DE69313098T2

DE69313098T2 - Verfahren und einrichtung zur formatierung von zu übertragenden daten

Info

Publication number: DE69313098T2
Application number: DE69313098T
Authority: DE
Inventors: Brian Butler; Roberto Padovani; Edward Tiedemann; Lindsay Weaver
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1992-01-16
Filing date: 1993-01-19
Publication date: 1998-03-12
Anticipated expiration: 2013-01-20
Also published as: EP0621998A4; EP0621998A1; EP0621998B1; CN1874208A; CA2128327C; AU683597B2; ES2108260T5; BR9305758A; NO942670L; DE69605953T2; JPH07506469A; DE69313098D1; AU668378B2; HK1000689A1; ZA93290B; ES2108260T3; ES2140754T3; CN1874208B; PT730356E; EP0730356A2

Description

Hintergrund der Erfindung

I. Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf die Organisation von Daten zur Übertragung. Insbesondere bezieht sich die vorliegende Erfindung auf ein neuartiges und verbessertes Verfahren und eine Vorrichtung zuin Formatieren von Vocoder-Daten, Nicht-Vocoder-Daten und signalisierdaten zur Übertragung.

II. Beschreibung der verwandten Technik

Auf dein Gebiet der digitalen Kommunikation werden verschiedene Anordnungen von digitalen Daten zur Übertragung verwendet. Die Datenbits sind gemäß üblicherweise verwendeter Formate organisiert zur Übertragung über das Kommunikationsmedium.
Es ist daher ein Ziel der vorliegenden Erfindung, ein Datenformat vorzusehen, das die Kommunikation von verschiedenen Arten von Daten und von Daten mit verschiedenen Raten bzw. Geschwindigkeiten, die in einer strukturierten Form übertragen werden sollen, zu erleichtern.
US-A-4,291,409 lehrt ein Verfahren und eine Vorrichtung unter Verwendung von Spreizspektrumtechniken in einem Breitbandkommunikationssystem. Eine Vielzahl von Übertragungsstationen ist jeweils so ausgerüstet, daß sie ein Sendesignal liefert, das ein pseudozufallscodiertes, phasenmoduliertes Nachrichtensignal repräsentiert. Das Sendesignal wird durch ein Breitband geleitet, das anderen Zwecken gewidmete Wiederholer- bzw. Repeaterkanäle mit relativ schmaler Bandbreite umfaßt, und in Verbindung mit einem Kommunikationssatelliten verwendet wird, und zwar zu einer allgemein festen Empfängerstation hin. An der Empfängerstation wird das ankommende Signal (a) bezüglich des Codes angenommen und verfolgt, (b) bezüglich des Trägers angenommen und verfolgt, (c) phasenverriegelt mit dem lokalen Oszillator des Empfängers, und (d) kohärent demoduliert, um die gewünschten Daten zu extrahieren. Die Empfängerstation verwendet vorteilhafterweise mehrfache Empfangselemente, die jeweils ein pseudozufallssequenzcode-angepaßtes Filter besitzen, das die Code-Annahmezeit bedeutend vermindert, indem die Notwendigkeit zu erschöpfender Korrelation des ankommenden Signals mit einer Replika des Pseudozufallscodeworts an der Empfängerstation vermieden wird.
EP-A2-0 412 583 lehrt eine Steuereinheit bzw. einen Controller einer Time-Division-Multiple-Access-Kommunikationseinrichtung (TDMA-Kommunikationseinrichtung), die bzw. der alle Signalisier-, Synchronisations- und Überwachungsfunktionen steuert. Bei einem Ausführungsbeispiel arbeitet die Erfindung dahingehend, eine entfernte Kommunikationseinrichtung mit einem Vocoder und Puffermitteln zu steuern. Die entfernte Kommunikationseinrichtung wird freigegeben zum Betrieb als eine Melde-, Vollduplex- oder eine kombinierte Melde-/Vollduplex-Kommunikationseinrichtung. Bei einem anderen Ausführungsbeispiel wird eine Primärstation (Wiederholer bzw. Repeater) gesteuert zum Betrieb als ein Einzelfrequenz-Wiederholer (SFR) oder als ein Mehrfrequenz-TDMA-Wiederholer. Ein Kommunikationskanal ist unterteilt in Zeit-Unterschlitze, die verschiedenen Verwendern oder Benutzern zugeordnet werden können. Die Anzahl von Unterschlitzen, die einem gegebenen Verwender zugeordnet werden, hängt von der vom Verwender geforderten Sprachqualität ab. Bein Beginn eines Anrufs wählt der Verwender die erforderliche Sprachqualität. Für die Dauer des Anrufes wird die Sprache mit dieser festgelegten Rate codiert. Die codierte Sprache wird an einem Puffer geliefert. Der Puffer ist in der Lage, ausreichend codierte Daten zu halten, um einen Zeit-Unterschlitz zu füllen. Sobald der Puffer gefüllt ist, werden die Daten in den Unterschlitz gegeben zur Übertragung. Wenn der Verwender Sprach- und Digitaldaten liefern will, muß dies vor der Übertragung angegeben werden. Das Kommunikationssystem liefert dann ausreichend Unterschlitze, um die Sprechdaten mit festgelegter Rate zu tragen und sieht auch zusätzliche Unterschlitze vor, um die Digitaldaten mit fester Rate zu tragen. Wenn der Anruf beendet ist, werden dem Anrufer die Anzahl der verwendeten Unterschlitze berechnet.
WO 91/07030 lehrt ein verteiltes Sychronisationsverfahren für ein drahtloses Schnellpaketkommunikationsystem. Das verteilte Synchronisationsverfahren sieht eine Kombination aus sowohl Sprache als auch Daten in einer einzigen Schaltung unter Verwendung einer üblichen Paketstruktur vor. Es gestattet die dynamische Synchronisation von Paketen. Dies umfaßt nicht nur eine Bandbreite innerhalb der Sprach- oder Datenbereiche des Rahmens, sondern auch zwischen den Sprach- und Datenteilen.
Das Verfahren umfaßt die Erzeugung eines Satzes von Anhangbits (tail bits) zum Anhängen an Daten in einem Rahmen.

