DE69321635T2

DE69321635T2 - Mehrkanalsechokompensation mit adaptiven Filtern welche auswählbare Koeffizientvektoren haben

Info

Publication number: DE69321635T2
Application number: DE69321635T
Authority: DE
Inventors: Akihiro Minato-Ku Tokyo Hirano
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1992-01-31
Filing date: 1993-02-01
Publication date: 1999-03-25
Anticipated expiration: 2013-02-02
Also published as: JPH05218906A; JP2792311B2; CA2088558C; DE69321635D1; EP0561133B1; EP0561133A1; CA2088558A1; US5371789A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft im allgemeinen Echokompensatoren und insbesondere einen Mehrkanal-Echokompensator für ein Telekonferenzsystem und dergleichen.
Ein Mehrkanal-Echokompensator ist in einer Veröffentlichung "Compact Multi-channel Echo Canceller with a Single Adaptive Filter Per Channel" von Akihiro Hirano et al. Sitzungsbericht des internationalen IEEE-Symposiums 1992 über Schaltungen und Systeme, San Diego, Californien, 10.-13. Mai 1992 beschrieben. Diese Veröffentlichung behandelt das Konvergenzproblem, das mit adaptiven Filterkoeffizienten zusammenhängt, wenn die empfangenen Signale eine starke Kreuzkorrelation aufweisen. Der bekannte Echokompensator ist mit einer einzigen Gruppe Filterkoeffizienten versehen, um sowohl akustische Echos am nahen und fernen Ende des Systems als auch Übertragungsechos zu verringern, indem alle möglichen Mikrofon-Lautsprecher-Kombinationen an dem nahen Ende und alle möglichen akustischen Pfade von einem Sprecher zu Mikrofonen an dem fernen Ende in Betracht gezogen werden. Der bekannte Echokompensator schätzt eine Zwischenkanal-Zeitdifferenz zwischen den Laufzeiten der empfangenen Signalen und koppelt eines der Signale mit einer geringen Laufzeit an die adaptiven Filter, um von jedem adaptiven Filter eine Echokopie zu erzeugen. Die Echokopie wird von einem entsprechenden Signal subtrahiert, um das in diesem enthaltene Echo zu kompensieren. Die adaptiven Filter werden mit Restechos gesteuert, so daß sie sich auf ein Minimum verringern. Die Filterkoeffizienten jedes adaptiven Filters bilden eine Übertragungsfunktion, die sich in Reaktion auf das ausgewählte Signal für einen speziellen Sprecher an dem fernen Ende einem optimalen Wert nähert. Daher tendiert die Übertragungsfunkti on von jedem adaptiven Filter, als Reaktion auf eine Bewegung eines Sprechers von dem optimalen Wert abzuweichen. Jedoch gibt es in den adaptiven Filtern zur Anpassung an die sich ändernden akustischen Parameter an dem fernen Ende ein merkliches Ausmaß an Verzögerungen.
Daher ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Mehrkanal-Echokompensator bereitzustellen, der sich an sich ändernde akustische Parameter an dem fernen Ende eines Übertragungskanals schnell anpassen kann. Diese Aufgabe ist mit den Merkmalen der Patentansprüche gelöst. Ein Echokompensator für ein Telekonferenzsystem, wie es beschrieben ist, hat eine Mehrzahl von Sende- und Empfangskanälen, welche voneinander getrennte Konferenzräume verbinden, wobei jeder der Konferenzräume eine Gruppe Mikrofone und eine Gruppe Lautsprecher hat. Der Echokompensator ist in jedem Konferenzraum angeordnet und weist eine Mehrzahl von Subtrahiergliedern, die jeweils in die Sendekanäle geschaltet sind, um jeweils ein Sendesignal von dem entsprechenden Mikrofon zu empfangen und ein in dem Sendesignal enthaltenes Echo mit einem Kompensationssignal zu kompensieren, und eine Mehrzahl von adaptiven Filtern, die jeweils den Subtrahiergliedern zugeordnet sind, auf. Jedes adaptive Filter hat eine Mehrzahl von Filterkoeffizienten-Vektoren. Es wird eine Zeitdifferenz zwischen den Laufzeiten von fernen Signalen geschätzt, und ferne Signale mit dem größten Gehalt an Echokomponenten oder einer minimalen Laufzeit wird an die adaptiven Filter angelegt, und einer der Vektoren wird entsprechend der geschätzten Zeitdifferenz und dem ausgewählten Signal gekennzeichnet. Jedes adaptive Filter variiert seine Filterkoeffizienten des gekennzeichneten Vektors mit einem Korrekturfaktor proportional zu dem Ausgangssignal des entsprechenden Subtrahierglieds und filtert das ausgewählte Signal unter Verwendung der Koeffizienten des gekennzeichneten Vektors, um eine Echokopie abzuleiten, welche dem entsprechenden Subtrahierglied als Kompensationssignal zugeführt wird.
Als Reaktion auf eine Bewegung eines Sprechers an dem fernen Ende des Übertragungskanals werden die Filterkoeffizi enten jedes adaptiven Filters schnell von einem Vektor zu einem weiteren geschaltet. Daher kann sich der erfindungsgemäße Echokompensator schnell auf Änderungen der akustischen Parameter am fernen Ende anpassen.
Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend mit Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen ausführlich beschrieben, wobei:
Fig. 1 ein Blockdiagramm eines Telekonferenzsystems ist, das erfindungsgemäße Mehrkanal-Echokompensatoren beinhaltet;
Fig. 2 ein Blockdiagramm einer Zwischenkanal-Zeitdifferenz-Schätzereinheit eines Mehrkanal-Echokompensators gemäß einem ersten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel ist;
Fig. 3 ein Blockdiagramm eines Reglers des Echokompensators ist;
Fig. 4 ein Blockdiagramm eines variablen, adaptiven Koeffizientenfilters ist;
Fig. 5A und 5B Ablaufdiagramme sind, die eine Folge von Operationen erläutern, welche durch den Rechner des adaptiven Filters durchgeführt werden, um eine Echokopie zu erzeugen;
Fig. 6A und 6B Ablaufdiagramme sind, die eine Folge von Operationen erläutern, welche durch den Rechner des adaptiven Filters durchgeführt werden, um die Filterkoeffizienten zu aktualisieren;
Fig. 7 ein Blockdiagramm einer Zwischenkanal-Zeitdifferenz-Schätzereinheit gemäß einem zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel ist;
