DE69320868T2

DE69320868T2 - Empfänger mit einem kombinierten AM-FM-Demodulator

Info

Publication number: DE69320868T2
Application number: DE69320868T
Authority: DE
Inventors: Tatsuya C/O Intellectual Property Div. Tokyo Ishikawa; Noboru C/O Intellectual Property Div. Tokyo Taga
Original assignee: Toshiba Corp; Toshiba AVE Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp; Toshiba AVE Co Ltd
Priority date: 1992-06-12
Filing date: 1993-06-14
Publication date: 1999-01-28
Anticipated expiration: 2013-06-15
Also published as: CA2098372C; KR940001723A; JP3241098B2; EP0574273A1; CA2098372A1; DE69320868D1; KR960015838B1; JPH05347736A; EP0574273B1; US5418815A

Description

Die Erfindung betrifft allgemein einen Empfänger, der adaptiv für Mehrfachsignal-Übertragungssysteme einsetzbar ist, und insbesondere einen derartigen Empfänger, der zum Empfangen von Videosignalen oder Audiosignalen eingerichtet ist.
Üblicherweise sendet man Video- oder Audiosignale mit einem analogen oder digitalen Modulationssystem über einen Bodenwellen-Rundfunkpfad oder einen Kabelfernseh-Übertragungsweg. In jüngerer Zeit sind noch die Satellitenkommunikation und der Satellitenrundfunk zum Übertragen der Videosignale oder Audiosignale entwickelt worden.
In einem System zum Übertragen von Videosignalen oder Audiosignalen über einen Bodenwellen-Rundfunkpfad oder einen Kabelfernseh-Übertragungsweg ist eine analoge Restseitenband-Amplitudenmodulation (im weiteren mit VSB-AM-Modulation bezeichnet, VSB = Vestigial SideBand) weit verbreitet. Für den Bodenwellen-Rundfunkpfad setzt man ausschließlich die VSB-AM-Modulation ein. Der Grund dafür liegt darin, daß die Frequenzbereichsausnutzung des VSB-AM-Modulationssystems bei den bestehenden Technologien in diesem Bereich sehr gut ist.
Das VSB-AM-Modulationssystem und ein zum VSB-AM-Modulationssystem gehörender Empfänger sind beispielsweise in einer Veröffentlichung mit dem Titel "Color TV Technology", herausgegeben von Ohm Inc. in Japan am 15. August 1979 ausführlich beschrieben. Wesentliche Merkmale des in dieser Veröffentlichung beschriebenen Empfängers sind im folgenden zusammengefaßt.
1) Das VSB-AM-Modulationssystem dient der Restseitenbandübertragung, wobei ein gewisser Frequenzbereich um eine Trägerfrequenz beibehalten wird. Will man ein unverzerrtes demoduliertes Ausgangssignal über die gesamte Bandbreite erhalten, so muß man mit Hilfe eines Nyquistfilters, das einen zur Trägerfrequenz symmetrischen Abfall hat, das Spektrum formen. 2) Das demodulierte Ausgangssignal kann man beispielsweise mit einer Hüllkurvenerkennung bestimmen. Um Störungen in den demodulierten Signalen zu verhindern, ist jedoch eine Synchrondemodulation erforderlich.
Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm eines herkömmlichen VSB-AM-Modulationsempfängers. Nach der Verstärkung in einem Hochfrequenzverstärker 801 stimmt ein Tuner 802 auf einen gewünschten Kanal ab. Anschließend wird das Eingangssignal in ein Signal im Zwischenfrequenzband umgesetzt (im weiteren als ZF-Signal bezeichnet). Das ZF-Signal durchläuft eine automatische Verstärkungsregelung 803 (im weiteren als AGC, AGC Automatic Gain Control, bezeichnet) und ein Nyquistfilter 807 und wird dann in zwei Zweige eingespeist. Das Signal in einem Zweig wird in einem Trägerrückgewinner 808 einer Trägerrückgewinnung unterzogen, die eine PLL (Phase-Locked-Loop) usw. umfaßt, und anschließend in einem Mischer 809 mit dem Signal im anderen Zweig multipliziert. Das Demoduliersystem zur Erkennung bei der regenerierten Trägerfrequenz mit einer schmalbandigen Rückgewinnungseigenschaft ist eine Synchrondetektion, die den Vorteil aufweist, daß sie im Vergleich zu einer Hüllkurvendetektion bei Amplitudenmodulation grundsätzlich keine Demodulierverzerrungen erzeugt. Das demodulierte Signal wird über den Ausgangsanschluß 811 ausgegeben, nachdem seine harmonischen Anteile und das Rauschen in einem Tiefpaßfilter 810 (im weiteren als LPF bezeichnet, LPF = Low-Pass Filter) entfernt wurden.
Der Tunerschaltung 802 kann man z. B. mit Hilfe eines Frequenzsynthesizers eine stabile Empfängeroszillatorfrequenz zuführen. Da die Frequenz des Eingangssignals selbst im allgemeinen jedoch nicht stabil ist, erzeugt man möglicherweise eine Frequenzfehlabstimmung. Beispielsweise werden in vielen VTRs (VTR = Video Tape Recorder, Videorecorder) relativ billige HF-Modulatoren verwendet, die nicht notwendig ein stabiles Frequenzverhalten aufweisen. Daher stellt man in den Tunerschaltungen gewöhnlicher Empfänger eine automatische Frequenzregelschleife (im weiteren als AFC bezeichnet, AFC = Automatic Frequency Control) bereit, die eine Frequenzfehlererkennung 804 (Δf) enthält, siehe Fig. 1, um die Frequenzfehlabstimmung vor dem Nyquistfilter 807 zu unterdrücken. Das Frequenzfehlersignal Δf, das die Δf-Erkennung 804 ermittelt, wird in einen Frequenzregelanschluß eines Empfängeroszillators 805 eingespeist.
In den letzten Jahren sind ein digitales Bodenwellen-Rundfunksystem und ein digitales Kabelübertragungssystem zum Übertragen digitaler Video- oder Audiosignale über einen Pfad entwickelt worden, der die gleiche Übertragungsbandbreite aufweist wie die Kanäle bei herkömmlichen analogen Übertragungssystemen. Dabei werden die Signale nach dem Codieren mit hochleistungsfähigen Codes direkt digital moduliert. Derartige Systeme haben die Eigenschaft, daß sie mehr Information übertragen können als die beschriebenen, in herkömmlicher Weise analog modulierten Systeme, und daß sie nicht durch Übertragungsrauschen oder ähnliche Störungen beeinträchtigt werden. Man kann daher erwarten, daß sie in Zukunft sehr häufig verwendet werden.
Als digitales Modulationssystem für den digitalen Rundfunk verwendet man häufig eine Quadraturamplitudenmodulation (im weiteren mit QAM bezeichnet), die im Kommunikationsbereich weit verbreitet ist, und die man als das allgemeinste Modulationssystem betrachten kann. Als Mehrfach-QAM wurden die Modulationsverfahren 16QAM, 32QAM, 64QAM und 256QAM vorgeschlagen und praktisch angewendet.
Demodulatoren für diese Modulationssysteme werden üblicherweise zumeist in digitalem Mikrowellenschaltungen einge setzt und sind beispielsweise in einem Artikel mit dem Titel "Construction and Characteristics of 16QAM Carrier Regenerator Retaining Mode Switching Function" von MATSUE et al. in "Electronic Communication Society Paper", 1985/3, Vol.,768-B, No. 3, beschrieben.
Fig. 2 zeigt den herkömmlichen allgemeinen Mehrfach-QAM-Demodulator. Das QAM-Eingangssignal wird über einen Eingangsanschluß 830 eingegeben und in einem HF-(Hochfrequenz)- Verstärker 831, einem Tuner 832, einem Empfängeroszillator 833 und einem AGC-Verstärker 834, die den in Fig. 1 erläuterten Baugruppen gleichen, verstärkt, selektiert und anschließend in ein ZF-Signal umgesetzt. Das ZF-Signal wird in einen Quadraturerkenner 835 eingespeist, in dem das ZF-Signal an einen Inphasedetektor 836 und einen Quadraturphasendetektor 837 angelegt wird. Ein Empfängeroszillatorsignal, das ein Empfängeroszillator 838 erzeugt, wird in den Inphasedetektor 836 als Empfängeroszillatorsignal mit 0º Phase eingespeist. Es wird über einen 90º-Phasenschieber 839 als Empfängeroszillatorsignal mit 90º Phase in den Quadraturphasendetektor 837 eingespeist. Die Ausgangssignale der Detektoren 837 bzw. 836 werden an die Tiefpaßfilter (LPF) 841 bzw. 842 angelegt, die die gleiche Übertragungsfunktion zum Formen des Spektrums aufweisen. Die Tiefpaßfilter 841 und 842 haben die geforderten Übertragungseigenschaften, die eine Störung zwischen den Symbolen auf dem digitalen Datenübertragungspfad verhindern, und so entworfen sind, daß sie in vielen Fällen sogenannte Roll-Off-Eigenschaften (Dämpfungszunahme) in einem Senderabschnitt und einem Empfangsabschnitt bilden. Daher macht man in den Ausgangssignalen der Tiefpaßfilter 841 und 842 eine Augenöffnungsrate ausreichend groß, und die Ausgangssignale werden in A/D-Umsetzern 843 und 844 zu den Mittenzeitpunkten der Augenöffnung in Digitalwerte umgesetzt. Da die digitalisierten und demodulierten Ausgangssignale eine symbolische Amplitude auf der Inphasenachse und einer Quadraturphasenachse ausweisen, kann ein Datenidentifizierer 845 jedes Sym bol in den digitalisierten und demodulierten Ausgangssignalen erkennen.
Das Taktsignal zu den Mittenzeitpunkten der Augenöffnung wird in einem Taktregenerierer 846 erzeugt. Zudem wird im Datenidentifizierer 845 die Phase übertragener Symbole aus den Symbolamplituden auf der Inphasenachse und der Quadraturphasenachse entnommen und dann als Phasenfehlersignal des Trägerregenerierers, einer Art PLL-Schaltung, über das Schleifenfilter 847 und einen D/A-Umsetzer 848 auf den Empfängeroszillator 838 zurückgekoppelt. Man erreicht damit eine Phasensynchronisation zwischen dem Eingangssignal und dem regenerierten Trägersignal.
Dem Empfänger, den man normalerweise für analog modulierte Signale und digital modulierte Signale verwendet, siehe Fig. 1 und 2, kann man nun ein neues Empfängerkonzept mit andersartigem Aufbau gegenüberstellen, siehe Fig. 3. Die Baugruppen sind bis zu dem Element, das das ZF-Signal erzeugt, identisch mit den Baugruppen in der vorhergehenden Anordnung (z. B. Fig. 1), so daß sie nicht nochmals erklärt werden. Das ZF-Signal wird in einen Demodulator 851 für analog modulierte Signale und in einen Demodulator 852 für digital modulierte Signale eingespeist. Nach einer geeigneten Verarbeitung in den Demodulatoren 851 und 852 werden die Ausgangssignale der Demodulatoren 851 und 852 in einen Signalprozessor 853 bzw. einen digitalen Decoder 854 eingegeben. Die Ausgangssignale des Signalprozessors 853 und des digitalen Decoders 854 werden an einen Schalter 855 angelegt. Der Schalter 855 wählt ein geeignetes Signal und legt es an einen Ausgangsanschluß 856. Der Schalter 855 schaltet um, wenn eine Bedienperson aus einer Bedieneinheit über einen Anschluß 857 ein Umschaltsignal liefert.
