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Die Erfindung bezieht sich auf eine
Differential-Komparatorschaltung, und insbesondere auf eine
Differential-Komparatorschaltung, die eine Kompensation für Unterschiede in den
elektrischen Eigenschaften von den Differentialkomparator bildenden
Transistoren enthält.
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Differentialverstärker finden breite Anwendung als
Komparatoren, (siehe z.B. US-A-4,749,955). Beispielsweise wird die
Eingangsstufe eines üblichen Differentialverstärker-Komparators
unter Verwendung von Eeldeffekttransistoren mit isoliertem Gate
(IGFETs) gebildet, wobei der Komparator üblicherweise einen
ersten und einen zweiten IGFET enthält, wobei die
Source-Elektroden gemeinsam mit einer gemeinsamen Stromquelle verbunden sind
und dem Gate des ersten IGFET ein Eingangssignal und dem Gate
des zweiten IGFET ein Bezugssignal zugeführt wird. Ein Problem
ergibt sich bei Verwendung des Differentialverstärkers als
Komparator, wenn das Ansprechverhalten der beiden IGFETs nicht
gleich und symmetrisch ist. Dies ist beispielsweise der Fall,
wenn die Schwellwertspannungen (d.h. die Gate-Source-Spannungen
VGS bei niedrigem Source-Drain-Strom) der beiden IGFETs bei
gleichen Vorspannungsbedingungen unterschiedlich sind. Je nach
dem, welcher Transistor die größere Schwellwertspannung hat, er
scheint das Eingangssignal größer oder kleiner als es
tatsächlich ist, was zu einem Fehler führt.
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Dieses Problem ist sehr ausgeprägt, wenn die verwendeten IG-
FETs, die zur Bildung des Komparators verwendet werden,
Dünnfilmtransistoren (TFTs) sind, die aus amorphem Silizium
bestehen. Die Schwellwertspannungen von TFTs oder IGFETs, die aus
amorphem Silizium bestehen, neigen durch die Verarbeitung und
andere Faktoren zu einer Ungleichförmigkeit und während des
Betriebes zu einer Verschiebung oder Drift, wenn sie
unterschiedlichen Beanspruchungspotentialen ausgesetzt werden. Aufgrund
dieser Eigenschaften werden Transistoren aus amorphem Silizium
normalerweise nicht zur Bildung eines Differentialkomparators
verwendet. Es gibt jedoch gewisse Systemanwendungen, bei denen
es hocherwünscht und/oder notwendig ist, solche Transistoren zu
verwenden. Eine dieser Anwendungen bezieht sich auf eine
Schaltung zur Ansteuerung von Flüssigkristallanzeigen. Amorphes
Silizium ist eine erwünschte Technologie zur Herstellung von
Flüssigkristallanzeigen, da dieses Material bei niedrigen
Temperaturen verarbeitet werden kann, was die Verwendung von üblichen,
ohne weiteres erhältlichen und preiswerten Substratmaterialien
erlaubt.
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Die Flüssigkristallanzeigen bestehen normalerweise aus einer
Matrix von Pixeln, die in Reihen und Spalten angeordnet sind.
Diese Pixel müssen durch Reihen- und Spalten-Ansteuerstufen
angesteuert werden, die ihrerseits durch Schalt- und
Steuer-Schaltungen angesteuert werden. Aus raumökonomischen Gründen und zur
Verminderung der Herstellungskosten ist es zweckmäßig, die
Steuer- und Schalt-Schaltungen, die die Reihen und Spalten der
Flüssigkristallanzeigeelemente ansteuern, gleichzeitig unter
Verwendung derselben Technologie herzustellen, die zur Bildung
der Flüssigkristallanzeige verwendet wird. Ferner ist es
erwünscht, die Steuer- und Schalt-Schaltung rund um den Umfang der
Flüssigkristallanzeige gleichzeitig mit der Bildung der
Flüssigkristallanzeige zu bilden. Daher bestehen zwingende
wirtschaftliche Gründe (unter anderem) zur Verwendung von Transistoren aus
amorphem Silizium bei der Entwicklung der Steuer- und Schalt-
Schaltungen einschließlich irgendwelcher Komparatorschaltungen.
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Wie nachfolgend noch im einzelnen erläutert wird, ist die
Erfindung des Anmelders auf eine Komparatorschaltung gerichtet,
die eine Kompensation für Unterschiede und Verschiebungen in den
Schwellwertpegeln der den Komparator bildenden Transistoren
enthält. Das Kompensationsschema der Erfindung ermöglicht die
Bildung eines genauen Komparators unter Verwendung von
Transistoren, die nicht gleichförmige und/oder sich ändernde
Eigenschaften haben, und der unter Anwendung bekannter Technologie
hergestellt werden kann und der IGFETs und/oder bipolare Transistoren
enthalten kann.
