuern. Wie in der
oberen Figur gezeigt ist, kann, wenn die Eingangsspannung Vin erneut umgekehrt
wird, um zu einer positiven Spannung zurückzukehren, dieser Punkt nicht in der
verfügbaren Zeit erreicht werden. Wenn im Gegensatz dazu der Kondensator 14
am Umkehrpunkt der Eingangsspannung umgekehrt wird, beginnt der Integrator
mit seiner Integration unter den korrekten Anfangsbedingungen, so daß sich ein
Ausgang Q, der die Größe der Eingangsspannung korrekt wiedergibt, ergibt.
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Wie früher diskutiert wurde, gibt eine einfache Umkehrung des Kondensators
für die Beseitigung dieses Problems Anlaß zu zwei weiteren Problemen. Erstens
wird der Verstärker für einige Zeit, in der der Kondensator getrennt ist, in einen
Zustand mit offener Schleife versetzt, was die Gefahr einer Sättigung des
Verstärkers erhöht. Zweitens hat die Umkehrung des Kondensators Probleme in
Verbindung mit den parasitären Kapazitäten, die dem Kondensator zugeordnet
sind, zur Folge. In Fig. 4 ist ein in CMOS konstruierter Kondensator 13 gezeigt,
der eine obere Platte 20 und eine untere Platte 21, die in einer gegenseitigen
Beziehung und in einer Beziehung zum Substrat 22 gehalten werden, umfaßt.
Zusätzlich zu der Kapazität zwischen den Platten 20, 21 sind außerdem
Kapazitäten zwischen jeder Platte und dem Substrat vorhanden, die die Wirkung
haben, daß der Kondensator als ein einzelner Kondensator C zusammen mit zwei
parasitären Kapazitäten Cbot und Ctop modelliert werden kann. Aufgrund der
Nähe der unteren Platte 21 zum Substrat 22 ist die untere Kapazität Cbot
erheblich größer, d.h. in der Größenordnung von 10% von C im Vergleich zu
1% für Ctop.
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Wenn mit Bezug auf Fig. 2 angenommen wird, daß der
Integrationskondensator 14 so angeordnet ist, daß seine untere Platte mit dem
Ausgang des Verstärkers verbunden ist, wird, wenn der Kondensator umgekehrt
wird, die untere parasitäre Kapazität mit dem Eingang des Operationsverstärkers
11 verbunden. Wie früher diskutiert wurde, kann der Verstärker so modelliert
werden, daß er effektiv einen unendlichen Widerstand an seinen Eingängen und
eine Stromquelle an seinem Ausgang aufweist. Daher bewirkt der Anschluß von
Cbot an den Eingang mit hohem Widerstand, daß der parasitäre Kondensator
seine Ladung in die Hauptkapazität einleitet, was Fehler bei der Integration
verursacht. Die Umkehrung des Kondensators in die entgegengesetzte Richtung
(d.h. aus dem Zustand, in dem Ctop mit dem Ausgang verbunden ist) ruft nicht so
viele Probleme hervor, da die obere Kapazität Ctop nur eine kleine Ladung
einleitet, wenn sie mit dem Eingang des Verstärkers verbunden wird, und da
jegliche Ladung, die von Cbot akkumuliert wird, am Eingang durch den Betrieb
der Stromquelle am Ausgang des Verstärkers kompensiert wird.
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Fig. 5 zeigt eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die diese
Probleme beseitigt. Die Sigma-Delta-Schaltung, die gezeigt ist, umfaßt einen
Schaltkondensator 30 zusammen mit zugeordneten Schaltern φin, φref, φma, φEh,
φdec, die wie oben beschrieben arbeiten, einen Verstärker 31 und einen
Komparator 32 sowie eine getaktete bistabile Kippschaltung 33. Die Schaltung
umfaßt ferner ein Exklusiv-ODER-Gatter (EOR) 34, wovon ein Eingang mit dem
Taktsignal φchop verbunden ist, um das Ausgangssignal zu demodulieren. Die
Schaltung enthält außerdem einen Integrationskondensator 35 und einen
Speicherkondensator 36, der wie gezeigt parallelgeschaltet ist und die doppelte
Kapazität des Integrationskondensators 35 besitzt, sowie zugeordnete Schalter
φinv1 und φinv2. Wie aus dem in Fig. 6 gezeigten Zeitablaufplan hervorgeht, wird
eine regelmäßige Folge von Phasenimpulsen φ1, 2, 3, 4 beispielsweise durch
einen (nicht gezeigten) Mikroprozessor erzeugt. Die Schalter φin, φma, φref, φch,
φdec werden durch den Mikroprozessor relativ zu diesen Phasen wie in herkömm-
1 lichen Schaltungen gesteuert.