Fig. 8 ein Blockdiagramm des Reglers des Echokompensators gemäß einem modifizierten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels ist; und
Fig. 9 ein Zeitdiagramm ist, das der Modifikation von Fig. 8 entspricht.
Nun zu Fig. 1, in der ein Telekonferenzsystem gezeigt ist, das einen Mehrkanal-Echokompensator eines ersten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels aufweist. Das Telekonferenzsystem umfaßt eine Mehrzahl von Lautsprechern 1&sub1;~1M und Mikrofonen 2&sub1;~2M, die in einem Konferenzraum A angeordnet sind, und eine gleiche Vielzahl von Lautsprechern 1'&sub1;~1'M und Mikrofonen 2'&sub1;~2'M, die in einem fernen Konferenzraum B angeordnet sind. Die Lautsprecher 1 und die Mikrofone 2 sind zu einer Mehrzahl von Gruppen angeordnet, oder die entsprechenden Kanäle sind jeweils zu einer Mehrzahl von Gruppen von Lautsprechern 1' und Mikrofonen 2' angeordnet. Der Lautsprecher und das Mikrofon von jeder Gruppe im Konferenzraum A sind mit einem Mehrkanal-Echokompensator 100 verbunden. Die Ausgänge des Echokompensators 100 sind über ein Übertragungsmedium 3 mit der entsprechenden Gruppe von Mikrofon und Lautsprecher im Konferenzraum B und außerdem mit einem identischen Mehrkanal-Echokompensator 100' verbunden, an welches auch Signale von den Mikrofonen 1' angelegt sind. Die Ausgänge vom Echokompensator 100' sind über das Übertragungsmedium 3 mit den Lautsprecher-/Mikrofon-Gruppen vom Konferenzraum A und außerdem mit dem Echokompensator 100 verbunden. Daher werden die Eingangssignale zu allen Lautsprechern 1 und 1' an den Echokompensator 100 bzw. 100' geliefert und bilden zum Zwecke der Kompensation von Zwischenkanal-Echos eine Mehrzahl von geschlossenen Schleifen.
Der Echokompensator 100 im Konferenzraum A weist eine Zwischenkanal-Zeitdifferenz-Schätzereinheit 101 auf, an welcher die M Empfangskanal-Eingänge vom Konferenzraum B parallel zu den Verbindungen zu den Lautsprechern 1&sub1;~1M enden. Diese Empfangskanal-Eingänge sind auch an Eingänge eines Kanalselektors 102 angelegt. Ein Regler 103 ist mit den Ausgangssignalen der Zwischenkanal-Zeitdifferenz-Schätzereinheit 101 verbunden, um dem Selektor 102 ein Kanalauswählsignal anzubieten. Variable adaptive Koeffizientenfilter 104&sub1;~104M sind jeweils den Subtrahiergliedern 105&sub1;~105M und den Sendekänalen oder den Mikrofonen 2&sub1;~2M zugeordnet, um von dem Kanalselektor 102 ein Sprach-Eingangssignal zu empfangen und ein Signal zu erzeugen, welches eine Kopie eines Echos ist, das in dem Signal enthalten ist, welches an die zugeordneten Subtrahierglieder 105 angelegt ist.
Die Subtrahierglieder 105&sub1;~105M sind in den Sendekanälen verbunden, um sowohl Sprachsignale von den entsprechenden Mikrofonen 2&sub1;~2M als auch jeweils die Echokopien von den entsprechenden adaptiven Filtern 104&sub1;~104M zu empfangen. Die Aus gangssignale der Subtrahierglieder 1051,~405M, von denen jedes ein Sprachsignal und ein unerwünschtes Restecho beinhaltet, werden über das Übertragungsmedium 3 übertragen und sind jeweils mit den Lautsprechern 1'&sub1;~1'M an der Stelle B gekoppelt, werden durch den Echokompensator 100' zur Stelle A zurückgeschickt und an die Zwischenkanal-Zeitdifferenz-Schätzereinheit 101 und den Kanalselektor 102 angelegt. Die Ausgangssignale der Subtrahierglieder 105&sub1;~105M werden als Rückkopplungssignale zum adaptiven Steuern ihrer Filterkoeffizienten ebenfalls an die entsprechenden adaptiven Filter 104&sub1;~104M angelegt.
Jedes adaptive Filter 104 hat eine Mehrzahl von Filterkoeffizienten-Vektoren. In jedem adaptiven Filter wird als Reaktion auf einen Koeffizientenvektor-Auswählbefehl vom Regler 103 einer seiner Filterkoeffizienten-Vektoren ausgewählt. Der Regler 103 legt außerdem an jedes adaptive Filter 104 einen Koeffizienten-Aktualisier-Freigabe- oder Sperrbefehl an. Wie in Fig. 2 gezeigt, weist die Zwischenkanal-Zeitdifferenz-Schätzereinheit 101 (M-1) Zwischenkanal-Zeitdifferenz- Schätzer 200&sub1;~200M-1 auf, von denen jeder zum Empfang von Sprachsignalen von einem zugeordneten Paar benachbarter Empfangskanäle angeschlossen ist. Die Aufgabe jedes Zwischenkanal-Zeitdifferenz-Schätzers 2001 ist, die Laufzeitdifferenz zwischen Signalen, die über die i-ten und die (i + 1)-ten Empfangskanäle des zugeordneten Paars übertragen wurden, zu schätzen. Die Schätzung der Laufzeitdifferenz zwischen den Signalen von benachbarten Kanälen wird durch Verwendung von zwei adaptiven Filtern erreicht, die jeweils den benachbarten Kanälen zugeordnet sind. Das adaptive Filter ist typisch für eine Verzögerungsleitungs-Filterstruktur mit Abgriffen, die aus einer Gruppe Verzögerungsglieder, einer Gruppe Multiplizierer, die mit den Verzögerungsleitungs-Abgriffen verbunden sind, einer zugeordneten Gruppe regelbarer Abgriff-Wertigkeiten und einem Summierer zum Addieren der Multipliziererausgänge besteht. Es beinhaltet das Ermitteln der Differenz zwischen dem Ausgangssignal jedes adaptiven Filters und dem Eingangssignal des anderen adaptiven Filters, um ein Fehlersignal zu erzeugen, das Einstellen der Abgriff-Wertigkeiten je des adaptiven Filters auf eine rekursive Weise durch Aktualisieren der vorliegenden Schätzung jeder Abgriff-Wertigkeit mit einem Korrekturfaktor, der zu diesem Zeitpunkt zu dem Fehlersignal proportional ist, und das Ermitteln eines maximalen Werts der Abgriff-Wertigkeiten (oder Filterkoeffizienten) der adaptiven Filter. Wenn ein adaptives Filter ein Signal mit kürzerer Laufzeit empfängt und eine Schätzung eines Signals mit längerer Laufzeit erzeugt, entspricht einer seiner Filterkoeffizienten einer Verzögerung nahe der gewünschten Differenz, und ein solcher Filterkoeffizient hat einen maximalen Absolutwert. Wenn es umgekehrt ein Signal mit längerer Laufzeit empfängt und eine Schätzung eines Signals mit kürzerer Laufzeit erzeugt, haben seine Filterkoeffizienten geringere Absolutwerte.