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Eine Komparatorschaltung gemäß der Erfindung ist im Anspruch
1 definiert. Dabei empfängt ein erster Transistor ein
Eingangssignal an seiner Gate-Elektrode, und ein zweiter Transistor
empfängt ein Bezugssignal an seiner Gate-Elektrode, und von einem
dritten Transistor liegt der Leitungsweg zwischen den Source-
Elektroden des ersten und zweiten Transistors, und es sind
Stromquellenmittel vorgesehen, die wahlweise überkreuz mit dem
dritten Transistor gekoppelt werden können, um einen
Vorspannungsstrom, den der erste und zweite Transistor führt,
vorzusehen und selbsttätig abzugleichen.
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In den beigefügten Zeichnungen, in denen gleiche Komponenten
mit gleichen Bezugsziffern bezeichnet sind, stellen dar:
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Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Systems, bei dem ein
die Erfindung verkörpernder Komparator
verwendewerden kann;
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Fig. 2 ein schematisches Schaltbild einer die Erfindung
verkörpernden Komparatorschaltung;
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Fig. 3 ein Diagramm mit Wellenformen, die der Schaltung
von Fig. 2 zugeordnet sind und
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Fig. 4 eine vereinfachte idealisierte Darstellung eines
Teils einer die Erfindung verkörpernden
Komparatorschaltung.
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Die Erfindung verkörpernde Schaltungen und Systeme können
unter Verwendung von Transistoren gebildet werden, die aus
amorphem Silizium bestehen, das eine geringe Mobilität, eine geringe
Verstärkung und nicht gleichförmige Schwellwertspannungen hat,
die mit der Zeit und der Spannungsbeanspruchung driften. Die
Verwendung solcher Transistoren wird durch die Notwendigkeit
diktiert, kostenwirksame Abtastschaltungen herzustellen, die
dasselbe Material verwenden wie die Komponenten eines
Flüssigkristall-Anzeigepaneels 160 in Fig. 1, mit dem sie
zusammenarbeiten sollen. Dieses Merkmal macht es möglich, daß die
Komponenten des Systems leichter integriert und preiswerter
hergestellt werden können.
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Zur Veranschaulichung kann ein die Erfindung verkörpernder
Komparator in einem System der in Fig. 1 dargestellten Art
verwendet werden. In Fig. 1 empfängt eine analoge Schaltung 110 ein
analoges Informationssignal, das die Daten darstellt, die von
einer Antenne 120 angezeigt werden sollen. Wenn das ankommende
Signal ein Fernseh-Videosignal ist, ist die analoge Schaltung
110 gleich der eines Norm-Fernsehempfängers bekannter Art. Die
Röhre ist jedoch durch eine Flüssigkristallanzeigevorrichtung,
wie hier beschrieben, ersetzt. Die analoge Schaltung 110 liefert
auf einer Leitung 130 ein analoge Daten enthaltendes Signal als
Eingangssignal an einen Analog-Digital-Konverter (A/D) 140. Das
Fernsehsignal von der analogen Schaltung 110 soll auf einer
Flüssigkristallanordnung 160 angezeigt werden, die aus einer
großen Zahl von Pixelelementen besteht, wie z.B. der
Flüssigkristallzelle 170a, die horizontal in m Reihen und vertikal in n
Spalten angeordnet sind. Die Flüssigkristallanordnung 160
enthält n Spalten und Datenleitungen 38, eine für jede vertikale
Spalte von Flüssigkristallzellen, und m Auswahlleitungen 180,
eine für jede horizontale Reihe von Flüssigkristallzellen.
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Der A/D-Konverter 140 enthält einen Ausgangsbus 190, um
Helligkeitspegel oder Grauwert-Codes an ein digitales
Speichermittel 210 zu liefern, das eine Vielzahl von Ausgangsleitungen 220
hat. Die Ausgangsleitungen 220 der digitalen Speichermittel 210
steuern die Spannungen, die den Datenleitungen 38 für die
Spalten der Flüssigkristallzellen 160a über die
Digital/Analog-Konverter (D/A) 230, Komparatoren 240 und Übertragungs-Gates N5
zugeführt werden. Jede Ausgangsleitung 220 steuert daher die der
Flüssigkristallzelle in einer bestimmten Spalte zugeführte
Spannung, wenn ein zugehöriges Transmissions-Gate N5 leitend ist,
und entsprechend der Abtastung der Auswahlleitungen 180. Eine
Anzeigevorrichtung, die Zähler verwendet, und eine bevorzugte
Ausführungsform der digitalen Speichermittel 210 in Form eines
Schieberegisters sind in den US-Patenten 4,766,430 und 4,742,346
beschrieben. Ein Bezugs-Rampengenerator 330 liefert ein Bezugs-
Rampen-Spannungssignal an eine Ausgangsleitung 270, die mit den
entpsrechenden Komparatoren 240 in allen Spalten von
Flüssigkristallzellen über eine Leitung 26 verbunden ist. Ein
Daten-Rampengenerator 340 liefert ein Daten-Rampensignal an die Spalten
von Pixelelementen durch die Verbindung einer Ausgangsleitung 37
mit jedem der Transmissions-Gates N5. In Fig. 1 sind die
Transmissions-Gates N5 Dünnfilmtransistoren, die mit den Ausgängen
der Komparatoren 240 durch Leitungen 31 verbunden sind.