Bisher wurden analoge Modulationsverfahren, beispielsweise die VSB-AM-Modulation, und die QAM-Modulation, ein di gitales Modulationsverfahren, jeweils in getrennten Übertragungssystemen verwendet. Es gab keine Übertragungssysteme oder Rundfunksysteme, in denen diese beiden Modulationsarten vermischt angewendet wurden. Durch die neuere Entwicklung der beschriebenen digitalen Übertragungstechnologie ist es jedoch möglich geworden, die QAM-Modulation auch in Übertragungssystemen oder Rundfunksystemen zu verwenden, in denen bisher üblicherweise die VSB-AM-Modulation verwendet worden ist. Durch den um sich greifenden Einsatz digitaler Übertragungssysteme darf man einen Zustand erwarten, in dem beide Modulationssysteme angewendet werden, und zukünftig wird Nachfrage nach Empfängern bestehen, die sich an beide Modulationssysteme anpassen können.
In der beschriebenen Anordnung sind jedoch der analoge Demodulator und der digitale Demodulator voneinander unabhängig. Die Benutzer müssen also im voraus wissen, mit welchem Modulationssystem ein Signal übertragen oder gesendet wird, und dann den passenden Demodulator wählen. Der Benutzer ist jedoch an der Art des Modulationssystems nicht interessiert, und es wird der breiten Anwendung der Empfänger hinderlich sein, wenn der Benutzer gezwungen ist, zwischen den Modulationssystemen zu wählen.
Versucht man, einen analogen Demodulator und einen digitalen Demodulator gemeinsam aufzubauen, so muß man unterschiedliche Demodulatoren bereitstellen. Werden diese Modulationssysteme miteinander für Rundfunk- oder Übertragungssysteme verwendet, so muß man zwei Demodulatorarten bereitstellen. Die Empfängerantenne, den HF-Verstärker, den Frequenzumsetzer usw. kann man also gemeinsam für beide Modulationssysteme verwenden, man kann jedoch nicht eine Demodulatorart für beide Modulationssysteme verwenden. Damit ist es schwierig, die Kosten der Empfänger zu senken.
Andererseits verwendet man in Satellitenübertragungssystemen für Videosignale oder Audiosignale hauptsächlich eine analoge Frequenzmodulation (im weiteren einfach mit FM-Modulation bezeichnet). Insbesondere verwendet man in Satellitenrundfunksystemen die FM-Modulation allgemein als Modulationssystem, und man verwendet sie als Rundfunksystem in vielen Ländern, etwa in Japan. Der Grund dafür liegt darin, daß die FM-Modulation verglichen mit der Amplitudenmodulation usw. nach dem Demodulieren sehr gute S/N-Eigenschaften aufweist.
Ein Beispiel für herkömmliche FM-Demodulatoren ist ausführlich in dem Buch "Comprehensible FM Technology" von Yuya ITOH und Akira FUJII, herausgegeben von Sanpo Shuppan Inc., 1968, beschrieben. Übliche Komponenten eines FM-Demodulators sind ein Doppeltuner und eine PLL (Phasensynchronisierschleife). Diese Teile sind in vielen derzeit im Handel erhältlichen FM-Demodulatoren vorhanden.
Fig. 4 zeigt ein Beispiel für einen FM-Demodulator, in dem eine solche herkömmliche PLL-Schaltung verwendet wird. Im Schaltplan ist die PLL-Schaltung vereinfacht dargestellt, damit die Erklärung unkompliziert wird. In der Schaltung wird ein FM-Signal in einem Frequenzumsetzer 901 in ein ZF-Signal umgesetzt, damit sich die Erkennung vereinfacht, und anschließend in einen Phasendetektor 902 eingegeben. Der Phasendetektor 902 multipliziert das Ausgangssignal eines spannungsgesteuerten Oszillators 903, der später beschrieben wird, mit dem eingegebenen FM-Signal, und gibt das Multiplikationsergebnis an ein Schleifenfilter 904 aus. Das Schleifenfilter 904 entfernt höhere harmonische Anteile des Phasendetektor-Ausgangssignals sowie unerwünschte Rauschanteile. Das Ausgangssignal des Schleifenfilters 904 wird in den Frequenzregel-Eingangsanschluß des spannungsgesteuerten Oszillators 903 eingegeben, um eine PLL-Anordnung zu bilden. Im Normalbetrieb der PLL folgt das Ausgangssignal des Schleifenfilters 904, d. h. das Eingangssignal des spannungsges teuerten Oszillators 903, der Momentanfrequenz des eingegebenen FM-Signals. Daher erhält man ein FM-demoduliertes Ausgangssignal, wenn das Signal ausgekoppelt wird.
Weiterhin verwendet man eine automatische Frequenzregelung (AFC), um eine Frequenzverstimmung des Übertragungssystems, die im allgemeinen vorhanden ist, auszugleichen. Wird das FM-Signal derart übertragen, daß seine mittlere Frequenz festgelegt ist, so ermittelt die AFC in der FM-Demodulation eine mittlere Frequenz des FM-Signals auf der Empfangsseite. Liegt die mittlere Frequenz neben einem festgelegten Wert, so steuert die AFC die Empfängeroszillatorfrequenz eines Frequenzumsetzers (beispielsweise des Frequenzumsetzers 901) so, daß sein Ausgangssignal die festgelegte mittlere Frequenz aufweist.
Kürzlich ist ein Satellitenkommunikationssystem bzw. ein Satellitenrundfunk vorgeschlagen worden, bei dem digitale Videosignale oder Audiosignale durch direkte digitale Signalmodulationdigital übertragen werden. Das System hat die Eigenschaft, daß die Signale verglichen mit der FM-Modulation kein Übertragungsrauschen aufweisen; in der Zukunft darf man eine breite Anwendung erwarten.
Es wird erwartet, daß als Digitalmodulation, die man für den digitalen Satellitenrundfunk verwendet, eine Quadraturphasenmodulation (oder eine Quadraturphasen-Umtastmodulation, im weiteren mit QPSK-Modulation bezeichnet, QPSK = Quadrature Phase Shift Keying), die man im Bereich der Kommunikation häufig verwendet, das übliche Modulationssystem wird. Viele Demodulatoren in dem Modulationssystem sind in herkömmlicher Weise verwirklicht, siehe beispielsweise den Artikel mit dem Titel "Development of Digital Demodulation LSI for Satellite Communication" von YAGI et al., veröffentlicht in the Autumn National Meeting of Electronic Information Communication Society (1990). Fig. 5 zeigt einen herkömmlichen QPSK-Demodu lator, der als integrierte Schaltung hergestellt ist und zum Verbessern seiner Leistung eine Digitalschaltung enthält.
Das am Eingangsanschluß 921 empfangene QPSK-modulierte Signal wird einem Inphasedetektor 922 und einem Quadraturphasendetektor 923 zugeführt. Die den Detektoren 922 und 923 zugeführten Empfängeroszillatorsignale sind Empfängeroszillatorsignale mit 0º bzw. 90º Phasenverschiebung, die in einem Verteiler 924 aus dem Festfrequenz-Ausgangssignal eines Empfängeroszillators 925 gewonnen werden. Die Detektorausgangssignale aus den Detektoren 922 und 923 werden in die Analog- Digital(A/D)-Umsetzer 926 und 927 eingegeben und jeweils in Digitalwerte umgesetzt. Die digitalisierten Detektorausgangssignale werden zudem in einem komplexen Multiplizierer 928 eingespeist. Aus einem später beschriebenen Sinusumsetzer 938 und einem Cosinusumsetzer 939 werden sinus- und cosinusförmige Signale in den komplexen Multiplizierer 928 eingegeben, der eine komplexe Multiplikation ausführt. Der komplexe Multiplizierer 928 kann genau den gleichen Vorgang ausführen wie ein Frequenzumsetzer im Zwischenfrequenzbereich, d. h. ein Mischer. Das Ergebnis der komplexen Multiplikation wird in die digitalen Tiefpaßfilter 931 und 932 eingespeist, die das gleiche Frequenzverhalten zum Formen des Spektrums aufweisen. Diese digitalen Tiefpaßfilter 931 und 932 weisen Übertragungseigenschaften auf, die zum Verhindern einer Störung zwischen den Symbolen bei der digitalen Datenübertragung gefordert sind. Sie sind im allgemeinen so entworfen, daß man die sogenannten Roll-Off-Eigenschaften erhält, wenn man sie mit den Filtereigenschaften auf der Senderseite verbindet. Daher formt man das Spektrum der Detektorausgangssignale der digitalen Tiefpaßfilter 931 und 932 so, daß die Augenöffnungsrate hinreichend groß wird.
Die Ausgangssignale der digitalen Tiefpaßfilter 931 und 932 werden verzweigt. Ein Zweig führt zu einem Taktregenerierer 933, der andere Zweig führt zu einem Phasendetektor 934, in dem ein Phasenfehler gegen eine Bezugsphase erkannt wird. Das Phasenfehlerdetektor-Ausgangssignal (Phasenfehlerinformation) des Detektors 934 wird in den Datendiskriminator 935 eingespeist. Der Datendiskriminator 935 erkennt die QPSK-Daten in der Phaseninformation, d. h., er demoduliert die QPSK-Daten und gibt sie aus.
Die Phasenfehlerinformation des Phasendetektors 934 wird über ein Schleifenfilter 936 in den Frequenzregelanschluß eines numerisch gesteuerten Oszillators (NCO, NCO = Numerical Control Oscillator) 937 eingegeben, der die Trägerfrequenz für eine Synchrondetektion zurückgewinnt. Der numerisch gesteuerte Oszillator 937 enthält einen kumulierenden Addierer, der einen Überlauf nicht verhindert, und den Additionsvorgang bis zu einem dynamischen Bereich ausführt, der einem Signalwert entspricht, der dem Frequenzregelanschluß zugeführt wird. Der numerisch gesteuerte Oszillator 937 schwingt damit in einem Zustand, in dem der Zahlenwert eines Steuersignals die Schwingfrequenz ändert. Das Ausgangssignal des numerisch gesteuerten Oszillators 937 läuft über zwei Zweige und wird in einen Sinusumsetzer 938 und einen Cosinusumsetzer 939 eingegeben. Die Ausgangssignale der Umsetzer 938 und 939 werden in den komplexen Multiplizierer 928 eingeleitet. Die dadurch gebildete Schleife ergibt eine vollständig digitale PLL.
Der oben beschriebene Demodulator liefert kein Gegenmittel für eine im Übertragungssystem auftretende Frequenzverschiebung. Daher ist zusätzlich eine AFC-Schleife erforderlich, um eine solche Frequenzverschiebung zu verhindern.
Die FM-Modulation, die eine analoge Modulationsart ist, und die QPSK-Modulation, die eine digitale Modulationsart ist, verwendet man üblicherweise in voneinander unabhängigen Übertragungssystemen. Es ist bisher kein Rundfunk- oder Übertragungssystem bekannt, in dem beide Modulationssysteme mit einander vermischt verwendet werden. Im Zuge der neueren Entwicklung der digitalen Übertragungstechnik, siehe oben, ist es jedoch möglich geworden, die QPSK-Modulation in Rundfunk- und Übertragungssystemen zu verwenden, in denen man normalerweise FM-Modulation einsetzt. Somit darf man erwarten, daß zukünftig ein Zustand entsteht, in dem beide Modulationssysteme miteinander vermischt sind.
Vermischt man beide Modulationssysteme miteinander, so treten zwei Schwierigkeiten auf, die im folgenden besprochen werden.
1) Sind die Modulationssysteme unabhängig voneinander, so müssen die Benutzer darauf achten, welches Modulationssystem für die Übertragung oder den Rundfunk verwendet wird, und einen geeigneten Modulator wählen. Für den Benutzer ist jedoch uninteressant, welches Modulationssystem verwendet wird, und es widerspricht einer weiten Verbreitung, wenn man den Benutzer zwingt, den Modulator zu wählen.
