DE69322330T2

DE69322330T2 - Ganzdigitales Demodulationssystem für QAM-Signalisierung bei Verbindungen niedrigen Fassungsvermögens

Info

Publication number: DE69322330T2
Application number: DE69322330T
Authority: DE
Inventors: Maurizio I-20152 Milano Bolla; Massimo I-56010 San Piero A Grado Gelichi (Pi); Franco I-203131 Milano Guglielmi; Nino I-20030 Barlassina/Mi Leuratti
Original assignee: Alcatel SA; Nokia Inc
Current assignee: Alcatel Lucent SAS
Priority date: 1992-07-27
Filing date: 1993-07-22
Publication date: 1999-04-29
Anticipated expiration: 2013-07-23
Also published as: EP0583643B1; ITMI921820A0; DE69322330D1; EP0583643A1; JPH06164666A; NO932470L; ITMI921820A1; US5412693A; NO308760B1; NO932470D0; IT1259013B

Description

Beschreibung

Die vorliegende Erfindung betrifft ein System zum Demodulieren von QAM-Signalen, das in der Lage ist:
- Eine Trägerphase und -frequenz zurückzugewinnen und das Basisbandsignal zu wandeln, auch dann, wenn die Frequenzfehler in Hinblick auf die Zeichenfrequenz beträchtlich sind (Verbindungen mit geringer Kapazität);
- den Synchronismus (Synchronlauf) des Zeichens wiederherzustellen, um das zu verarbeitende analoge Signal korrekt abzutasten;
- die Form des Signals durch ein digitales Filter zu vervollständigen und das Basisband-konvertierte Signal zu glätten (um die durch die Ausbreitung verursachten selektiven Fading-Effekte (Schwundeffekte) und die aufgrund von Fehl- oder Störstellen bei der Realisierung der Vorrichtung auftretenden linearen Verzerrungen rückgängig zu machen).
Das System ist daher aus mehreren Untersystemen aufgebaut, die dafür vorgesehen sind, verschiedene Funktionen zu tragen, insbesondere zumindest:
A) ein Untersystem zur Rückgewinnung der Phase und der Frequenz des Trägers,
B) ein Untersystem zur Wiederherstellung des Zeichen- Synchronismus, das in der Lage ist, den Signal- Abtastschaltkreis anzutreiben,
C) ein Untersystem, das aus Filtern aufgebaut ist.
Die vorliegende Erfindung betrifft die Wahl von verschiedenen verwendeten Untersystemen, ihre Realisierung und Zwischenverbindungen. Das System nach der Erfindung zeigt die folgenden Charakteristiken.
a) das System zur Rückgewinnung des Trägers umfasst seinerseits zwei Untersysteme: ein Vierkorrelator- Untersystem A1 zur Rückgewinnung der Trägerfrequenz und ein Untersystem A2 zur gemeinsamen Rückgewinnung der Phase und der Frequenz des Trägers, das die geschätzten Daten verwendet. Die beiden Untersysteme sind kaskadenmäßig verbunden und jedes ist als eine Rückkoppelschleife strukturiert.
b) Das Untersystem B) verwendet das Signal an dem Eingang des Untersystems C) und enthält den (stromaufwärts des Untersystems A1 angeordneten) zur Abtastung des in das System eintretenden Signals und zur Wandlung desselben in ein digitales Signal verwendeten Schaltkreis. Das Untersystem B) basiert auf einem Maximalleistungs- Algorithmus; dies impliziert, dass sein Betrieb unabhängig von dem Verhalten des Untersystems A) (weil der Algorithmus unempfindlich gegenüber der Phase des verarbeiteten Signals und daher gegenüber Fehlern beim Aufbau der Phase und der Frequenz des Trägers ist) und auch von jenem des Untersystems C) (weil der Algorithmus nicht die bestimmten Symbole verwendet) ist.
c) Das Untersystem C) umfasst ein festes digitales Filter, das die Formung der übertragenen Impulse vervollständigt und einen adaptiven digitalen Entzerrer (Glättstufe). Für beide wurde die Struktur von Finite-Impulsantwort (FIR: finite impulse response)-Filtern gewählt, da diese besonders einfach realisiert werden können. Die Entzerrerkoeffizienten werden über einen Algorithmus aktualisiert, der unempfindlich gegenüber der Phase des einlaufenden Signals ist, so dass seine Konvergenz unabhängig von der von dem Untersystem A) durchgeführten Träger- Rückgewinnung ist.
Das System nach der Erfindung weist nun zumindest drei grundlegende Vorteile auf:
- es ist nicht erforderlich, einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO: voltage controlled oscillator) zu verwenden, um die Basisband-Wandlung durchzuführen, sondern ein freier Oszillator ist ausreichend;
- sowohl die Untersysteme als auch ihre Zwischenverbindungen bewahren ihre Gültigkeit und Wirksamkeit in einem weiten Maße bei Verbindungen niederer/mittlerer Kapazität;
- einzelne Komponenten und der Demodulator als ein Ganzes sind für eine ganzdigitale Realisierung geeignet, die es ermöglicht,
Zwischenverbindungsprobleme von analogen und digitalen Funktionsblöcken zu minimieren; darüber hinaus bewirkt die digitale Realisierung zusammen mit der Adaptivität der Untersysteme, dass die Kalibrierung der Vorrichtung während der Herstellung wesentlich weniger kritisch ist.