Zusammenfassung der Erfindung

Die vorliegende Erfindung ist ein neuartiges und verbessertes Verfahren und System zum Formatieren von digitalen Daten zur Kommunikation über ein Übertragungsmedium.
Bei Kommunikationssystemen ist es wichtig, ein Datenformat zu verwenden, das eine vollständige Kommunikation bzw. Übertragung von Daten zwischen Verwendern gestattet. Bei einem Kommunikationssystem, wie beispielsweise einem Code-Division-Multiple-Access-Kommunikationssystem (CDMA- Kommunikationssystem), bei dem es erwünscht ist, verschiedene Arten von Daten mit verschiedenen Raten zu übertragen, muß ein Datenformat gewählt werden, das maximale Flexibilität innerhalb einer vorbestimmten Struktur gestattet. Ferner ist es zur Maximierung der Resourcen erwünscht, ein Teilen (sharing) des Formats zu gestatten, um zu ermöglichen, daß verschiedene Arten von Daten gemeinsam organisiert werden. In solchen Situationen ist es notwendig, die Daten in einer Weise zu strukturieren, in der sie leicht gemäß der entsprechenden Art und Rate herausgezogen werden können.
Ein Verfahren und eine Vorrichtung sind vorgesehen zum Anordnen verschiedener Arten von Daten mit verschiedenen Raten, und zwar in ein einzigartig strukturiertes Format zur Übertragung. Die Daten sind vorgesehen als Vocoder- Daten oder verschiedene Arten von Nicht-Vocoder-Daten. Die Daten sind in Rahmen mit einer vorbestimmten Zeitdauer organisiert zur Übertragung. Die Datenrahinen sind abhängig von den Daten so organisiert, daß sie eine oder mehrere Datenraten aufweisen. Vocoder-Daten sind vorgesehen mit einer von mehreren Datenraten und sind in dem Rahmen gemaß dem vorbestimmten Format organisiert. Die Rahmen können formatiert werden, so daß ein Teilen (sharing) von Vocoder-Daten mit Nicht-Vocoder-Daten auf der höchsten Rahmendatenrate erfolgt. Nicht-Vocoder-Daten können so organisiert sein, daß sie auch auf der höchsten Rahmenrate sind. Zusätzliche Steuerdaten können innerhalb der Datenrahmen vorgesehen sein, um verschiedene Aspekte der Übertragung und Wiedergewinnung beim Empfang zu unterstützen.
Die Erfindung ist in ihrem breitesten Aspekt in den Ansprüchen 1 und 5 beschrieben, die mit Bezug auf WO 91/07030 als nächstkommendem Stand der Technik verfaßt wurden.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Die Merkmale, Ziele und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden deutlicher aus der folgenden genauen Beschreibung in Verbindung mit den Zeichnungen, in denen die gleichen Bezugszeichen durchgehend gleich verwendet werden, und in denen:
Fig. 1 ein Blockdiagramm ist, das ein Ausführungsbeispiel für einen Senderteil eines Transceivers (Sender/Empfänger) darstellt;
Fig. 2a-2h eine Reihe von Diagrammen sind, die Rahmendatenformate für die verschiedenen Datenraten, -arten und -modi darstellen;
Fig. 3 ein Diagramm ist, das eine beispielhafte Schaltungsausführung des CRC- und Anhang-Bitgenerators von Fig. 1 darstellt;
Fig. 4a-4e ein Flußdiagramm für das Formatieren von Datenrahmen sind;
Fig. 5a-5d in einer Reihe von Listen die Ordnung der Codesymbole in der Verschränkungsanordnung für Sendedatenraten von 9,6 bzw. 4,8 bzw. 2,4 bzw. 1,2 kbps darstellen;
Fig. 6a-6c ein Diagramm sind, das das Walsh-Symbol entsprechend jeder Codiersymbolgruppe darstellt;
Fig. 7 ein Blockdiagramm ist, das den Langcode-Generator von Fig. 1 zeigt,
Fig. 8a-8c eine Serie von Diagrammen sind, die Langcode- Masken für verschiedene Kanalarten zeigen; und
Fig. 9 eine Kennlinie ist, die das Frequenzansprechverhalten des Digitalfilters von Fig. 1 darstellt.
Genaue Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele Bezugnehmend auf die Zeichnungen zeigt Fig. 1 ein Ausführungsbeispiel eines Sendeteus 10 eines CDMA-Mobilstationstransceivers oder PCN-Telefons. In einem zellulären CDMA-Kommunikationssystem wird ein Vorwärts-CDMA- Kanal dazu verwendet, Information von der Zellenbasisstation zu der Mobilstation zu übertragen. Umgekehrt wird ein Rückwärts-CDMA-Kanal dazu verwendet, Information von der Mobilstation zu der Zellenbasisstation zu übertragen. Die Kommunikation bzw. Übertragung von Signalen von der Mobilstation kann charakterisiert werden in Form von Zugangskanal- oder Verkehrskanalkommunikation. Der Zugangskanal wird verwendet für kurze Signalisiernachrichten, wie beispielsweise Anruferzeugungen, Antworten auf Rufe und Registrierungen. Der Verkehrskanal wird verwendet zum Kommunizieren von (1) primärem Verkehr, welcher typischerweise Verwender- oder Benutzersprache umfaßt, oder (2) sekundärem Verkehr, typischerweise Verwender oder Benutzerdaten, oder (3) Signalisierverkehr, wie beispielsweise Befehls- und Steuersignalen, oder (4) einer Kombination von primärem Verkehr und sekundärem Verkehr, oder (5) einer Kombination von primärem Verkehr und Signalisierverkehr.
Der Übertragungs- oder Sendeteil 10 ermöglicht, daß Daten auf dem Rückwärts-CDMA-Kanal mit Datenraten von 9,6 kbps, 4,8 kbps, 2,4 kbps oder 1,2 kbps übertragen werden. Übertragungen auf dem Rückwärtsverkehrskanal können bei jeder dieser Datenraten erfolgen, während Übertragungen auf dem Zugangskanal mit der 4,8-kbps-Datenrate erfolgen. Der Übertragungsarbeitszyklus auf dem Rückwärtsverkehrskanal ändert sich mit der Übertragungsdatenrate. Insbesondere ist der Übertragungsarbeitszyklus für jede Rate in Tabelle I angegeben. Wenn sich der Arbeitszyklus für die Übertragung proportional zu der Datenrate ändert, ist die tatsächliche Schub- bzw. Burst-Übertragungsrate auf 28 800 Codesymbole pro Sekunde festgelegt. Da sechs Codesymbole als eines von 64 Walsh-Symbolen für die Übertragung moduliert werden, ist die Walsh-Symbolübertragungsrate auf 4800 Walsh-Symbole pro Sekunde festgelegt, was eine festgelegte Walsh-Chiprate von 307,2 kcps ergibt.
Alle Daten, die auf dem Rückwärts-CDMA-Kanal übertragen werden, werden vor der Übertragung faltungscodiert, blockverschränkt, durch eine 64-er Modulation moduliert und direkt-seguenz-PN-gespreizt. Die Tabelle I definiert die Beziehungen und Raten für Daten und Symbole für die verschiedenen Übertragungsraten auf dem Rückwärtsverkehrskanal genauer. Das Zahlenwerk ist identisch für den Zugangskanal mit der Ausnahme, daß die Übertragungsrate auf 4,8 kbps festgelegt ist und der Arbeitszyklus 100 % ist&sub0; Wie hierin im weiteren noch beschrieben wird, wird jedes auf dein Rückwärts-CDMA-Kanal übertragene Bit faltungscodiert unter Verwendung eines Rate-1/2-Codes. Daher ist die Codesymbolrate immer dreimal die Datenrate. Die Rate der Direktsequenzspreizfunktionen soll bei 1,2288 MHz festgelegt sein, so daß jeder Walsh-Chip durch genau vier PN-Chips gespreizt wird. Tabelle I
Der Übertragungs- und Senderteil 10 überträgt, wenn er in einem Modus funktioniert bzw. arbeitet, in dem Primärverkehr vorhanden ist, akustische Signale, wie beispielsweise Sprache und/oder Hintergrundgeräusche, als Digitalsignale über das Übertragungsmedium. Um die digitale Kommunikation bzw. Übertragung von akustischen Signalen zu erleichtern, werden diese Signale durch bekannte Techniken gesampelt und digitalisiert Beispielsweise wird in Fig. 1 Schall durch ein Mikrophon 12 in ein Analogsignal umgewandelt, welches dann durch ein Codec (Codierer/Decodierer) 14 in ein Digitalsignal umgewandelt wird. Das Codec 14 führt typischerweise einen Analog-zu-Digital- Umwandlungsprozeß aus unter Verwendung eines Standard-8-Bit/Mlaw-Formats. Als Alternative kann das Analogsignal in einem gleichförmigen Puls-Code-Modulationsformat (PCM- Format) direkt in eine digitale Form umgewandelt werden. In einem Ausführungsbeispiel verwendet das Codec 14 ein 8-kHz-Sampling und sieht eine Ausgabe von 8-Bit-Samples bei der Samplingrate vor, um eine 64-kbps-Datenrate zu realisieren.
Die 8-Bit-Samples werden von dem Codec 14 an den Vocoder 16 ausgegeben, wo ein µlaw/Uniformcode-Umwandlungsprozeß durchgeführt wird. Im Vocoder 16 werden die Samples in Rahmen von Eingangsdaten organisiert, wobei jeder Rahmen aus einer vorbestimmten Anzahl von Samples besteht. Bei einer bevorzugten Ausführungsform des Vocoders 16 besteht jeder Rahmen aus 160 Samples oder 20 msec von Sprache bei der 8-kHz-Samplingrate. Es sei bemerkt, daß andere Samp lingraten und Rahmengrößen verwendet werden können. Jeder Rahmen der Sprachsamples wird von dem Vocoder 16 mit variabler Rate codiert, wobei die sich ergebenden Parameterdaten in ein entsprechendes Datenpaket formatiert werden. Die Vocoderdatenpakete werden dann an einen Mikroprozessor 18 und zugehörige Schaltungen ausgegeben zum Übertragungsformatieren Der Mikroprozessor 18 umfaßt allgemein Programmanweisungen, die in einem Programmanweisungspeicher enthalten sind, einen Datenspeicher, und geeignete Schnittstellen- und Zubehörschaltungen, wie es in der Technik bekannt ist.
Eine bevorzugte Ausführung des Vocoders 16 verwendet eine Form der code-erregten linear vorhersagenden Codiertechniken (CELP-Codiertechniken Code-Excited-Linear- Predictive-Codiertechniken), um eine variable Rate bei den codierten Sprachdaten vorzusehen. Eine linear vorhersagende Codiereranalyse (LPC-Analyse = Linear- Predictive-Coder-Analyse) wird bei einer konstanten Anzahl von Samples durchgeführt, und die Pitch- und Codebook-Suchen werden durchgeführt bei sich ändernden Zahlen von Samples abhängig von der Übertragungsrate. Ein derartiger Vocoder mit variabler Rate ist in größerer Einzelheit beschrieben in WO 92/22891. Der Vocoder 16 kann implementiert werden in einer anwendungsspezifischen integrierten Schaltung (ASIC = application specific integrated circuit) oder in einem Digitalsignalprozessor.
Bei dem erwähnten Vocoder mit variabler Rate haben die Sprachanalyserahmen eine Länge von 20 msec, das bedeutet, daß die herausgezogenen Parameter an den Mikroprozessor 18 in einem Schub (burst) 50-mal pro Sekunde ausgegeben werden. Ferner wird die Datenausgangssrate verändert von ungefähr 8 kbps auf 4 kbps aur 2 kbps und auf 1 kbps.