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Im Betrieb werden digitalisierte Helligkeitssignale von den
digitalen Speichermitteln 210 den Digital/Analog-Konvertern 230
zugeführt, deren Ausgangsleitungen 310 mit einem Eingang eines
Komparators 240 durch eine Ausgangsleitung 310 verbunden sind.
Der Bezugs-Rampengenerator 330 liefert ein
Bezugs-Rampenpotential an den anderen Eingang jedes Komparators 240 über Leitungen
26. Das Bezugs-Rampensignal kann nicht-linear sein, um alle
Nicht-Linearitäten zu kompensieren, die in irgendeinem Teil des
Fernseh-Sende-, Empfangssystems oder von den Komparatoren 240
erzeugt werden. Wenn die Bezugs-Rampenspannung niedriger (höher)
als das von dem D/As 230 gelieferte Helligkeitssignal ist, ist
das Potential in den Ausgangsleitungen 31 der Komparatoren 240
hoch (niedrig), und die Transmissions-Gates N5 werden leitend
(nicht leitend) gemacht. Die Spannungen an den Ausgangsleitungen
31 dienen als Steuersignale für die Transmissions-Gates N5. Das
Daten-Rampensignal in der Leitung 37 von dem
Daten-Rampengenerator 340 wird jedem Pixelelement zugeführt, das sich innerhalb
der betätigten Reihe befindet, und das einem eingeschalteten
Transmissions-Gate N5 zugeordnet ist. Wenn der Pegel der Bezugs-
Rampenspannung den Pegel des Helligkeitssignals von dem D/A 230
erreicht, geht die Ausgangsleitung 31 des Komparators 240
niedrig und schaltet das zugeordnete Transmissions-Gate N5 aus. Das
dem ausgeschalteten Transmissions-Gate zugeordnete Pixelelement
wird daher auf den Pegel geladen, der durch das analoge
Helligkeitssignal von dem D/A 230 erzeugt wird.
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Es ist wichtig, daß die Komparatoren 240 genau auf die
Eingangssignale ansprechen. Ein Komparator, der in der Lage ist,
einen genauen Vergleich durchzuführen, selbst wenn die
Eigenschaften der den Komparator bildenden Transistoren nicht
gleichförmig sind und einer Verschiebung unterworfen sind, ist in Fig.
2 dargestellt.
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Gemäß Fig. 2 enthält der Komparator 240 eine analoge
Eingangssignal-Abtast- und Transferstufe 10, eine
Differential-Komparatorstufe 20 und eine Ausgangsstufe 30 zur Ansteuerung der
Spaltenleiter einer Flüssigkristallanzeige, z.B. der in Fig. 1
dargestellten Anordnung 160.
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Die Stufe 10 tastet an einem Eingangsanschluß 11 vorhandene
analoge Eingangssignale (INP) ab, um wahlweise ein abgetastetes
Signal dem Eingangsknotenpunkt 21 der Komparatorstufe 20
zuzuführen. Die Amplitude der analogen Eingangssignale (INP) kann in
einem Bereich von 0 bis 10 Volt liegen, was die Wellenform INP
in Fig. 3 zeigt. Das INP-Signal kann ein Fernsehsignal sein, das
über eine Leitung 310 von einem D/A-Konverter 230, wie in Fig. 1
dargestellt, oder von irgendeiner anderen bekannten Signalquelle
abgeleitet wird. Ein Lastausgleiches-Widerstand Rd, der
beispielsweise einen Wert von 100 kOhm haben kann, liegt zwischen
dem Anschluß 11 und Masse.
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Der Leitungsweg eines abtastenden Schalttransistors N11
liegt zwischen dem Anschluß 11 und einem Knotenpunkt 12. Ein
abtastender Kondensator C1 mit einer Kapazität von beispielsweise
1 Picofarad (pf) liegt zwischen dem Knotenpunkt 12 und einem
Anschluß 15, dem eine feste Gleichspannung VA zugeführt wird. Bei
einer besonderen Konstruktion wurde VA aus nachfolgend
erläuterten Gründen auf 6 Volt festgelegt. Ein Abtastsignal (SAMP) mit
der in Fig. 3 dargestellten Wellenform wird dem Gate von N11
zugeführt, um wahlweise das analoge Eingangssignal (INP)
abzutasten und C1 auf den Wert des INP-Signals aufzuladen. Bei einer
besonderen Ausführungsform enthält das SAMP-Signal einen positiv
verlaufenden Impuls, der während eines Abtastintervalls (z.B. t0
bis t1 in Fig. 3) von 0 auf 20 Volt ansteigt, und der sich über
eine Dauer von einer Mikrosekunde erstrecken kann.
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Der EIN-Widerstand des abtastenden Schalttransistors N11 ist
eine Funktion der Differenz zwischen dem Abtastspannungsimpuls
(d.h. 20 Volt) und der analogen INP-Spannung (0 bis 10 Volt),
die dem Anschluß 11 zugeführt wird. Der abtastende Transistor
N11 wird mit einem Abtastimpuls von 20 Volt übersteuert, um
sicherzustellen, daß er auf jeden Fall eingeschaltet wird, wobei
sein Leitungsweg während jedes Abtastintervalls auf einen
verhältnismäßig niedrigen Impedanzzustand gesteuert wird. Die
Zeitkonstante des Widerstands N11 und des Kondensators C1 ist
ausreichend kurz bemessen, um eine volle Aufladung des Kondensators
C1 auf den Wert des Eingangssignals INP während jedes
Abtastintervalls (z.B. eine Mikrosekunde) zu ermöglichen.