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Logisch ausgedrückt, werden die Schaltungen folgendermaßen gesteuert:
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φin = φ1·φchop + φ2
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φma = [φ1· + φ2 · φchop] + [φ3·Q + φ4· ]
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φref = φ3· + φ4·Q
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φch = φ1 + φ3
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φdec = 4Q + φ4
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Wie daraus hervorgeht, werden φin, φma in Abhängigkeit von der
Signalmodulation gesteuert, die durch φchop, φma und φref bestimmt ist, und
ferner in Abhängigkeit vom Ausgang Q wie in der herkömmlichen Funktion einer
Sigma-Delta-Schaltung gesteuert.
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Wie in den beiden letzten Zeilen von Fig. 6 gezeigt ist, werden φinvl und
φinv2 außerdem so gesteuert, daß Ladung übertragen wird, um die Polarität des
Integrationskondensators 35 umzukehren. φchop und die Modulation des
Eingangssignals ändern sich am Punkt t = 0. Der Schalter φinv1 wird während des
direkt nachfolgenden Zeit-Unterzyklus φ4 geschlossen, um den
Speicherkondensator 36 auf die Spannung Vint am Ausgang des Verstärkers zu
laden, d.h. um den Kondensator 36 auf den Wert 2C Vint zu laden. Im
nachfolgenden Unterzyklus φ1 wird der Schalter φinv1 getrennt und der Schalter
φinv2 angeschlossen, um die Ladung 2C · Vint im Integrationskondensator 35
abzulagern. Unmittelbar vor dieser Operation hielt der Kondensator 35 die
Ladung +C·Vint. Nachdem die Ladung vom Kondensator 36 abgelegt worden
ist, hält der Integrationskondensator die Ladung -2C·Vint + C·Vint = -C·Vint,
d.h. der Integrationskondensator ist effektiv "umgekehrt" worden, so daß die
Spannung des Kondensators am Ausgangs des Integrators von +Vint nach -Vint
gewechselt hat, um die Änderung der modulierten Eingangsspannung
widerzuspiegeln.
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Wie früher diskutiert wurde, ermöglicht die Verwendung des
Speicherkondensators 36, daß die Ladung am Integrationskondensator 35 schnell
und einfach umgekehrt wird, ohne daß der Verstärker in einen Zustand mit
offener Schleife versetzt wird, ferner werden Probleme in Verbindung mit den
parasitären Kapazitäten vermieden. Wie in Fig. 5 gezeigt ist, kann der
Integrationskondensator 35 so angeordnet sein, daß seine untere Platte ständig mit
dem Ausgang des Verstärkers 31 verbunden ist, um die Wirkungen der parasitären
Kapazität zu minimieren, wobei die größere Kapazität der Bodenplatte nur für den
Betrieb der Stromquelle des Verstärkers verfügbar ist. In ähnlicher Weise kann
die obere Platte des Kondensators 36 mit dem Integrationskondensator verbunden
sein, während die untere Platte ständig mit Masse verbunden ist, so daß der größte
Kapazitätswert die Kapazität über den Hauptplatten ist. Zusätzlich oder alternativ
hierzu kann, da immer nur eine Platte des Kondensators 36 für die
Ladungsübertragung verwendet wird, die dieser Platte zugeordnete parasitäre
Kapazität zusammen mit der Hauptkapazität berücksichtigt werden, wenn der
Gesamtwert des Kondensators 36 an denjenigen des Kondensators 35 angepaßt
wird.
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Die vorliegende Erfindung ist gleichermaßen auf andere modulierte
Integrationsschaltungen anwendbar, die einen Integrator enthalten, in denen der
Eingang periodisch umgekehrt wird. Ebenso kann die Erfindung auf eine oder auf
beide Sigma-Delta-Schaltungen angewendet werden, die in einer Sigma-Delta-
Multiplizierschaltung verwendet werden, wie sie sich z. B. im Gebiet der
Elektrizitätsmessung finden. In solchen Multiplizierschaltungen steuert das
Ausgangssignal eines ersten Sigma-Delta-Umsetzers das Vorzeichen des
Eingangssignals eines zweiten Sigma-Delta-Umsetzers, so daß das
Ausgangssignal der zweiten Sigma-Delta-Schaltung das Produkt der
Eingangssignale in jeden Umsetzer repräsentiert. Solche Multiplizierschaltungen
sind in FR 2 570 854 beschrieben. Im Gebiet der Elektrizitätsmessung kann der
Eingang des ersten und des zweiten Umsetzers der Strom bzw. die Spannung sein,
1 so daß der Ausgang des zweiten Umsetzers die von einer Last aufgenommene
Energie repräsentiert. Die vorliegende Erfindung kann in einem oder in beiden
Sigma-Delta-Umsetzern enthalten sein.