Bei der vollen Rate, auch als Rate 1 bezeichnet, erfolgt eine Datenübertragung zwischen dem Vocoder und dem Mikroprozessor bei einer Rate von 8,55 kbps. Für die Daten der vollen Rate werden die Parameter für jeden Rahmen codiert und durch 160 Bits repräsentiert. Der Vollratendatenrahmen umfaßt auch eine Gleichheits- oder Pritätsprüfung (parity check) von 11 Bits, was ergibt, daß ein Rahmen bei voller Rate aus insgesamt 171 Bits besteht. Bei dem Vollratendatenrahmen wäre die Übertragungsrate zwischen dem Vocoder und dem Mikroprozessor bei fehlenden Paritätsprüfbits 8 kbps.
Bei halber Rate, auch als Rate 1/2 bezeichnet, erfolgt die Datenübertragung zwischen dem Vocoder und dem Mikroprozessor bei einer Rate von 4 kbps, wobei die Parameter für jeden Rahmen codiert sind unter Verwendung von 80 Bits. Bei der Viertelrate, auch als Rate 1/4 bezeichnet, erfolgt die Datenübertragung zwischen dem Vocoder und dem Mikroprozessor bei einer Rate von 2 kbps, wobei die Parameter für jeden Rahmen codiert sind unter Verwendung von 40 Bits. Bei der Achtelrate, auch als Rate 1/8 bezeichnet, erfolgt die Datenübertragung zwischen dem Vocoder und dem Mikroprozessor bei einer Rate von etwas weniger als 1 kbps, wobei die Parameter für jeden Rahmen codiert sind unter Verwendung von 16 Bits.
Zusätzlich kann keine Information (bzw. Nicht-Information) in einem Rahmen zwischen dem Vocoder und dem Mikroprozessor geschickt werden. Dieser Rahmentyp, auch als Leerrahmen bezeichnet, kann verwendet verden zum Signalisieren oder für andere Nicht-Vocoderdaten.
Die Vocoderdatenpakete werden dann an den Mikroprozessor 18 und den CRC- und Anhang-Bitgenerator 20 ausgegeben zur Vervollständigung der Übertragungsformatierung. Der Mikroprozessor 18 empfängt Pakete von Parameterdaten jede 20 msec zusammen mit einer Ratenanzeige für die Rate, mit dem der Rahmen von Sprachsamples codiert wurde. Der Mikroprozessor 18 empfängt auch, falls vorhanden, eine Eingabe von Sekundärverkehrdaten zur Ausgabe an den Generator 20. Der Mikroprozessor 18 erzeugt auch intern Signalisierdaten zur Ausgabe an den Generator 20. Daten, seien es Primärverkehrsdaten, Sekundärverkehrsdaten oder Signalisierverkehrsdaten, werden, sofern vorhanden, von dein Mikroprozessor 18 an den Generator 20 in jedem 20-msec-Rahmen ausgegeben.
Der Generator 20 erzeugt einen Satz von Paritätsprüfbits (parity check bits) oder zyklische Redundanzprüfbits (CRC-Bits = cyclic redundancy check bits), die beim Empfänger als eine Rahmenqualitätsanzeige verwendet werden, und hängt diese am Ende aller Voll- und Halbratenrahmen an. Für einen Vollratenrahmen erzeugt der Generator 20 unahängig davon, ob die Daten Vollraten- Primär-, -Sekundär- oder -Signalisierverkehr oder eine Kombination von Halbraten-Primär- und -Sekundärverkehr oder eine Kombination aus Halbraten-Primär- und -Signalisierverkehr sind, vorzugsweise einen Satz von CRC-Bits gemäß einem ersten Polynom. Für einen Halbratendatenrahmen erzeugt der Generator 20 auch einen Satz von CRC-Bits, vorzugsweise gemäß einem zweiten Polynom. Der Generator 20 erzeugt ferner für alle Rahmenraten am Ende des Rahmens einen Satz von Codierer-Anhangbits, die den CRC-Bits folgen, sofern vorhanden, oder die den Daten folgen, falls CRC-Bits nicht vorhanden sind. Weitere Einzelheiten des Betriebs des Mikroprozessors 18 und des Generators 20 werden hierin später beschrieben mit Bezug auf die Fig. 3 und 4.
Rückwärtsverkehrkanalrahmen, die vom Generator 20 mit der 9,6-kbps-Rate vorgesehen werden, sind 192 Bits lang und erstrecken sich über den 20 msec-Rahmen. Diese Rahmen bestehen aus einem einzigen Mischmodusbit (mixed mode bit), Hilfsformatbits, sofern vorhanden, Nachrichtenbits, einer 12-Bit-Rahmenqualitätsanzeige (CRC) und 8 Codierer- Anhangbits, wie in den Fig. 2a-2e gezeigt ist. Das Mischmodusbit soll während jedes Rahmens auf "0" gesetzt sein, in dem die Nachrichtenbits nur Primärverkehrsinformation sind. Wenn das Mischmodusbit "0" ist, besteht der Rahmen aus dem Mischmodusbit, 171 Primärverkehrbits, 12 CRC-Bits und 8 Codierer-Anhangbits.
Das Mischmodusbit wird auf "1" gesetzt für Rahmen, die Sekundär- oder Signalisierverkehr enthalten. In diesen Fällen ist das erste Bit nachfolgend nach dem Mischmodusbit ein Schubformatbit (burst format bit), das anzeigt, ob der Rahmen in einem "Blank-and-Burst"-Format oder in einem "Dim-and-Burst"-Format ist. Eine "Blank-and-Burst"- Operation ist eine solche, bei der der gesamte Rahmen für Sekundär- oder Signalisierverkehr verwendet wird, wogegen eine "Dim-and-Burst"-Operation eine solche ist, bei der sich Primärverkehr und entweder Sekundär- oder Signalisierverkehr den Rahmen teilen. Wenn das Schubformatbit eine "0" ist, dann ist der Rahmen im "Dim-and-Burst-Format", und wenn es eine "1" ist, dann ist der Rahmen im "Blank-and-Burst-Format".
Das zweite Bit, das auf das Mischmodusbit folgt, ist ein Verkehrstypbit (traffic type bit). Das Verkehrstypbit wird dazu verwendet um anzugeben, ob der Rahmen Sekundäroder Signalisierverkehr enthält. Wenn das Verkehrstypbit eine "0" ist, dann enthält der Rahmen Signalisierverkehr, und wenn es eine "1" ist, enthält der Rahmen Sekundärverkehr. Die Fig. 2b-2e zeigen das Schubformatbit und das Verkehrstypbit.
Wenn das Schubformatbit eine "0" ist, was "Dim-and-Burst" bedeutet, sind die zwei Bits, die nach dem Verkehrstypbit folgen, Verkehrsmodusbits (traffic mode bits). Diese Bits zeigen die Anzahl von Bits an, die für Primärverkehrsinformation verwendet werden, sowie die Anzahl von Bits, die entweder für Signalisier- oder für Sekundärverkehrsinformation innerhalb dieses Rahmens verwendet werden. Als Grundeinstellung ist nur der Verkehrsmodus "0" definiert, wobei alle anderen Verkehrsmodi für andere Bittypen und Nummern reserviert sind. Bezugnehmend auf die Fig. 2b und 2c werden in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel 80 Bits für Primärverkehr (Halbratenvocoderdatenpaket) verwendet, während 86 bzw. 87 Bits für Signalisier- bzw. Sekundärverkehr verwendet werden.
In Rahmen, in denen Signalisierverkehr vorhanden ist, ist das erste Bit des Signalisierteils des Rahmens ein Nachrichtenbeginnbit (SOM-Bit = start of message bit). Das SOM-Bit ist eine "1", wenn eine Rückwärtsverkehrkanalnachricht (Signalisiernachricht) bei dem folgenden Bit beginnt. Allgemein beginnt das erste Bit einer Rückwärtsverkehrkanalnachricht nicht irgendwo sonst in dem Rahmen außer nachfolgend nach dem SOM-Bit. Sollte jedoch der Rahmen einen Teil einer Nachricht enthalten, die in einem vorherigen Rahmen begonnen hat, ist das SOM- Bit eine "0". Wenn das SOM-Bit eine "0" ist, dann ist das folgende Bit ein Teil einer Nachricht, aber es ist nicht das erste Bit der vollständigen Nachricht.
Bei der bevorzugten Ausführungsform wird nur Primärverkehr in Rahmen mit Raten von 4,8 kbps, 2,4 kbps und 1,2 kbps übertragen. Mischmodusbetrieb wird allgemein nicht unterstützt bei anderen Raten als der 9,6-kbps-Pate, obwohl das System leicht so konfiguriert werden könnte. Die Rahmenformate für diese speziellen Raten sind in den Fig. 2f-2h gezeigt. Für die 4,8-kbps-Rate besitzt der Rahmen eine Länge von 96 Bits, wobei die Bits über die 20 msec- Zeitperiode des Rahmens verteilt sind, wie später noch beschrieben wird. Der 4,8-kbps-Ratenrahnen enthält 80 Primärverkehrbits, eine 8-Bit-Rahmenqualitätsanzeige (CRC) und 8 Codierer-Anhangbits. Für die 2,4-kbps-Rate hat der Rahmen eine Länge von 48 Bits, obei die Bits über die 20-msec-Zeitperiode des Rahmens verteilt sind, wie es später noch beschrieben wird. Der 2,4-kbps-Ratenrahmen enthält 40 Primärverkehrbits und 3 Codierer- Anhangbits. Für die 1,2-kbps-Rate hat der Rahmen eine Länge von 24 Bits, wobei die Bits über die 20-msec-Zeitperiode des Rahmens verteilt sind, wie es später noch beschrieben wird. Der 1,2-kbps-Ratenrahmen enthält 16 Primärverkehrbits und 8 Codierer-Anhangbits.
Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel werden die Zugangskanaldaten von dem Mikroprozessor 18 erzeugt für eine Übertragung mit einer Rate von 4,8 kbps. Als solche werden die Daten in einer identischen Weise zu den 4,8- kbps-Rahmenformatdaten erzeugt, wie beispielweise mittels Codieren, Verschränken und Walsh-Codieren. In dem für die 4,8-kbps-Daten verwendeten Codierschema werden redundante Daten erzeugt, und zwar unabhängig davon, ob es sich um Rückwärtsverkehrskanaldaten oder Zugangskanaldaten handelt. Anders als beim Rückwärtsverkehrskanal, wo redundante Daten bei der Übertragung eliminiert werden, werden beim Zugangskanal alle Daten, einschließlich redundanter Daten, übertragen. Einzelheiten der Übertragungsaspekte der Zugangskanaldatenrahmen werden später noch beschrieben.
Fig. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Elemente zum Formatieren der Daten gemäß Fig. 2a-2h. In Fig. 3 werden Daten vom Mikroprozesor 18 (Fig. 1) zum Generator 20 übertragen. Der Generator 20 besteht aus einem Datenpuffer und einer Steuerlogik 60, CRC-Schaltungen 62 und 64 und einer Anhangbitschaltung 66. Ein Ratenbefehl kann wahlweise zusammen mit den von dem Mikroprozessor gelieferten Daten vorgesehen bzw. geliefert werden. Die Daten werden für jeden 20-msec-Rahmen von dem Mikroprozessor zu der Logik 60 übertragen, wo sie vorübergehend gespeichert werden. Für jeden Rahmen kann die Logik 60 die Anzahl von Bits zählen, die von dem Mikroprozessor übertragen werden, oder als Alternative den Ratenbefehl und eine Zählung der Taktzyklen beim Formatieren eines Datenrahmens verwenden.
Jeder Rahmen des Verkehrskanals umfaßt eine Rahmenquahtätsanzeige. Für die Übertragungsraten von 9,6 kbps und 4,8 kbps ist die Rahmenqualitätsanzeige die CRC. Für die übertragungsraten von 2,4 kbps und 1,2 kbps wird die Rahmenqualitätsanzeige vorausgesetzt, da keine extra Rahmenqualitätsbits übertragen werden. Die Rahmenqualitätsanzeige unterstüzt zwei Funktionen beim Empfänger. Die erste Funktion besteht darin, die Übertragungsrate des Rahmens zu bestimmen, während die zweite Funktion darin besteht, zu bestimmen, ob der Rahmen fehlerhaft ist. Diese Bestimmungen werden im Empfänger durchgeführt durch eine Kombination von Decodiererinformation und den CRC- Überprüfungen (CRC-Checks).