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Das in C1 gespeicherte abgetastete Signal wird anschließend
einem Eingangsknotenpunkt 21 des Differentialkomparators 20 über
den Leitungsweg eines Transfertransistors N12 zugeführt, der
zwischen dem Knotenpunkt 12 und dem Knotenpunkt 21 liegt. Ein
Transfersignal, das einen positiv verlaufenden Transferimpuls
(XFER) mit einer Amplitude von 20 Volt enthält, und der eine
Impulsbreite von 1 bis 2 Mikrosekunden hat, wie die Wellenform
XFER in Fig. 3 zeigt, wird der Gate-Elektrode von N12 zugeführt,
um ihn wahlweise einzuschalten und die Ladung von C1 zum
Eingangsknotenpunkt 21 der Stufe 20 zu übertragen. Der XFER-Impuls
koppelt in unerwünschter Weise eine schaltende Ladung auf die
Gate-Kapazität, die dem Eingangsknotenpunkt 21 des
Differentialkomparators zugeordnet ist. Die parasitäre Kapazität des
Eingangsknotenpunktes ist sehr gering (z.B. 0,15 Pf). Die Wirkung
des XFER-Impulses kann mittels eines phasenverschobenen
COMP-Impulses der als Wellenform COMP in Fig. 3 gezeigten Art
kompensiert werden, der dem Gate einer Vorrichtung N13 zugeführt wird.
Die Vorrichtung N13 ist ein Transistor, dessen Source-Drain-Weg
zum Knotenpunkt 21 kurzgeschlossen ist, um einen Kondensator
zwischen dem Knotenpunkt 21 und einem Anschluß 13 zu bilden, dem
der Kompensationsimpuls zugeführt wird. Der Leitungsweg eines
Transistors N14 liegt zwischen dem Knotenpunkt 21 und dem
Anschluß 15. Ein Z-Steuersignal, das einen positiv verlaufenden
Impuls mit der in Fig. 3 gezeigten Wellenform Z enthält, wird
dem Gate von N14 zugeführt. Wenn der Z-Impuls dem Gate des
Transistors N14 zugeführt wird, schaltet er den Transistor N14 ein
und bewirkt, daß ein Potential von VA Volt dem
Eingangsknotenpunkt 21 zugeführt wird. Das Leiten des Transistors N14 erlaubt
die anfängliche Voraufladung von C1 in Richtung auf VA Volt, was
die schlimmstmögliche Ausregelzeit für das analoge
Eingangssignal beschleunigt.
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Die Differential-Komparatorstufe 20 enthält einen
Eingangsanschluß 21, dem ein abgetastetes Eingangssignal (IN) zugeführt
wird, einen Bezugs-Eingangsanschluß 26, dem ein
Bezugs-Eingangs-Rampensignal (REFRAMP) mit der in Fig. 3 gezeigten Wellenform
zugeführt wird, und einen Ausgangsanschluß 25. Der Komparator 20
enthält einen ersten Transistor N1, dessen Gate-Elektrode mit
dem Eingangsknotenpunkt 21 verbunden ist, dessen Drain-Elektrode
mit einem Stromversorgungsanschluß 17 verbunden ist, dem VCC
Volt zugeführt wird, z.B. 20 Volt, und dessen Source-Elektrode
mit einem Knotenpunkt 23 verbunden ist. Die Source-Elektrode
eines zweiten Transistors N2 ist mit einem Knotenpunkt 24
verbunden, seine Drain-Elektrode ist mit einem Ausgangsknotenpunkt 25
verbunden, und seine Gate-Elektrode ist mit einem Anschluß 26
verbunden, dem das REFRAMP-Signal zugeführt wird. Der
Leitungsweg eines Rückkopplungs-Transistors NFB liegt zwischen den
Knotenpunkten 23 und 24. Die Source-Elektrode eines Transistors N4
ist mit dem Knotenpunkt 25 verbunden, seine Drain-Elektrode mit
dem Anschluß 17, und seine Gate-Eiektrode mit einem Anschluß 27,
dem ein Steuersignal (CONTROL) zugeführt wird, das ein positiv
verlaufender Impuls mit der in Fig. 3 dargestellten Wellenform
ist. Wenn das Steuersignal (CONTROL) von 0 Volt auf 20 Volt
ansteigt, veranlaßt es den Transistor N4, die Drain-Elektrode des
Transistors N2 auf eine Spannung zu laden, die dicht bei VCC
Volt liegt. Dies erfolgt unmittelbar vor und gleichzeitig mit
dem Einsetzen jedes XFER-Impulses.