Zu diesem Zweck weist jeder Zwischenkanal-Zeitdifferenz- Schätzer 2001 ein adaptives Filter 201 mit einem Eingangsanschluß auf, der mit dem i-ten Empfangskanal und L Abgriffen verbunden ist, die jeweils mit den Absolutwert-Umwandlungsschaltungen 202 verbunden sind. Der Ausgangsanschluß des adaptiven Filters 201 ist mit dem negativen Eingangsanschluß eines Subtrahierglieds 203 verbunden, dessen positiver Eingangsanschluß mit dem (i + 1)-ten Empfangskanal verbunden ist. Der Ausgang des Subtrahierglieds 203 ist an den Steueranschluß des adaptiven Filters 201 angelegt. Die Ausgangssignale aller Absolutwert-Umwandlungsschaltungen 202 werden einer Entscheidungsschaltung oder einem Maximalwertdetektor 207 zugeführt, in der bzw. dem ein Maximum der Eingangs-Absolutwerte ermittelt wird. Auf ähnliche Weise ist der (i + 1)-te Empfangskanal mit dem Eingang eines adaptiven Filters 204 verbunden, dessen L Abgriffe jeweils mit Absolutwert-Umwandlungsschaltungen 205 verbunden sind, deren Ausgänge mit dem Maximalwertdetektor 207 verbunden sind. Der Ausgangsanschluß des adaptiven Filters 204 ist an den negativen Eingang eines Subtrahierglieds 206 angelegt, dessen positiver Eingang mit dem i-ten Empfangskanal verbunden ist. Jedes der adaptiven Filter 201 und 204 wird durch das Ausgangssignal des entsprechenden der Subtrahierglieder 203 und 206 gesteuert, so daß das Ausgangssignal jedes Subtrahierglieds auf ein Minimum reduziert wird.
Bei Verwendung des ermittelten maximalen Absolutwerts erzeugt der Maximalwertdetektor 207 jedes Zwischenkanal-Zeitdifferenz-Schätzers 2001 ein Ausgangssignal, welches eine Schätzung der Laufzeitdifferenz zwischen den Signalen des iten und des (i + 1) -ten Kanals darstellt. Auf diese Weise wird eine Gruppe von (M - 1) Laufzeitdifferenzen erzeugt und an den Regler 103 angelegt.
Wie in Fig. 3 gezeigt, weist der Regler 103 einen Minimallaufzeit-Detektor 300 auf, welcher die Ausgangssignale der Zwischenkanal-Zeitdifferenz-Schätzereinheit 101 empfängt und einen Minimalzeit-Differenzwert ermittelt, eines der Signale auf den Empfangskanälen mit einer minimalen Laufzeit auswählt und ein Kanalauswählsignal an den Kanalselektor 102 liefert, um diesen zu veranlassen, das ausgewählte Signal als ein Signal mit dem größten Gehalt an Echokomponenten an alle adaptiven Filter 104 weiterzuleiten.
Das Kanalauswählsignal ist an einen Koeffizienten-Vektorselektor 301 angelegt, an welchen auch die Ausgangssignale der Zwischenkanal-Zeitdifferenz-Schätzereinheit 101 angelegt sind. Unter Verwendung des Kanalauswählsignals als Identifikation der ermittelten minimalen Laufzeit und der Zeitdifferenz-Schätzungen ermittelt der Koeffizienten-Vektorselektor 301 die Zeitdauer, um welche jedes der Empfangssignale in bezug auf das Signal mit der minimalsten Laufzeit verzögert wird, indem die folgenden Gleichungen (1) und (2) berechnet werden.
Wenn die Zeitdifferenz zwischen dem i-ten Signal und irgendeinem zufällig gewählten j-ten Empfangssignal ti,j ist, dann ist die Zeitdifferenz zwischen dem i-ten und dem k-ten Signal irgendwelcher möglichen Paare durch die Gleichung ti,k - ti,j + tj,k gegeben. Daher ergibt sich, wenn i < j ist, die Zeitdifferenz ti,j für eine Gruppe von Zeitdifferenzen t1,2, t2,3, t3,4, ....., tM-1,M aus:
und wenn i > j ist, so ergibt sich die Zeitdifferenz ti,j aus:
Wenn erkannt wird, daß das i-te Signal eine Minimallaufzeit besitzt, kann daher ohne Verlust an Allgemeingültigkeit angenommen werden, daß die Zeitdifferenz ti,j eine der ganzen Zahlen 0, 1, ....., tmax in dem diskreten Zeitbereich annimmt. Da es ein Maximum von (tmax + 1)M Permutationen gibt, wenn M ganze Zahlen ausgewählt werden (vorausgesetzt, daß eine wiederholte Auswahl erlaubt ist), gibt es ein Maximum von (tmax 1) M Gruppen an Zeitdifferenzen (ti,1, ti,2, ti,3 ti,M) für ein Signal mit einer Minimallaufzeit. Daher hat jedes variable, adaptive Koeffizientenfilter 1041 (wobei i = 1, 2, M ist, siehe Fig. 1) (tmax + 1)M Filterkoeffizienten- Vektoren entsprechend jeweils den Zeitdifferenzen (ti,1, ti,2, tj3, ti,M). Unter Verwendung des Ausgangssignals des Minimallaufzeit-Detektors 300 als Variable i und nachfolgendem Inkrementieren einer Eingangsvariablen j errechnet der Koeffizienten-Vektorselektor 301 die folgende Gleichung:
um einen der (tmax + 1)M-ten Filterkoeffizienten-Vektoren auszuwählen, und liefert einen Koeffizientenvektor-Auswählbefehl an alle adaptiven Filter 1041~104M.
Der Regler 103 enthält ferner eine Aktualisier-Steuerschaltung 302, um an alle adaptiven Filter einen Freigabebefehl zu schicken und diese zu veranlassen, ihre Filterkoeffizienten ständig zu aktualisieren. Die Freigabe-Steuerschaltung 302 weist ein Register oder dergleichen auf.
Einzelheiten von jedem variablen, adaptiven Koeffizientenfilter 1041 von Fig. 1 sind in Fig. 4 gezeigt. Das adapti ve Filter 1041 weist einen Rechner 400 zum Durchführen von Faltungsberechnungen, einen Selektor 401, einen Datenspeicher 402 und. eine Mehrzahl von Filterkoeffizientenspeichern 403&sub1;~403j auf, wobei jeder einen Filterkoeffizienten-Vektor speichert. Der Selektor 401 wählt einen der Filterkoeffizientenspeicher 403 als Reaktion auf den Koeffizientenvektor-Auswählbefehl von dem Regler 103 aus und liefert die Filterkoeffizienten des ausgewählten Vektors an den Rechner 400. Der Rechner 400 weist einen Datenadressen-Generator 404 zum Erzeugen von Adreßdaten für den Datenspeicher 402 und einen Koeffizientenadressen-Generator 405 zum Erzeugen von Adreßdaten für die Koeffizientenspeicher 403 auf. Ein Regler 406 ist mit einem Programmspeicher 407 verbunden, um eine Gesamtsteuerung des Rechners über den gemeinsamen Bus 414 unter Verwendung der Gatter 408, 409, 411, des Multiplizierers 410, der arithmetischen und logischen Einheit (ALU) 412 und einer Registerbank 413 der Register R&sub1;~Ri bereitzustellen. Das Kanaleingangssignal vom Selektor 102 und das Restechosignal vom Subtrahierglied 1051 werden an einen gemeinsamen Bus 414 angelegt, von welchem die Echokopie des adaptiven Filters stammt.