Für die Raten von 9,6 kbps und 4,8 kbps wird die Rahmenqualitätsanzeige (CRC) auf der Grundlage aller Bits innerhalb des Rahmens berechnet mit Ausnahme der Rahmenqualitätsanzeige (CRC) selbst und der Codiereranhangbits. Die Logik 60 liefert die 9,6-kbps- und 4,8-kbps-Ratendaten an die CRC-Schaltungen 62 bzw. 64. Die Schaltungen 62 und 64 sind typischerweise als eine Sequenz von Schieberegistern, Modulo-2-Addierern (typischerweise Exklusiv-ODER-Gatter) und Schaltern aufgebaut, wie es dargestellt ist.
Die 9,6-kbps-Übertragungsratendaten verwenden eine 12- Bit-Rahmenqualitätsanzeige (CRC), die innerhalb des 192 Bit langen Rahmens übertragen wird, wie mit Bezug auf die Fig. 2a-2e beschrieben wurde. Wie in Fig. 3 für die CRC- Schaltung 62 dargestellt ist, ist das Generatorpolynom für die 9,6-kbps-Rate wie folgt:
g(x) = x¹²+x¹¹+x¹&sup0;+x&sup9;+x&sup8;+x&sup4;+x+1 (1)
Die 4,8-kbps-Übertragungsratendaten verwenden eine 8-Bit- CRC, die innerhalb des 96 Bit langen Rahmens übertragen wird, wie mit Bezug auf Fig. 2f beschrieben wurde. Wie in Fig. 3 für die CRC-Schaltung 64 gezeigt ist, ist das Generatorpolynom für die 4,8-kbps-Rate wie folgt:
g(x) = x&sup8;+x&sup7;+x&sup4;+x³+x+1 (2)
Anfangs werden alle Schieberegisterelemente der Schaltungen 62 und 64 auf eine logische Eins ("1") gesetzt durch ein Initialisierungssignal von der Logik 60. Ferner bringt die Logik 60 die Schalter der Schaltungen 62 und 64 in die obere Position.
Für die 9,6-kbps-Ratendaten werden die Register der Schaltung 62 dann 172-mal getaktet für die 172 Bits in der Sequenz von Primärverkehr-, Sekundärverkehr- oder Signalisierbits oder einer Mischung davon, und zwar zusammen mit den entsprechenden Modus/Formatanzeigebits, als Eingabe für die Schaltung 62. Nachdem 172 Bits durch die Schaltung 62 getaktet wurden, bringt die Logik 60 dann die Schalter der Schaltung 62 in die untere Position, wobei dann die Register der Schaltung 62 weitere 102-mal getaktet werden. Als Ergebnis der 12 zusätzlichen Takte der Schaltung 62 werden 12 zusätzliche Ausgabebits erzeugt, die die CRC-Bits sind. Die CRC-Bits werden in der berechneten Reihenfolge an das Ende der 172 Bits angehängt, und zwar als Ausgabe aus der Schaltung 62. Es sei bemerkt, daß die von der Logik 60 ausgegebenen 172 Bits, die durch die Schaltung 62 hindurchgehen, durch die Berechnung der CRC-Bits unbeeinflußt bleiben und somit von der Schaltung 62 in der gleichen Reihenfolge und mit dem gleichen Wert ausgegeben werden, wie sie eingetreten sind.
Für 9,6-kbps-Ratendaten werden Bits von der Logik 60 in die Schaltung 64 in der folgenden Reihenfolge eingegeben. Im Fall von ausschließlich Primärverkehr werden die Bits von der Logik 60 in die Schaltung 64 in der Reihenfolge eingegeben, daß die 171 Primärverkehrbits dem einzigen Mischmodusbit (MM-Bit) folgen. Für den Fall von "Dim-and -Burst" mit Primär- und Signalisierverkehr, werden die Bits von der Logik 60 an die Schaltung 64 in der folgenden Reihenfolge eingegeben: das einzelne MM-Bit, ein einzelnes Schubformatbit (BF-Bit), ein Verkehrstypbit (TT- Bit), ein Paar von Verkehrsmodusbits (TM-Bits), 80 Pn märverkehrbits, ein Nachrichtenbeginnbit (SOM-Bit) und 86 Signalisierverkehrbits. Für den Fall von "Dim-and-Burst" mit Primär- und Sekundärverkehr, werden die Bits von der Logik 60 in die Schaltung 64 in der folgenden Reihenfolge eingegeben: das einzelne MM-Bit, das einzelne BF-Bit, das TT-Bit, das Paar von TM-Bits, 80 Primärverkehrbits und 87 Signalisierverkehrbits. Für den Fall des "Blank-and- Burst"-Datenformats mit ausschließlich Signalisierverkehr werden die Bits von der Logik 60 an die Schaltung 64 in der folgenden Reihenfolge eingegeben: das einzelne MM- Bit, das einzelne BF-Bit, das TT-Bit, das SOM-Bit und 168 Signalisierverkehrbits. Für den Fall des "Blank-and- Burst"-Datenformats mit ausschließlich Sekundärverkehr, werden die Bits von der Logik 60 an die Schaltung 64 in der folgenden Reihenfolge eingegeben: das einzelne MM- Bit, das einzelne BF-Bit, das TT-Bit und 169 Signalisierverkehrbits.
In ähnlicher Weise werden für 4,8-kbps-Ratendaten die Register der Schaltung 64 80-mal getaktet für die 80 Primärverkehrsdatenbits oder für die 80 Zugangskanal-, datenbits, und zwar als Eingabe von der Logik 60 an die Schaltung 64. Nachdem die 80 Bits durch die Schaltung 64 getaktet wurden, schaltet die Logik 60 die Schalter der Schaltung 64 in die untere Position, wobei die Register der Schaltung 64 dann weitere 8-mal getaktet werden. Als Ergebnis der 8 zusätzlichen Takte der Schaltung 64 werden 8 zusätzliche Ausgabebits erzeugt, die die CRC-Bits sind. Die CRC-Bits werden in der berechneten Reihenfolge wiederum an das Ende der 80 Bits angehängt als Ausgabe von der Schaltung 64. Es sei wiederum bemerkt, daß die von der Logik 60 ausgegebenen 80 Bits, die durch die Schaltung 64 hindurchgehen, durch die Berechnung der CRC-Bits unbeeinflußt bleiben und somit von der Schaltung 64 in der gleichen Reihenfolge und mit dem gleichen Wert ausgegeben werden, wie sie eingetreten sind.
Die von der Schaltung 62 oder der Schaltung 64 ausgegebenen Bits werden an den Schalter 66 geliefert, der der Steuerung durch die Logik 60 unterliegt. Ebenso werden an den Schalter 66 die 40 und 16 Bits Primärverkehrsdaten eingegeben, die von der Logik 60 für 2,4-kbps- und 1,2- kbps-Datenrahmen ausgegeben wurden. Der Schalter 66 wählt zwischen der Lieferung einer Ausgabe an die Eingabedaten (obere Position) und Anhangbits mit dem Wert einer logischen Null ("0") (untere Position). Der Schalter 66 ist normalerweise in der oberen Position um zu gestatten, daß Daten von der Logik 60 und, falls vorhanden, von den Schaltungen 62 und 64 von dem Generator 20 an den Codierer 22 (Fig. 1) ausgegeben werden. Für 9,6-kbps- und 4,8-kbps-Rahmendaten schaltet die Logik 60, nachdem die CRC-Bits durch den Schalter 66 getaktet wurden, den Schalter für 8 Taktzyklen in die untere Position, um die 8 Anhangbits zu erzeugen, die alle eine Null sind. Somit umfassen für die 9,6-kbps- und 4,8-kbps-Datenrahmen die Daten als Ausgabe an den Godierer für den Rahmen die 8 Anhangbits angehängt nach den CRC-Bits. Für die 2,4-kbps- und 1,2-kbps-Datenrahmen schaltet die Logik 60 in ähnlicher Weise, nachdem die Primärverkehrbits von der Logik 60 durch den Schalter 66 getaktet wurden, den Schalter für 8 Taktzyklen in die untere Position um wiederum 8 Anhangbits zu erzeugen, die alle Null sind. Somit umfassen für die 2,4-kbps- und 1,2-kbps-Datenrahmen die Daten als Ausgabe an den Codierer für den Rahmen die 8 Anhangbits angehängt nach den Primärverkehrbits.
Die Fig. 4a-4e zeigen in einer Reihe von Flußdiagrammen den Betrieb des Mikroprozessors 18 und des Generators 20 beim Zusammensetzen der Daten in das offenbarte Rahmenformat. Es sei bemerkt, daß verschiedene Schemata implementiert werden können, um den verschiedenen Verkehrstypen und -raten Priorität zur Übertragung zu geben. In einer beispielhaften Ausführung kann, wenn eine Signalisierverkehrsnachricht verschickt werden soll, wenn Vocoder-Daten vorhanden sind, ein "Dim-and-Burst"-Format gewählt werden. Der Mikroprozessor 18 kann einen Befehl an den Vocoder 16 erzeugen, so daß der Vocoder Sprach- Sample-Rahmen mit der Halbrate codiert, und zwar unabhängig von der Rate, mit der der Vocoder normalerweise den Sample-Rahmen codieren würde. Der Mikroprozessor 18 setzt dann die Halbratenvocoderdaten mit dem Signalisierverkehr in den 9,6-kbps-Rahmen zusammen, wie es in Fig. 2b gezeigt ist. In diesem Fall kann die Anzahl der Sprachrahmen begrenzt werden, die mit der Halbrate codiert werden, um eine Verschlechterung der Sprachqualität zu vermeiden. Als Alternative kann der Mikroprozessor 18 warten, bis ein Halbratenrahmen von Vocoderdaten empfangen wird, bevor die Daten in das "Dim-and-Burst"-Format zusammengesetzt werden. Um eine rechtzeitige Übertragung der Signalisierdaten zu gewährleisten, kann in diesem Fall eine maximale Grenze für die Anzahl aufeinanderfolgender Rahmen bei einer anderen als der Halbrate gesetzt werden, bevor ein Befehl zum Codieren mit der Halbrate an den Vocoder geschickt wird. Sekundärverkehr kann auf ähnliche Weise in dem "Dim-and-Burst"-Format (Fig. 2c) übertragen werden.
Ähnlich ist der Fall für die "Blank-and-Burst"-Datenformate, wie sie in den Fig. 2d-2e dargestellt sind. Dem Vocoder kann befohlen werden, den Rahmen von Sprachsampeln nicht zu codieren, oder die Vocoderdaten werden durch den Mikroprozessor beim Aufbau des Datenrahmens ignoriert. Es gibt viele Möglichkeiten, eine Priorität zu setzen zwischen der Erzeugung von Rahmenformaten für Primärverkehr mit unterschiedlicher Rate, "Dim-and-Burst"- Verkehr und "Blank-and-Burst"-Verkehr. Bezugnehmend wiederum auf Fig. 1 werden somit 20-msec- Rahmen mit 9,6-kbps-, 4,8-kbps-, 2,4-kbps-und 1,2-kbps- Daten von dem Generator 20 an den Codierer 22 ausgegeben. Bei dem Ausführungsbeispiel ist der Codierer 22 vorzugsweise ein Faltungscodierer (convolutional encoder), was eine in der Technik bekannte Art von Codierer ist. Der Codierer 22 codiert vorzugsweise die Daten unter Verwendung eines Faltungscodes mit einer Rate 1/3, Einschränkungslänge (constraint length) k = 9. Beispielsweise ist der Codierer 22 aufgebaut mit Generatorfunktionen von g&sub0; = 557(octal), g&sub1; = 663(octal) und g&sub2; = 711(octal). Wie in der Technik bekannt ist, umfaßt Faltungscodieren die Modulo-2-Addition ausgewählter Abgriffe einer seriell zeitverschobenen, verzögerten Datensequenz. Die Länge der Datensequenzverzögerung ist gleich k-1, wobei k die Code- Einschränkungslänge ist. Da bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel ein Rate-1/3-Code verwendet wird, werden drei Codesymbole, und zwar die Codesymbole (c&sub0;), (c&sub1;) und (c&sub2;), erzeugt für jede Datenbiteingabe an den Codierer. Die Codesymbole (c&sub0;), (c&sub1;) und (c&sub2;) werden jeweils durch die Generatorfunktionen g&sub0;, g&sub1; und g&sub2; erzeugt. Die Codesymbole werden von dem Codierer 22 an den Blockverschränker 24 ausgegeben. Die Ausgabecodesymbole werden an den Verschränker 24 in der folgenden Reihenfolge geliefert: zuerst das Codesymbol (c&sub0;), danach das Codesymbol (c&sub1;) und schließlich das Codesymbol (c&sub2;). Der Zustand des Codierers 22 bei Initialisierung ist ein Zustand, bei dem alles auf Null ist. Ferner sieht die Verwendung von Anhangbits am Ende jedes Rahmen eine Zurücksetzung des Codierers 22 in einen Zustand vor, bei dem alles auf Null ist.