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Die Transistoren N1 und N2 sind zusammengeschaltet, um einen
Differentialverstärker zu bilden, der modifiziert wird, um
Mittel zu enthalten, die weitgehend die Ströme durch N1 und N2 ins
Gleichgewicht bringen, wenn ihren Gate-Elektroden etwa gleiche
Potentiale zugeführt werden. Das Stromgleichgewicht in den
Transistoren N1 und N2 wird durch eine Schaltung erzeugt und
aufrechterhalten, die für die Stufe 20 eine Schwellwertkorrektur
und eine Driftkompensation vorsieht. Die Schaltung enthält einen
Transistor N1A, dessen leitender Weg zwischen dem Knotenpunkt 23
und einem Stromversorgungsanschluß 29 liegt, dem eine
Gleichstrom-(dc)-Betriebsspannung von z.B. -10 Volt zugeführt wird,
und einen Transistor N1B, dessen Leitungsweg zwischen dem
Knotenpunkt 24 und dem Anschluß 29 liegt. Der Leitungsweg eines
Transistors N2A liegt zwischen dem Knotenpunkt 24 und dem Gate
von N1A, und der Leitungsweg eines Transistors N2B liegt
zwischen dem Knotenpunkt 23 und dem Gate von N1B. Ein Kondensator
CA liegt zwischen dem Gate von N1A und dem Anschluß 29, und ein
Kondensator CB liegt zwischen dem Gate von N1B und dem Anschluß
29. Die Kondensatoren CA und CB können gesonderte Kondensatoren
oder die integrierten Gate-Kapazitäten von N1A bzw. N1B sein,
und sie können beispielsweise einen Wert von 0,1 Picofarad (pf)
haben. Ein Steuersignal Z (s. Fig. 3) wird den Gate-Elektroden
der Transistoren N2A und N2B zugeführt, wodurch sie gleichzeitig
in leitenden und nicht leitenden Zustand gebracht werden. Ein
Steuersignal ZB, das das Komplement des Z-Signals ist
(Wellenform ZB in Fig. 3), wird der Gate-Elektrode des
Transistors NFB zugeführt. Wenn demzufolge NFB leitend ist, sind N2A
und N2B nicht leitend und umgekehrt.
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Der Differentialverstärker 20 wird abwechselnd in einem
selbstabgleichenden Betrieb während eines selbstabgleichenden
Zeitintervalls oder einer selbstabgleichenden Phase betrieben,
und während eines folgenden Zeitintervalls oder einer folgenden
Phase, die auch als Komparatorphase bezeichnet wird, in einem
Signal-Komparatorbetrieb betrieben.
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Während des Selbstabgleichs geht der Z-Impuls hoch, und der
ZB-Impuls wird niedrig gesteuert. Wenn ZB "niedrig" ist, wird
der Transistor NFB abgeschaltet, und die Transistoren N1 und N2
werden voneinander isoliert. Gleichzeitig, wenn Z "hoch" ist,
werden die Transistoren N2A und N2B veranlaßt, zu leiten, um die
Potentiale V24 und V23 den Speicherkondensatoren CA bzw. CB
zuzuführen, wodurch die Leitung der Transistoren N1A und N1B
gesteuert wird. In diesem Zustand werden die Gates von N1A und N1B
überkreuz mit den Quellen von N2 bzw. N1 gekoppelt. Auch werden
während dieser Periode gleiche Bezugsspannungen (VF) den Gates
von N1 und N2 zugeführt. Da das Eingangssignal von 0 bis 10 Volt
reicht, ist es erwünscht, einen Selbstabgleich des
Differentialverstärkers 20 für eine Spannung durchzuführen, die nahe bei
oder leicht oberhalb des mittleren Bereiches liegt.
Beispielsweise kann eine Bezugsspannung VF von 6 Volt während des
Selbstabgleichs den Gates von N1 und N2 zugeführt werden. VA Volt, die
bei diesem Beispiel 6 Volt betragen, werden dem Gate des
Transistors N1 über einen Transistor N14 zugeführt, der durch den
hochgehenden Z-Impuls eingeschaltet wird. Gleichzeitig wird das
REFRAMP-Signal, das dem Gate von N2 zugeführt wird, auf 6 Volt
gesteuert. Bei diesem Vorspannungszustand ist die Spannung V23
an der Source von N1 gleich VF, (dem den Gates von N1 und N2
zugeführten Potential) minus VGS1, wobei VGS1 der Gate-Source-
Spannungsabfall von N1 ist, und das Potential V24 an der Source
von N2 ist gleich VF minus VGS2, wobei VGS2 gleich dem Gate-
Source-Spannungsabfall von N2 ist. Bei niedrigem Drain-Source-
Strom kann angenommen werden, daß die VGS der entsprechenden
Transistoren etwa gleich ihrem Schwellwert-Spannungsabfall VT
ist. Obwohl die VGS der Transistoren sich mit dem Source-Drain-
Strom ändert (d.h. VGS nimmt mit zunehmendem Strom zu), wird zur
Erleichterung der Erörterung auf die Schwellwertspannung (VT1)
des Transistors N1 und die Schwellwertspannung (VT2) des
Transistors N2 Bezug genommen, anstatt auf die VGS von N1 und N2.