Der Regler 406 arbeitet unter Verwendung des im Speicher 407 gespeicherten Steuerprogramms gemäß der in Fig. 5A, 5B, 6A und 6B gezeigten Ablaufdiagramme.
Der Regler 406 in Fig. 5A und 5B ist so programmiert, daß er wie nachfolgend beschrieben vorgeht, um eine Echokopie zu erzeugen. Eine Folge von Datenabtastungen vom Selektor 102 wird zuerst eingelesen und in das Register R&sub1; der Registerbank 413 temporär gespeichert (Schritt 500), und die so in Register R&sub1; temporär gespeicherten Abtastungen werden dann zu dem Datenspeicher 402 übertragen (Schritt S01). Das Register R&sub1; wird dann auf Null initialisiert (Schritt SO&sub2;), und es wird eine Gesamt-Abgriffzahl des adaptiven Filters in das Register R&sub2; gespeichert (Schritt SO&sub3;). Der Datenadressengenerator 404 wird auf die erste Speicherstelle des Datenspeichers 402 (Schritt SO&sub4;) gesetzt, und der Koeffizientenadressengenerator 405 wird auf die erste Adressenstelle eines der Koeffi zientenspeicher 403 gesetzt, welcher durch den Vektor-Auswählbefehl von dem Regler 103 ausgewählt wird (Schritt 505).
Das Gate 408 wird freigegeben, und aus der ersten Speicherstelle des Datenspeichers wird eine Datenabtastung ausgelesen und über das Gate 408 in den Multiplizierer 410 eingegeben (Schritt 506). Das Gate 409 wird freigegeben, und ein Filterkoeffizient wird aus der ersten Speicherstelle des ausgewählten Koeffizientenspeichers 403 ausgelesen und über das Gate 409 in den Multiplizierer 410 eingegeben. Der Regler 406 gibt den Multiplizierer 411 frei, um Multiplikationen an den Eingangsdaten durchzuführen (Schritt 508), und das Ergebnis der Multiplikation wird dem ALU 412 über das Gate 411 zugeführt (Schritt 509). Die Inhalte von Register R&sub1; (welche in dem ersten Druchgang des Schleifenbetriebs gleich Null sind) werden gelesen, in die ALU 412 gespeichert (Schritt 510) und mit dem Ergebnis der Multiplikation addiert (Schritt 511). Das Ergebnis der Addition wird in dem Register R&sub1; gespeichert (Schritt 512), und die Adressengeneratoren 404 und 405 werden zu ihrer nächsten Speicherstelle inkrementiert (Schritte 513, 514). Der Abgriffzahlwert wird dann aus dem Register R&sub2; ausgelesen und der ALU 412 zugeführt (Schritt 515), und die letztere wird freigegeben, um von der Abgriffzahl eins abzuziehen (Schritt S16), wobei das Ergebnis der Subtraktion in das Register R&sub2; zurück gespeichert wird (Schritt S17). Die Steuerung wird mit dem Entscheidungsschritt 518 fortgesetzt, um zu ermitteln, ob der Abgriffzahlwert von Register R&sub2; gleich Null ist.
Wenn die Antwort bei Schritt 518 negativ ist, kehrt die Steuerung zu Schritt 506 zurück und wiederholt den Prozeß durch Lesen einer nächsten Datenabtastung und eines nächsten Filterkoeffizienten (Schritte 506, 507), die sie miteinander multipliziert (Schritt 508) und dann die vorherige Summe in Register R&sub1; aktualisiert, indem sie zu dieser das aktuelle Multiplikationsergebnis addiert (Schritte 509 bis 517). Wenn die Abgriffzahl auf Null verringert wird, zweigt die Steuerung bei Schritt 518 zu Schritt 519 ab und gibt die Gesamtsumme von Register R&sub1; als Echokopie aus.
In den Fig. 6A und 6B ist der Regler 406 ferner so programmiert, daß er wie folgt weitermacht, um die Filterkoeffizienten eines ausgewählten Koeffizientenspeichers 403 zu aktualisieren, wenn dem Rechner 400 vom Regler 103 ein Koeffizienten-Aktualisierbefehl zugeführt wird. Die Durchführung der Koeffizienten-Aktualisierung beginnt bei Schritt 600 mit dem Speichern der Gesamt-Abgriffzahl von dem adaptiven Filter in das Register R&sub1;. Die Adressengeneratoren 404 und 405 werden auf die erste Stelle des Datenspeichers 402 bzw. die erste Stelle des ausgewählten Koeffizientenspeichers 403 gesetzt (Schritte 601, 602). Das Gate 408 wird freigegeben, und es wird eine Fehlerabtastung vom Subtrahierglied 1051 eingelesen und über das Gate 408 zum Multiplizierer 410 geliefert. Aus dem Programmspeicher 407 wird ein Funktionsstufenwert ausgelesen und über das Gate 409 in den Multiplizierer 410 eingegeben (Schritt 604), und der Multiplizierer 410 wird freigegeben, den Funktionsstufenwert mit der Fehlerabtastung zu multiplizieren (Schritt 605). Das Ergebnis der Multiplikation wird in das Register R&sub2; gespeichert (Schritt 606).
Die Steuerung macht mit Schritt 607 weiter und liest einen Filterkoeffizienten aus dem Koeffizientenspeicher 403, welcher durch den Vektor-Auswählbefehl vom Regler 103 ausgewählt wurde, und speichert ihn als alte Schätzung eines Filterkoeffizienten in das Register R&sub3;. Eine Datenabtastung wird aus dem Speicher 402 über das Gate 408 in den Multiplizierer 410 gelesen (Schritt 608), und das Produkt der Funktionsstufe und der Fehlerabtastung, die nun in Register R&sub2; gespeichert sind, wird gelesen und über das Gate 409 an den Multiplizierer 410 angelegt (Schritt 609), wo es mit der Datenabtastung multipliziert wird (Schritt 610). Das Ergebnis der Multiplikation wird über das Gate 411 an die ALU 412 geliefert (Schritt 611), wo es mit dem in Register R&sub3; gespeicherten Filterkoeffizienten addiert wird (Schritte 612, 613) und eine aktualisierte oder eine momentane Schätzung des Filterkoeffizienten erzeugt. Die aktualisierte Schätzung wird in das Register R&sub3; zurückgespeichert (Schritt 614), und der alte Koeffizientenwert in dem ausgewählten Koeffizientenspeicher 403 wird mit dem momentanen Koeffizientenwert, der in Register R&sub3; gespeichert ist, aktualisiert (Schritt 615). Beide Adressengeneratoren 404, 405 werden dann zu der nächsten Speicherstelle inkrementiert (Schritte 516, 617), und die Abgriffzahl wird aus dem Register R&sub1; in die ALU 412 gelesen (Schritt 618), wo sie um eins dekrementiert (Schritt 619) und in Register R&sub1; zurückgespeichert wird (Schritt 620). Die Steuerung wird mit dem Entscheidungsschritt 621 fortgesetzt, um zu kontrollieren, ob die Abgriffzahl auf Null reduziert ist. Wenn die Antwort negativ ist, kehrt die Steuerung zu Schritt 607 zurück, um die Aktualisierfunktion an nachfolgenden Datenabtastungen und den zugeordneten Filterkoeffizienten fortzusetzen, bis die Abgriffzahl auf Null reduziert ist, so daß alle alten Schätzungen der Filterkoeffizienten aktualisiert werden.
Man betrachte einen Fall von zwei Kanälen und eine Zeitdifferenz zwischen den Empfangskanälen #1 und #2, so wird das adaptive Filter 1041 eine Echokopie &sub1;(n) erzeugen, was sich durch die Gleichung (4) wie folgt ergibt:
wobei n der Abtastpunkt, W1,nd(i,n) der Filterkoeffizient an dem Abgriffpunkt i eines Vektors des adaptiven Filters 1041 ist, wobei der Vektor als Reaktion auf eine Zwischenkanal- Zeitdifferenz nd hin an dem Abtastpunkt n ausgewählt wird (es sei angemerkt, daß im Falle von mehr als zwei Kanälen die Gleichung (3) verwendet wird, um den auszuwählenden Vektor zu kennzeichnen), und r(n-i) das Ausgangssignal des Selektors 102 an dem Abtastpunkt (n-i) ist, und N ist die Gesamtanzahl von Abgriffen (Abgriffzahl) des adaptiven Filters. In gleicher Weise wird das adaptive Filter 104&sub2; eine Echokopie &sub2;(n) erzeugen, die sich durch die Gleichung (5) ergibt:
wobei w2,nd(i,n) der Filterkoeffizient an dem Abgriffpunkt i eines Vektors des adaptiven Filters 104&sub2; ist.
Alte Schätzungen von Filterkoeffizienten w1,nd (i,n) und w2,nd(i,n) werden zu neuen Koeffiziente w1,nd(i,n + 1) bzw. W2,nd (i,n + 1) folgendermaßen aktualisiert:
w1,nd(i,n + 1) w1,nd(i, n) + ue&sub1;(n)·r(n-i) (6)
w2,nd(in + 1) w2,nd(i, n) + ue&sub2;(n)·r(n-1) (7)
wobei u die Funktionsstufe ist und e1(n) und e2(n) Fehlerabtastungen von den Subtrahiergliedern 105&sub1; bzw. 105&sub2; sind. Da die Filterkoeffizienten Wk,nd(i,n) von jedem ausgewählten Vektor mit einem Korrekturfaktor proportional zu einem entsprechenden Fehlersignal ek(n) adaptiv aktualisiert werden, wird von jedem Filterkoeffizienten angenommen, daß er ein einmaliger Wert ist.
Wenn ein Sprecher seine Position in Bezug auf sein Mikrofon ändert, variiert die akustische Übertragungsfunktion der Übertragung des Sprach-Klangs entsprechend, und damit werden die Filterkoeffizienten jedes adaptiven Filters augenblicklich von einem Vektor zu einem anderen geschaltet. Daher kann sich der erfindungsgemäße Mehrkanal-Echokompensator schnell an Änderungen der Laufzeitdifferenzen, die aus der Bewegung des Sprechers resultieren, anpassen.
Eine Anzahl von Modifizierungen sind möglich, ohne von dem Schutzumfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Eine Zwischenkanal-Zeitdifferenzschätzung wird ferner durch die Verwendung einer Kreuzkorrelationstechnik folgendermaßen erreicht:
Angenommen, die Datenabtastungen x&sub1;(n) und x&sub2;(n) werden auf zwei benachbarten Empfangskanälen zum Zeitpunkt n mit einer Zeitdifferenz m empfangen. Die Kreuzkorrelationsfunktion R&sub1;&sub2;(n, m) für die zwei Datenabtastungen ergibt sich aus:
R&sub1;&sub2;(n, m) = E [x1(n).x,(n+m) l (8) Wenn x&sub2;(n) = x&sub1;(n-nd) ist, gelten die folgenden Relationen:
E[(x&sub1;(n) - x&sub2;(n+m))² ]
= E[(x&sub1;(n) - x&sub1;(n-nd+m))²]
= E [x&sub1;² (n)] - 2E [x&sub1;(n) · x&sub2; (n+m)] + E [x&sub2;² (n+m)]
= E [x&sub1;² (n)] + E [x&sub2;² (n+m)] - 2R&sub1;&sub2; (n,m) (9)
wobei E[.] den erwarteten Wert anzeigt. Daher ergibt sich die Kreuzkorrelationsfunktion R&sub1;&sub2;(n,m) aus:
R&sub1;&sub2; (n,m) = (1/2) {E Lx&sub1;² (n)] + E [x&sub2;² (n+m)]
= E[(x&sub1;(n) - x&sub1;(n - nd+m))² ]} (10)
Da sowohl E[x&sub1;²(n)] als auch E[x&sub2;²(n)] konstant sind, wenn x&sub1;(n) und x&sub2;(n) konstante Werte sind, kann die folgende Kreuzkorrelationsfunktion R&sub1;&sub2;(n,m) erzielt werden durch:
R&sub1;&sub2; (n,m) = (1/2) {C - E L (x&sub1;(n) - x&sub1;(n - nd + m))]} (11)
wobei C = E [x&sub1;² (n)] + E [x&sub2;² (n + m)] ist.
Folglich ist für R&sub1;&sub2;(n,m) ein Maximum erreicht, wenn m = nd ist. Wenn die Datenabtastungen x&sub1;(n) und x&sub2;(n) zueinander gegensätzliche Phasenlage haben, d. h. x&sub1;(n) = -x&sub2;(n-nd) ist, gelten die folgenden Relationen:
E [(x&sub1;(n) - x&sub2; (n+m))²]
= E[(x&sub1;(n) - x&sub1;(n - nd + m))²] = E [x&sub1;² (n)] + E [x&sub2;² (n)] + 2R&sub1;&sub2; (n,m) (12)
Somit wird aus R12 (n,m)
R&sub1;&sub2; (n,m) = - (1/2) {C - E [(x&sub1;(n) - x&sub1;(n - nd + m))²]} (13)
Daher hat R&sub1;&sub2;(n,m) ein Minimum und dessen Absolutwert ein Maximum, wenn m = nd ist. Die Zwischenkanal-Zeitdifferenz m zwischen zwei Signalen wird durch Ermitteln geschätzt, wenn die Kreuzkorrelationsfunktion R&sub1;&sub2;(n,m) einen maximalen Absolutwert hat.