2) Da sowohl der FM-Demodulator als auch der QPSK-Demodulator wie beschrieben unabhängig voneinander sind, muß man beide Demodulatoren für einen gemischten Gebrauch bereitstellen, wenn man diese Demodulatoren für eine gemischte Übertragung oder einen gemischten Rundfunk einsetzt.
Sind das VSB-AM-Signal, eine analog modulierte Signalart, und das QAM-Signal, eine digital modulierte Signalart, in einem Bodenwellen-Rundfunkpfad oder einem Kabelfernseh-Übertragungspfad in vermischtem Zustand vorhanden, so müssen die Benutzer wie beschrieben darauf achten, welches Modulationssystem für die empfangenen Signale verwendet wird, und sie müssen die Demodulatoren wechseln. Dies macht es schwierig, die Signale geeignet zu empfangen.
Stellt man eine Anzahl unabhängiger Demodulatoren für den adaptiven Empfang von Signalen der jeweiligen Modula tionssysteme bereit, so wird der gesamte Empfänger zusätzlich schwer und teuer.
Vermischt man in der Satellitenkommunikation und im Satellitenrundfunk das FM-Signal und das QPSK-modulierte Signal miteinander, so müssen zumindest zwei Modulatoren bereitgestellt werden, die zu den beiden Modulationssystemen gehören. In diesem Fall muß der Benutzer im voraus darauf achten, welche Art von Modulationssystem für die empfangenen Signale verwendet wird, und er muß die verwendeten Demodulatoren wechseln. Dies macht die Benutzung des Empfängers unbequem.
Verbindet man einfach Empfänger, die unterschiedlich modulierte Signale empfangen können, so wird der Aufbau sehr teuer.
GB-A-2238213 offenbart einen Demodulator, der A2- und NICAM-Audiosignale empfangen kann. Der Demodulator enthält einen anlogen Demodulatorabschnitt, einen digitalen Demodulatorabschnitt, eine Vorrichtung zum Entscheiden, ob analoge oder digitale Signale empfangen werden, und eine Vorrichtung zum Ausgeben des Signals aus dem geeigneten Demodulatorabschnitt.
EP-A-0464328 offenbart einen ähnlichen Demodulator, der FM- und NICAM-Signale erkennen und demodulieren kann und das geeignet demodulierte Signal ausgibt.
Die Erfindung zielt darauf ab, einen Empfänger bereitzustellen, der Signale empfangen und auch dann automatisch zwischen den beiden modulierten Signalarten unterscheiden kann, wenn analoge und digitale Signale gemeinsam in einem Bodenwellen-Rundfunksystem oder einem Kabelübertragungssystem verwendet werden.
Die Erfindung zielt auch darauf ab, einem Empfänger bereitzustellen, der Signale empfangen und auch dann automatisch zwischen den beiden modulierten Signalarten unterscheiden kann, wenn ein FM-Signal und ein QPSK-moduliertes Signal in einem Satellitenübertragungssystem oder einem Satellitenkommunikationssystem vermischt verwendet werden, und der einfach zu bedienen ist.
Die Erfindung zielt auch darauf ab, einem Empfänger bereitzustellen, der zu geringen Kosten verfügbar ist.
Gemäß einem Aspekt der Erfindung wird ein Empfänger zum ausgewählten Empfangen von Hochfrequenzsignalen einschließlich analog modulierter Hochfrequenzsignale und digital modulierter Hochfrequenzsignale bereitgestellt, wobei der Empfänger umfaßt:
eine Zwischenfrequenzsignaleinrichtung zum Auswählen eines Kanals des empfangenen Hochfrequenzsignals und zum Umsetzen der Hochfrequenzsignale im gewählten Kanal in Zwischenfrequenzsignale;
eine Demoduliereinrichtung zum Demodulieren der Zwischenfrequenzsignale, wobei die Demoduliereinrichtung ein erstes Demoduliersystem zum Demodulieren von Zwischenfrequenzsignalen enthält, die den analog modulierten Hochfrequenzsignalen entsprechen, und ein zweites Demoduliersystem zum Demodulieren der Zwischenfrequenzsignale, die den digital modulierten Hochfrequenzsignalen entsprechen, und die Demoduliereinrichtung abhängig von einem Steuersignal ausgewählt ein Ausgangssignal ausgibt, das entweder im ersten Demoduliersystem oder im zweiten Demoduliersystem demoduliert wird; und
eine Steuereinrichtung zum Ausgeben des Steuersignals abhängig von einem Signal, das das zweite Demoduliersystem der Steuereinrichtung liefert, wobei das Steuersignal anzeigt, ob die Hochfrequenzsignale im Signalkanal analog mo dulierte Hochfrequenzsignale oder digital modulierte Hochfrequenzsignale sind,
dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger zudem eine ausgewählt schließbare Frequenzregelschleife umfaßt, die einen Oszillator enthält, der der Zwischenfrequenzsignaleinrichtung ein Oszillatorsignal liefert, und daß die Frequenzregelschleife abhängig von dem Steuersignal geschlossen wird, das die Steuereinrichtung liefert, und daß die Frequenz des Oszillators geregelt wird, wenn die Frequenzregelschleife geschlossen ist.
Der erfindungsgemäße Empfänger weist bevorzugt einen Frequenzumsetzer für eine Quadraturphasen-Synchrondemodulation auf, der das eingegebene modulierte Signal auf die Basisbandfrequenz umsetzt, ein komplexes Filter zum Formen des Spektrums der komplexen Basisbandsignale, die detektierte Ausgangssignale des Frequenzumsetzers gemäß den jeweiligen Modulationssystemen sind, und einen komplexen Multiplizierer zum Regenerieren der Signale durch das Multiplizieren des Ausgangssignals des komplexen Filters mit der zurückgewonnenen Trägerfrequenz.
Besonders bevorzugt umfaßt der erfindungsgemäße Empfänger einen Quadraturphasen-Synchrondetektor für die Quadraturphasen-Synchrondetektion eines modulierten Eingangssignals mit Hilfe des Ausgangssignals eines Empfängeroszillators, einen Phasendetektor zum Erkennen eines Phasenfehlers zwischen dem detektierten Ausgangssignal des Quadraturphasen-Synchrondetektors und einer festgelegten Phase, ein erstes Schleifenfilter, in das das Phasenfehler-Ausgangssignal eingegeben wird, eine Verbindung zum Einspeisen des Ausgangssignals des ersten Schleifenfilters in den Empfängeroszillator, einen Frequenzdetektor zum Erkennen einer Frequenz aus dem Phasenfehler-Ausgangssignal, ein zweites Schleifenfilter zum Aufnehmen des Frequenzerkennungs-Ausgangssignals aus dem Frequenzdetektor, eine AFC-Schleife zum Unterdrücken von Frequenzfehlabstimmungen der Signale, die mit dem Ausgangssignal des zweiten Schleifenfilters in den Phasendetektor eingegeben werden, eine Schaltung zum Ermitteln eines FM-demodulierten Ausgangssignals aus dem Frequenzerkennungs-Ausgangssignal, einen Detektor zum Ermitteln digital modulierter Daten aus dem Phasenerkennungs-Ausgangssignal und einen Diskriminator zum Unterscheiden, ob das digital demodulierte Signal oder das FM-Signal in den Quadraturphasen-Synchrondetektor eingegeben wird.
Der Demodulationsmodus des Empfängers wird automatisch gemäß dem Modulationssystem des empfangenen Signals umgeschaltet. Dies ermöglicht eine bequeme Bedienung des Empfängers.
Da das komplexe Filter in der vorderen Stufe des Signalregenerierers bereitgestellt ist, kann man zudem eine Nyquistfiltercharakteristik beim Verarbeiten der VSB-AM-Signale erhalten sowie eine auf die Strecke zwischen der Senderseite und der Empfängerseite verteilte Roll-Off-Eigenschaft beim Verarbeiten der QAM-Signale. Man erhält Filtereigenschaften, die an das eingegebene modulierte Signal angepaßt sind, und erzeugt keinerlei Störungen und keine Verschlechterung der Bitfehlerrate in den nachfolgend regenerierten Signalen. Die Schaltelemente kann man bis zum komplexen Multiplizierer gemeinsam für die jeweiligen Modulationssysteme verwenden.
Da zudem der Frequenzumsetzer, der das Schwingungssignal aus dem in die AFC-Schleife aufgenommenen Oszillator benutzt, vor dem komplexen Filter wirkt, um eine Frequenzabweichung zwischen Signalen und Filtern vor der Spektrumformung zu entfernen, wird eine Frequenzabweichung der Eingangssignale automatisch unterdrückt, und die Spektrumformung wird an die jeweiligen modulierten Signale angepaßt, und die Möglichkeit zum Verwirklichen der Kommunikation wird verbessert.
Da zum Demodulieren des digital modulierten Signals zudem eine Frequenzdetektion am Ausgangssignal des Phasendetektors erfolgt und dann das demodulierte Signal aus dem FM-Signal aus dem Ausgangssignal der Frequenzdetektion erhalten wird, kann man einen Empfänger bauen, der viele gemeinsame Bauteile für die jeweiligen Modulationsarten des digital modulierten Signals und des FM-Signals aufweist.
Für ein besseres Verständnis der Erfindung und vieler damit verbundener Vorteile wird nun beispielhaft Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen genommen.
Es zeigt:
Fig. 1 ein Diagramm eines herkömmlichen VSB-AM-Signalempfängers;
Fig. 2 ein Diagramm eines herkömmlichen Demodulators für Mehrfach-QAM;
Fig. 3 ein Diagramm eines herkömmlichen Empfängers, der für unterschiedliche Signalübertragungssysteme geeignet ist;
Fig. 4 ein Diagramm eines herkömmlichen FM-Demodulators;
Fig. 5 ein Diagramm eines herkömmlichen QPSK-Demodulators;
Fig. 6 ein Blockdiagramm einer ersten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 7 ein Diagramm mit einem Beispiel für das erfindungsgemäße Übertragungssignalformat und ein Diagramm mit einem genauen Beispiel des Digitalmodulationsdiskriminators;
Fig. 8 ein Diagramm mit einem weiteren Beispiel für das erfindungsgemäße Übertragungssignalformat und ein Diagramm mit einem Beispiel des Digitalmodulationsdiskriminators 300 in Fig. 6;
Fig. 9 ein Diagramm mit einem Beispiel für das Spektrum des erfindungsgemäßen Übertragungssignals und ein weiteres Diagramm mit einem Beispiel des Digitalmodulationsdiskriminators 300 in Fig. 6;
Fig. 10 ein Diagramm mit Vektorphasen des erfindungsgemäßen Übertragungssignal-Modulationssystems, und ein Diagramm mit noch einem Beispiel des Digitalmodulationsdiskriminators 300 in Fig. 6;
Fig. 11 ein Blockdiagramm einer zweiten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Empfängers;
Fig. 12 ein erklärendes Diagramm, das die Spektrumformungseigenschaften des Übertragungssignals gemäß der zweiten Ausführungsform des Empfängers darstellt;
Fig. 13 ein Blockdiagramm einer dritten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Empfängers;
Fig. 14 ein Blockdiagramm einer vierten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Empfängers; und