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Somit wird während des Selbstabgleichs-Intervalls die dem
Gate des Transistors N1A zugeführte Vorspannung VF - VT2,
während die dem Gate des Transistors N1B zugeführte Vorspannung VF
- VT1 wird. Beispielsweise wird angenommen, daß VT1 größer als
VT2 ist, wobei beispielsweise VT1 gleich 3 Volt und VT2 gleich 2
Volt ist. Es wird ferner angenommen, daß VF gleich 6 Volt, V23
gleich 3 Volt und V24 gleich 4 Volt ist. Wenn Z hoch ist, werden
die 3 Volt am Knotenpunkt 23 dem Gate des Transistors N1B
zugeführt und im Kondensator CB gespeichert, und die 4 Volt am
Knotenpunkt 24 werden dem Gate des Transistors N1A zugeführt und im
Kondensator CA gespeichert. Somit wird eine Spannung von +4 Vol
dem Gate des Transistors N1A und eine Spannung von +3 Volt dem
Gate des Transistors N1B zugeführt. Die Transistoren N1A und N1B
arbeiten als Stromquellen, die bestrebt sind, einen Strom
durchzulassen, der eine Funktion der Amplitude ihrer Gate-Spannungen
ist. Für den Schweilwertzustand VT1 = 3 V und VT2 = 2 V und bei
Fehlen der Querverbindung über die Transistoren N2A und N2B
würde der Strom durch den Transistor N1 kleiner sein als der
Strom durch den Transistor N2 für gleiche den Transistoren N1
und N2 zugeführte Gate-Spannungen. Somit ist ein bemerkenswertes
Merkmal der Differentialschaltung 20, daß die Spannung an der
Source des Transistors N1 überkreuz dem Gate des Transistors N1B
zugeführt wird, während die Spannung an der Quelle des
Transistors N2 überkreuz dem Gate des Transistors N1A zugeführt wird.
Der Strom durch die Transistoren N1A und N1 wird durch die
Source-Spannung des Transistors N1 gesteuert, während der Strom
durch die Stromquellen-Transistoren N1B und N2 durch die Source-
Spannung des Transistors N1 gesteuert wird. Für das angenommene
Beispiel, bei dem V23 3 Volt und V24 4 Volt beträgt, ist der vom
Transistor N1A gelieferte Strom größer als der vom Transistors
N1B gelieferte Strom. Als Ergebnis ist der Strom durch den
Transistor N1 bestrebt größer zu sein als der Strom durch den
Transistor N2. Dies bedeutet, daß die Schaltung dadurch
überkompensiert oder überkorrigiert ist, daß der Transistor N1 veranlaßt
wird, eine größere Leitung als der Transistor N2 zu haben,
obwohl der Transistor N1 eine höhere Schwellwertspannung hat als
der Transistor N2 und normalerweise weniger als der Transistor
N2 leiten würde. Somit führt die Steuerung der Stromquelle in
dem Source-Zweig des Transistors N1 durch Abtastung der Spannung
an der Source des Transistors N2 und die Steuerung der
Stromquelle in dem Source-Zweig des Transistors N2 durch Abtastung
der Spannung an der Source des Transistors N1 zu einer
Überkompensation der Unterschiede in den Schwellwertspannungen der
Transistoren N1 und N2, sei es, daß sie von einer parametrischen
Verschiebung während des Betriebes oder irgendeiner anderen
Ungleichförmigkeit herrühren. Die Überkompensation wird
verhindert, indem der Transistor NFB eingeschaltet und sein leitender
Weg zwischen die Sources der Transistoren N1 und N2 eingefügt
wird.
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Am Ende des Selbst-Ableichszyklus geht der Z-Impuls niedrig,
und das ZB-signal geht hoch (z.B. s. Zeit t5 in Fig. 3). Dies
bewirkt, daß die Transistoren N2H und N2B abgeschaltet und der
Transistor NFB eingeschaltet wird. Die Kondensatoren CA und CD
bleiben jedoch auf die entsprechenden Spannungszustände
(VF - VT2) und (VF - VT1) aufgeladen, die während des Selbstabgleichs
an den Knotenpunkten 24 und 23 vorhanden sind.
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Wenn das Selbst-Abgleichsintervall endet, geht das
Impulssignal ZB hoch, und der Rückkoppiungs-Transistor NFB wird
eingeschaltet, wodurch ein leitender Weg zwischen den Knotenpunkten
23 und 24 geschaffen wird. Die Impedanz des leitenden Weges des
Transistors NFB ist bestrebt, die Überkompensation dadurch zu
vermindern, daß die von den Transistoren N1 und N2 geführten
Ströme für dieselbe zugeführte Gate-Spannung ausgeglichen
werden.