Die von dem Codierer 22 ausgegebenen Symbole werden an den Blockverschränker 24 ausgegeben, der unter der Steuerung des Mikroprozessors 18 eine Codesymbolwiederholung vorsieht. Unter Verwendung eines herkömmlichen freien Zugriffsspeichers (RAM), in dem die Symbole so gespeichert sind, wie sie durch den Mikroprozessor 18 adressiert wurden, können Codesymbole in einer Art und Weise gespeichert werden, daß eine Codesymbolwiederholungsrate erreicht wird, die sich mit dem Datenkanal ändert.
Für die 9,6-kbps-Datenrate werden Codesymbole nicht wiederholt. Bei der 4,8-kbps-Datenrate wird jedes Codesymbol einmal wiederholt, d. h. jedes Symbol tritt zweimal auf. Bei der 2,4-kbps-Datenrate wird jedes Codesymbol dreimal wiederholt, d. h. jedes Symbol tritt viermal auf. Bei der 1,2-kbps-Datenrate wird jedes Codesymbol siebenmal wiederholt, d. h. jedes Symbol tritt achtmal auf. Für alle Datenraten (9,6, 4,8, 2,4, und 1,2 kbps) ergibt die Codewiederholung eine konstante Codesymbolrate von 28 800 Codesymbolen pro Sekunde für die von dem Verschränker 24 ausgegebenen Daten. Bei dem Rückwärtsverkehrskanal werden die wiederholten Codesymbole nicht mehrere Male übertragen, wobei alle Codesymbolwiederholungen außer einer vor der tatsächlichen Übertragung gelöscht werden wegen des variablen Übertragungsarbeitszyklus, wie nachfolgend noch genauer beschrieben wird. Es sei bemerkt, daß die Verwendung von Codesymbolwiederholung als ein zweckmäßiges Verfahren zur Beschreibung des Betriebs des Verschränkers und eines Datenschubzufallsgenerators (data burst randomizer) im weiteren noch genauer beschrieben wird. Es sei ferner bemerkt, daß andere Ausführungen als solche, die Codesymbolwiederholung verwenden, leicht erstellt werden können, die das gleiche Ergebnis erreichen und im Bereich der Lehre der vorliegenden Erfindung bleiben.
Alle Codesymbole, die auf dem Rückwärtsverkehrskanal und dem Zugangskanal übertragen werden sollen, werden vor der Modulation und Übertragung verschränkt. Der Blockverschränker 24, der in bekannter Weise aufgebaut ist, liefert eine Ausgabe der Codesynbole über einen Zeitperode hinweg, die sich über 20 msec erstreckt. Die Struktur des Verschränkers ist typischerweise eine rechteckige Anordnung mit 32 Zeilen und 18 Spalten, d. h. 576 Zellen. Codesymbole werden spaltenweise in den Verschränker geschrieben, und zwar mit Wiederholung für Daten mit der 9,6-, 4,8-, 2,4- und 1,2-kbps-Rate, um die 32 x 18-Matrix vollständig zu füllen. Die Fig. 5a-5d zeigen die Anordnung von Schreibopertionen wiederholter Codesymbole in die Verschränkeranordnung für Datenübertragungsraten von 9,6, bzw. 4,8 bzw. 2,4 bzw. 1,2 kbps.
Rückwärtskanalcodesymbole werden aus dem Verschränker zeilenweise ausgegeben. Der Mikroprozesor 18 steuert auch das Adressieren des Verschränkerspeichers zur Ausgabe der Symbole in der richtigen Reihenfolge oder Ordnung. Die Verschränkerzeilen werden vorzugsweise in der folgenden Reihenfolge ausgegeben:
Zugangskanalcodesymbole werden von den Verschränker 24 auch zeilenweise ausgegeben. Der Mikroprozessor 18 stört wiederum die Adressierung des Werschränkerspeiches zur- Ausgabe der Symbole in der rächtigen Reihenhfolge oder Ordnung. Die Verschränkerzeilen werden in der folgenden Reihenfolge ausgegeben mit der 4,8-kbps-Rate für die Zugangskanalcodesymbole:
Es sei bemerkt, daß andere Codierraten, wie beispielsweise ein für den Vorwärtsübertragungskanal verwendeter Faltungscode mit der Rate 1/2, zusammen mit verschiedenen anderen Symbolverschränkungsformaten leicht erstellt werden können unter Verwendung der grundlegenden Lehre der vorliegenden Erfindung.
Bezugnehmend wiederum auf Fig. 1 werden die verschränkten Codesymbole von dem Verschränker 24 an den Modulator 26 ausgegeben. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel verwendet die Modulation für den Rückwärts-CDMA-Kanal eine 64-er Orthogonalsignalisierung. Das heißt, daß eines von 64 möglichen Modulationssymbolen für jeweils sechs Codesymbole übertragen wird. Das 64-er Modulationssymbol ist eines von 64 orthogonalen Wellenformen, die vorzugsweise unter Verwendung von Walsh-Funktionen erzeugt werden. Diese Modulationssymbole sind in den Fig. 6a-6c angegeben und sind mit 0 bis 63 numeriert. Die Modulationssymbole sind ausgewählt gemäß der folgenden Formel:
Modulationssymbolnummer = c&sub0;&sbplus;2c&sub1;+4c&sub2;+8c&sub3;+16c4+32c&sub5; (3)
wobei c&sub5; das letzte oder neueste und c&sub0; das erste oder älteste Codesymbol mit einem Binarwert ("0" und "1") repräsentiert, und zwar von jeder Gruppe von sechs Codesymbolen, die ein Modulationssymbol bilden. Die zur Übertragung eines einzigen Modulationssymbols erforderliche Zeitperiode wird als ein "Walsh-Symbol"-Tntervall bezeichnet und beträgt ungefähr 203,333 µs. Die nit einem 64-stel des Modulationssynbols assozuerte Zeitperiode wird als ein "Walsh-Chip" bezeichnet und ist ungefähr 3,2552083333... µs.
Jede Modulation oder jedes Walsh-Symbol wird von dem Modulator 26 an einen Eingang eines Modulo-2-Addierer- Exklusiv-ODER-Gatters 28 ausgegeben. Die Walsh-Symbole werden von dem Modulator ausgegeben mit einer Rate von 4800 sps, was einer Walsh-Chip-Rate von 307,2 kcps entspricht. Die andere Eingabe an das Gatter 28 wird geliefert von einem Langcodegenerator 30, der einen maskierten Pseudo-Rausch-Code (PN-Code = pseudonoise code) erzeugt, der als die Langcode-Sequenz bezeichnet wird, und zwar in Zusammenarbeit mit einer Maskenschaltung 32. Die von dem Generator 30 gelieferte Langcode-Sequenz ist auf einer Chiprate, die viermal die Walsh-Chip-Rate des Modulators 26 ist, d. h. eine PN-Chip-Rate von 1,2288 Mcps. Das Gatter 28 kombiniert die zwei Eingangssignale, um eine Datenausgabe mit der Chiprate von 1,2288 Mcps zu liefern.
Die Langcode-Sequenz ist eine Zeitverschiebung (time shift) einer Sequenz nit der Länge von 2&sup4;²-1 Chips und wird erzeugt durch einen in der Technik bekannten Lineargenerator unter Verwendung des folgenden Polynoms:
Fig. 7 zeigt den Generator 30 in weiterer Einzelheit. Der Generator 30 besteht aus einem Sequenzgeneratorabschnitt 70 und einem Maskierungsabschnitt 72. Der Abschnitt 70 beteht aus einer Sequenz von Schieberegistern und Nodule-2-Addierern (typischerweise Fxklusiv-ODER-Cattern), die miteinander gekoppelt sind, um einen 42-Bit-Code gemäß Gleichung 4 zu erzeugen. Der Langcode wird dann erzeugt durch Maskieren der von den Abschnitt 70 ausgegebenen 42- Bit-Zustandsvariablen mit einer 42 Bit breiten Naske, die von der Maskenschaltung 32 vorgesehen wird.
Der Abschnitt 72 besteht aus einer Serie von Eingabe-UND- Gattern 74&sub1;-74&sub4;&sub2;, deren einer Eingang vorgesehen ist zum Empfang eines jeweiligen Maskenbits der 42 Bit breiten Maske. Der andere Eingang jedes UND-Gatters 74&sub1;-74&sub4;&sub2; empfängt die Ausgabe eines entsprechenden Schieberegisters im Abschnitt 70. Die Ausgabe der UND-Gatter 74&sub1;-74&sub4;&sub2; wird modulo-2-addiert durch den Addierer 76, um eine Einzelbitausgabe für jeden 1,2288-MHz-Takt des Schieberegisters des Abschnitts 70 zu bilden. Der Addierer 76 ist typischerweise als eine kaskadierte Anordnung von Exklusiv- ODER-Gattern aufgebaut, wie es in der Technik bekannt ist. Daher wird die tatsächlich ausgegebene PN-Sequenz durch die Modulo-2-Addition aller 42 maskierten Ausgabebits des Sequenzgenerators 70 erzeugt, wie es in Fig. 7 gezeigt ist.
Die für das PN-Spreizen verwendete Maske kann variieren abhängig von dem Kanaltyp, auf dem die Mobilstation kommuniziert bzw. sendet und/oder empfängt. Bezugnehmend auf Fig. 1 wird eine Initialisierungsinformation vom Mikroprozessor 18 an den Generator 30 und die Schaltung 32 geliefert. Der Generator 30 spricht auf die Initialisierungsinformation zur Initialisierung der Schaltung an. Die Maske 32 ist ebenfalls ansprechend auf die mitialisierungsinformation, welche den vorzusehenden Maskentyp anzeigt, um eine 32-Bit-Maske auszugeben. Die Maskenschaltung 32 an sich kann als Speicher konfiguriert sein, welcher eine Maske für jeden Kommunikationskanaltyp enthält. Die Fig. 8a-8c sehen eine beispielhatte Definition der Maskierungsbits für jeden Kanaltyp vor.
Insbesondere wenn auf dem Zugangskanal kommuniziert wird, ist die Maske so definiert, wie es in Fig. 8a dargestellt ist. In der Zugangskanalmaske sind die Naskenbits N&sub2;&sub4; bis M&sub4;&sub1; auf "1" gesetzt; die Maskenbits M&sub1;&sub9; bis M&sub2;&sub3; sind auf die gewählte Zugangskanalzahl oder -nummer gesetzt; die Maskenbits M&sub1;&sub6; bis M&sub1;&sub8; sind auf den Codekanal für den zugehörigen bzw. assoziierten Paging- oder Rufkanal gesetzt, wobei der Bereich typischerweise von 1 bis 7 reicht; die Maskenbits M&sub9; bis M&sub1;&sub5; sind auf die Registrierungszone für die derzeitige Basisstation gesetzt; und die Maskenbits M&sub0; bis M&sub8; sind auf den Pilot-PN-Wert für den derzeitigen CDMA-Kanal gesetzt.
Bei Kommunikation auf dem Rückwärtsverkehrskanal ist die Maske so definiert, wie es in Fig. 8b dargestellt ist. Die Mobilstation verwendet einen von zwei Langcodes, die für die Mobilstation einzigartig bzw. bezeichnend sind: einen öffentlichen Langcode, der für die elektronische Seriennummer (ESN) der Mobilstation einzigartig ist; und einen privaten Langcode, der für jede mobile Identifikationsnummer (MIN) einzigartig ist, welche typischerweise die Telefonnummer der Mobilstation ist. In dem öffentlichen Langcode sind die Maskenbits M&sub3;&sub2; bis M&sub4;&sub1; auf "O" gesetzt, und die Maskenbits M&sub0; bis M&sub3;&sub1; sind auf den ESN-Wert der Mobilstation gesetzt.