Fig. 15 ein Diagramm mit einem weitere Beispiel des Übertragungssignalformats gemäß der vierten Ausführungsform des Empfängers.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Die Erfindung wird nun ausführlich mit Bezug auf Fig. 6 bis 15 beschrieben. Fig. 6 bis 10 zeigen eine erste Ausführungsform des erfindungsgemäßen Empfängers, der angepaßt an mehrere Signalübertragungssysteme betreibbar ist. Die Ausführungsform wird nun ausführlich beschrieben.
Fig. 6 zeigt eine Ausführungsform der Erfindung. Ein Hochfrequenzsignal (HF-Signal) wird an einem Anschluß 1 eingegeben, in einem HF-Verstärker 2 verstärkt und dann in einen Tuner 3 eingegeben. Im Tuner 3 erfolgt ein Abstimmvorgang, wobei ein Empfängeroszillatorsignal aus einem Empfängeroszillator 4 verwendet wird. Der Tuner 3 gibt ein Zwischenfrequenzsignal (ZF-Signal) aus, dessen Verstärkung ein automatischer Regelverstärker 5 (AGC) regelt. Das aus dem AGC-Verstärker 5 ausgegebene ZF-Signal wird in einen Frequenzfehlererkenner (Δf) 6 eingegeben und auch in einen Demodulator 100 für analog modulierte Signale und einen Demodulator 200 für digital modulierte Signale.
Der Frequenzfehlererkenner (Δf) 6 erkennt einen Frequenzfehler des ZF-Signals. Die Frequenzfehlerinformation wird über einen Schalter als Schwingfrequenz-Regelsignal des Empfängeroszillators 4 zum Stabilisieren des ZF-Signals verwendet. Die Frequenzregelung des Empfängeroszillators 4 ist nur dann wirksam, wenn analog modulierte Signale empfangen werden. Beim Empfang analog modulierter Signale wird ein Schalter 7 geschlossen, um eine Schleife aufzubauen. Dies ist nötig, da einige analog modulierte Signale, beispielsweise die HF-Modulator-Ausgangssignale von Videorecordern, eine schlechte Frequenzstabilität aufweisen. Diese Art der Frequenzregelung wird auch in üblichen Fernsehgeräten angewendet. Das Ausgangssignal des Demodulators 100 für analog modulierte Signale wird in einem Signalprozessor 101 verarbeitet und an einen der zwei Eingänge eines Schalters 8 angelegt. Das Ausgangssignal des Demodulators 200 für digital modulierte Signale wird in einem Digitaldecoder 201 decodiert und ebenfalls an den Schalter 8 angelegt. Abhängig von einem Steuersignal, das im weiteren beschrieben wird, wählt der Schalter 8 ein geeignet demoduliertes Ausgangssignal und legt es an einen Ausgangsanschluß 9 an.
Ein Signaldiskriminator 300 für digital modulierte Signale ist mit dem Demodulator 200 für digital modulierte Signale verbunden. Der Signaldiskriminator 300 für digital modulierte Signale erkennt, ob das Signal im Demodulator 200 für digital modulierte Signale normal ist. Trifft dies zu, so erkennt der Diskriminator 300, daß das momentane Eingangssignal digital modulierte Signale enthält. Der Diskriminator 300 schaltet den Schalter 7 aus und steuert den Schalter 8, so daß dieser das Ausgangssignal des Digitaldecoders 201 wählt. Wird erkannt, daß das momentan empfangene Signal kein digital moduliertes Signal enthält, so schaltet der Signaldiskrimina tor 300 für digital modulierte Signale den Schalter 7 ein und steuert den Schalter 8 so, daß er das Ausgangssignal des Signalprozessors wählt.
Da der erfindungsgemäße Empfänger wie beschrieben aufgebaut ist, kann er eine Frequenzregelschleife automatisch betreiben bzw. öffnen, und er kann ein geeignetes Demodulatorausgangssignal wählen. Damit ist der Empfänger bequem zu verwenden.
Es werden nun vier Beispiele für den Signaldiskriminator 300 für digital modulierte Signale beschrieben.
Der Signaldiskriminator 300 für digital modulierte Signale geht davon aus, siehe Fig. 7(A), daß periodisch (mit der Periode T) ein Synchronisierwort auftritt, das eine geringe Korrelation zu den anderen Daten aufweist, und das in digital codierte Video- oder Audiodatensequenzen eingefügt ist. Wird das Synchronisierwort erkannt, so wird bestimmt, daß das Eingangssignal ein digital moduliertes Signal enthält. Enthält das Eingangssignal das digital modulierte Signal, so bedeutet dies, daß ein Synchronisierwort periodisch in seinem demodulierten Ausgangssignal auftritt. Erscheint das Synchronisierwort nicht, so kann man feststellen, daß keinerlei festgelegte digital modulierte Signale empfangen werden. D. h., es wird ein analog moduliertes Signal empfangen.
Fig. 7(B) zeigt ausführlich die Anordnung des Signaldiskriminators 300 für digital modulierte Signale. Am Eingangsanschluß 301 wird das demodulierte Ausgangssignal (Ausgangssignal aus einem Datenidentifizierer) aus dem Demodulator 200 für digital modulierte Signale eingegeben. Das in den Eingangsanschluß 301 eingegebene Signal wird dem Digitaldecoder 201 über einen Ausgangsanschluß 302 zugeleitet. Das Signal wird auch in den Synchronisierwortdetektor 303 einge geben, der ein im demodulierten Ausgangssignal enthaltenes Synchronisierwort erkennt, indem er das demodulierte Ausgangssignal mit einem Bezugsmuster (dem Synchronisierwortmuster) vergleicht. Die Erkennung wird mit einer Musterkorrelationsvorrichtung oder einer ähnlichen Einrichtung ausgeführt. Treten keine Übertragungsbitfehler durch Rauschen oder ähnliche Einflüsse auf, so erhält man das Erkennungsausgangssignal exakt in einem periodischen Intervall. Da im allgemeinen jedoch einige Bitfehler auftreten, wird die endgültige Erkennung nach dem Bestätigen der Periodizität des Erkennungsausgangssignals ausgeführt. Dies heißt, daß der Synchronisierwortdetektor 303 einen Erkennungsimpuls ausgibt und ihn in einen Zähler 304 und einen Periodizitätserkenner 305 eingibt, wenn ein Synchronisierwort erkannt wird. Der Zähler 304 sagt die periodische Ankunft des Synchronisierworts voraus, erzeugt zum vorhergesagten Zeitpunkt einen Gateimpuls und gibt die Erkennung durch den Periodizitätserkenner 305 frei. Die Erkennung weist zudem eine Hystereseeigenschaft auf, und daher wird das Ausgangssignal des Periodizitätserkenners 305 zurückgekoppelt.
In der obigen Ausführungsform ist ein Beispiel beschrieben, in dem ein Synchronisierwort periodisch übertragen wird. Es ist jedoch nicht erforderlich, ein Synchronisierwort periodisch zu übertragen. In diesem Fall kann die Erkennung dadurch erfolgen, daß man feststellt, daß in einer festgelegten Beobachtungsperiode kein Synchronisierwort erkannt wird.
Die Ausführungsform des Signaldiskriminators 300 für digital modulierte Signale, siehe Fig. 8, zeigt eine Anordnung, die erkennt, ob das Eingangssignal ein digital moduliertes Signal enthält, wobei die Eigenschaft der Leitungscodierungen verwendet wird, d. h. der Fehlerkorrekturcodierungen bei der digitalen Datenübertragung. Fig. 8(A) zeigt Daten (Dn) mit Video- oder Audioinformation bei digitaler Übertragung und Prüfdaten (Pn) in der Blockcodierung. Bei der digitalen Da tenübertragung werden die Prüfdaten (Pn) zur Fehlerkorrektur wie gezeigt hinzugefügt. Die Übertragungsfehlerrate übersteigt den Bereich des Codekorrekturgebiets auch im normalen Empfangszustand nicht stark. Somit kann man die Anzahl der Fehlerbits pro Block, die für die Decodierung gefordert sind, in etwa als die Anzahl der Bitfehler bei der Übertragung ansehen. Wird ein festgelegtes digital moduliertes Signal mit festgelegter Leitungscodierung im normalen Empfangszustand eingegeben, so treten relativ wenig Fehlerbits pro Block auf. Wird jedoch ein analog moduliertes Signal eingegeben, so ist der Leitungsdecodiervorgang völlig sinnlos und die Bitfehler pro Block werden sehr zahlreich. Damit kann man erkennen, ob ein digital moduliertes Signal oder ein analog moduliertes Signal eingegeben wird, indem man feststellt, ob die Bitfehler relativ selten oder sehr zahlreich sind.
Fig. 8(B) zeigt ausführlich die Anordnung zum Entscheiden, ob das Eingangssignal ein digital moduliertes Signal enthält, wobei eine Bitfehlerrate verwendet wird. Das demodulierte Ausgangssignal aus dem Datenidentifizierer wird an einen Eingangsanschluß 311 angelegt. Das an den Eingangsanschluß 311 angelegte Signal wird zum Ausgangsanschluß 312 und zu einem Syndromberechner 313 geführt. Der Syndromberechner 313 dient zum Gewinnen eines Fehlermusters (Syndrom), das in einem Blockcode enthalten ist, und ist beispielsweise aus einem binären Codeteiler aufgebaut. Die Position des fehlerhaften Bits kann man aus dem Syndrom erkennen, das der binäre Codeteiler liefert, d. h., man kann eine Fehlerkorrektur ausführen. In diese Fall reicht es jedoch aus, die Bitfehleranzahl festzustellen. Daher wird das Syndrom in einen Fehlerzähler 314 eingegeben, um die Fehleranzahl festzustellen. Der Fehlerzähler 314 wird mit einem ROM (Read-Only Memory) verwirklicht, das Adreßeingänge entsprechend beispielsweise der Anzahl an Syndrombits aufweist, und dessen Ausgabebitanzahl gleich der Anzahl der größten Fehler ist. Das Ausgangssignal des Fehlerzählers 314 wird in einen Kontinuitätsdiskriminator 315 eingegeben, der nur dann entscheidet, daß das Signal keinerlei digital modulierte Signale enthält, wenn die große Fehleranzahl fortlaufend erkannt wird, damit tatsächliche Übertragungsfehler bis zu einem gewissen Grad erlaubt bleiben. Setzt sich der Zustand mit der großen Fehleranzahl fort, so erhält man am Ausgangsanschluß 316 ein Erkennungsflag, das anzeigt, daß das digital modulierte Signal empfangen wird. Den Kontinuitätsdiskriminator 315 kann man mit einem einfachen Zähler verwirklichen. In der bisherigen Erklärung wurde beschrieben, daß das Eingangssignal ein blockcodiertes Signal enthält. Das Eingangssignal kann jedoch auch ein nicht-blockcodiertes Signal enthalten, das mit einer Faltungstechnik verarbeitet wird.
Fig. 9 zeigt ein weiteres Beispiel des Signaldiskriminators 300 für digital modulierte Signale, der eine Anordnung zum Entscheiden enthält, ob das modulierte Eingangssignal ein digital moduliertes Signal enthält, und zwar mit Hilfe des Schleifenfilter-Ausgangssignals einer Trägerregenerier-PLL- Schaltung.
Fig. 9(A-a) und 9(A-b) zeigen, daß sich das QAM-Signal und das VSB-AM-Signal in der Spektrumform voneinander unterscheiden. Beim digital modulierten Signal wird das Spektrum eben, da die Frequenz allgemein zerhackt ist. Zudem ist die Trägerfrequenz in der Mitte des Frequenzbands vorhanden siehe (Fig. 9(A-a)). Fig. 9(A-b) zeigt das Spektrum des VSB-AM-Signals eines zusammengesetzten NTSC-Signals. Die Videoträgerfrequenz liegt 1,75 MHz unter der Mitte. Daher unterscheiden sich die Frequenzen der QAM- und der VSB-AM-modulierten Trägerfrequenzen um 1,75 MHz voneinander. Ist der Frequenzfehler beim Untersuchen des erfaßten Ausgangssignals groß, d. h., ist das Schleifenfilter-Ausgangssignal größer als eine vorgeschriebene Größe, so kann es besser sein, festzulegen, daß das modulierte Signal das VSB-AM-Signal enthält. Ist das Schleifenfilter-Ausgangssignal kleiner als die vorgeschrie bene Größe, so kann man feststellen, daß es das QAM-Signal enthält.