Fig. 7 ist ein Blockdiagramm einer modifizierten Version der Zwischenkanal-Zeitdifferenz-Schätzereinheiten 101. Sie weist (M-1) Zwischenkanal-Zeitdifferenzschätzer 7001~700M-1 auf, die jeweils einem Paar benachbarter Empfangskanäle #1~#M entsprechen. Jeder Schätzer 7001 weist einen Kreuzkorrelator 701, eine Mehrzahl von Absolutwert-Umwandlungseinheiten 710 und einen Maximalwertdetektor 711 auf. Der Kreuzkorrelator 701 enthält eine erste Verzögerungsleitung mit Abgriffen, die aus Verzögerungseinheit-Elementen 702 gebildet sind, welche zu einem ersten der zugeordneten Paare von Empfangskanälen in Reihe geschaltet sind. Eine Mehrzahl von Multiplizierern 703 sind mit den Verzögerungsleitungs-Abgriffen verbunden, um die aufeinanderfolgend verzögerten Datenabtastungen jeweils mit einer Datenabtastung zu multiplizieren, die von dem anderen Kanal des zugeordneten Kanalpaars geliefert wurde. Die Ausgänge der Multiplizierer 703 sind jeweils mit den Integratoren 704 verbunden, deren Ausgangssignale den zugeordneten Absolutwert-Umwandlungseinheiten 710 zugeführt werden. Die Ausgangssignale der Integratoren 704 zeigen jeweils die m Elemente einer Kreuzkorrelationsfunktion R&sub1;, i+1(n,m) zwischen den i-ten und den (i + 1)-ten Kanälen entsprechend jeweils den Zeitdifferenzen m = 1, 2, ..... L, wobei L die maximale Anzahl an Verzögerungsleitungs-Abgriffen ist.
Eine ähnliche Gruppe von Schaltungen ist für den anderen Kanal vorgesehen. Die Verzögerungseinheit-Elemente 705 sind mit dem anderen Kanal in Reihe geschaltet, um eine zweite Verzögerungsleitung mit Abgriffen zu bilden. Die Multiplizie rer 706 sind mit den zweiten Verzögerungsleitungs-Abgriffen verbunden, um jeweils die aufeinanderfolgenden verzögerten Datenabtastungen mit einer Datenabtastung zu multiplizieren, die von dem ersten Kanal geliefert worden ist. Die Ausgänge der Multiplizierer 706 sind jeweils mit den Integratoren 707 verbunden, deren Ausgangssignale den entsprechenden Absolutwert-Umwandlungsschaltungen 710 zugeführt werden. Die Ausgangssignale der Integratoren 707 zeigen jeweils die m Elemente der Kreuzkorrelationsfunktion R&sub1;,i+1(n,m) entsprechend den jeweiligen Zeitdifferenzen m = -1, -2, ....., -L an. Darüber hinaus ist ein Multiplizierer 708 vorgesehen, um wechselweise Datenabtastungen auf den zwei Eingangskanälen zu multiplizieren, und ein Integrator 709, um das Multiplizierer-Ausgangssignal zu integrieren und ein Ausgangssignal zu erzeugen, das die Kreuzkorrelationsfunktion R&sub1;,i+1(n,0) entsprechend der Zeitdifferenz m = 0 darstellt. Das Ausgangssignal des Integrators 709 wird durch eine der Absolutwert- Umwandlungsschaltungen 710 umgewandelt und an den Maximalwertdetektor 711 angelegt. In einem praktischen Aspekt kann jeder der Integratoren 704, 707 und 709 mit einem Transversalfilter oder einer einen Mittelwert bildenden Schaltung oder einem rekursiven Integrator implementiert werden.
Der Maximalwertdetektor 711 jedes Zeitdifferenz-Schätzers 7001 ermittelt ein maximales Absolutwert-Eingangssignal von den Schaltungen 710 und liefert ein Signal zu einem entsprechenden Eingang des Reglers 103 als Schätzung der Laufzeitdifferenz zwischen den Signalen der i-ten und der (i + 1)- ten Kanäle.
In den vorangegangenen Ausführungsbeispielen passen sich die adaptiven Filter 104 schnell selbst an und ändern ihre Filterkoeffizienten in Abhängigkeit von Änderungen der Laufzeitdifferenzen. Jedoch ist es in einer lauten Umgebung wünschenswert zu verhindern, daß der Echokompensator auf Änderungen der Zeitdifferenzen schnell reagiert. Außerdem ist es besser, das Aktualisieren der Filterkoeffizienten mit den Fehlersignalen unter solch ungünstigen Bedingungen zu sperren.
Zu diesem Zweck ist in Fig. 8 eine modifizierte Version des Reglers 103 gezeigt, in welcher eine Verzögerungseinheit 800 mit den Ausgängen der Zeitdifferenz-Schätzereinheit 101 verbunden ist, um eine Einheits-Verzögerungszeit einzugeben. Ein Vergleicher 801 ist mit den Eingangsanschlüssen und den Ausgangsanschlüssen der Verzögerungseinheit 800 verbunden, um zwischen jeder der verzögerten Versionen der Zeitdifferenzsignale und einer zugeordneten, nicht verzögerten Version der Signale Vergleiche durchzuführen. Wie in Fig. 9 gezeigt ist, erzeugt der Vergleicher 801 einen Ausgangsimpuls, wenn es zwischen jedem der verzögerten Eingangssignale und dem zugeordneten, nicht verzögerten Eingangssignal eine Abweichung gibt. Ein Zeitgeber oder Vorwählzähler 802 ist mit dem Ausgang des Vergleichers 801 verbunden, um einen Impuls als Reaktion auf ein Vergleicher-Abweichungs-Ausgangssignal zu erzeugen, während er seine Zählung zu inkrementieren beginnt. Wenn die Zählung einen vorgegebenen Wert erreicht, schaltet der Ausgang des Zeitgebers 802 auf einen LOW-Pegel. Der Ausgangsimpuls des Zeitgebers 802 wird als Sperrimpuls an den Minimallaufzeit-Detektor 300 und an den Koeffizienten-Vektorselektor 301 angelegt, so daß diese auf Änderungen ihrer Eingangssignale für eine vorgeschriebene Menge von Intervallen durch den Zeitgeber 802 nicht reagieren.
Wenn das Eingangssignal Rauschen aufweist, können in den Ausgangssignalen der Zeitdifferenz-Schätzereinheit 101 aufeinanderfolgende unbedeutende Änderungen auftreten. Jedoch sind die Ausgangssignale des Minimallaufzeit-Detektors 300 und des Koeffizienten-Vektorselektors 301 auf diese Änderungen unempfindlich und behalten ihre vorherigen Ausgangssignale bei. Der modifizierte Regler 103 enthält ferner einen zweiten Zeitgeber 803, welcher eine von dem ersten Zeitgeber 802 unterschiedliche Zeitvorgabe haben kann. Der Zeitgeber 803 reagiert darüber hinaus auf das Ausgangssignal des Vergleichers 801 durch Erzeugen eines Impulses, welcher an eine Aktualisiersteuerung 804 geliefert wird, dessen Ausgang mit den adaptiven Filtern 104 verbunden ist. Wenn das Ausgangssignal des Zeitgebers 803 LOW ist, liefert die Aktualisiersteuerung einen Aktualisier-Freigabebefehl an die adaptiven Filter 104, und wenn der Ausgang des Zeitgebers 803 HIGH ist, liefert sie statt dessen einen Aktualisier-Sperrbefehl. Somit werden die adaptiven Filter 104 unter lauten Bedingungen daran gehindert, die Inhalte ihrer Koeffizientenspeicher 403 während einer vorgeschriebenen Menge von Perioden des Zeitgebers 803 zu aktualisieren.