Dies kann empirisch unter Beachtung der folgenden
Ausführungen unter Bezugnahme auf Fig. 4 demonstriert werden, in der
die Impedanz des Transistors NFB durch einen Widerstand RFB
dargestellt ist. Wenn die Impedanz (RFB) des leitenden Weges des
Transistors NFB vernachlässigbar klein gemacht würde (z.B. durch
einen Kurzschluß), dann würden die Sources der Transistoren N1
und N2 auf derselben Spannung gehalten werden, und es gäbe keine
Kompensation. Dies bedeutet, daß der Transistor N1 oder N2 mit
der niedrigeren Schwellwertspannung die Spannung an dem
gemeinsamen Source-Anschluß bestimmen würde. Wenn andererseits die
Impedanz des leitenden Weges des Transistors NFB sehr hoch gemacht
würde (z.B. NFB wird abgeschaltet), dann würde für
unterschiedliche Schwellwertspannungen die Leitung durch N1 und N2 während
des Selbstabgleichs wie oben beschrieben überkorrigiert. Wenn
man beispielsweise annimmt, daß VT1 = 3 V und VT2 = 2 V und VF =
6 V ist, gibt es eine Zuführung von 4 Volt an das Gate des
Transistors N1A und von 73 Volt an das Gate des Transistors N1B.
Folglich ist der Strom I1 durch den Transistor N1A größer als
der Strom 12 durch den Transistor N1B. Der leitende Weg des
Transistors NFB sieht einen Stromweg zwischen den Sources der
Transistoren N1 und N2 bei einem üblichen Stromfluß von der
Source, die auf dem höheren Potential ist (d.h. der mit der
niedrigeren VT) zu der Source vor, die sich auf dem niedrigeren
Potential befindet (d.h. dem Potential mit der höheren VT). Der
Potentialabfall am Transistor NFB unterstützt den Unterschied in
den Source-Potentialen der Differential-Transistoren N1 und N2
im Einklang mit ihren Schwellwertunterschieden. Wenn somit das
Schwellwertpotential des Transistors N1 x Volt größer als das
Schwellwertpotential des Transistors N2 ist, ist die an der
Source des Transistors N1 aufgebaute Spannung um x Volt kleiner
als das Potential an der Source des Transistors N2. Die
Zuführung gleicher Potentiale zu den Gate-Elektroden der Transistoren
N1 und N2 führt daher dazu, daß die Transistoren N1 und N2 etwa
gleiche Ströme führen. Die Impedanz des Leitungsweges von NFB
ist eine Funktion der ihm zugeführten Gate-Spannung, der
Spannung an den Knotenpunkten 23 und 24 und der Größe von NFB. Die
physikalischen Dimensionen (oder die Leitfähigkeit) des
Transistors
NFB werden nominell so gewählt, daß sie gleich den
Dimensionen der Transisoren N1 und N2 sind.
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Der Ausgangsanschluß 25 der Differential-Komparatorstufe 20
ist über einen Wechselstrom-Kopplungskondensator C30 mit der
Ausgangsstufe 30 verbunden, die beispielsweise die Spaltenleiter
einer Flüssigkristallanzeige ansteuert. Der Kondensator C30, der
zwischen dem Ausgangsknotenpunkt 25 des Differentialverstärkers
20 und dem Eingangsknotenpunkt 31 der Ausgangsstufe liegt,
ermöglicht eine Änderung (Verschiebung) der Vorspannungspegel der
Ausgangsstufe ohne nennenswerte Änderung der Pegelvorspannung
und der Ansteuerfähigkeit des Differentialverstärkers 20. Die
Source eines Transistors N6 ist mit einem Knotenpunkt 31, sein
Drain mit VCC Volt, und sein Gate mit einem Anschluß 33
verbunden, dem ein OFFSET-Steuersignal zugeführt wird. Das
OFFSET-Signal enthält einen positiv verlaufenden Impuls (Wellenform OFF-
SET in Fig. 3), der bewirkt, daß der Transistor N6 vorübergehend
gleichzeitig mit dem Transistor N4 eingeschaltet wird, und
dadurch in den Zustand versetzt wird, die Spannung VCC dem
Knotenpunkt 25 zuzuführen. Von einem Ausgangs-Ansteuertransistor N5,
der dieselbe Funktion ausübt wie das Transmissions-Gate N5 in
Fig. 1, ist die Gate-Elektrode mit dem Knotenpunkt oder der
Leitung 31 verbunden, seine Drain-Elektrode ist mit einem Anschluß
37 verbunden, dem ein DATARAMP-Signal (DATARAMP in Fig. 3)
zugeführt wird, und seine Source ist mit einem Spaltenleiter 38 und
einer Seite eines Kondensators C31 verbunden, der die Spalten-
Bus-Kapazität darstellt. Die andere Seite des Kondensators C31
ist mit einem Anschluß 39 verbunden, der die hintere Ebene der
Flüssigkristallanzeige darstellt und dem ein festes
Massepotential VBP zugeführt wird. Die Drain-Elektrode eines Transistors
N7 ist mit einem Anschluß 31 verbunden, seine Gate-Elektrode mit
einem Anschluß 35, und seine Source-Elektrode mit einem Anschluß
41, dem ein Potential VE zugeführt wird. N7 ist eine kleine
Vorrichtung mit hoher Impedanz, die so bemessen ist, daß das
Potential am Gate des Transistors N5 entladen wird, wenn das
Potential am Drain des Transistors N5 einen gewünschten Bereich
überschreitet,
wodurch das von dem Transistor N5 gelieferte
Ausgangspotential begrenzt wird.