Fig. 9(B) zeigt ein Beispiel des Diskriminators. An einen Eingangsanschluß des Diskriminators wird das Schleifenfilter-Ausgangssignal der Trägerregenerier-PLL-Schaltung angelegt. Das Signal wird über einen Ausgangsanschluß 322 an einen D/A-Umsetzer in der PLL-Schaltung angelegt sowie an einen der Anschlüsse eines Komparators 323. Der Komparator 323 vergleicht das Eingangssignal A mit dem Bezugspegel B, bestimmt, ob A > B gilt, d. h., ob das Schleifenfilter-Ausgangssignal ein Signal enthält, das eine Trägerabweichung von ungefähr 1,75 MHz anzeigt, und gibt sein Identifizierungsflag über einen Ausgangsanschluß 324 aus.
Fig. 10 zeigt ein Beispiel für einen weiteren Signaldiskriminator 300 für digital modulierte Signale. Der Signaldiskriminator 300 für digital modulierte Signale nutzt die Tatsache aus, daß sich der Vektor des modulierten Signals bei QAM-Signalen und VSB-AM-Signalen unterscheidet. Fig. 10(A-a) und 10(A-b) zeigen normale Vektoren des modulierten Signals bei QAM-Signalen bzw. VSB-AM-Signalen. Fig. 10(A-a) zeigt die 16QAM-Signalsymbolphase, in der 16 Vektoren vorkommen. Fig. 10 (A-b) zeigt das Vektordiagramm, das das VSB-AM-Signal darstellt. Der Ergebnisvektor ist eine Summe V + C, die sich aus dem Vektor V zusammensetzt, der die Niederfrequenzanteile des mit beiden Seitenbändern übertragenen Videosignals darstellt, und dem Vektor C, der die Hochfrequenzkomponente darstellt, beispielsweise die Farbhilfsträgerkomponente des Videosignals mit einem einzigen übertragenen Seitenband. Da sich zudem die Trägerfrequenzen der beiden modulierten Signale voneinander unterscheiden, ist die Vektorrotation bei den jeweiligen Trägerfrequenzen zu 0º erklärt. Die Zeichnung zeigt, daß beim QAM-Signal die Vektoren des modulierten Signals in allen Phasenquadranten auftreten. Dagegen kommen beim VSB-AM-Signal die Vektoren des modulier ten Signals nur im ersten und vierten Quadranten vor. Treten daher Vektoren des modulierten Signals nur im ersten und vierten Quadranten auf, wenn man prüft, ob das modulierte Signal für eine festgelegte Zeitspanne auftritt, so kann man festlegen, daß das VSB-AM-Signal empfangen wird.
Fig. 10(B) zeigt den Diskriminator ausführlich. Der Demodulator für digital modulierte Signale ist mit einem Inphasedetektor und einem Quadraturphasendetektor ausgerüstet und kann das Inphase-Detektionsausgangssignal Q und das Quadraturphasendetektions-Ausgangssignal I ermitteln. Diese Detektionsausgangssignale Q und I werden in einen Datenidentifizierer eingegeben und in Phasendetektionsdaten umgesetzt. Im Diskriminator wird beispielsweise das Detektionsausgangssignal I so verwendet, daß es über einen Inverter 331 in einen Kontinuitätsdiskriminator 332 eingegeben wird.
Die Wahrheitstabelle zeigt, daß für das QAM-Signal das Signal I den Wert "1" annimmt, wenn der Vektor im ersten und vierten Quadranten auftritt, bzw. den Wert "0", wenn der Vektor im zweiten und dritten Quadranten auftritt. D. h., beim VSB-AM-Signal existiert kein Vektor im zweiten und dritten Quadranten; der zweite und der dritte Quadrant nehmen also niemals den Wert "1" an. Beim QAM-Signal dient daher das Signal I als Dateneingabe, die die Werte "0" und "1" aufweist. Beim VSB-AM-Signal sind die Daten fortlaufend im zweiten und dritten Quadranten vorhanden, und das Inverterausgangssignal nimmt stets den Wert "0" an. Nimmt man eine Übermodulation durch die Wirkung von Mehrwegstörungen (Geisterbilder) usw. an, so wird das VSB-AM-Signal in den Kontinuitätsdiskriminator 332 eingegeben. Im anderen Fall, wenn man annimmt, daß das QAM-Signal eingegeben wird, wird das Identifizierungsflag über einen Ausgangsanschluß 333 ausgegeben. Den Kontinuitätsdiskriminator kann man mit Hilfe eines Zählers realisieren.
Fig. 11 zeigt eine zweite Ausführungsform des erfindungsgemäßen Empfängers. Der Empfänger nach Fig. 11 ist so entworfen, daß er den Signalverarbeitungsmodus automatisch umschaltet, wenn entweder das QAM- oder das VSB-AM-Signal empfangen wird. Die Anzahl der gemeinsam verwendeten Elemente wurde so weit wie möglich erhöht, um beim Anwenden der Erfindung geringe Kosten zu erzielen. Gleiche Elemente in der Schaltanordnung, siehe Fig. 6, sind mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet.
In den Empfänger wird als Eingangssignal entweder ein festgelegtes analog oder digital moduliertes Signal eingegeben. Das modulierte Eingangssignal wird über den Hochfrequenzverstärker 2 in den Tuner 3 eingegeben. Dort wird es mit der abgegebenen Schwingung des Empfängeroszillators 4 gemischt und dann in ein Zwischenfrequenz(ZF)-Signal umgesetzt. In dieser Ausführungsform ist es nicht erforderlich, eine Frequenzregelschleife mit dem Empfängeroszillator 4 zu verbinden. Der Grund dafür, daß die Frequenzregelschleife überflüssig ist, wird später beschrieben. Das ZF-Signal wird über einen AGC-Verstärker 5 an einen Quadraturphasendetektor 401 und Inphasedetektor 402 angelegt. Das Empfängeroszillator-Ausgangssignal eines weiteren Empfängeroszillators 403 wird nicht nur direkt in einen Inphasedetektor 402 eingegeben, sondern über einen 90º-Phasenschieber 410 auch in einen Quadraturphasendetektor 401. Ein aus dem Quadraturphasendetektor 401 ausgegebenes Q-Signal und ein aus dem Inphasedetektor 402 ausgegebenes I-Signal werden jeweils in Analog-Digital(A/D)-Umsetzern 404 bzw. 405 in digitale Signale umgesetzt und dann in ein komplexes Filter 407 eingegeben. Weiterhin bevorzugt man, daß das eingegebene analog modulierte Signal mit einer Abtastrate in ein Digitalsignal umgesetzt wird, deren Frequenz mehr als das Zweifache der Signalbandfrequenz beträgt. Das eingegebene digital modulierte Signal wird dagegen mit einer Abtastrate mit einem symbolischen Mittelpunkts-Timing in ein Digitalsignal umgesetzt. Zu diesem Zweck wird ein Identifizierungsflag, an dem man erkennt, ob das Eingangssignal ein analog moduliertes Signal oder ein digital moduliertes Signal enthält, an einen Taktregenerierer 406 angelegt, der Takte für die A/D-Umsetzer 404 und 405 liefert. Das Identifizierungsflag erhält man aus dem Signaldiskriminator 300 für digital modulierte Signale, der bereits beschrieben wurde.
Die sehr nahe am Basisband liegenden Q- und I-Signale werden digitalisiert. Anschließend wird ihr Spektrum mit dem komplexen Filter 407 geformt. Für das 16QAM-Signal und ähnliche digital modulierte Signale verwendet man auf die Übertragungstrecke verteilte Roll-Off-Eigenschaften. Für das VSB-AM-Signal und ähnliche analog modulierte Signale verwendet man dagegen ein Nyquistfilter.
Fig. 12(A) zeigt die Spektrumformungseigenschaften für die QAM-Signale. Fig. 12(B) zeigt die Spektrumformungseigenschaften für die VSB-AM-Signale. Für die Spektrumformung der hier erwarteten QAM-Signale braucht man kein komplexes Filter zu verwenden, da die QAM-Signale für positive und negative Frequenzen symmetrisch sind. Es reicht aus, wenn man digitale Tiefpaßfilter mit den gleichen Eigenschaften für jedes der komplexen Signale I und Q verwendet. Die gewünschten Eigenschaften kann man jedoch auch erreichen, wenn man dem komplexen Filter geeignete Koeffizienten gibt. Da für das VSB-AM-Signal jedoch die Spektrumformungseigenschaften für positive und negative Frequenzen unsymmetrisch sind, siehe Fig. 12(B), ist ein komplexes Filter erforderlich, das die negative Frequenz in komplexen Zahlen ausdrücken kann. In dieser Ausführungsform wurden Schaltungsabschnitte, die gemeinsam für unterschiedliche Eingangssignalarten verwendbar sind, dadurch verwirklicht, daß man einen Koeffizienten mit einem Identifizierungsflag ändert, das man aus dem Signaldiskriminator 300 für digital modulierte Signale bekommt, so daß man für die Eingangssignale geeignete Filtereigenschaften erhält. In das komplexe Filter 407 wird nicht nur ein vollständig synchrondemoduliertes Signal eingegeben, sondern es wird auch die Frequenzverstimmung entfernt. Daher treten keine Abweichungen zwischen den Filtereigenschaften und der Signalfrequenz auf. Die Leistungsfähigkeit des Filters ist wichtig, da sie die Bitfehlerrate direkt beeinflußt, falls digital modulierte Signale eingegeben werden, und die Signalformverzerrung, falls analog modulierte Signale eingegeben werden. Das komplexe Filter kann man mit größerer Genauigkeit realisieren als herkömmliche Analogfilter (Filter und SAW-Filter, die aus Spulen, Übertragern, Kondensatoren usw. bestehen), da es aus Digitalschaltungen besteht.
Das Ausgangssignal des komplexen Filters 407 wird nun in einen komplexen Multiplizierer 408 eingegeben, der eine Phasensynchrondetektion ausführt. D. h., daß als Oszillatorfrequenz, die dem komplexen Multiplizierer 408 zugeführt wird, eine Trägerfrequenz eingegeben wird, die eine später beschriebene PLL-Schaltung regeneriert. Das Ausgangssignal des komplexen Multiplizierers 408 wird an den Taktregenerierer 406 und an den Datendiskriminator 409 angelegt. Im Taktregenerierer 406 wird ein zeitlicher Phasenfehler zwischen dem Takt und den Daten erkannt und damit die PLL-Schaltung für die Taktregenerierung gesteuert.
Weiterhin wird das Ausgangssignal des komplexen Multiplizierers 408 in eine Arcustangens(TAW&supmin;¹)-Schaltung 411 eingegeben. Die Arcustangens-Schaltung 411 erfaßt den Phasenfehler des modulierten Signals. Enthält das Eingangssignal ein digital moduliertes Signal, so erhält man für jedes modulierte Symbol eine Phasendifferenz zwischen dem modulierten Eingangssignal und der Empfängeroszillatorfrequenz. Enthält das Eingangssignal ein analog moduliertes Signal, so erhält man eine Phasendifferenz zwischen der Eingangsträgerkomponente (Linienspektrum) und der Empfängeroszillatorfrequenz. Das Phasenfehlersignal wird über einen Schleifenregler 412 in ein Schleifenfilter 413 eingegeben. Nach dem Glätten im Schleifenfilter 413 wird das geglättete Signal an den Frequenzregel-Eingangsanschluß eines numerisch gesteuerten Oszillators (NCO) 414 angelegt. Der NCO 414 erzeugt eine sogenannte Sägezahnkurve. Die geglättete Ausgabekurve wird an einen Sinusumsetzer 415 angelegt, der eine Sinuscharakteristik aufweist, und an einen Cosinusumsetzer 416, der eine Cosinuscharakteristik aufweist. Die Empfängeroszillator-Ausgangssignale des Sinusumsetzers 415 und des Cosinusumsetzers 416 werden als komplexes Sinuskurvensignal bzw. komplexes Cosinuskurvensignal an den komplexen Multiplizierer 408 angelegt. Die Schleife enthält eine Trägerregenerierungs-PLL.