Stand der Technik

Typischerweise werden in Kohärent-Demodulationssystemen, beispielsweise mit Quadratur-Amplitudenmodulation (QAM: quadrature amplitude modulation) lokale, spannungsgesteuerte Oszillatoren (VCOs) verwendet und in einer derartigen Weise angetrieben, um eine phasen- und frequenzkohärente Oszillation mit dem Träger des empfangenen Signals zu erzeugen. Die Möglichkeit, freie lokale Oszillatoren mit einer Frequenz nahe dem Träger zu verwenden, würde einen bemerkenswerten Kostenvorteil bedeuten. Derartige Oszillatoren weisen jedoch Toleranzen von der Nominalfrequenz auf, die ungleich Null sind und sowohl bei Erwärmung als auch Alterung driften. Dies macht ein Gerät erforderlich, das die Frequenz- und Phasendifferenz zwischen der von dem lokalen Oszillator erzeugten Oszillation und dem Träger des Signals erkennt und in der Lage ist, die Wirkungen auf die zu verarbeitenden Signale zu korrigieren. Die Geräte dieser Art (Phasen- und Frequenz-Rückkoppelschleifen) sind unter anderem durch das Fangband (Fangbereich), d. h. durch das Maß der Frequenzfehler, die sie erkennen und korrigieren können, charakterisiert. Sie gehören zwei Hauptkategorien an:
- Geräte, die Schätzungen der empfangenen Daten verwenden (mit einem Fangband, das kleiner als 1/8 der Zeichenfrequenz ist);
- Geräte, die keine Schätzungen der empfangenen Daten verwenden (mit Fangbändern, die sogar größer als die Zeichenfrequenz sind, aber die empfindlich gegenüber selektivem Fading sind).
Einen Überblick über Realisierungen der vorstehend genannten Geräte gemäß dem Stand der Technik kann beispielsweise in dem Artikel von P. Fines und A. H. Aghvami: "Fully Digital M-ary PSK and M-ary QAM demodulators for land mobile satellite communications", Electronics and Communication Journal, Bd. 3, Nr. 6, Dezember 1991, Seiten 291 bis 298, gefunden werden.
Das Problem der Toleranz und Instabilität des freien Oszillators ist für Verbindungen mit geringer Kapazität, für die die Zeichenfrequenz kleiner und daher das Verhältnis des Frequenzfehlers zu der Zeichenfrequenz seinerseits höher ist, schwierig zu lösen.
Wenn Verbindungen mit allmählich zunehmender Kapazität betrachtet werden, wird die spektrale Belegung oder die Anzahl der Modulationsniveaus und somit die Empfindlichkeit des Systems gegenüber selektivem Fading auf der anderen Seite erhöht. Folglich wird die Hinzufügung eines adaptiven Entzerrers zum Ausgleich dieser Effekte erforderlich. Dieses Gerät schafft eine Gegenmaßnahme gegen Fading (Signalschwund), ist jedoch gleichzeitig in der Lage, die unvermeidlicherweise bei der Realisierung des Systems aufgrund von nicht-idealen Komponenten eingebrachten linearen Verzerrungen zu korrigieren. Deshalb stärkt die Hinzufügung des Entzerrers das System im Hinblick auf Ausbreitungsanomalitäten, schafft jedoch auch einen weniger kritischen Kalibrierungsschritt: aus diesem Grund ist ein Entzerrer (auch dann, wenn er nur wenig Koeffizienten hat) auch bei dem Entwurf eines Systems niedriger Kapazität wünschenswert. Darüber hinaus ist es in jedem Demodulationssystem erforderlich, ein Gerät zur Rückgewinnung des Taktsynchronismus bezüglich der Phase und der Frequenz zu integrieren. Für den korrekten Betrieb des Systems ist es bequem, dass der Algorithmus für die Taktrückgewinnung unabhängig von dem Verhalten der Geräte für die Trägerrückgewinnung und adaptive Glättung bzw. Entzerrung ist.
In einem digitalen Modem wird der Taktsynchronismus verwendet, um den Signalabtastschaltkreis mit einer geeigneten. Frequenz, einem Mehrfachen der Zeichenfrequenz, anzutreiben.
Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, eine Lösung für die vorstehend erwähnten Probleme zu schaffen, die unter anderem die anfangs erwähnten Vorteile aufweist.