Es wird ferner vorhergesehen, daß ein privater Langcode implementiert werden kann, wie es in Fig. 8c dargestellt ist. Der private Langcode wird zusätzliche Sicherheit vorsehen, indem er nur der Basisstation und der Mobilstation bekannt ist. Der private Langcode wird nicht unverschlüsselt über das Übertragungsmedium übertragen. Bei dem privaten Langcode sind die Maskenbits M&sub4;&sub0; bis M&sub4;&sub1; auf "0" bzw. "1" gesetzt; dagegen können die Maskenbits M&sub0; bis M&sub3;&sub9; gemäß einem vorbestimmten Zuordnungsschema gesetzt werden.
Mit Bezugnahme wiederum auf Fig. 1 wird die Ausgabe des Gatters 28 jeweils als Eingabe an eines von einem Paar von Modulo-2-Addierer-Exklusiv-ODER-Cattern 34 und 36 vorgesehen. Die andere Eingabe an jedes der Gatter 34 und 36 sind zweite und dritte I- und Q-Kanal-PN-Sequenzen "Kurzcodes" ("short codes"), die jeweils von I- und Q- Kanal-PN-Generatoren 38 und 40 erzeugt werden. Der Rückwärtszugangskanal und der Rückwärtsverkehrskanal werden daher vor der tatsächlichen Übertragung OQPSK- gespreizt. Dieses versetzte Quadraturspreizen des Rückwärtskanals verwendet die gleichen I- und Q-PN-Codes wie die I- und Q-Pilot-PN-Codes des Vorwärtskanals. Die von den Generatoren 38 und 40 erzeugten I- und Q-PN-Codes besitzen eine Länge von 2¹&sup5; und sind vorzugsweise die Null-Zeit-Versetzungscodes (zero-time offset codes) bezüglich des Vorwärtskanals. Zum Zwecke des besseren Verständnisses wird auf dem Vorwärtskanal für jede Basisstation ein Pilotsignal erzeugt. Jedes Basisstationspilotkanalsignal wird durch die I- und Q-PN-Codes wie eben erwähnt gespreizt. Die I- und Q-PN-Codes der Basisstation werden bezüglich einander versetzt (offset), und zwar durch ein Verschieben der Codesequenz, um eine Unterscheidung zwischen Basisstationübertragungen vorzusehen. Die Erzeugungsfunktionen für die I- und Q-PN- Kurzcodes sind wie folgt:
Die Generatoren 38 und 40 können auf bekannte Weise aufgebaut sein, um eine Ausgabe- oder Ausgangssequenz gemäß den Gleichungen (5) und (6) vorzusehen.
Die O-und Q-Wellenformen werden jeweils von den Gattern 34 und 36 ausgegeben, wo sie jeweils als Eingaben an Filter 42 und 44 mit Endlich-Impuls-Ansprechverhalten (FIR- Filter = finite impulse response filter) vorgesehen werden. Die FIR-Filter 42 und 44 sind Digitalfilter, die die sich ergebenden I- und Q-Wellenformen bezüglich der Bandbreite begrenzen. Diese Digitalfilter formen die I- und Q-Wellenformen derart, daß das sich ergebende Spektrum in einer gegebenen Spektralmaske enthalten ist. Die Digitalfilter besitzen vorzugsweise das in der folgenden Tabelle II gezeigte Impuls-Ansprechverhalten: Tabelle II
Die Filter 42 und 44 können gemäß bekannter Digitalfiltertechniken aufgebaut sein und sehen vorzugsweise ein Frequenz-Ansprechverhalten vor, wie es in Fig. 9 dargestellt ist.
Die binären Eingaben "0" und "1" an die Digitalfilter 42 und 44, die durch die PN-Spreizfunktlonen erzeugt wurden, werden in +1 bzw. -1 umgewandelt bzw. gemappt. Die Sample-Frequenz der Digitalfilter ist 4,9152 MHz = 4 x 1,2288 MHz. Eine zusätzliche binäre Eingabesequenz von "0" und "1" wird synchron mit den digitalen I- und Q- Wellenformen an jedem der Digitalfilter 42 und 44 geliefert. Diese besondere Sequenz, die als Maskierungssequenz bezeichnet wird, ist die von einem Datenschubzufallsgenerator (data burst randomizer) erzeugte Ausgabe. Die Maskierungssequenz multioliziert die binären I- und Q-Wellenformen, um eine ternäre Eingabe (-1, 0 und +1) an die Digitalfilter 42 und 44 zu erzeugen.
Wie vorher beschrieben wurde, ist die Datenübertragungsrate auf dem Rückwärtsverkehrskanal eine der Raten mit 9,6, 4,8, 2,4 oder 1,2 kbps und ändert sich auf einer Basis von Rahmen zu Rahmen. Da die Rahmen sowohl für den zugangskanal als auch für den Rückwärtsverkehrskanal auf eine Länge von 20 msec festgelegt sind, ist die Anzahl von Informationsbit pro Rahmen 192, 96, 48 oder 24 für Datenübertragungsraten von 9,6 bzw. 4,8 bzw. 2,4 bzw. 1,2 kbps. Wie oben beschrieben wurde, wird die Information codiert unter Verwendung eines Faltungscodierers mit einer Rate 1/3 und dann werden die Codesymbole mit einem Faktor von 1, 2, 4 oder 8 wiederholt für Datenraten von 9,6 bzw. 4,8 bzw. 2,4 bzw. 1,2 kbps. Die sich ergebende Wiederholungscodesymbolrate ist somit auf 28 800 Symbole pro Sekunde (sps) festgelegt. Dieser 28800-sps-Strom wird blockverschränkt wie oben beschrieben.
Vor der Übertragung wird der Rückwärtsverkehrskanal- Verschränker-Ausgabestrom durch ein Zeitfilter geführt, das eine Übertragung gewisser Verschränkerausgabensymbole und die Löschung anderer gestattet. Der Arbeitszyklus des Übertragungsgatters ändert sich somit mit der Übertragungsdatenrate. Wenn die Datenübertragungsrate 9,6 kbps ist, gestattet das Übertragungs oder Sendegatter, daß alle Verschränker-Ausgabesymbole übertragen bzw. gesendet werden. Wenn die Datenübertragungsrate 4,8 kbps ist, gestattet das Übertragungsgatter, daß eine Hälfte der 7erschränker-Ausgabesymbole übertragen wird, usw. Der Gatter-Prozeß (gating process) umfaßt das Teilen des 20- msec-Rahmens in 16 Perioden gleicher Länge (d. h. 1,25 msec), genannt Leistungssteuergruppen (power control groups). Gewisse Leistungssteuergruppen werden durchgelassen (gated on) {d. h. übertragen), während andere Gruppen gesperrt (gated off) (d. h. nicht übertragen) werden.
Die Zuweisung durchgelassener und gesperrter Gruppen wird bezeichnet als eine Datenschub-Zufallsgenerator-Funktion (data burst randomizer function). Die durchgelassenen Leistungssteuergruppen werden in ihren Positionen innerhalb des Rahmens pseudo-zurallsverteilt (pseudorandomized), so daß die tatsächliche Verkehrsbelastung auf dem Rückwärts-CDMA-Kanal gemittelt wird, unter der Annahme einer Zufallsverteilung der Rahmen für jeden Arbeitszyklus. Die durchgelassenen Leistungssteuergruppen sind derart, daß jede Codesymboleingabe an den Wiederholungsprozeß einmal ohne Wiederholung übertragen wird. Während der gesperrten Perioden überträgt die Mobilstation keine Energie, wodurch die Interferenz mit anderen Mobilstationen vermindert wird, die auf dem gleichen Rückwärts-CDMA-Kanal arbeiten. Dieses sogenannte Symbol-Gating erfolgt vor dem Übertragungsfiltern.
Der Übertragungs-Gating-Prozeß wird nicht verwendet, wenn die Mobilstation auf dem Zugangskanal sendet. Beim Übertragen bzw. Senden auf dem Zugangskanal werden die Codesymbole vor der Übertragung einmal wiederholt (jedes Symbol tritt zweimal auf).
Bei der Durchführung der Datenschubzufallsgeneratorfunktion erzeugt eine Datenschubzufallsgeneratorlogik 46 einen Maskierungsstrom von Nullen und Einsern, die die von der Codewiederholung erzeugten, redundanten Daten gemäß Zufall maskieren. Das Maskierungsstrommuster wird bestimmt durch die Rahmendatenrate und durch einen Block von 14 Bits, der aus der Langcodesequenz genommen wird, welche von dem Generator 30 erzeugt wird. Diese Naskenbits werden mit dem Datenfluß synchronisiert, und die Daten werden durch diese Bits anhand der Operation der Digitalfilter 42 und 44 selektiv maskiert. Innerhalb der Logik 46 wird die 1,2288 MHz-Langcodesequenzausgabe von dem Generator 30 an ein 14-Bit-Schieberegister eingegeben, das mit einer Rate von 1,2258 MHz verschoben wird. Die Inhalte dieses Schiebergisters werden exakt eine Leistungssteuergruppe (1,25 msec) vor jeder Rückwärtskanalverkehrsrahmengrenze in eine 14-Bit-Verriegelungsvorrichtung (latch) geladen. Die Logik 46 verwendet diese Daten zusammen mit der Rateneingabe von dem Mikroprozessor 18, um gemäß einem vorbestimmten Algorithmus die bestimmte(n) Leistungssteuergruppe(n) zu bestimmen, bei denen gestattet wird, daß die Daten zur Übertragung durch die Filter 42 und 44 hindurchgehen. Die Logik 46 gibt somit für jede Leistungssteuergruppe eine "1" oder "0" aus für jede gesamte Leistungssteuergruppe, und zwar abhängig davon, ob die Daten herausgefiltert werden sollen ("0") oder durchgelassen werden sollen ("1"). Der entsprechende Empfänger, der auch die gleiche Langcodesequenz und eine entsprechende für den Rahmen bestimmte Rate verwendet, bestimmt diejenige(n) Leistungssteuergruppe(n), in der bzw. in denen die Daten vorhanden sind.
Die I-Kanaldatenausgabe vom Filter 42 wird direkt an eine Digital-zu-Analog-Wandler- (D/A-Wandler-) und Anti- Umfaßt-Filter- (Anti-Aliasing-Filter-) Schaltung 50 geliefert. Die Q-Kanaldaten werden jedoch von dem Filter 44 an ein Verzögerungselement 48 ausgegeben, welches eine Zeitverzögerung in den Q-Kanaldaten von einem halben PN- Chip (406,9 nsec) bewirkt. Die Q-Kanaldaten werden von dem Verzögerungselement 48 an eine Schaltung 52 aus einem Digital-zu-Analog-Wandler (D/A-Wandler) und einem Anti- Umfaßt-Filter (Anti-Aliasing-Filter) ausgegeben. Die schaltungen 50 und 52 wandeln die Digitaldaten in eine analoge Form um und Filtern das Analogsignal. Die von den schaltungen 50 und 52 ausgegebenen Signale werden an einen Versetzungs-Quadratur-Phasenverschiebungs-Schlüssel-Modulator (OQPSK-Modulator = Offset Quadrature Phase Shift Key Modulator) 54 geliefert, wo sie moduliert werden und an eine HF-Sendeschaltung 54 ausgegeben werden. Die Schaltung 56 verstärkt und filtert das Signal und wandelt es zur Übertragung in eine höhere Frequenz um. Das Signal wird von der Schaltung 56 an eine Antenne 100 ausgegeben zur Übertragung an die Basisstation.
Es sei bemerkt, daß das Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung die Formatierung von Daten zur Modulation und Übertragung bezüglich einer Mobilstation beschreibt. Es sei bemerkt, daß die Datenformatierung die gleiche ist für eine Zellenbasisstation, jedoch kann die Modulation unterschiedlich sein.