Claims

1. Echokompensator zur Verwendung in einem Konferenzraum

(A) mit mindestens· zwei Mikrofonen (21, 22) und mindestens Lautsprechern (11, 12), die über mindestens zwei Sendekanäle und mindestens zwei Empfangskanäle mit zugeordneten Lautsprechern (2'&sub1;, 2'&sub2;) und Mikrofonen (1'&sub1;, 1'&sub2;) eines entfernten Konferenzraums (B) verbunden sind, mit:

mindestens zwei Subtrahiergliedern (1051, 1052), um jeweils Sendesignale von den Mikrofonen (21, 22) zu empfangen, und ein Echo, das in jedem der empfangenen Sendesignale enthalten ist, mit einem Kompensationssignal zu kompensieren;

einer Zwischenkanal-Zeitdifferenz-Schätzeinrichtung (101) zum Empfangen ferner Signale von den Empfangskanälen und Schätzen einer Laufzeitdifferenz zwischen den empfangenen fernen Signalen, um ein Zeitdifferenz-Schätzsignal zu erzeugen;

eine Steuereinrichtung (102, 103), die auf das Zeitdifferenz-Schätzsignal reagiert, um eines der empfangenen fernen Signale, das einen größten Gehalt an Echokomponenten aufweist, auszuwählen und einen aus einer Mehrzahl von Vektoren zu kennzeichnen; und

mindestens zwei adaptiven Filtern (1041, 1042), die jeweils den Subtrahiergliedern (1051, 1052) zugeordnet und mit der Steuereinrichtung (102, 103) verbunden sind, um das ausgewählte ferne Signal zu empfangen, wobei jedes der adaptiven Filter eine Mehrzahl der Vektoren hat, von denen jeder eine Gruppe Filterkoeffizienten aufweist, jeder der adaptiven Filter die Filterkoeffizienten des Vektors auswählt, der durch die Steuereinrichtung gekennzeichnet ist, um das ausgewählte Signal zu filtern und eine Echokopie abzuleiten, und um die Echokopie zu dem zugehörigen Subtrahierglied als Kompensati onssignal zu liefern, wobei die Filterkoeffizienten des gekennzeichneten Vektors jedes adaptiven Filters entsprechend einem Ausgangssignal von dem zugeordneten Subtrahierglied (1051, 1052) variabel sind.

2. Echokompensator nach Anspruch 1, wobei die Steuereinrichtung (102, 103) auf das Zeitdifferenz-Schätzsignal für ein Ermitteln eines der empfangenen fernen Signale mit einer minimalen Laufzeit reagiert und das ermittelte Signal als ausgewähltes Signal an die adaptiven Filter anlegt.

3. Echokompensator nach Anspruch 2, wobei die Steuereinrichtung (102, 103) in Abhängigkeit von dem ausgewählten Signal und dem Zeitdifferenz-Schätzsignal einen der Vektoren kennzeichnet.

4. Echokompensator nach Anspruch 1, 2 oder 3, ferner mit:

einer Detektoreinrichtung (800, 801) zum Ermitteln einer Änderung des Zeitdifferenz-Schätzsignals; und

einer Einrichtung (803), die auf die Ermittlung einer Änderung durch die Detektoreinrichtung reagiert, indem sie die adaptiven Filter (1041, 1042) am Aktualisieren der Filterkoeffizienten des gekennzeichneten Vektors für ein vorgegebenes Zeitintervall hindert.

5. Echokompensator nach Anspruch 4, wobei die Detektoreinrichtung eine Verzögerungseinrichtung (800) zum Verzögern des Zeitdifferenz-Schätzsignals zum Erzeugen einer verzögerten Version des Schätzsignals und eine Vergleichereinrichtung (801) zum Vergleichen der verzögerten Version des Schätzsignals mit einer nicht verzögerten Version des Schätzsignals zum Ermitteln der Änderung, wenn es zwischen diesen einen Unterschied gibt, umfaßt.

6. Echokompensator nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die Zwischenkanal-Zeitdifferenz-Schätzeinrichtung (101) folgendes aufweist:

ein erstes adaptives Filter (201) mit einem Eingangsanschluß, der mit einem ersten der Empfangskanäle verbunden ist und eine Mehrzahl von einstellbaren Filterkoeffizienten aufweist;

einem ersten Subtrahierglied (203) mit einem ersten Eingangsanschluß, der mit einem Ausgangsanschluß des ersten adaptiven Filters verbunden ist, und einem zweiten Eingangsanschluß, der mit einem zweiten der Empfangskanäle verbunden ist, und ein Differenz-Ausgangssignal zu dem ersten adaptiven Filter liefert, um dessen Filterkoeffizienten zu steuern;

ein zweites adaptives Filter (204) mit einem ersten Eingangsanschluß, der mit dem zweiten der Empfangskanäle verbunden ist und eine Mehrzahl von einstellbaren Filterkoeffizienten aufweist;

ein zweites Subtrahierglied (206) mit einem ersten Eingangsanschluß, der mit einem Ausgangsanschluß des zweiten adaptiven Filters verbunden ist, und einem zweiten Eingangsanschluß, der mit dem ersten der Empfangskanäle verbunden ist, und ein Differenz-Ausgangssignal zu dem zweiten adaptiven Filter liefert, um dessen Filterkoeffizienten zu steuern;

eine Einrichtung (202, 205) zur Umwandlung der Filterkoeffizienten des ersten und des zweiten adaptiven Filters (201, 204) in eine Mehrzahl von Absolutwerten; und

eine Einrichtung (207) zum Ermitteln eines maximalen Absolutwerts aus der Mehrzahl von Absolutwerten.