Allgemeine Lösung

Beschreibung des Systems

Die Gesamtstruktur des Demodulators ist in dem Funktions- Blockdiagramm der Fig. 1 beschrieben.
Das analoge Radiofrequenzsignal (1.1) wird durch Multiplikation mit einer von dem freien lokalen Oszillator (1.2) erzeugten sinusförmigen Oszillation, dessen Abstimmfrequenz nominal gleich der Trägerfrequenz ist, Basisband-gewandelt.
Das von dem Mischer (1.3) ausgegebene komplexe Signal wird von einem Anti-Aliasing-Filter (1.5) in einer solchen Weise gefiltert, dass die Rauschleistung an den nachfolgenden Stufen begrenzt ist.
Nachfolgend wird das analoge Signal (1.6) von dem Abtaster (1.7), der auf Befehl des von der Taktrückgewinnungsschleife (CRL) 1.8 ausgegebenen Signals das analoge Signal (1.6) mit der Frequenz 4/T abgetastet, wobei 1/T die signalgebende Zeichenfrequenz (Untersystem B) ist, in ein numerisches Signal gewandelt. Diese Wahl der Abtastfrequenz ist mit den (bei der Signal- bzw. Zeichengabe aufgrund der Nicht-Idealität des freien Oszillators eingebrachten) Frequenzfehlern verbunden, die toleriert werden können. Die Abtastfrequenz wie auch andere, in dem System verwendete Frequenzen, soll daher lediglich als ein Beispiel betrachtet werden.
Das von dem Abtaster (1.7) ausgegebene numerische Signal (1.9) wird dann durch den Vierkorrelator-Frequenzrückgewinnungsschaltkreis (automatische Frequenzsteuerung, AFC) (1.10) (Untersystem A1) frequenzkorrigiert.
Das Signal (1.12) an dem Ausgang des Untersystems A1 wird durch ein Anti-Aliasing-Filter (1.11) gefiltert, bei der Frequenz 2/T in dem Block (1.13) dezimiert und dann von dem digitalen Mischer (1.20) weiter korrigiert, um das Signal (1.19) zu schaffen. Der Mischer (1.20) ist ein Teil des Untersystems A2 und wird durch die gemeinsame Frequenz- und Phasenregelschleife (1.14), die in der Figur mit JFPLL bezeichnet ist, angetrieben, welche das Signal (1.17) an dem Eingang des Entscheidungselements (1.16) verwendet und die entschiedenen Daten (1.18) an ihrem Ausgang verfügbar macht. Das Signal (1.19) wird durch das Untersystem C) (1.15), das in der Figur als FORMEN UND GLÄTTEN bezeichnet ist, zu dem Ausgangssignal (1.17) verarbeitet.
Das Folgende ist eine detailliertere Beschreibung des in der Figur mit AFC bezeichneten automatische Frequenzsteuerung-Blocks (das Herz des Untersystems A1), des in der Figur als CRL bezeichneten Taktrückgewinnungsschleifen-Blocks (enthalten in dem Untersystem B), des Form- und Glätt- bzw. Entzerr- Untersystems C) und des in der Figur mit JFPLL bezeichneten Blocks der gemeinsamen Frequenz- und Phasenregelschleifen.