Das in den Schleifenregler 412 eingegebene Ausgangssignal der Arcustangens-Schaltung 411 wird auch in einen Frequenzfehler(Δf)erkenner 417 eingegeben. Der Frequenzfehler- (Δf)erkenner 417 erkennt eine Frequenzverstimmung durch das Erfassen der Phasenänderungsgeschwindigkeit pro Zeiteinheit. Nach dem Glätten in einem zweiten Schleifenfilter 418 wird das Ausgangssignal des Detektors 417 in einem D/A-Umsetzer 419 in ein analoges Regelsignal umgesetzt und dann an den Frequenzregelanschluß des Empfängeroszillators 403 angelegt. Die Schleife enthält eine AFC-Schleife.
Der Schleifenregler 412 dient zum Betreiben der PLL und der AFC-Schleife, wobei er in gewissen Zeitintervallen umschaltet. Beginnt der Empfänger zu arbeiten, so gibt der Schleifenregler 412 die AFC-Schleife frei, um einen Frequenzfehler zu beseitigen; die PLL bleibt jedoch außer Betrieb. Erkennt der Schleifenregler 412, daß der Frequenzfehler ausreichend klein geworden ist, so beendet er seine Signalausgabe an die AFC-Schleife und speist statt dessen das Fehlersignal in die PLL ein, damit es den Träger regenerieren kann. Damit ist die Frequenzverstimmung beim Arbeitsbeginn der PLL beseitigt, und die Phase kann leicht und schnell synchronisiert werden. Zudem ist das komplexe Filter 407, das einen großen Verzögerungsfaktor hat, nicht in die Taktregenerierungs-PLL aufgenommen, so daß das komplexe Filter 407 die Taktregenerierungseigenschaften (insbesondere Phasensynchronisationsstörungen) nicht verschlechtert.
Tritt in dieser Ausführungsform eine Frequenzverstimmung im ZF-Signal auf, so kann die Frequenzverstimmung im Demodulator wie beschrieben beseitigt werden. Damit ist es überflüssig, wie beim herkömmlichen Abstimmverfahren für analog modulierte Signale eine Frequenzregelung für das Empfängeroszillatorsignal zu verwenden, und die Elemente bezogen auf den Schaltungsabschnitt werden vereinfacht und sehr wirksam.
Das Ausgangssignal des komplexen Multiplizierers 408 wird an den Datendiskriminator 409 und den Signalprozessor 101 angelegt. Der Datendiskriminator 409 enthält einen Symboldecoder für die digitale Modulation. Der Datendiskriminator 409 unterscheidet digital modulierte Signaldaten von den I- und Q-Signalen und legt das erkannte Signal an den Digitaldecoder 201 und den Signaldiskriminator 300 für digital modulierte Signale an. Im Digitaldecoder 201 werden hochleistungsfähig codierte Videosignale usw. decodiert.
Wird das analog modulierte Signal. d. h. das VSB-AM-Signal in den Empfänger eingegeben, so erhält man als I-Signal ein Synchrondemodulations-Ausgangssignal (auf der Seite der I-Achse). Dies ist dem in Fig. 10(A) dargestellten Spektrum deutlich zu entnehmen. Damit reicht es aus, das I-Signal dem Signalprozessor 101 zuzuführen, der eine Signalverarbeitung wie beispielsweise die Gleichanteilregenerierung usw. ausführt. Die Ausgangssignale des Signalprozessors 101 und des Digitaldecoders 201 werden auf den Schalter 8 geführt. Damit wählt der Schalter 8 ein geeignet demoduliertes Ausgangssignal, siehe Fig. 6.
Die obige Ausführungsform für unterschiedliche Modulationssysteme enthält wie beschrieben nicht einfach zwei Demodulatoren, sondern führt zwei Demodulationsfunktionen aus, die sich eine gemeinsame Schaltung teilen. Zudem sind alle Komponenten nach dem A/D-Umsetzer leicht zu digitalisieren, und sie sind dazu geeignet, mit stabilem Verhalten, hoher Genauigkeit und als integrierte Schaltungen realisiert zu werden. Anders ausgedrückt kann man kostengünstige Empfänger durch eine hohe Wirtschaftlichkeit, die Verringerung der Schaltelemente und dadurch erzielen, daß keine Abgleiche vorzunehmen sind.
Fig. 13 zeigt eine dritte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Empfängers. Gleichen Elementen der Ausführungsformen sind gleiche Bezugszeichen zugewiesen, siehe Fig. 11, so daß sie nicht mehr erklärt werden müssen. Unterschiedlich gegenüber der vorhergehenden Ausführungsform ist, daß ein komplexer Multiplizierer 421 zwischen den A/D-Umsetzern 404, 405 und dem komplexen Filter 407 bereitgestellt ist, und daß das Ausgangssignal des Δf-Detektors 417, der die AFC-Schleife bildet, über das Schleifenfilter 418 in den Frequenzregelanschluß eines numerisch gesteuerten Oszillators (NCO) 422 eingegeben wird, und daß ein Ausgangssignal des NCO 422 in einem Sinusumsetzer 423 und einem Cosinusumsetzer 424 in komplexe Signale umgesetzt wird, und daß die komplexen Signale in den komplexen Multiplizierer 421 eingegeben werden. In dieser Ausführungsform wirkt die AFC-Schleife nicht auf den Empfängeroszillator 403, der für den Quadraturphasendetektor und Inphasedetektor verwendet wird. In dieser Ausführungsform wirkt die AFC-Schleife, die den komplexen Multiplizierer 421 usw. enthält, als Frequenzumsetzer zum Beseitigen der Frequenzverstimmung.
In der vorhergehenden Ausführungsform wird die Frequenz des Ausgangssignals des Empfängeroszillators 403 geregelt, um eine Frequenzverstimmung zu beseitigen. Der Empfängeroszilla tor 403 muß ein relativ hochfrequentes Signal erzeugen und kann somit eine analoge Schaltung enthalten, in der Kapazitätsdioden usw. verwendet werden. Erweitert man den veränderbaren Frequenzbereich eines derartigen Oszillators, so wird die Frequenzstabilität der abgegebenen Schwingung im allgemeinen schlechter. Diese Ausführungsform stellt daher einen stabilisierten Empfängeroszillator bereit, der mit Hilfe von Digitalschaltungen anstelle von Analogschaltungen zum Ändern der Schwingfrequenz eine stabile abgegebene Schwingung erzielt.
Die obigen Ausführungsformen sind wie beschrieben in ihrem Schaltungsaufbau weitgehend digitalisiert, um eine bessere Stabilisierung und eine erhöhte Genauigkeit zu erreichen und eine Integration der Schaltungen zu vereinfachen. Man erreicht damit eine bessere Wirtschaftlichkeit und geringere Kosten des Empfängers.
Wie beschrieben sind die Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Empfängers, der zum Empfang der Rundfunk- und Übertragungssysteme eingerichtet ist, in denen analog und digital modulierte Signale vermischt vorliegen, in der Lage, automatisch die Modulationsart des empfangenen Signals zu erkennen, und sie können unabhängig von der Modulationsart des empfangenen Signals automatisch zu einem geeigneten Modus überwechseln. Damit sind die Ausführungsformen sehr bequem zu benutzen. Zudem verwendet man in diesen Ausführungsformen einen Demodulator gemeinsam zum Demodulieren sowohl der analogen als auch der digitalen Signale. Somit kann man den Empfänger kostengünstig bereitstellen. Ferner ist der Empfänger in industriellen Anwendungen sehr vorteilhaft.
In den Ausführungsformen werden das QAM-Signal und das VSB-AM-Signal als digital moduliertes Signal bzw. als analog moduliertes Signal betrachtet. Man ist jedoch nicht auf diese Signale beschränkt. Das FM-Signal und das QPSK-modulierte Si gnal werden ebenfalls als Analogsignal bzw. als digital moduliertes Signal übertragen. Somit liegen sie in manchen Fällen vermischt vor.
Fig. 14 zeigt eine vierte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Empfängers. Im Empfänger nach Fig. 14 werden verschieden modulierte Signale unterschieden, wenn sie miteinander vermischt vorliegen, und die Signalverarbeitung schaltet automatisch in einen geeigneten Modus um. Zudem wurden in dieser Ausführungsform so weit als möglich gemeinsame Schaltungen verwendet, um die Kosten des Empfängers zu senken.
Das am Eingangsanschluß 501 eingegebene QPSK-demodulierte Signal bzw. das FM-Signal wird in einem AGC-Verstärker 502 in seiner Verstärkung geregelt und anschließend in ein breitbandiges Bandpaßfilter 503 eingespeist. An den Regelanschluß des AGC-Verstärkers 502 wird aus einem Amplitudendetektor 518 ein Verstärkungsregelsignal angelegt. Das Signal wird im breitbandigen Bandpaßfilter 503 von Rauschen befreit und dann in einen Quadraturphasendetektor 504 und einen Inphasedetektor 505 eingegeben. Ein Empfängeroszillatorsignal aus einem Empfängeroszillator 506 wird über einen 90º-Phasenschieber 507 in den Quadraturphasendetektor 504 eingegeben. Das Empfängeroszillatorsignal aus dem Empfängeroszillator 506 wird auch direkt in den Inphasedetektor 505 eingegeben. Die Phasendetektions-Ausgangssignale aus den Detektoren 504 und 505 werden in Tiefpaßfilter (LPF) 508 und 509 eingegeben. Nach dem Entfernen der Hochfrequenzanteile in den Tiefpaßfiltern 508 und 509 werden die Phasendetektions-Ausgangssignale in die A/D-Umsetzer 511 bzw. 512 eingegeben und dort digitalisiert.
Die digitalisierten Signale werden an einen komplexen Multiplizierer 513 angelegt, um Frequenzumsetzungen auszuführen. Ein Empfängeroszillatorsignal aus einer später beschrie benen AFC-Schleife wird als Frequenzumsetzungsträger in den komplexen Multiplizierer 513 eingegeben. Die Frequenzumsetzungs-Ausgangssignale des komplexen Multiplizierers 513 werden in digitale Tiefpaßfilter (digitale LPF) 514 und 515 eingegeben, die jeweils die gleichen Übertragungseigenschaften haben.
Diesen digitalen Tiefpaßfiltern 514 und 515 wird ein QPSK/FM-Umwechselsignal zugeleitet, siehe unten. Die digitalen Tiefpaßfilter 514 und 515 wirken als Filter, die hochfrequente Anteile aus ihren Eingangssignalen entfernen, falls die Eingangssignale das FM-Signal enthalten. Enthalten die Eingangssignale dagegen das QPSK-modulierte Signal, so wirken sie als Filter, die Übertragungseigenschaften bereitstellen, die zum Verhindern einer gegenseitigen Störung der Symbole in der digitalen Datenübertragung nötig sind. In diesem Fall sind die Filter allgemein so entworfen, daß sie zusammen mit den senderseitigen Filtereigenschaften sogenannte Roll-Off- Eigenschaften besitzen. Daher formt man in den Ausgangssignalen det digitalen Tiefpaßfilter 514 und 515 das Spektrum der Detektionsausgangssignale so, daß jede Augenöffnungsrate der Detektionsausgangssignale einen ausreichend großen Wert hat.