7. Echokompensator nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die Zwischenkanal-Zeitdifferenz-Schätzeinrichtung (101) folgendes aufweist:

eine erste Verzögerungsleitung (702) mit Abgriffen, die mit einem ersten der Empfangskanäle verbunden ist;

eine Mehrzahl von ersten Multiplizierern (703), die jeweils mit aufeinanderfolgenden Abgriffen der ersten Verzögerungsleitung mit Abgriffen verbunden sind, wobei die ersten Multiplizierer jeweils eine Multiplikation von Signalen der aufeinanderfolgenden Abgriffe der ersten Verzögerungsleitung mit Abgriffen mit einem Signal von einem zweiten der Empfangskanäle bewirken;

eine Mehrzahl von ersten Integratoren (704), die jeweils mit den Ausgängen der ersten Multiplizierer (703) verbunden sind;

eine zweite Verzögerungsleitung (705) mit Abgriffen, die mit dem zweiten der Empfangskanäle verbunden ist;

eine Mehrzahl von zweiten Multiplizierern (706), die jeweils mit aufeinanderfolgenden Abgriffen der zweiten Verzögerungsleitung mit Abgriffen verbunden sind, wobei die zweiten Multiplizierer jeweils eine Multiplikation von Signalen der aufeinanderfolgenden Abgriffe der zweiten Verzögerungsleitung mit Abgriffen mit einem Signal von dem ersten der Empfangskanäle bewirken;

eine Mehrzahl von zweiten Integratoren (707), die jeweils mit den Ausgängen der zweiten Multiplizierer (706) verbunden sind;

einen dritten Multiplizierer (708) zum Bewirken einer Multiplikation zwischen Signalen von dem ersten und dem zweiten der Empfangskanäle;

einen dritten Integrator (709), der mit dem Ausgang des dritten Multiplizierers (708) verbunden ist;

eine Einrichtung (710) zur Umwandlung von Ausgangssignalen vom ersten, zweiten und dritten Integrator (704, 707, 709) zu einer Mehrzahl von Absolutwerten; und

eine Einrichtung (711) zum Ermitteln eines maximalen Absolutwerts aus der Mehrzahl von Absolutwerten.

8. Echokompensator nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 7, wobei jedes der adaptiven Filter folgendes aufweist:

einen Datenspeicher (402) zum Speichern von Abtastungen des von der Steuereinrichtung (101, 103) ausgewählten Signals;

eine Mehrzahl von Koeffizientenspeichern (403&sub1;, ... , 403j, die jeweils zu den Vektoren der Filterkoeffizienten zugeordnet sind, wobei jeder der Koeffizientenspeicher einen zugeordneten Vektor speichert; und

eine Einrichtung (410-413) zum Multiplizieren eines Ausgangssignals von dem zugeordneten Subtrahierglied (105&sub1;, 105&sub2;) mit einer in dem Datenspeicher (402) gespeicherten Ab tastung, um einen Korrekturwert zu erzeugen, den Korrekturwert zu einem vorhergehenden Wert eines Filterkoeffizienten in einem der Koeffizientenspeicher, der zu dem durch die Steuereinrichtung gekennzeichneten Vektor zugeordnet ist, zu addieren, um einen aktualisierten Wert zu erzeugen und den aktualisierten Wert in den einen Koeffizientenspeicher als Filterkoeffizienten zu schreiben, aufeinanderfolgend jeden Filterkoeffizienten in dem einen Koeffizientenspeicher mit einer nachfolgenden Abtastung in dem Datenspeicher zu multiplizieren und eine Mehrzahl von Produkten zu erzeugen, und Summieren der Produkte, um die Echokopie für das adaptive Filter zu erzeugen.

9. Echokompensator nach irgendeinem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Zwischenkanal-Zeitdifferenz-Schätzeinrichtung (101) eine Mehrzahl von Zwischenkanal-Zeitdifferenzschätzern (200&sub1;, ....., 200M-1) zum Empfangen von fernen Signalen von den Empfangskanälen und Schätzen der Laufzeitdifferenzen zwischen Paaren von benachbarten Empfangskanälen aufweist, um eine Mehrzahl von Zeitdifferenz-Schätzsignalen zu erzeugen, und wobei die Steuereinrichtung (102, 103) das eine der empfangenen fernen Signale unter Verwendung des Zeitdifferenz-Schätzsignals auswählt.

10. Verfahren zum Betreiben eines Echokompensators (100), der in einem Konferenzraum (A) angeordnet ist und mindestens zwei Mikrofone (2&sub1;, 2&sub2;) und mindestens zwei Lautsprecher (1&sub1;, 1&sub2;) aufweist, die über mindestens zwei Sendekanäle und mindestens zwei Empfangskanäle mit entsprechenden Lautsprechern (1'&sub1;, 1'&sub2;) und Mikrofonen (2'&sub1;, 2'&sub2;) eines fernen Konferenzraums (B) verbunden sind, wobei der Echokompensator mindestens zwei Subtrahierglieder (105&sub1;, 105&sub2;) aufweist, die jeweils in den Sendekanälen verbunden sind, um jeweils Sendesignale von den Mikrofonen (2&sub1;, 2&sub2;) des Konferenzraums zu empfangen und ein in jedem der Sendesignale enthaltenes Echo mit einem Kompensationssignal zu kompensieren, und mindestens zwei adaptive Filter (104&sub1;, 104&sub2;) aufweist, die jeweils den Subtrahiergliedern zugeordnet sind, wobei jedes der adaptiven Filter eine Mehrzahl von Vektoren aufweist, von denen jeder eine Gruppe Filterkoeffizienten umfaßt, die Filterkoeffizienten jedes Vektors entsprechend einem Ausgangssignal von dem zugeordneten Subtrahierglied variabel sind, jedes der adaptiven Filter ein Eingangssignal, das an dieses angelegt ist, unter Verwendung eines der Vektoren filtert, um eine Echokopie abzuleiten und die Echokopie zu dem zugeordneten Subtrahierglied als Kompensationssignal zu liefern, wobei das Verfahren die Schritte aufweist:

a) Empfangen von fernen Signalen von den Empfangskanälen und Schätzen einer Laufzeitdifferenz zwischen den empfangenen fernen Signalen, um ein Zeitdifferenz-Schätzsignal zu erzeugen;

b) Auswählen eines der fernen Signale von den Empfangskanälen, das gemäß dem Zeitdifferenz-Schätzsignal den größten Gehalt an Echokomponenten aufweist, und Liefern des ausgewählten fernen Signals zu den adaptiven Filtern als Eingangssignal; und

c) Kennzeichnen eines der Vektoren der adaptiven Filter gemäß dem Zeitdifferenz-Schätzsignal und dem ausgewählten fernen Signal und Veranlassen jedes der adaptiven Filter, den gekennzeichneten Vektor zu verwenden.

11. Verfahren nach Anspruch 10, wobei in Schritt (b) ein Signal mit einer minimalen Laufzeit von dem Zeitdifferenz- Schätzsignal als ausgewähltes Signal ermittelt wird.

12. Verfahren nach Anspruch 10 oder 11, das ferner die Schritte aufweist: Ermitteln einer Änderung bei dem Zeitdifferenz-Schätzsignal und Sperren des Schritts (b) für ein vorgegebenes Zeitintervall.

13. Verfahren nach Anspruch 10, 11 oder 12, das ferner die Schritte aufweist: Ermitteln einer Änderung bei dem Zeitdifferenz-Schätzsignal und Verhindern für ein vorgegebenes zeitintervall, daß die adaptiven Filter die Filterkoeffizienten des gekennzeichneten Vektors aktualisieren.