Beschreibung des AFC-Blocks

AFC gibt den Vierkorrelator-Schaltkreis zur Rückgewinnung des Frequenzfehlers an, dessen Blockdiagramm in Fig. 2 dargestellt ist.
Gemäß einem Gesichtspunkt der Erfindung ist das System durch die Verwendung einer Rückkoppelschleife realisiert, die aus der Verarbeitung von Abtastwerten des komplexen Signals (2.1) (koinzident mit dem Signal 1.12 der Fig. 1) an dem Eingang des Anti-Aliasing-Filters (2.2) (zusammenfallend mit dem Block 1.11 in Fig. 1) den restlichen Frequenzfehler des Basisband-Wandlungsbetrieb schätzt und korrigiert.
Um ein derartiges Ergebnis zu erhalten, sind die folgenden Arbeitsgänge erforderlich:
- die Abtastwerte des komplexen Signals (2.1) werden bei der Frequenz 4/T durch den mit einem ausgeglichenen Vierkorrelator realisierten Frequenzfehlerdetektor (2.3) verarbeitet, der ein reelles Signal (2.4) proportional zu dem geschätzten Frequenzfehler ausgibt;
- die Abtastwerte des Fehlersignals (2.4) von dem Frequenzfehlerdetektor werden in dem Block (2.5) gemittelt und bei der Frequenz 1/T dem Schleifenfilter (2.6) zugeführt, wo sie gefiltert werden;
- die Abtastwerte (2.7) von dem Schleifenfilter (2.6) werden von dem Block (2.8) mit der Frequenz 4/T gelesen und dann integriert (2.9);
- der Ausgang (2.10) des Integrierglieds wird verwendet, um eine Tabelle (2.11) zu adressieren, die das komplexe Korrektursignal (2.12) dem digitalen Mischer (2.13) zur Verfügung stellt, der das Signal (2.14) (koinzident mit dem Signal 1.9 in Fig. 1) verarbeitet.

Beschreibung des CRL-Blocks

Das Bezugszeichen CRL (Taktrückgewinnungsschleife) gibt den Schaltkreis zur Rückgewinnung des Zeichensynchronismus an, dessen Blockdiagramm in Fig. 3 gezeigt ist.
Gemäß einem Gesichtspunkt der Erfindung wird das System durch eine Rückkoppelschleife realisiert. Die Abtastwerte des komplexen Signals (3.1) bei der Frequenz 2/T (koinzident mit dem Signal 1.19 der Fig. 1) werden verarbeitet, um das Signal (3.7) bereitzustellen, das den Abtastschaltkreis (3.8) (zusammenfallend mit dem in Fig. 1 gezeigten Block 1.7) mit der Frequenz 4/T antreibt.
Um ein derartiges Ergebnis zu erhalten, müssen die folgenden Arbeitsgänge an dem Signal ausgeführt werden:
- das komplexe Signal (3.1) wird von dem Taktfehlerdetektor (3.2) gemäß einem Maximalleistungsalgorithmus verarbeitet, der das reelle Signal (3.3) bereitstellt, welches proportional zu dem Zeitreferenzfehler ist;
- in einer Ausführungsform wird das Signal (3.3) dann von einem Digitalschleifenfilter (3.4) gefiltert, dessen Ausgang (3.5) verwendet wird, um einen numerisch gesteuerten Oszillator (3.6) anzutreiben, der mit einer Frequenz von 4/T die Rechteckwelle ausgibt, die dem Abtaster (3.8) zugeführt wird.