Die Ausgangssignale der digitalen Tiefpaßfilter 514 und 515 werden in einen Taktregenerierer 516 eingegeben. Der Taktregenerierer 516 regeneriert einen Abtasttakt, der für die A/D-Umsetzer 511 und 512 verwendet wird. Der Taktregenerierer 516 regeneriert insbesondere mit Hilfe des später beschriebenen QPSK/FM-Umschaltsignals abhängig von der Art des modulierten Eingangssignals ausgewählt entweder einen Takt für das QPSK-modulierte Signal oder einen Takt für das FM-Signal. Enthält das Eingangssignal ein QPSK-moduliertes Signal, so werden aus dem Eingangssignal Symboltimingkomponenten entnommen. Anschließend wird den A/D-Umsetzern 511 und 512 ein Timingtakt in der Symbolmitte zugeführt. Enthält das Eingangs signal ein FM-Signal, so wird den A/D-Umsetzern 511 und 512 ein Takt zugeführt, der mehr als die doppelte Frequenz der Frequenzbandbreite des Eingangssignals aufweist.
Die Ausgangssignale der digitalen Tiefpaßfilter 514 und 515, die somit von den Hochfrequenzanteilen befreit sind, werden in einen komplexen Multiplizierer 517 eingegeben. Der komplexe Multiplizierer 517 kann eine Frequenzumsetzung im Basisband vornehmen, die völlig dem Vorgang gleicht, den der Frequenzumsetzer im Zwischenfrequenzband vornimmt, d. h. der Mischer. Der Grund für den Einsatz eines derartigen komplexen Multiplizierers liegt darin, daß bei einer Multiplikation mit ausschließlich reellen Zahlen und ohne komplexe Zahlen zwar ein Detektionsvorgang ausführbar ist, jedoch keine negativen Frequenzanteile ausgedrückt werden können, und man somit keinen allgemeinen Frequenzumsetzer erhält. Verwendet man einen komplexen Multiplizierer, so kann man negative Frequenzanteile als imaginäre Zahlen behandeln. Das Ausgangssignal des komplexen Multiplizierers 517 wird zur Amplitudenerkennung in einen Amglitudendetektor 518 eingegeben. Die Amplitudeninformation wird als Verstärkungsregelinformation für den AGC-Verstärker 502 verwendet, siehe oben. Die Ausgangssignale des komplexen Multiplizierers 517 werden auch in einen Phasendetektor 519 eingegeben. Der Phasendetektor 519 erkennt Phasenfehler zwischen seinen Eingangssignalen und dem QPSK-Symbol. Das Phasenfehlerinformations-Ausgangssignal aus dem Phasendetektor 519 wird in einen digitalen Datendetektor 521 eingegeben. Enthält das ZF-Signal das QPSK-modulierte Signal, so demoduliert der Digitaldatendetektor 521 die QPSK-Daten mit Hilfe der Phasenfehlerinformation und eines Phasenkorrektursignals aus dem Synchronisierwortdetektor 522, der unten beschrieben ist. Die demodulierten Daten aus dem QPSK-modulierten Signal werden dann durch einen Ausgangsanschluß 523 ausgegeben. Die demodulierten Daten werden auch in den Synchronisierwortdetektor 522 eingegeben. Der Synchronisierwortdetektor 522 erfaßt Synchronisierworte in den demodulierten Daten und liefert dann ein Phasenkorrektursignal an den Digitaldatendetektor 521.
Fig. 15 zeigt den Zustand, in dem ein Synchronisierwort (d. h. Daten, die eine geringe Korrelation zu den anderen Daten aufweisen) periodisch (mit einer Periode T) in eine digital codierte Videodatensequenz oder Audiodatensequenz eingefügt ist. Wird im Synchronisierwortdetektor 522 ein Synchronisierwort erkannt, so zeigt dies an, daß ein QPSK-demoduliertes Signal empfangen wird, und an einem Ausgangsanschluß 524 wird ein Identifizierungsflag ausgegeben, das den Empfang des QPSK-demodulierten Signals anzeigt. Wird kein Synchronisierwort erkannt, so wird am Ausgangsanschluß 524 ein Identifizierungsflag ausgegeben, das den Empfang des FM-Signals anzeigt. Mit dem Identifizierungsflag werden die Filtereigenschaften der oben beschriebenen digitalen Tiefpaßfilter auf Charakteristiken umgeschaltet, die an das empfangene modulierte Signal angepaßt sind. Zusätzlich wird die Taktfrequenz eines Taktregenerierers 516 ebenfalls umgeschaltet. Die Arbeitsweise einer PLL-Schaltung, die im folgenden beschrieben ist, wird ebenfalls umgeschaltet.
Das Ausgangssignal, das die Phasenfehlerinformation aus dem Phasendetektor 519 trägt, wird zum Trägererzeugen in ein PLL-Schleifenfilter 541 eingegeben. Das Ausgangssignal des PLL-Schleifenfilters 541 wird über einen Schalter 542 an den Frequenzregelanschluß eines numerisch gesteuerten Oszillators (NCO) 543 angelegt. Der Schalter 542 wird so gesteuert, daß er eingeschaltet bleibt, während ein QPSK-demoduliertes Signal empfangen wird, und ausgeschaltet, während ein FM-Signal empfangen wird. Der numerisch gesteuerte Oszillator 543 enthält einen kumulierenden Addierer, der einen Überlauf nicht verhindert. Er schwingt und führt den Additionsvorgang bis zu einem dynamischen Bereich aus, der einem Signal entspricht, das seinem Frequenzregelanschluß zugeführt wird. Seine Schwingfrequenz wird über den Wert des Steuersignals verän dert. D. h., der numerisch gesteuerte Oszillator 543 arbeitet genau in der gleichen Weise wie ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) in einer Analogschaltung. Der numerisch gesteuerte Oszillator 543 unterscheidet sich von einem allgemeinen VCO (spannungsgesteuerter Oszillator) dadurch, daß seine Schwingfrequenz äußerst stabil ist. Seine Stabilität ist besser als bei einem VCXO (spannungsgesteuerter Quarzoszillator), bei dem sogenannte Quarze eingebaut sind, und er besitzt einen breiten einstellbaren Frequenzbereich, der mit einem VCXO nicht zu erreichen ist. Das Ausgangssignal des numerisch gesteuerten Oszillators 543 wird in einen Sinusumsetzer 544 und einen Cosinusumsetzer 545 eingegeben, die jeweils eine Sinus- bzw. Cosinus-Datenumsetzcharakteristik ausweisen. Die Ausgangssignale des Sinusumsetzers 544 und des Cosinusumsetzers 545 werden in den komplexen Multiplizierer 517 eingegeben. Die Schleife umfaßt eine komplett digital aufgebaute Phase-Locked-Loop. Ist im PLL-Schleifenfilter 541 eine Schaltung enthalten, die ein komplettes Einheitssystem enthält, so ist der Frequenzeinrastbereich der PLL im Prinzip unendlich breit, und man kann ein ideales Verhalten der PLL realisieren. Das PLL-Schleifenfilter 541 wird mit einem Ausgangssignal (AFC/PLL-Umschaltsignal) aus einem Schleifenregler 560 ein- bzw. ausgeschaltet.
Der Schleifenregler 560 kann zwischen dem PLL-Betrieb und dem AFC-Betrieb umschalten; dies ist im folgenden erklärt.
Es wird nun die AFC-Schleife beschrieben. Das Ausgangssignal (Phasenfehlerinformation) des Phasendetektors 519 wird in einen Frequenzdetektor 531 eingegeben. Der Frequenzdetektor 531 erkennt einen Frequenzanteil (nämlich das FM-Signal) anhand der Phasenänderungen pro Zeiteinheit. Der Frequenzanteil wird in ein AFC-Schleifenfilter 551 und eine Deemphasisschaltung 532 eingespeist. Das Ausgangssignal des AFC-Schleifenfilters 551 wird über eine Halteschaltung 552 an den Fre quenzregelanschluß eines numerisch gesteuerten Oszillators (NCO) 553 angelegt. Das Ausgangssignal des numerisch gesteuerten Oszillators 553 wird in einen Sinusumsetzer 554 und einen Cosinusumsetzer 555 eingegeben, die jeweils eine Sinus- bzw. Cosinus-Datenumsetzcharakteristik aufweisen. Die Ausgangssignale des Sinusumsetzers 554 und des Cosinusumsetzers 555 werden in den komplexen Multiplizierer 513 eingegeben. Die Halteschaltung 552 wird mit dem AFC/PLL-Umschaltsignal aus dem Schleifenregler 560 gesteuert und läßt das Ausgangssignal des AFC-Schleifenfilters 551 durch, falls die AFC- Schleife gewählt ist, und hält das Signal, das aus dem AFC-Schleifenfilter 551 zugeführt wird, falls die PLL gewählt ist. Der Schleifenregler 560 ist so entworfen, daß er die AFC-Schleife für eine gewisse Zeit ab beispielsweise dem Zeitpunkt der Kanalwahl wählt, und anschließend die PLL.
Das Ausgangssignal (Frequenzanteil) des Frequenzdetektors 531 wird in die Deemphasisschaltung 532 eingegeben. Die Deemphasisschaltung 532 enthält eine Schaltung, deren Charakteristik der Preemphasis entgegengesetzt ist, die senderseitig durchgeführt wird, und die die Hochfrequenzanteile dämpft. Die Deemphasisschaltung 532 stellt das empfangene Signal so her, daß es wieder die ursprüngliche ebene Frequenzcharakteristik aufweist. Das Ausgangssignal der Deemphasisschaltung 532 wird in eine Klemmschaltung 533 und einen Synchronisationsabtrenner 537 eingegeben. Der Synchronisationsabtrenner 537 trennt das Synchronisiersignal vom Eingangssignal und liefert abhängig vom Synchronisiersignal Klemmimpulse an die Klemmschaltung 533. Auf diese Weise erfolgt die Gleichanteil-Regenerierung in der Klemmschaltung 533. Das gleichanteilregenerierte und FM-demodulierte Signal wird in einem D/A-Umsetzer 534 in ein Analogsignal umgesetzt und zu einem Ausgangsanschluß 536 für das FM-demodulierte Signal geführt.
Sind ein FM-Signal und ein QPSK-moduliertes Signal in der Satellitenübertragung oder im Satellitenrundfunk vermischt vorhanden, so können gemäß den beschriebenen Ausführungsformen Signale aus beiden Modulationsarten demoduliert werden. Zudem ist es möglich, das System in den Betriebszustand umzuschalten, der sich zum Demodulieren des modulierten Signals eignet, wobei automatisch unterschieden wird, ob man das FM-Signal oder das QPSK-modulierte Signal empfängt.
Die Erfindung kann wie beschrieben einen ganz besonders bevorzugten Empfänger bereitstellen, der adaptiv für Übertragungssysteme mit mehreren Signalen betreibbar ist.
Es wurden diejenigen Ausführungsformen beschrieben und erläutert, die derzeit als die bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung betrachtet werden. Für Fachleute ist klar, daß man verschiedene Änderungen und Abwandlungen vornehmen kann, und daß man Bauteile durch gleichartige Elemente ersetzen kann, ohne den Bereich der beigefügten Ansprüche zu verlassen. Zusätzlich kann man an den Lehren der Erfindung viele Abwandlungen vornehmen, um sich an eine besondere Situation oder ein besonderes Material anzupassen, ohne vom Grundgedanken abzuweichen. Daher ist beabsichtigt, daß die Erfindung nicht auf die besondere offenbarte Ausführungsform eingeschränkt ist, die als die beste Art betrachtet wird, die Erfindung auszuführen, sondern daß die Erfindung alle Ausführungsformen enthält, die in den Bereich der beigefügten Ansprüche fallen.