Claims

1. Verfahren zum Formatieren von Digitaldaten in einem Datenrahmen zur Verwendung in einem digitalen Kommunikationssystem, in dem die Digitaldaten in Datenrahmen mit einer vorgewählten Zeitdauer übertragen werden, wobei die folgenden Schritte vorgesehen sind:

Vorsehen eines Satzes von Datenbits eines ersten Datentyps;

Erzeugen eines Satzes von Anhangbits (tail bits, T) zum Anhängen an den Satz von Datenbits des erwähnten ersten Datentyps; und

Vorsehen des erwähnten Satzes von Datenbits des ersten Datentyps und der erwähnten Anhangbits T in dieser Reihenfolge in dem erwähnten Datenrahmen; dadurch gekennzeichnet, daß

der erwähnte Satz von Datenbits des ersten Datentyps einen Bitzählerstand entsprechend einem einer Vielzahl von vorbestimmten Bitzählerständen besitzt; wobei dann, wenn der erwähnte Bitzählerstand ein höchster Bitzählerstand oder ein Zählerstand nächst zum höchsten Bitzählerstand der erwähnten Vielzahl von vorbestimmten Bitzählerständen ist, ein Satz von Paritätsprüfbits für den erwähnten Satz von Datenbits des ersten Datentyps erzeugt wird; und wobei dann, wenn der erwähnte Bitzählerstand der erwähnte höchste Bitzählerstand oder der Zählerstand nächst zum höchsten Bitzählerstand ist, in dem Datenrahmen der erwähnte Satz von Datenbits des ersten Datentyps, die Paritätsprürbits und die erwähnten Anhangbits (T) in dieser Reihenfolge vorgesehen werden.