Beschreibung des FORMEN UND GLÄTTEN-Blocks

Der als FORMEN UND GLÄTTEN bezeichnete Block führt das Formen des Signals und die adaptive Glättung bzw. Entzerrung durch; gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung ist das Blockdiagramm bezüglich dieses Untersystems C) in der Fig. 4 dargestellt.
In einem solchen Block wird das mit dem Signal (1.19) in Fig. 1 koinzidente komplexe Signal (4.1) zunächst von dem angepassten Filter (4.2) gefiltert, welches durch ein Finite-Impulsantwort-(FIR)-Filter realisiert ist. Das Signal (4.3) wird dann bei der Frequenz 1/T in Block (4.4) dezimiert und somit in dem Block (4.5) geglättet (entzerrt). Der Entzerrer gibt das mit dem Signal (1.17) in der Fig. 1 koinzidente Signal (4.6) aus. In dem Glättungsblock (4.5) ist auch das Koeffizienten- Aktualisierungsgerät enthalten, das gemäß einem Algorithmus arbeitet, der unempfindlich gegenüber der Phase und der Frequenz des einlaufenden Signals ist.

Beschreibung des JFPLL-Blocks

Das Bezugszeichen JFPLL (Joint Frequency and Phase Locked Loop: gemeinsame Frequenz- und Phasenregelschleife) gibt den Schaltkreis zur Wiedergewinnung sowohl des Frequenz- als auch des Phasenfehlers an, dessen Blockdiagramm in Fig. 5 dargestellt ist.
Gemäß einem Aspekt der Erfindung ist das System durch eine Rückkoppelschleife realisiert, die durch eine geeignete Verarbeitung der Abtastwerte 5.1 (koinzident mit dem Signal 1.18 in der Fig. 1) den restlichen Phasen- und Frequenzfehler des von dem AFC durchgeführten Rückgewinnungsbetriebs schätzt und korrigiert.
Um ein solches Ergebnis zu erhalten, müssen die folgenden Arbeitsabläufe an den Signalen ausgeführt werden:
- die Abtastwerte des komplexen Signals (5.1) und die Schätzungen der komplexen Zeichen (5.3) werden mit der Frequenz 1/T von dem Frequenzphasen-Fehlerdetektor (5.4) verarbeitet, der zwei reelle Signale (5.5) und (5.6) ausgibt, die proportional zu dem Frequenzfehler bzw. dem Phasenfehler sind;
- die Abtastwerte der Signale (5.5) und (5.6) werden dann jeweils von dem Frequenzrückgewinnungsfilter (FR) (5.7) und von dem Phasenrückgewinnungsfilter (PR) (5.8) gefiltert; die Ausgänge (5.9) und (5.10) derartiger Filter werden dann in dem Addierer (5.11) geeignet addiert;
- die von dem Addierer (5.11) ausgegebenen Abtastwerte (5.12) werden mit der Frequenz 2/T von dem Block (5.13) gelesen und dann integriert (5.14);
- der Ausgang (5.15) des Integrierglieds wird zur Adressierung einer Tabelle (5.16) verwendet, die das komplexe Korrektursignal (5.17) dem digitalen Mischer (5.18) zur Verfügung stellt, welcher mit dem Mischer (1.20) der Fig. 1 deckungsgleich ist.
Obgleich die Erfindung aus Gründen der Übersichtlichkeit und Klarheit unter Bezugnahme auf die in den Zeichnungen dargestellten Ausführungsformen beschrieben wurde, versteht sich, dass Änderungen und Ersetzungen, die in dem Griffbereich eines Fachmannes liegen, natürlich in dem Umfang der vorliegenden Erfindung enthalten sind.

Claims

1. System zum Demodulieren von mit einer QAM-Modulation modulierten Digitalsignalen, das umfasst:

- erste Mittel (1.2, 1.3, 1.5, 1.7) zum Wandeln eines einlaufenden analogen Radiofrequenz-Signals in ein digitales Basisband-Signal, wobei diese Mittel Analog-zu-Digital-Wandlermittel (1.7) enthalten;

- zweite Mittel (A1) zum automatischen Frequenzsteuern des Ausgangs der ersten Mittel;

- dritte Mittel (1.11, 1.13, 1.20) zum Mischen des Ausgangs der zweiten Mittel mit einem ersten Korrektursignal (5.17);

- vierte Mittel (CRL), die den Ausgang des dritten Mittels zur Bildung einer Taktrückgewinnungsschleife empfangen, um ein Steuersignal (3.7) für die Analog-zu-Digital- Wandlermittel auszugeben;

- fünfte Mittel (C) zum Formen und Glätten des Ausgangssignals der dritten Mittel;

- sechste Mittel (A2) zum Korrigieren eines restlichen Phasen- und Frequenzfehlers in dem von den fünften Mitteln empfangenen Signal, welche das erste Korrektursignal (5.17) den dritten Mitteln zuführen und das Ausgangsdemodulationssignal (1.18) bereitstellen.

2. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten Mittel einen freien Oszillator (1.2) für die Basisband-Wandlung umfassen.

3. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die zweiten Mittel (A1) eine Vierkorrelatorschleife für die Trägerfrequenzrückgewinnung sind.

4. System nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die zweiten Mittel (A1) umfassen:

- einen Frequenzfehlerdetektor (FED) für das Signal an dem Ausgang eines Mischers (2.13), der an einem Eingang den Ausgang der Analog-zu-Digital- Wandlermittel (1.7) empfängt, wobei der Frequenzfehlerdetektor (FED) bei einer Frequenz 4/T arbeitet, bei der T die Zeichenperiode ist;

- Mittelwert-bildende Mittel (2.5) für das Ausgangssignal des Frequenzfehlerdetektors (FED), wobei die Mittelwert-bildenden Mittel ein Signal bei einer Periode 1/T ausgeben;

- einen ersten Schleifenfilter (2.6) für den Ausgang der Mittelwert-bildenden Mittel, gefolgt von ersten Integrationsmitteln (2.8, 2.9), die Adressen bereitstellen, um in ersten Speichermitteln (2.11) ein zweites, einem anderen Eingang des Mischers (2.13) zur Verfügung gestelltes Korrektursignal (2.12) zu lesen, wobei der Mischer das Ausgangssignal der zweiten Mittel zur Verfügung stellt.

5. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die fünften Mittel (CRL) im Betrieb ein Maximalleistungs-Kriterium auf das von den dritten Mitteln (1.20) empfangene Signal anwendet.

6. System nach Anspruch 5. dadurch gekennzeichnet, dass die fünften Mittel (CRL) umfassen:

- einen Taktfehlerdetektor (CED), der den Ausgang der dritten Mittel (1.20) nach dem Maximalleistungs-Kriterium verarbeitet;

- einen zweiten Schleifenfilter (3.4), der einen numerisch gesteuerten Oszillator (NCO) antreibt, welcher das Steuersignal (3.7) für die Analog-zu- Digital-Wandlermittel (1.7) bereitstellt.

7. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Analog-zu-Digital-Wandlermittel (1.7) bei einer Abtastfrequenz von 4/T arbeiten.

8. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die fünften Mittel (C) zum Formen und Glätten des Ausgangssignals der dritten Mittel ein eingangsangepasstes Finite-Impulsantwort-FIR-Filter (4.2) umfassen, das Glättmittel (4.5) speist, die Koeffizienten-Aktualisierungsmittel aufweisen, deren Koeffizienten über ein Kriterium aktualisiert werden, das gegenüber der Eingangssignalphase und -frequenz unempfindlich ist.

9. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die sechsten Mittel (A2) umfassen:

- ein Entscheidungselement (1.16), das den Ausgang der dritten Mittel (1.20) empfängt und das Ausgangsdemodulationssignal (1.18) bereitstellt;

- einen Frequenz-Phasen-Fehlerdetektor (FPED), der die Differenz zwischen den Eingangs- und den Ausgangssignalen des Entscheidungselementes abschätzt und ein Frequenzfehlersignal (5.5) und ein Phasenfehlersignal (5.6) bereitstellt:

- ein Frequenzrückgewinnungsfilter (5.7) und ein Phasenrückgewinnungsfilter (5.8), die das Frequenzfehlersignal (5.5) beziehungsweise das Phasenfehlersignal (5.6) filtern und die Eingänge eines Addierers (5.11) speisen;

- zweite Integrationsmittel (5.13, 5.14), die den Ausgang des Addierers empfangen und Adressen zur Verfügung stellen, um in zweiten Speichermitteln (2.11) das erste Korrektursignal (5.17) zu lesen.