Claims

1. Empfänger zum ausgewählten Empfangen von Hochfrequenzsignalen einschließlich analog modulierter Hochfrequenzsignale und digital modulierter Hochfrequenzsignale, wobei der Empfänger umfaßt:

eine Zwischenfrequenzsignaleinrichtung (3) zum Auswählen eines Kanals des empfangenen Hochfrequenzsignals und zum Umsetzen der Hochfrequenzsignale im gewählten Kanal in Zwischenfrequenzsignale;

eine Demoduliereinrichtung zum Demodulieren der Zwischenfrequenzsignale, wobei die Demoduliereinrichtung ein erstes Demoduliersystem (100) zum Demodulieren von Zwischenfrequenzsignalen enthält, die den analog modulierten Hochfrequenzsignalen entsprechen, und ein zweites Demoduliersystem (200) zum Demodulieren der Zwischenfrequenzsignale, die den digital modulierten Hochfrequenzsignalen entsprechen, und die Demoduliereinrichtung abhängig von einem Steuersignal ausgewählt ein Ausgangssignal ausgibt, das entweder im ersten Demoduliersystem oder im zweiten Demoduliersystem demoduliert wird; und

eine Steuereinrichtung (300) zum Ausgeben des Steuersignals abhängig von einem Signal, das das zweite Demoduliersystem der Steuereinrichtung liefert, wobei das Steuersignal anzeigt, ob die Hochfrequenzsignale im Signalkanal analog modulierte Hochfrequenzsignale oder digital modulierte Hochfrequenzsignale sind,

dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger zudem eine ausgewählt schließbare Frequenzregelschleife (3, 4, 5, 6, 7) umfaßt, die einen Oszillator (4) enthält, der der Zwischenfrequenzsignaleinrichtung (3) ein Oszillatorsignal liefert, und daß die Frequenzregelschleife abhängig von dem Steuersignal geschlossen wird, das die Steuereinrichtung liefert, und daß die Frequenz des Oszillators geregelt wird, wenn die Frequenzregelschleife geschlossen ist.

2. Empfänger nach Anspruch 1, wobei die Frequenzregelschleife einen Frequenzfehlererkenner (6) enthält, der das Zwischenfrequenzsignal empfängt, das die Zwischenfrequenzsignaleinrichtung ausgibt, und einen durch das Steuersignal betätigten Schalter (7), der ausgewählt einen Ausgang des Frequenzfehlererkenners mit dem Oszillator (4) verbindet und dadurch die Frequenzregelschleife schließt und die Frequenz des Oszillators regelt.

3. Empfänger nach Anspruch 1, wobei das im zweiten Demoduliersystem demodulierte Signal ein Synchronwort enthält, das im voraus in die digital modulierten Hochfrequenzsignale gemultiplext wird.

4. Empfänger nach Anspruch 1, wobei das im zweiten Demoduliersystem demodulierte Signal eine Information enthält, die einen Übertragungsfehlerzustand anzeigt, der im zweiten Demoduliersystem auftritt, um Übertragungsweg-Codierdaten zu decodieren, die im voraus in die digital modulierten Hochfrequenzsignale gemultiplext werden.

5. Empfänger nach Anspruch 1, wobei das im zweiten Demoduliersystem demodulierte Signal eine Information enthält, die einen Betriebszustand eines Trägerrückgewinners zum Ausführen einer Synchrondetektion anzeigt.

6. Empfänger nach Anspruch 1, wobei die Zwischenfrequenzsignaleinrichtung umfaßt:

einen ersten Verstärker (2), der einen ersten Verstärkereingang und einen ersten Verstärkerausgang aufweist;

einen Tuner (3), der einen ersten Tunereingang und einen zweiten Tunereingang aufweist sowie einen ersten Tunerausgang, wobei der erste Tunereingang mit dem ersten Verstärker ausgang verbunden ist und der zweite Tunereingang an den Oszillator (4) angeschlossen ist; und

einen zweiten Verstärker (5), der einen zweiten Verstärkereingang und einen zweiten Verstärkerausgang aufweist, wobei der zweite Verstärkereingang mit dem ersten Tunerausgang verbunden ist und der zweite Verstärkerausgang an die Demoduliereinrichtung angeschlossen ist.

7. Empfänger nach Anspruch 6, wobei die analog modulierten Hochfrequenzsignale ein VSB-AM-Signal enthalten und die digital modulierten Hochfrequenzsignale ein QAM-Signal.

8. Empfänger nach Anspruch 7, zudem umfassend:

eine Frequenzumsetzeinrichtung zum Umsetzen des Zwischenfrequenzsignals in ein komplexes Basisbandsignal; und

eine Vorrichtung zum Ausführen entweder (1) einer Spektrumformung mit Hilfe eines komplexen Nyquistfilters und einer VSB-AM-Synchrondetektion, wenn das komplexe Basisbandsignal einem VSB-AM-demodulierten Signal entspricht, oder (2) eine vorgeschriebene Spektrumformung und eine Quadraturphasen-Synchrondetektion, wenn das komplexe Basisbandsignal einem QAM-demodulierten Signal entspricht.

9. Empfänger nach Anspruch 6, wobei die im ersten Demoduliersystem demodulierten Hochfrequenzsignale ein FM-moduliertes Signal enthalten und die im zweiten Demoduliersystem demodulierten Hochfrequenzsignale ein QPSK-Signal enthalten.

10. Empfänger nach Anspruch 9, ferner umfassend:

eine Einrichtung zum Umsetzen des Zwischenfrequenzsignals in ein komplexes Basisbandsignal;

eine Einrichtung zum Inphasedemodulieren des komplexen Basisbandsignals abhängig vom QPSK-modulierten Signal; und

eine Einrichtung zum Demodulieren des Zwischenfrequenzsignals abhängig vom FM-modulierten Signal durch das Berechnen einer Zeitdifferenz des inphasemodulierten Signals.