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Die Ausgangsstufe 30 wird in zwei Betriebsarten betrieben,
von denen eine als positive Betriebsart und die andere als
negative Betriebsart bezeichnet wird. Die Betriebsart der
Ausgangsstufe wird zwischen diesen beiden Betriebsarten gewechselt, um
eine zyklische Umkehr des Stroms durch die Elemente der
Flüssigkristallanzeige zu bewirken und ihre Lebensdauer zu erhöhen.
Während der positiven Betriebsart: (a) VCC ist gleich 20 Volt;
(b) das OFFSET-Signal ist normalerweise an oder nahe bei 0 Volt
und steigt beim Pulsen auf 20 Volt; (c) das DATARAMP-Signal
steigt von 0 Volt auf 15 Volt, und (d) VE Volt wird auf 0 Volt
gesetzt. Während des negativen Betriebs werden die
Vorspannungssignale und die oben erwähnten Spannungen um -8 Volt nach unten
verschoben. Somit: (a) VCC wird auf 12 Volt gesetzt; (b) das
OFFSET-Signal ist normalerweise auf -8 Volt und geht beim Pulsen
auf +12 Volt; (c) das DATARAMP-Signai steigt von -8 Volt auf +7
Volt; und (d) VE Volt wird auf -8 Volt gesetzt. Ferner wird
während der negativen Betriebsart der Wert des Eingangssignals
(INP) invertiert.
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Wie oben erwähnt wurde, ermöglicht die Wechselstromkopplung
des Ausgangs 25 des Differentialverstärkers 20 über C30 mit der
Ausgangsstufe 30, daß die Ausgangsstufe im positiven oder
negativen Betrieb arbeitet, ohne daß der Vorspannungspegel am
Knotenpunkt 20 hochgesetzt wird und die Fiüssigkristallanzeige
bidirektional Strom führt.
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Im Betrieb der Schaltung von Fig. 2 wird während jeder
Selbstabgleichphase dieselbe Spannung (z.B. 6 Volt) dem Gate des
Transistors N1 und des Transistors N2 zugeführt, der Transistor
NFB wird abgeschaltet, und die Kondensatoren CA und CB werden
auf die Spannungen an den Sources von Transistor N2 bzw.
Transistor N1 geladen. Unmittelbar vor dem Ende des Selbstabgleichs
und dem Anfang einer Komparatorphase wird dem Gate des
Transistors N4 ein 20 Volt CONTROL-Impuls zugeführt, und ein 20 Volt
OFFSET-Irnpuls wird dem Gate des Transistors N6 zugeführt. Die
CONTROL- und OFFSET-Impulse bewirken, daß der Knotenpunkt 25 auf
VCC minus VT von N4 geladen und der Knotenpunkt 31 auf VCC minus
VT von Transistor N6 geladen wird. Bei auf (VCC minus VT) Volt
aufgeladenem Knotenpunkt 31 wird der Transistor NS veranlaßt
leitend zu werden, wodurch das DATARAMP-Signal am Drain des
Transistors N5 auf den Spaltenleiter an der Source von
Transistor N5 gekoppelt wird.
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Mit dem Beginn einer Komparatorphase wird ein
Eingangssignal, das einen Wert zwischen 0 und 10 Volt haben kann, dem Gate
des Transistors N1 unter der Steuerung eines XFER-Impulses
zugeführt, und ein REFRAMP-Signal, das von 0 Volt bis 10 Volt
ansteigt, wird dem Gate des Transistors N2 zugeführt. Es sei
beispielsweise angenommen, daß das Eingangssignal 5 Volt beträgt.
Für Werte des REFRAMP-Signals unter 5 Volt führt der Transistor
N1 einen Strom 21 und der Transistor N2 führt, wenn überhaupt,
einen geringen Strom. Wenn das REFRAMP-Signal auf einen Wert
nahe der Signalspannung am Gate des Transistors N1 ansteigt,
beginnt die Leitung durch den Transistor N2 sich zu erhöhen. Wenn
die Amplitude des Signais REFRAMP gleich der Signalspannung am
Gate des Transistors N1 ist, dann ist der Strom 12 durch den
Transistor N2 gleich dem Strom I1 durch den Transistor N1 für
den kompensierten Zustand. Wenn das Signal REFRAMP über das
Signal am Gate des Transistors N1 ansteigt, nimmt die Leitung
durch den Transistor N2 zu. Wenn Transistor N2 stärker leitet,
entlädt er schnell den Kondensator C30 und den Knotenpunkt 31,
wodurch das Potential am Gate des Transistors N5 geringer wird,
bis der Transistor NS abgeschaltet wird. Obwohl der Transistor
N5 abgeschaltet wird, bleibt der Spaltenleiter geladen.
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Die Schaltung 30 spricht in ähnlicher Weise an, egal ob Sie
in der positiven oder negativen Betriebsart betrieben wird und
braucht nicht in weiteren Einzelheiten beschrieben zu werden.
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Die Erfindung wurde mit Ausbildung der Transistoren N1 und
N2 als IGFETs beschrieben. Es sei jedoch bemerkt, daß die
Erfindung
auch anwendbar ist, wenn die Transistoren N1 und N2
bipolare Transistoren sind.