2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei die folgenden Schritte vorgesehen sind:

Erzeugen eines Modusbits (mode bit, MM) mit einem ersten Bitwert (MM = 0), wenn der erwähnte Bitzählerstand des erwähnten Satzes von Datenbits des ersten Datentyps der erwähnte höchste Bitzählerstand ist; und

Vorsehen des erwähnten Modusbits (MM) mit dem erwähnten ersten Bitwert (MM = 0) in dem Datenrahmen, und zwar dem erwähnten Satz von Datenbits des ersten Datentyps vorausgehend.

3. Verfahren nach Anspruch 1, wobei ferner die folgenden Schritte vorgesehen sind:

Vorsehen eines Satzes von Datenbits eines zweiten Datentyps, wenn der Satz von Datenbits des ersten Datentyps den höchsten Bitzählerstand aufweist;

Erzeugen des erwähnten Satzes von Paritätsprüfbits für den erwähnten Satz von Datenbits des ersten Datentyps und den erwähnten Satz von Datenbits des zweiten Datentyps;

Erzeugen des erwähnten Satzes von Anhangbits (T) zum Anhängen an den Satz von Datenbits des ersten Datentyps und den Satz von Datenbits des zweiten Datentyps; und

Vorsehen des erwähnten Satzes von Datenbits des ersten Datentyps, des erwähnten Satzes von Datenbits des zweiten Datentyps, der Paritätsprüfbits und der Anhangbits (T) in dieser Reihenfolge in dem erwähnten Datenrahmen.

4. Verfahren nach Anspruch 1, wobei ferner die folgenden Schritte vorgesehen sind:

Vorsehen eines Satzes von Datenbits eines zweiten Datentyps, wenn der erwähnte Satz von Datenbits des ersten Datentyps den erwähnten höchsten Bitzählerstand aufweist;

Erzeugen eines Modusbits (mode bit, MM) mit einem zweiten Bitwert (MM = 1);

Erzeugen des erwähnten Satzes von Paritätsprüfbits für den Satz von Datenbits des ersten Datentyps und den Satz von Datenbits des zweiten Datentyps;

Vorsehen des erwähnten Modusbits (MM) mit dem zweiten Bitwert (MM = 1), des erwähnten Satzes von Datenbits des ersten Datentyps, des erwähnten Satzes von Datenbits des zweiten Datentyps, der Paritätsprüfbits und der Anhangbits (T) in dieser Reihenfolge in dem Datenrahmen.

5. Kommunikationssystem zum Übertragen von Information in Form einer Vielzahl von Digitaldatentypen, wobei folgendes vorgesehen ist:

Formatiermittel (18), ansprechend auf mindestens einen ersten Typ von Digitaldaten und einen zweiten Typ von Digitaldaten, zur Erzeugung eines Datenrahmens einschließlich eines Satzes von Datenbits; Bitgeneratormittel (20) verbunden mit den Formatiermitteln zum:

Erzeugen von Anhangbits (T) zum Anhängen an den Satz von Datenbits;

Vorsehen des Satzes von Datenbits und der Anhangbits in dieser Reihenfolge in dem Datenrahmen;

Modulationsmittel (26), verbunden mit den Bitgeneratormitteln (20), zur Erzeugung eines modulierten Datenrahmens durch Modulation des Datenrahmens gemäß einem Modulationsverfahren, und

Übertragungs- oder Sendemittel (56, 100), verbunden mit den Modulationsmitteln (26), zur Übertragung des modulierten Datenrahmens;

dadurch gekennzeichnet, daß die Bitgeneratormittel (20) ferner für folgendes vorgesehen sind:

Erzeugung von Paritätsprüfbits für den Satz von Datenbits ansprechend auf einen ersten speziellen Bitzählerstand von Datenbits eines ersten Datentyps in dem Satz von Datenbits; und

Vorsehen des Satzes von Datenbits, der Paritätsprüfbits, wenn der Satz von Datenbits den speziellen Bitzählerstand von Datenbits des ersten Datentyps aufweist, und der Anhangbits (T) in dieser Reihenfolge in dem Datenrahmen.

6. Kommunikationssystem nach Anspruch 5, wobei der erste spezielle Bitzählerstand ein höchster Bitzählerstand oder ein Zählerstand am nächsten zum höchsten Bitzählerstand ist.

7. Kommunikationssystem nach Anspruch 5, wobei die Bitgeneratormittel (20) ferner für folgendes vorgesehen sind:

Erzeugen eines Modusbits (mode bit, MM) ansprechend auf einen zweiten speziellen Bitzählerstand, wobei das Modusbit (MM) einen Typ von Datenbits in dem Satz von Datenbits anzeigt; und

Vorsehen des Modusbits (MM), der Datenbits, der- Paritätsprüfbits, wenn der Satz von Datenbits den ersten speziellen Bitzählerstand von Datenbits des ersten Datentyps umfaßt, und der Anhangbits (T) in dieser Reihenfolge in dem Datenrahmen.

8. Kommunikationssystem nach Anspruch 7, wobei die Bitgeneratormittel (20) ferner das Vodusbit (MM) auf einen ersten Zustand (MM = 0) einstellen, wenn der Satz von Datenbits nur Datenbits des ersten Datentyps enthält.

9. Kommunikationssystem nach Anspruch 8, wobei die Bitgeneratormittel (20) ferner das Modusbit (MM) auf einen zweiten Zustand (MM = 1) einstellen, wenn der Satz von Datenbits Datenbits eines zweiten Datentyps enthält.

10. Kommunikationssystem nach Anspruch 9, wobei die Bitgeneratormittel (20) das Modusbit (MM) auf einen zweiten Zustand (MM = 1) einstellen, wenn der Satz von Datenbits Datenbits des ersten Datentyps und Datenbits des zweiten Datentyps aufweist.

11. Kommunikationssystem nach Anspruch 9, wobei die Bitgeneratormittel (20) das Modusbit (MM) auf einen zweiten Zustand (MM = 1) einstellen, wenn der Satz von Datenbits nur Datenbits des zweiten Datentyps aufweist.

12. Kommunikationssystem nach Anspruch 9, wobei die Bitgeneratormittel (20) dazu dienen, das Modusbit auf den zweiten Zustand (MM = 1) einzustellen, wenn der Satz von Datenbits nur Datenbits des zweiten Datentyps und Datenbits eines dritten Datentyps aufweist.

13. Kommunikationssystem nach Anspruch 5, wobei ferner Vokodermittel (16) mit den Formatiermitteln (is) verbunden sind, und zwar zur Erzeugung des ersten Typs von Digitaldaten, wobei der erste Typ von Digitaldaten Datenbits des ersten Datentyps aufweist.

14. Kommunikationssystem nach Anspruch 9, wobei die Datenbits des ersten Datentyps Sprachinformation repräsentieren, und wobei die Datenbits des zweiten Datentyps Signalisierinfomation repräsentieren.

15. Kommunikationssystem nach Anspruch 9, wobei die Datenbits des ersten Datentyps Sprachinformation repräsentieren, nur die Datenbits des zweiten Datentyps Verwender- oder Benutzerdaten repräsentieren.

16. Kommunikationssystem nach Anspruch 5, wobei das Modulationsverfahren ein CDMA-Verfahren ist.

17. Kommunikationssystem nach Anspruch 5, welches Datenrahmen auf Vorwärts- und Rückwärtskanälen moduliert und überträgt, wobei ein Subsystem zur Erzeugung von Datenrahmen vorgesehen ist, welches folgendes aufweist:

die Formatiermittel (18) zur Erzeugung von Datenrahmen, wobei jeder Datenrahmen einen Satz von Verkehrsdatenbits enthält, wobei jeder Satz von Verkehrsdatenbits Datenbits eines oder mehrerer Datentypen enthält; und

die Bitgeneratormittel (20), die mit den Formatiermitteln (18) zur Erzeugung von Datenrahmen verbunden sind, wobei die Bitgeneratormittel (20) zu folgendem dienen:

Erzeugung eines Modusbits (mode bit, MM), welches Typen von Datenbits für jeden Datenrahmen mit dem höchsten Bitzählerstand anzeigt;

Erzeugung von Paritätsprüfbits für Verkehrsbits für jeden Datenrahmen mit einem höchsten Bitzählerstand oder einem Zählerstand nächst zu dem höchsten Zählerstand von Datenbits eines ersten Datentyps;

Erzeugung von Anhangbits (tail bits, T) zum Anhängen an Verkehrsdatenbits jedes Datenrahmens; und

Vorsehen von folgendem in jedem Datenrahmen in der jeweiligen Reihenfolge:

ein Modusbit, ein Satz von Verkehrsdatenbits, Paritätsprüfbits und Anhangbits (T) für jeden Datenrahmen mit dem höchsten Bitzählerstand;

ein Satz von Verkehrsdatenbits, Paritätsprüfbits und Anhangbits (T) für jeden Datenrahmen mit nur dem Zählerstand nächst dem höchsten Zählerstand; und

ein Satz von Verkehrsdatenbits und Anhangbits (T) für alle anderen Datenrahmen.

18. Kommunikationssystem nach Anspruch 17, wobei die Datenbits des ersten Datentyps Primärverkehrsdatenbits sind.

19. Kommunikationssystem nach Anspruch 17, wobei das Modusbit (MM) einen Satz von Verkehrsbits anzeigt, der folgendes enthält:

nur Datenbits des ersten Datentyps; oder

nur Datenbits eines zweiten Datentyps; oder

nur Datenbits eines dritten Datentyps; oder

nur Datenbits des ersten Datentyps und Datenbits des zweiten Datentyps; oder

nur Datenbits des ersten Datentyps und Datenbits des dritten Datentyps.

20. Kommunikationssystem nach Anspruch 19, wobei:

die Datenbits des ersten Datentyps Sprachdaten repräsentieren;

die Datenbits des zweiten Datentyps Signalisierdaten repräsentieren; und

die Datenbits des dritten Datentyps Verwender- oder Benutzerdaten repräsentieren.